專利名稱：改善突發(fā)干擾變化期間無線電網(wǎng)中的信道估計的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無線電信網(wǎng)絡(luò)領(lǐng)域，更確切地涉及改善突發(fā)干擾變化期間寬帶SIMO/MIMO蜂窩無線電網(wǎng)中的信道估計的方法(使用的縮略詞在說明書末尾給出)。本發(fā)明適合于，但不局限于，在對于寬帶多小區(qū)無線系統(tǒng)的基站接收機中使用，所述系統(tǒng)基于鄰近小區(qū)內(nèi)的頻率重用，以及如果需要的話，在相同的小區(qū)中使用SDMA技術(shù)。本發(fā)明在蜂窩系統(tǒng)中具有特殊的應(yīng)用，所述系統(tǒng)基于·物理層的OFDM調(diào)制和TDMA接入，例如WiMAX和IEEE 802.16-2004第16部分用于固定用戶臺的固定寬帶無線接入系統(tǒng)的空中接口。
·物理層的OFDMA-TDMA接入，例如WiMAX和IEEE 802.16e第16部分用于固定和移動用戶臺的固定和移動寬帶無線接入系統(tǒng)的空中接口。
·ETSI TS 102 177寬帶無線電接入網(wǎng)(BRAN)；HIPERMAN；物理(PHY)層。
通過權(quán)利要求所涵蓋的任何明顯的修改，本發(fā)明還適用于屬于用戶臺和/或點對點鏈路的接收機。
本發(fā)明適用于具有單個發(fā)射天線和至少兩個接收天線的多小區(qū)SIMO系統(tǒng)。第一改善在于具有NR＞2個接收天線的SIMO系統(tǒng)。第二改善在于具有NT個發(fā)射天線和NR個接收天線的MIMO系統(tǒng)。本發(fā)明的方法通過與一些先驗知識和一些對于噪聲和干擾的統(tǒng)計假設(shè)一起，僅計算從NR個天線接收的NR個信號來估計信道響應(yīng)。
背景技術(shù)：
已知，多徑衰落以及來自相同或鄰近小區(qū)中用戶臺的同信道干擾是接收機輸出端SINR惡化的主要來源。通常多小區(qū)干擾由假設(shè)是常數(shù)的協(xié)方差矩陣(或噪聲功率)計算，并在接收到的信號上應(yīng)用空間濾波器(以及只要可用，在發(fā)射機中應(yīng)用預(yù)濾波器)以改善輸出端中的SINR。
多天線(SIMO/MIMO)是獲得更大SINR值的已知方式。在設(shè)計天線陣時，分集和波束形成是兩種不同策略，其根據(jù)必須對比的特定減損是干擾或是衰落而典型地采用。當(dāng)設(shè)計天線陣和接收機處理的時候，可使用一些自由度。
·面向分集的方案利用空間復(fù)用增益來減少衰落容限。與載波波長λ相比使用了大的天線間距，如大于5-8λ，從而信號在不同天線處不相關(guān)，并且信號可以由基于分集的算法、例如MRC進行處理。該算法需要所有天線處信道響應(yīng)的知識。
·用于干擾抑制的面向波束形成的方案，使用直至λ/2的小間距，從而信號在不同天線處完全相關(guān)，以及采用波束形成技術(shù)(例如MVDR)來濾除干擾。所使用的算法需要信道響應(yīng)和干擾功率的空間特征兩者的知識。
在相同申請人的名稱為METHOD FOR THE ESTIMATION ANDTRACKING OF CHANNEL MODES IN MULTICARRIER COMMUNICA-TION SYSTEMS的歐洲專利申請EP 03425721中，描述了一種用于MIMO應(yīng)用的無需DOAs明確計算而估計多OFDM信道響應(yīng)(按照說明，例如IEEE2004或802.16e)的方法。相應(yīng)地，多信道響應(yīng)被模型化為打包到信道矩陣的一連串NR×NTFIR濾波器組，其元素都是未知的且必須進行估計，以便向接收機提供已估計的信道響應(yīng)用于檢測發(fā)射數(shù)據(jù)序列。最初所述接收機相應(yīng)于一些映射到固定數(shù)量的OFDM子載波(導(dǎo)頻)以及與發(fā)射天線單意性相關(guān)聯(lián)的訓(xùn)練序列而執(zhí)行LS信道矩陣估計。所述導(dǎo)頻子載波恰好被分配為傳送幀的報頭，所述傳送幀依賴于信道的變化性計劃(所述報頭)速率如果是快變化性，訓(xùn)練數(shù)據(jù)實際上還能在每一個OFDM符被發(fā)送。所述在接收訓(xùn)練序列上所執(zhí)行的信道估計利用存儲在接收機中的這些序列的拷貝。物理參數(shù)特征化所述信道，例如小區(qū)維數(shù)，多徑延遲/角度模式，干擾的數(shù)量和角度位置，等等，所述物理參數(shù)在信道矩陣組成中沒有明確，然而信道估計是精確的，因為信道矩陣的元素隱含地反映了所述物理參數(shù)的作用。
未受限的LS信道估計不可避免地含有噪聲，因為與訓(xùn)練序列的有限長度相反，要估計大量麻煩的元素。被引用文獻的方法目的在于減少LS估計的維數(shù)，以獲得更精確的估計(較低MSE)。一般矩陣的維數(shù)可通過秩計算，比如說，獨立行或列之間的最小數(shù)目。一些代數(shù)處理允許將一般矩陣分解為更適當(dāng)?shù)牡葍r規(guī)范形式；LS信道矩陣的特征值-特征向量分解被使用。在真實的傳播場景中，一些已知的降秩方法、例如MDL，從最初滿秩維數(shù)開始自適應(yīng)地僅選擇最重要的主要特征向量，忽略其他特征向量。首先，所述LS-估計信道矩陣與加權(quán)矩陣相乘來(在空間和時間兩者上)對相關(guān)干擾去相關(guān)。去相關(guān)也被稱作“白化”，與白噪聲在時間上完全不相關(guān)(扁頻帶)相似，所述加權(quán)矩陣因此叫做“白化濾波器”。白化的信道矩陣被提交給雙重-空間時間域上的模態(tài)濾波操作。模態(tài)濾波包括模態(tài)分析和模態(tài)合成兩者。模態(tài)分析允許提取對所述估計實際有效的唯一的空間-時間信息；其包括空間模式識別，時間模式識別，以及模態(tài)分量估計。模態(tài)合成用較低的秩取回白化的信道矩陣。原始噪聲和干擾相關(guān)然后通過對模態(tài)濾波矩陣逆加權(quán)(去白化)來恢復(fù)；該操作沒有改變已減少的秩。
技術(shù)問題概述當(dāng)不能假設(shè)干擾是平穩(wěn)的時，控制干擾的方式是重要的問題。實際上，由多天線獲得更大SINR值的有益效果被干擾功率的變化惡化了，這是這樣引起的1.多小區(qū)環(huán)境中不同小區(qū)間用戶的不協(xié)調(diào)(異步)接入；例如，在任何干擾小區(qū)中新終端可以變?yōu)榧せ睿瑥亩a(chǎn)生傳送期間干擾信號突發(fā)功率的增加。雙重的，激活的終端可以關(guān)閉，從而在傳送期間產(chǎn)生干擾信號突發(fā)功率的減少。
2.終端臺的車載運動改變信道的特性。
由于干擾功率受巨大起伏的控制，相應(yīng)地SINR偏差是顯著的(舉例來說，對于運行記錄正常(log-normal)的遮蔽(shadowing)具有等于8dB的標(biāo)準(zhǔn)偏差，而SINR電平直至15-20dB的變化很可能發(fā)生)。
前述EP 03425721中描述的信道估計和追蹤方法在有恒定功率的平穩(wěn)干擾的先驗假定情況下，僅對感興趣的用戶追蹤時變空間-時間信道。所述追蹤方法因此完全不能補救突發(fā)干擾功率變化。因而不管準(zhǔn)常數(shù)干擾假定，當(dāng)干擾功率由于強調(diào)的原因突然變化時，干擾協(xié)方差矩陣的更新(基于有遺忘因數(shù)的運行平均值)趨向于掩蓋突然的變化。根據(jù)上述，現(xiàn)有技術(shù)的方法完全不能適應(yīng)真實情況中的干擾估計。在提交信道估計到模態(tài)過濾以用于秩減少之前，當(dāng)干擾協(xié)方差矩陣被用于白化所述信道估計時，所述干擾的不精確估計不可避免地反映在最終信道估計的不準(zhǔn)確。在這種情況下接收機可能不正確地檢測所發(fā)射的數(shù)據(jù)序列，并且接收機輸出端的BER會增加。因為BER值大于最大允許門限，干擾信道上所進行的通信會丟失，并且系統(tǒng)性能因而惡化。

發(fā)明內(nèi)容
鑒于所描述的技術(shù)狀況，本發(fā)明的目的是提供SIMO/MIMO簡化復(fù)雜度信道估計，其有阻止空間-時間干擾中突發(fā)變化的危險影響的操作手段，還繼續(xù)追蹤慢變化干擾功率。
發(fā)明概述和優(yōu)勢本發(fā)明通過提供在具有TDMA或TDMA-OFMDA接入的蜂窩無線網(wǎng)絡(luò)中的估計信道響應(yīng)的方法達到主要目的，所述信道用于將配備有一個或多個發(fā)射天線的發(fā)射臺連接到至少一個配備有用于接收順序的已調(diào)制的OFDM碼元的多個天線的接收臺，所述碼元由給定的若干調(diào)制子載波攜帶數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻序列構(gòu)成，所述指定給導(dǎo)頻子載波的導(dǎo)頻序列被不同地分配給配置在OFDM碼元已知的位置，是被突然和大的同信道干擾變化影響的信道，所述方法包括步驟a)從接收的信號和存儲在接收機中所述導(dǎo)頻序列的拷貝中，為所有一個或多個發(fā)射天線和接收天線之間鏈路上的導(dǎo)頻序列估計信道響應(yīng)的所有未知元素；b)從所接收的導(dǎo)頻序列和接收導(dǎo)頻序列的本地重建之間的差中估計干擾；c)更新用于加權(quán)信道估計的干擾估計的運行平均值，并稱作白化；d)計算實際的和在前接收的碼元之間干擾估計的相關(guān)性；e)比較實際相關(guān)值和門限，以便決定干擾是否發(fā)生了顯著變化，在第一事件中重新初始化干擾估計，或者用于繼續(xù)平均步驟c)，如權(quán)利要求1中所描述的。
其他有益特征在從屬權(quán)利要求中描述。
信道矩陣有利地是在離散時間域估計，并接著通過DFT變換轉(zhuǎn)換到頻域。
根據(jù)本發(fā)明的方法，降秩的步驟包括并行更新空間和空間-時間干擾相關(guān)矩陣的子步驟，或可選地，時間和空間干擾相關(guān)矩陣，當(dāng)干擾(接近分段地穩(wěn)定)如所述的那樣發(fā)生顯著變化時，所有上述相關(guān)矩陣或者持續(xù)平均或者重新初始化。
由于干擾估計的重新初始化，白化濾波器的元素被調(diào)整到信道上的實際情況，并且所有的相關(guān)性在被提交給用于降秩的模態(tài)濾波器之前，能夠被真正的從信道矩陣中取消。而且，模態(tài)濾波器還利用重新初始化干擾估計，來更正確地識別信道的空間和時間或聯(lián)合空間-時間分量。這通過信道矩陣的最重要的主要特征向量，導(dǎo)致更正確的信道表示，因為考慮了各自元素的數(shù)量和值。


被認(rèn)為是新穎的本發(fā)明的特點和附加的權(quán)利要求的特征一起提出。本發(fā)明及其優(yōu)勢通過結(jié)合附圖的下述詳細(xì)描述的MIMO實施方式將會被理解，這僅僅是為了非限制性的說明目的，其中-圖1示出了規(guī)定的適應(yīng)IEEE 802.16-2004第16部分的上行鏈路信道的幀結(jié)構(gòu)；-圖2示出了適應(yīng)IEEE 802.16e第16部分的無線通信系統(tǒng)使用的OFDMA-TDMA接入中交叉子載波和天線的導(dǎo)頻排列的示例；-圖3示出了用于基站BS0接收由用戶SS0所發(fā)射信號的無線蜂窩系統(tǒng)中典型的上行鏈路干擾場景；-圖4示出了具有多個天線的OFDM/OFDMA發(fā)射機的一般結(jié)構(gòu)；-圖5示出了OFDM/OFDMA接收機的功能結(jié)構(gòu)，其具有包括根據(jù)本發(fā)明方法操作的信道估計器的多個天線；-圖6示出了包含在圖5接收機中的信道估計器模塊的功能結(jié)構(gòu)；-圖7示出了包含在圖6信道估計器中的模態(tài)分析器&合成器MAS模塊的功能結(jié)構(gòu)。
具體實施例方式
在系統(tǒng)的每個小區(qū)中多接入(多址)由時間、頻率、和/或空間劃分的組合來處理。例如關(guān)于圖1的固定接入和圖2的移動或固定接入，在可用帶寬內(nèi)，由N個子載波組成，傳送在L個時間-頻率資源單元中組織，叫做塊(或脈沖串)，每個包括K＜N個子載波和Ns個OFDM碼元的時間窗。每個塊包括已編碼數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻碼元兩者。導(dǎo)頻子載波在塊上分配來允許進行信道/干擾參數(shù)的估計和追蹤。除了這些分配的導(dǎo)頻子載波，僅包括已知訓(xùn)練碼元的報頭也可包括在塊中，如圖1的示例所示。在這種情況下，報頭用于信道/干擾參數(shù)的估計，而其他導(dǎo)頻子載波用于根據(jù)塊來更新參數(shù)的估計。每個塊的每一個OFDM碼元可包括導(dǎo)頻子載波的子集，用于追蹤快時變信道環(huán)境中的參數(shù)。要注意倘若采用了SDMA，那么相同的時間-頻率單元可以被分配給更多用戶。
關(guān)于圖3，考慮在小區(qū)中那些同時激活的用戶臺，比如說SS0，發(fā)射(或接收)信號到(從)其自己的基站BS0(通信可以或者在從SS0到BS0的上行鏈路或者在從BS0到SS0的下行鏈路中)。無限制地，發(fā)射機被假設(shè)使用NT個天線，接收機使用NR個天線。通過具有頻率重用因數(shù)F＝4的正方形蜂窩布局來舉例說明感興趣的場景。該示例關(guān)于上行鏈路通信，其從SS0到BS0的傳送被來自NI＝3小區(qū)外的終端臺{SSi}i＝1NI的干擾所損害，所述終端臺使用與SS0相同的子載波。在圖中，di表示ith終端離其基站的距離，i＝0，...，NI，而di0是干擾者SSi(i≠0)離感興趣用戶的基站BS0的距離。
MIMO系統(tǒng)的OFDM/OFDMA發(fā)射機OFDM/OFDMA發(fā)射機的一般結(jié)構(gòu)在圖4中表示。關(guān)于圖4，要發(fā)射的串行數(shù)據(jù)被發(fā)送到執(zhí)行編碼、調(diào)制和復(fù)用操作的塊1。塊1將串行數(shù)據(jù)編碼，并加上FEC冗余度以提高接收機的性能。如果是IEEE-802.16-2004，例如，編碼器包括跟隨有交織器的兩個鏈接式的塊編碼器；外部是瑞德-所羅門(Reed-Solomon)，而內(nèi)部是卷積形式。已編碼的數(shù)據(jù)被提交給調(diào)制器，其映射2q編碼比特組到復(fù)合(I，Q)碼元中，所述碼元屬于選擇的數(shù)字調(diào)制(例如M-QAM)的合成體，調(diào)制器輸出復(fù)合碼元 序列，其在連接到NT個OFDM調(diào)制器6，7，...，6+NT的NT個輸出端 (使用天線的數(shù)目)上并行。
每一個OFDM調(diào)制器包括下述塊的級聯(lián)S/P+導(dǎo)頻ins 18，IDFT 19，CP-INS 20，和P/S 21。在一般解調(diào)器內(nèi)，各自的輸入序列 被發(fā)送到S/P轉(zhuǎn)換器18的第一輸入端，而存儲在發(fā)射機相應(yīng)存儲器中的x導(dǎo)頻序列被發(fā)送到相同的第二輸入端； 和x兩者都由S/P 18在每Th秒進行串行到并行的轉(zhuǎn)換，獲得轉(zhuǎn)發(fā)到IDFT處理器19的N個元素的向量。后者在相同數(shù)量的子載波(寬帶)上調(diào)制N個元素向量，獲得轉(zhuǎn)發(fā)到CP-INS塊20的等長OFDM向量。CP-INS塊20加上與輸入脈沖串的最后Ncp樣值關(guān)聯(lián)的循環(huán)前綴CP，獲得OFDM碼元。循環(huán)前綴的使用阻止接收機兩側(cè)的發(fā)射的信號和不理想信道響應(yīng)之間的卷積影響，影響是在順序OFDM碼元間產(chǎn)生ISI，并在OFDM子載波間產(chǎn)生ICI。根據(jù)使用的計劃和接入類型，IDFT處理器分配可用子載波給編碼脈沖串(訓(xùn)練和數(shù)據(jù))，除預(yù)留給保護時間的那些之外。總數(shù)N個子載波的K個被分配給導(dǎo)頻使用。塊20還插入保護子載波，從而子載波的總數(shù)是N，與構(gòu)成信道頻帶B的子帶數(shù)目一樣。使所有MIMO發(fā)射天線彼此可識別，需要由NT子集的假定計算，每個包括K/NT個與對準(zhǔn)不同天線的OFDM信號相關(guān)聯(lián)的不同導(dǎo)頻子載波。圖2示出了用于4個天線的導(dǎo)頻排列交叉子載波的示例，所述排列在于為不同源使用不同導(dǎo)頻音。
CP-INS塊20的輸出端處OFDM碼元被轉(zhuǎn)發(fā)到以時間間隔Ts＝Tb+Tg＝(N+Ncp)Tc計時的并行-串行轉(zhuǎn)換器P/S21，其中Tc是抽樣時間。P/S轉(zhuǎn)換器21輸出端處的OFDM序列x(n)被轉(zhuǎn)發(fā)到天線預(yù)編碼器22的NT個輸入端的一個輸出。
預(yù)編碼器22的NT個信號輸出被NT個升余弦傳送濾波器gT(t)23，24，...，23+NT在時間域濾波。已濾波的OFDM序列x(t)被發(fā)送到RF部分34的NT個輸入端，RF部分34執(zhí)行所有已知的通過NT個天線35，36，…，35+NT發(fā)射模擬信號的操作。RF部分34內(nèi)部的RF功率放大器(未示出)在存在特征化OFDM傳送的高PMEPR值的條件下按照不使輸出失真的方式被精確地線性化。
MIMO系統(tǒng)的OFDM/OFDMA接收機OFDM/OFDMA接收機的一般結(jié)構(gòu)在圖5中表示。關(guān)于圖5，OFDM接收機包括連接到RF部分62的NR個天線50，51，...，50+NR，所述RF部分62用于接收被噪聲n(t)影響的射頻OFDM信號y(t)，將其轉(zhuǎn)換為IF并且然后轉(zhuǎn)換為基帶?；鶐蛄斜籒R個與傳送濾波器gT(t)相匹配的接收濾波器hR(t)63，64，...，63+NR濾波。NR個已濾波信號 在抽樣時間Tc被抽樣，(并被轉(zhuǎn)換為數(shù)字)獲得NR個離散信號y(n)，所述離散信號被轉(zhuǎn)發(fā)到“多天線解碼器”75，后者雙重地作為由發(fā)射機使用的預(yù)編碼器22進行操作?！岸嗵炀€解碼器”75的輸出端處的NR個序列對準(zhǔn)各自的解調(diào)器OFDM DEM 76，77，...，76+NR，解調(diào)器的結(jié)構(gòu)在圖的上部示出。
每一個OFDM解調(diào)器包括下述塊的級聯(lián)S/P 88，CP REMOV 89，DFT90，和P/S 91。在一般OFDM解調(diào)器的內(nèi)部，接收的基帶信號y(n)由在抽樣時間Ts＝(N+Ncp)Tc計時的塊S/P 88進行串聯(lián)-并聯(lián)轉(zhuǎn)換，并轉(zhuǎn)發(fā)到CPREMOV 89，用于循環(huán)前綴CP的移除。結(jié)果信號被輸入到DFT處理器90，所述DFT處理器用于按照某種方式計算離散傅立葉變換，以獲得NR個被噪聲和干擾影響的OFDM信號。NR個串聯(lián)信號同時出現(xiàn)在NR個一連串的OFDM DEM解調(diào)器組的輸出端，被發(fā)送到從數(shù)據(jù)碼元中分離導(dǎo)頻的叫做“導(dǎo)頻/數(shù)據(jù)DEMUX”92的解復(fù)用塊的NR個輸入端。信道估計器利用存儲在存儲器95中的導(dǎo)頻矩陣X(l)(與Y(l)相關(guān))，從而能夠根據(jù)本發(fā)明的方法估計降秩的信道矩陣 和干擾協(xié)方差矩陣 均衡器&數(shù)據(jù)解碼器塊94被饋送信道和干擾矩陣 和 兩者上的實際狀態(tài)信息。檢測發(fā)射的數(shù)據(jù)之前的均衡是在接收信號(Y(l))上執(zhí)行的過程，以補償由非理想信道(H(l))施加的所有失真，并減少噪聲/干擾的影響。均衡被OFDM技術(shù)顯著的簡化了。這來源于整個信道頻帶細(xì)分為幾個基本上扁的承載獨立數(shù)據(jù)流的窄頻率子帶。結(jié)果，每個子帶的均衡簡單地由Kth子載波與常數(shù)相乘(也稱作加權(quán))構(gòu)成。用于均衡空間干擾的加權(quán)過程也叫做波束形成，并且有關(guān)的包括加權(quán)的矩陣被叫做波束形成器。均衡和估計有利地用已知的方法執(zhí)行。圖5中可見的OFDM多天線接收機的最常見結(jié)構(gòu)一般是已知的，但是本發(fā)明在信道估計器93中進行限制，這將在下文中描述。
通過陣列處理(MIMO)減輕干擾圖4的發(fā)射機將要發(fā)射的數(shù)據(jù)序列映射到塊序列中，標(biāo)記為l＝1，2，...，L。這里我們僅關(guān)注在導(dǎo)頻子載波上由圖5的接收機所接收的信號，比如說總數(shù)N中的K個子載波。元素l指示通常的塊，倘若塊是帶有報頭的結(jié)構(gòu)，如圖1中所示，那么干擾將在塊中一個碼元一個碼元的被追蹤。從nRth接收天線在lth塊的Kth導(dǎo)頻子載波上接收的信號可被寫成yk(nR)(l)=ΣnT=1NThK(nR,nT)xK(nT)(l)+nK(nR)(l),---(1)]]>其中，hK(nR，nT)是nTth發(fā)射天線和nRth接收天線之間鏈路的復(fù)信道增益(在Kth子載波上)，xK(nT)(l)表示發(fā)射的導(dǎo)頻碼元，而nK(nR)(l)代表加性噪聲(包括同信道干擾)。
通過將由NT天線在K個子載波上接收的信號聚集成單一的NR×K矩陣
得到信道模型Y(l)=ΣnT=1NTH(nT)(l)X(nT)(l)+N(l)=H(l)X(l)+N(l).---(3)]]>這里K×K對角矩陣X(nT)(l)=diag{x1(nT)(l),...,xK(nT)(l)}]]>包括由nTth天線在所有K個導(dǎo)頻子載波上發(fā)射的碼元，而 是nTth發(fā)射天線和NR個接收天線之間鏈路的NR×K空間-頻率信道矩陣。信號模型(3)中的矩陣X(l)和H(l)分別為所有的發(fā)射天線聚集發(fā)射的碼元和信道X(l)=X(1)(l)T···X(NT)(l)TT---(5)]]>H(l)=H(1)(l)···H(NT)(l).---(6)]]>每個空間-頻率信道矩陣H(nT)(l)通過DFT操作符F與NR×W空間·時間信道矩陣 關(guān)聯(lián)，所述空間-時間信道矩陣由列聚集時間域中離散時間信道脈沖響應(yīng)的W個分支H(nT)(l)=H~(nT)(l)FT---(7)]]>K×W矩陣F的元素(k，w)，對于k＝1，...，K，w=1，...，W，被定義為Fk,w=exp[-j2πNnk(w-1)],---(8)]]>其中，nk∈{0，...，N-1}表示kth有用子載波頻率索引而N表示子載波總數(shù)。與(6)中矩陣F的相乘執(zhí)行矩陣 的列DFT變換。使用(7)，信號模型(3)能按照空間-時間信道矩陣寫成Y(l)=ΣNT=1NTH~(nT)(l)X~(nT)(l)+N(l)=H~(l)X~(l)+N(l),---(9)]]>其中，X~(nT)(l)=FTH(nT)(l)]]>而X~(l)=X~(1)(l)T···X~(NT)(l)TT.]]>所有的NR×WNT空間-時間MIMO信道矩陣被定義為H~(l)=H~(1)(l)···H~(NT)(l).---(10)]]>時變干擾中的信道估計信道/干擾參數(shù)的估計是在假定有分段穩(wěn)定干擾時執(zhí)行的，所述干擾的空間協(xié)方差矩陣可在任何塊中突然變化，而信道矩陣H(l)可以在塊上或者是常數(shù)或者是隨時間變化，這依賴于終端移動性。如果是固定/游動的應(yīng)用，信道H(l)對于幾個塊來說可被認(rèn)為是常數(shù)。在移動應(yīng)用中H(l)是隨時間變化的，由于衰減幅度可以從塊到塊發(fā)生變化。在另一方面，在多徑結(jié)構(gòu)中H(l)的到達/離開方向和到達時間的變化假定比衰減幅度的那些更慢。
干擾的顯著變化應(yīng)歸于由用戶(見圖3)的不協(xié)調(diào)接入產(chǎn)生的同信道干擾，所述用戶來自鄰近簇的小區(qū)中或相同SDMA小區(qū)中。在該情況中，干擾協(xié)方差矩陣必須被追蹤或者碼元速率或者塊速率，并且因此更新信道估計?？焖俑蓴_追蹤對固定和移動WiMAX都有用，雖然在第二情況(IEEE802.16e)中有進一步的原因，例如·由于用戶臺的移動性，信道參數(shù)和干擾都比固定的情況變化的快。
·上行鏈路的導(dǎo)頻載波沒有普遍的集中于包括在第一OFDM碼元中的報頭，而是更密集的分配到每個OFDMA碼元中，這有助于信道和干擾矩陣的快速更新。
·作為OFDMA接入的結(jié)果，新空間干擾的概率增加。
信道估計塊93(圖5)的功能結(jié)構(gòu)在圖6和7中詳述，其構(gòu)成本發(fā)明的目的。信道估計塊93根據(jù)以下連續(xù)步驟在頻域中估計最終信道矩陣 a)最小-平方信道估計；b)干擾協(xié)方差的追蹤；c)加權(quán)(白化)；d)模態(tài)濾波；e)逆加權(quán)(去白化)；和f)內(nèi)插。在該順序中所述模態(tài)濾波步驟d)包括D1a)空間相關(guān)與D1b)空間-時間相關(guān)同時被執(zhí)行；D2a)空間模式識別與D2b)時間模式識別同時被執(zhí)行；D3)模態(tài)分量估計；和D4)模態(tài)合成。作為模態(tài)濾波的變形，步驟D1a)和D1b)分別由時間相關(guān)和空間相關(guān)代替，以及接下來的識別步驟D2a)和D2b)被相應(yīng)地修改。所列出來的步驟在下面描述。
最小-平方信道估計關(guān)于圖6，信道估計器93包括LSE塊100，其接收兩個導(dǎo)頻矩陣X(l)，Y(l)，并且對應(yīng)于空間-時間MIMO信道的所謂的最小平方估計計算H~LS(l)=argminH~||Y(l)-H~(l)X~(l)||2,---(11)]]>該最小值問題的解決方法是H~LS(l)=Y(l)X~H(l)(X~(l)X~H(l))-1=Ryx~(l)Rx~x~-1(l),---(12)]]>
其中NR×NTW元素的Ryx~(l)=Y(l)X~H(l)---(13)]]>是發(fā)射數(shù)據(jù)(存儲的導(dǎo)頻序列)和對應(yīng)的接收信號之間的互相關(guān)矩陣；以及NTW×NTW元素的Rx~x~(l)=X(l)X~H(l)---(14)]]>是發(fā)射數(shù)據(jù)的自相關(guān)。
信道估計(12)更簡潔的表示為H~LS(l)=Y(l)X~(l)+,---(15)]]>其中(·)+表示偽逆操作符X~+(l)=XH(l)(X~(l)X~H(l))-1---(16)]]>也被定義在書名為“MATRIX COMPUTATIONS”，作者Gene.H.GOLUB，Charles F.VAN LOAN，第三版1996，由約翰 霍普金斯大學(xué)出版社出版，巴爾的摩和倫敦，ISBN 0-8018-5413-X的第5.5.4段(第257頁)，該書矩陣?yán)碚撋虾苡杏锰幍膮⒖嘉墨I。LS估計(12)一般是滿秩矩陣。
兩個導(dǎo)頻X(l)，Y(l)和信道估計 矩陣被輸入到塊WMC 101中，其估計空間噪聲(或干擾)協(xié)方差矩陣QLS(l)為QLS(l)=1K(Y(l)-H~LS(l)X~(l))(Y(l)-H~LS(l)X~(l))H.---(17)]]>相同的塊101還計算導(dǎo)頻相關(guān)矩陣Rx~x~=X~(l)X~H(l),]]>然后得到下述兩個有益于白化(加權(quán))的表達式Rx~x~H/2=(X~(l)X~H(l))H/2]]>(也就是， 的Cholesky因數(shù)的厄密共軛)和 (也就是， 的逆)。
干擾追蹤估計(17)被輸入到追蹤塊QTRC 102中，來與在先前塊中的估計進行比較，從而確定干擾是否發(fā)生改變。該操作在此通過在兩個連續(xù)瞬時中計算噪聲協(xié)方差矩陣之間的相關(guān)來執(zhí)行ρ(l)=tr[QLS(l)QLS(l-1)]||QLS(l)||·||QLS(l-1)||---(18)]]>其中‖·‖表示變量矩陣的Frobenius范數(shù)。如果相關(guān)性ρ(l)比給定的門限ρ(設(shè)定為大約0.8的數(shù)值)大，則干擾協(xié)方差估計能夠由抽樣平均值進行精確，否則根據(jù)新的估計值(11)重新初始化
Q^(l)=(1-μ)QLS(l)+μQ^(l-1),ρ≥ρ‾QLS(l),ρ<ρ‾.---(19)]]>0≤μ≤1是在運行平均值中使用的指數(shù)遺忘因數(shù)。追蹤QTRC 102輸出ρ的實際值(18)和Q^-H/2(l),Q^H/2(l),Q^-1(l)]]>矩陣，最后一個矩陣由信道估計器93輸出。
加權(quán)(白化)第一階段信道估計 由加權(quán)塊WE 103進行預(yù)處理，其接收兩個矩陣 Rx~x~H/2=(X~(l)X~H(l))H/2,]]>并且在LS信道估計上執(zhí)行空間-時間白化產(chǎn)生H~W(l)=H~W(1)(l)···H~W(NT)(l)=Q^-H/2(l)H~LS(l)Rx~x~H/2.---(20)]]>僅當(dāng)導(dǎo)頻序列性質(zhì)是這樣的， 可被近似為估計性能的輕微惡化的對角線，所述加權(quán)可被簡化為空間白化H~W(l)=H~W(1)(l)···H~W(NT)(l)=Q~-H/2(l)H~LS(l).---(20a)]]>模態(tài)濾波來自追蹤塊QTRC的白化的信道矩陣 (20)被轉(zhuǎn)發(fā)到塊MAS 104，其接收ρ的實際值(18)，并執(zhí)行模態(tài)濾波，這將參考連續(xù)的圖進行詳細(xì)的描述。在塊MAS 104的輸出端處提供了降秩的信道估計矩陣 逆加權(quán)(去白化)信道矩陣 被指引到塊IWE 105，由來自塊101和102的兩個矩陣 和 分別進行逆加權(quán)(去白化)。去白化執(zhí)行為H~MAiw(l)=H~MAiw(1)(l)···H~MAiw(NT)(l)=Q^H/2(l)H~MA(l)Rx~x~-H/2---(21)]]>以便引入最初的空間-時間相關(guān)性，但是是在降秩矩陣中。僅當(dāng)導(dǎo)頻序列性質(zhì)是這樣的， 可被近似為估計性能的輕微惡化的對角線，所述逆加權(quán)可被簡化為空間逆白化H~MAiw(l)=H~MAiw(1)(l)···H~MAiw(NT)(l)=Q^H/2(l)H~MA(l)---(21a)]]>內(nèi)插級聯(lián)塊DFT 106接收信道估計矩陣 并且 nT＝1，2，......，NT，在整個帶寬中被內(nèi)插以獲得頻率域上NR×K最終估計 H^MA(nT)(l)=H^MAiw(nT)(l)F‾T---(22)]]>其中F是K×WDFT操作符?？偟男诺拦烙嬍?
H^MA(l)=HMA(1)(l)···HMA(NT)(l).]]>模態(tài)濾波步驟參考圖7進行詳細(xì)描述，其中模態(tài)分析器-合成器MAS塊104(圖6)的功能結(jié)構(gòu)被示出。
相關(guān)性矩陣 (20)和相關(guān)值ρ(18)都被輸入到兩個計算塊S-CORR 110和ST-CORR 111中，它們也存儲門限值ρ。第一個更新/重新初始化空間相關(guān)矩陣RSRX(l)，第二個更新/重新初始化空間-時間相關(guān)矩陣RSRXT(l)。
空間相關(guān)性關(guān)于S-CORR 110，如果ρ≥ρ，那么lth白化估計 被用于更新NR×NR空間相關(guān)矩陣RSRX(l)=(1-μSRX)H^w(l)H~wH(l)+μSRXRSRX(l-1),---(23)]]>否則相關(guān)性被重新初始化為RSRX(l)=H~w(l)H~wH(l).]]>標(biāo)量0≤μSRX≤1]]>是指數(shù)遺忘因數(shù)。
空間-時間相關(guān)性關(guān)于ST-CORR 111，WNT×WNT空間-時間相關(guān)矩陣根據(jù)下述也被更新RSTXT(l)=(1-μSTXT)H~wH(l)H~w(l)+μSTXT(l-1)---(24)]]>否則被重新初始化。標(biāo)量0≤μSTXT≤1]]>是指數(shù)遺忘因數(shù)。
空間模式識別來自塊110的RSRX(l)矩陣被輸入到級聯(lián)S-MID塊112，其計算NR×rSRX空間模式USRX(l)作為矩陣RSRX(l)的rSRX主要特征向量，1≤rSRX≤NR.]]>時間模式識別來自塊111的RSTXT(l)矩陣被輸入到級聯(lián)T-MID塊113，其類似地從矩陣RSTXT(l)的rSTXT主要特征向量(其中1≤rSTXT≤NTW]]>)評估WNT×rSTXT空間-時間模式USTXT(l)。
模態(tài)分量估計三個矩陣USRX(l)，USTXT(l)和 被輸入到塊MOD-EST 114中，其計算相應(yīng)信道模態(tài)分量D(l)=USRXH(l)H~w(l)USTXT(l)---(25)]]>其中D(l)是rSRX×rSTXT矩陣。
模態(tài)合成三個矩陣USRX(l)，USTXT(l)和D(l)被輸入到塊MOD-SYN 115中，其通過模態(tài)合成獲得矩陣白化信道估計 H~MA(l)=US(l)D(l)UHSTXT(l)---(26)]]>相關(guān)性和識別步驟的替換實施方式作為矩陣RSTXT(l)的替換，W×W時間相關(guān)矩陣和NT×NT空間相關(guān)矩陣可被使用RT(l)=(1-μT)ΣnT=1NTH~w(nT)(l)HH~w(nT)(l)+μTRT(l-1)---(27)]]>RSTX(l)=(1-μSTX)H‾w(l)H‾w(l)H+μSTXRSTX(l-1)---(28)]]>其中H‾w(l)=vec(H~w(1)(l))···vec(H~w(NT)(l))T,]]>0≤μT≤1和0≤μSTX≤1是指數(shù)遺忘因數(shù)。
在這種情況中，WNT×rSTXT空間-時間模式USTXT(l)被評估為來自矩陣RSTXT(l)的rSTX主要特征向量(其中1≤rSTX≤NT]]>)和矩陣RT(l)的rT主要特征向量(其中1≤rT≤W)，USTXT(l)=USTX(l)⊗UT(l).]]>空間模式識別的替換實施方式當(dāng)干擾相對于信道快速變化時(例如，干擾協(xié)方差在每個塊上變化)，那么可以方便地避免信道空間相關(guān)RSTX(l)的計算，并設(shè)置RSRX=NR,]]>USRX(l)=INR.]]>這時僅有時間模式RSTXT(l)被用于信道估計。
模態(tài)分量追蹤(可選)為了提高估計性能，模態(tài)分量D(l)可通過標(biāo)準(zhǔn)追蹤方法在塊上被追蹤，例如LMS，RLS，或者卡爾曼算法。
檢測關(guān)于圖5，“均衡器&數(shù)據(jù)解碼器”用已知的方法根據(jù)信道估計矩陣 和更新的協(xié)方差矩陣 兩者的知識執(zhí)行檢測。
縮寫詞AWGN-加性高斯白噪聲BRAN-寬帶無線電接入網(wǎng)DFT-離散傅立葉變換DOA-到達方向ETSI-歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)委員會FEC-前向糾錯
ICI-載波間干擾IDFT-逆離散傅立葉變換IEEE-電子和電氣工程師協(xié)會ISI-碼間干擾LS-最小平方MAN-城域網(wǎng)MAP-最大后驗MDL-最小描述長度MIMO-多輸入多輸出MRC-最大合并率MSE-均方誤差MVDR-最小方差無失真響應(yīng)OFDM-正交頻分復(fù)用OFDMA-正交頻分多址PMEPR-峰均包絡(luò)功率比SDMA-空分多址SIMO-單輸入多輸出SINR-信號對干擾和噪聲比SNR-信噪比TDMA-時分多址WiMAX-微波接入的全球互用
權(quán)利要求
1.一種用于在有TDMA或TDMA-OFMDA接入的蜂窩無線電網(wǎng)中估計信道響應(yīng)的方法，所述信道用于將配備有一個或多個發(fā)射天線的發(fā)射臺連接到至少一個配備有用于接收順序的已調(diào)制OFDM碼元的多個天線的接收臺，所述碼元由給定的若干調(diào)制子載波攜帶數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻序列構(gòu)成，所述指定給導(dǎo)頻子載波的導(dǎo)頻序列不同地被分配給配置在OFDM碼元已知位置，是被突然和大的同信道干擾變化影響的信道，所述方法包括步驟a)從接收的信號和存儲(95)在接收機中所述導(dǎo)頻序列的拷貝中，為所有一個或多個發(fā)射天線(35，...)和接收天線(50，51，...)之間鏈路上的導(dǎo)頻序列估計(100)信道響應(yīng)的所有未知元素；b)從所接收的導(dǎo)頻序列和接收導(dǎo)頻序列的本地重建之間的差中估計(101)干擾；c)更新(102)用于加權(quán)(103)信道估計(100)的干擾估計的運行平均值，并稱作白化；其特征在于進一步包括步驟d)計算(102)實際的和在前接收的碼元之間干擾估計的相關(guān)性；e)比較(102)實際相關(guān)值和門限(ρ)，從而決定干擾是否發(fā)生了顯著變化，在第一事件中重新初始化干擾估計，或者用于繼續(xù)平均步驟c)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其特征在于-步驟a)中信道估計的所述未知元素被聚集到滿秩信道矩陣(100)；-步驟b)中干擾協(xié)方差矩陣(101)被估計；-步驟c)中所述運行平均值集成遺忘因數(shù)，和所述加權(quán)包括依賴于實際的干擾協(xié)方差矩陣估計和存儲的導(dǎo)頻序列的相關(guān)矩陣與加權(quán)矩陣(103)相乘，從而取消(103)空間和/或時間相關(guān)性；-加權(quán)(103)信道矩陣的秩被減少(104)為僅有最顯著的主要特征向量；-降秩信道矩陣與逆加權(quán)矩陣相乘(105)，用于恢復(fù)最初的空間、時間或空間-時間相關(guān)性。
3.根據(jù)權(quán)利要求2的方法，其特征在于，所述加權(quán)的信道矩陣(103)的降秩(104)步驟包括，對按照已知方式得出的空間以及空間-時間干擾相關(guān)矩陣兩者、或替換地對按照已知方式得出的時間以及空間干擾相關(guān)矩陣兩者的更新步驟(110，111)，當(dāng)干擾如所述的在比較步驟e)(102)發(fā)生顯著變化時，所有所述相關(guān)矩陣或者被持續(xù)平均或者被重新初始化。
4.根據(jù)權(quán)利要求1到3任一項的方法，其特征在于，大的同信道干擾變化由重用相同載波的多小區(qū)環(huán)境的不同小區(qū)中用戶臺(SS1，SS2，SS3)的不協(xié)調(diào)接入/釋放而產(chǎn)生。
5.根據(jù)權(quán)利要求1到4任一項的方法，其特征在于，導(dǎo)頻子載波的獨立集合的數(shù)量NT被根據(jù)接收機中已知的計劃分配到NT個發(fā)射天線。
6.根據(jù)權(quán)利要求5的方法，其特征在于，所述信道矩陣聚集NT個發(fā)射天線(35，36，...，35+NT)和NR個接收天線(50，51，...，50+NR)之間NR×NT鏈路的信道響應(yīng)的所有未知元素。
7.根據(jù)權(quán)利要求6的方法，其特征在于，NR×NT×K維數(shù)的信道矩陣相應(yīng)于所述NR×NT鏈接和K個子載波在離散時間域中被估計，所述離散時間域跨越NR×NT×W維數(shù)的信道矩陣，其中W≤K，所述矩陣是所述每個鏈接上的截取離散時間信道脈沖響應(yīng)的W抽樣，如果所述存儲的導(dǎo)頻序列對應(yīng)于發(fā)射的導(dǎo)頻序列的離散傅立葉變換。
8.根據(jù)權(quán)利要求7的方法，其特征在于，NR×NT×W維數(shù)的降秩信道矩陣被提交給離散傅立葉變換(106)，用于獲得頻率域中的NR×NT×K維數(shù)等價矩陣。
9.根據(jù)權(quán)利要求1到8任一項的方法，其特征在于，所述導(dǎo)頻子載波普遍地集中于分配在碼元每個塊的第一OFDM碼元中的報頭，所述OFDM碼元構(gòu)成時間幀，以及導(dǎo)頻子載波較少密集地被分配在其他碼元中以應(yīng)付固定臺(BS0，SS0，SS1，SS2，SS3)。
10.根據(jù)權(quán)利要求1到8任一項的方法，其特征在于，所述導(dǎo)頻子載波近似相等地被分配到所有所述順序的OFDM碼元，以應(yīng)付移動臺(SS0，SS1，SS2，SS3)。
11.根據(jù)權(quán)利要求1到10任一項的方法，其特征在于，所述滿秩信道矩陣可通過與由所謂的偽逆操作符聚集接收信號的矩陣相乘來獲得。
12.根據(jù)權(quán)利要求1到11任一項的方法，其特征在于，所述門限(ρ)設(shè)置為大約0.8的數(shù)值。
全文摘要
多信道響應(yīng)由在寬帶蜂窩無線電網(wǎng)中使用的無線接收機以MIMO方式進行估計。干擾協(xié)方差矩陣的相關(guān)性在每個新碼元處計算，并與門限比較，從而確定干擾是否發(fā)生了顯著變化，在第一事件中旨在重新初始化干擾協(xié)方差矩陣，否則用實際值更新干擾協(xié)方差矩陣的運行平均值。更新/重新初始化干擾協(xié)方差矩陣和發(fā)射的導(dǎo)頻序列(存儲在接收機中)的自相關(guān)矩陣，用于在為了降秩向模態(tài)濾波提交估計的信道矩陣之前，白化估計的信道矩陣。最初的空間和/或時間相關(guān)性由逆白化重新引入到降秩的信道矩陣中。信道矩陣首先被在離散時間域中估計，然后被提交給DFT，用于整個頻帶的變換，這允許由接收機正確地使用。
文檔編號H04L1/02GK101056286SQ20071010974
公開日2007年10月17日 申請日期2007年2月16日 優(yōu)先權(quán)日2006年2月16日
發(fā)明者莫妮卡·尼科利, 路易吉·桑皮特羅, 克勞迪奧·桑塔斯薩里亞, 奧斯瓦爾多·西米恩, 昂伯托·斯帕諾利尼 申請人:西門子公司