專利名稱：無線通信裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于接收通過正交頻分復(fù)用(OFDM)調(diào)制的射頻(RF)信號的無線通信裝置。特別地，本發(fā)明涉及用于使用不利用中頻(IF)級的直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)來接收信號的無線通信裝置。
更具體地，本發(fā)明涉及一種用于使用添加到包頭中的訓(xùn)練序列去除頻率偏移以及解調(diào)OFDM符號的無線通信裝置。特別地，本發(fā)明涉及一種用于在所接收的OFDM符號中存在隨時間變化的DC偏移以及同相和正交相(IQ)不平衡的情況下精確估計頻率偏移的無線通信裝置。
背景技術(shù)：
無線網(wǎng)絡(luò)已作為取代傳統(tǒng)的有線通信系統(tǒng)的無纜系統(tǒng)而引起關(guān)注。IEEE(電氣和電子工程師協(xié)會)802.11是無線網(wǎng)絡(luò)通用的標(biāo)準(zhǔn)。
例如，當(dāng)在戶外環(huán)境中設(shè)置無線網(wǎng)絡(luò)時，會出現(xiàn)接收裝置接收到直達(dá)波與多個反射波和延遲波的疊加的問題，即，出現(xiàn)多路接收。多路接收導(dǎo)致延遲失真(或頻率選擇性衰落)，從而導(dǎo)致通信誤差。延遲失真引起符號間的干擾。在諸如IEEE 802.11a/g的無線局域網(wǎng)(LAN)標(biāo)準(zhǔn)中，采用作為一種多載波調(diào)制模式的OFDM調(diào)制模式(例如，參見IEEE 802.11a，部分11無線LAN媒體訪問控制(MAC)層和物理層(PHY)說明5GHZ頻帶中的高速物理層；以及IEEE 802.11g，部分11無線LAN媒體訪問控制(MAC)層和層物理(PHY)說明2.4GHZ頻帶中的高速物理層)。
表格

OFDM發(fā)射機以低于信息傳輸速率的速率在每個符號周期將通過串行信號傳輸?shù)男畔⑥D(zhuǎn)換成并行數(shù)據(jù)，然后將多個并行數(shù)據(jù)流分配給副載波，用于對每個副載波的振幅和相位進(jìn)行調(diào)制。OFDM發(fā)射機還對多個副載波執(zhí)行逆向快速傅里葉逆變換(IFFT)，以將頻域副載波轉(zhuǎn)換成時域信號，并傳輸所得到的信號。OFDM接收機執(zhí)行與OFDM發(fā)射機的操作相反的操作。即，OFDM接收機執(zhí)行快速傅里葉變換(FFT)以將時域信號轉(zhuǎn)換成頻域信號，用于根據(jù)對應(yīng)于副載波的調(diào)制模式進(jìn)行解調(diào)。OFDM接收機還執(zhí)行并-串轉(zhuǎn)換，以及再生由串行信號傳輸?shù)脑夹畔?。確定載波的頻率以使副載波在符號周期上彼此正交。彼此正交的副載波意味著給定副載波的頻譜的峰值點恒定地匹配于其它副載波的頻譜的零點，并且它們之間不會出現(xiàn)串?dāng)_。因此，傳輸數(shù)據(jù)是在具有正交頻率的多個載波上傳輸?shù)?，并且實現(xiàn)了載波的窄帶寬、高頻率使用效率、以及對頻率選擇性衰落的抵抗力高的優(yōu)點。因此，可以通過使用FFT算法實現(xiàn)有效的OFDM調(diào)制解調(diào)器。OFDM傳輸模式用在無線LAN系統(tǒng)、諸如地面地面數(shù)字廣播系統(tǒng)(例如，參見J.OLSSON，″WLAN/WCDMA Dual-Mode Receiver Architecture DesignTrade-Offs″Proc.of IEEE 6th CAS Symp.，vol.2，pp.725-728，2004年5月31日至6月2日)、第四代移動通信系統(tǒng)，以及電力線載波通信系統(tǒng)的各種其它寬帶數(shù)字通信系統(tǒng)中。
在無線通信裝置的RF前端中，在傳輸過程中通常在使用頻率轉(zhuǎn)換器(積分調(diào)制器)將模擬基帶信號上變頻為RF頻帶信號以及使用帶通濾波器限制頻帶之后，使用可變增益放大器電路放大傳輸功率。在接收過程中，通過低噪聲放大器(LNA)放大由天線接收的信號，然后使用本地頻率fLC將其下變頻為基帶信號。自動增益控制(AGC)電路用于使自身信號的電流維持在適當(dāng)?shù)暮愣ㄋ健?br> 在近來的無線通信裝置中，對發(fā)射/接收信號進(jìn)行上變頻或下變頻的頻率轉(zhuǎn)換器使用直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)，以使用載波頻率fC作為本地頻率fL0執(zhí)行直接頻率轉(zhuǎn)換。直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)并不使用外部中頻(IF)濾波器(也稱為“RF級間濾波器”)，從而與超外差結(jié)構(gòu)相比降低了尺寸和功耗并增加了集成性。另外，原則上，沒有生成假頻，并且直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)在發(fā)射機和接收機的設(shè)計方面更加出色。然而，在直接轉(zhuǎn)換接收機架構(gòu)中，已經(jīng)指出由于接收頻率與本地頻率相等所以由本地信號的自混頻而在下變頻器的輸出處引起直流分量、或DC偏移的問題(例如，參見Anuj Batra，″03267r1P802-15_TG3a-Multi-band-OFDM-CFP-Presentation.ppt″，pp.17，2003年7月)。由于本地信號與低噪聲放大器或混頻器的RF端口之間的有限隔離而出現(xiàn)自混頻。本文中所使用的術(shù)語DC被定義為OFDM調(diào)制模式中的基帶信號中的0Hz(零IF)。
OFDM通信系統(tǒng)具有發(fā)射機和接收機中振蕩器頻率之間的小誤差(例如，在無線LAN中，使用具有大約20ppm精度的振蕩器)會引起接收機中頻率偏移的問題。雖然副載波彼此并不干擾，但是在存在頻率偏移的情況下無法維持副載波之間的頻率正交性，從而導(dǎo)致解調(diào)特性的劣化，即，接收數(shù)據(jù)中的誤差。
在諸如IEEE 802.11通信系統(tǒng)的分組交換無線通信系統(tǒng)中，在每個包的包頭處放置發(fā)射機和接收機所知的符號，即，訓(xùn)練序列。接收機使用接收到的訓(xùn)練序列執(zhí)行低噪聲放大器的自動增益控制、DC偏移估計和去除、頻率偏移估計和去除、包檢測、以及定時檢測。如果通過模擬電路執(zhí)行頻率偏移處理，那么就會增加電路結(jié)構(gòu)的復(fù)雜性和功耗。因此，本發(fā)明的發(fā)明人考慮到優(yōu)選地通過數(shù)字處理執(zhí)行頻率偏移的估計和補償處理。響應(yīng)于頻率偏移的觀察，數(shù)據(jù)相位被反轉(zhuǎn)以校正頻率偏移。
以下將在IEEE 802.11a/g的背景下檢查頻率偏移的問題。圖15示出了在IEEE 802.11a/g中所指定的前同步碼結(jié)構(gòu)(例如，參見M.Itami，″OFDM Modulation Technique″，Triceps 2000；以及IEEE802.11a，部分11無線LAN媒體訪問控制(MAC)和物理層(PHY)說明5GHZ頻帶中的高速物理層)。如圖15所示，將8.0μs的短前同步碼周期和8.0μs的長前同步碼周期添加到包頭中。短前同步碼周期由短訓(xùn)練序列(STS)構(gòu)成，其中，重復(fù)傳輸十個短前同步碼符號t1至t10。長前同步碼周期由長訓(xùn)練序列(LTS)構(gòu)成，其中，在1.6μs的保護(hù)間隔GI2之后重復(fù)傳輸兩個長前同步碼符號T1至T2。一個短前同步碼符號由12個副載波構(gòu)成，并具有0.8μs的長度，這對應(yīng)于IFFT/FFT周期TFFT的四分之一。一個長前同步碼符號由52個副載波構(gòu)成，并且具有3.2μs的長度，這對應(yīng)于IFFT/FFT周期TFFT。如圖30所示，OFDM信號不包括DC或0Hz副載波，以避免DC偏移干擾。
IEEE 802.11a/g沒有指定前同步碼的使用。通常，接收機設(shè)置接收機的增益并使用0.8μs的四個STS符號校正DC偏移，以及使用剩余的六個STS符號執(zhí)行頻率偏移的估計和校正、包檢測、和粗定時檢測。
根據(jù)如下的等式(1)，可以使用0.8微秒周期的STS得到頻率偏移的估計Δf(k)=12πTSTS1MΣi=kk+M-1arg(S(i)S(i-16)*)···(1)]]>其中，TSTS表示0.8微秒，S(i)表示在20MHz頻率處采樣的STS信號，S*(i)表示STS信號的復(fù)共軛，以及M表示采樣平均數(shù)。
可以基于由STS功率電平標(biāo)準(zhǔn)化的校正值執(zhí)行包檢測和粗定時檢測，這由以下等式(2)給出CF(k)=1NΣi=kk+M-1S(i)S(i-16)*S(i)S(i)*···(2)]]>其中，N表示采樣平均數(shù)。
在包檢測的過程中，為由以上等式(2)給出的校正值設(shè)置閾值電平，并且當(dāng)校正值超過閾值電平時檢測包。在粗定時檢測的過程中，利用校正值在STS的末端從增大變?yōu)闇p小的特性。即，將當(dāng)前檢測的校正值與先前確定的校正值進(jìn)行比較，以確定粗定時。
因此，接收機使用每個包的前同步碼部分執(zhí)行低噪聲放大器的自動增益控制、DC偏移估計和去除、頻率偏移估計和去除、包檢測、以及定時檢測。
然而，頻率偏移估計、包檢測、和定時檢測的精度對DC偏移很敏感，并且出現(xiàn)在存在DC偏移情況下難以精確估計頻率偏移的問題。尤其在上述直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)中，由自混頻引起的DC偏移的問題很嚴(yán)重，并且接收信號的質(zhì)量可被頻率偏移和DC偏移削弱。
例如，在I軸和Q軸輸入處存在DC偏移的情況下，校正值甚至?xí)诩澎o時間期間增大。即，校正值恒定加一，并且由于連續(xù)增大，校正值超過作為包檢測基礎(chǔ)的閾值。因此，接收機識別出甚至在寂靜時間段也接收包，從而導(dǎo)致操作誤差。
另外，在I軸和Q軸輸入處存在DC偏移的情況下，甚至在接收信號彼此不相關(guān)的部分中，由于DC偏移的影響使得校正值并不從增大變?yōu)闇p小。因此，劣化了粗定時檢測特性。
另外，在存在DC偏移的情況下，頻率偏移估計的精度降低，并且殘留的頻率偏移進(jìn)一步劣化接收信號的特性。仍未去除的頻率偏移引起訓(xùn)練序列之后的OFDM符號的所有副載波的相位旋轉(zhuǎn)，并引起即使信噪(SN)比增大仍會出現(xiàn)包誤差的誤差平層。相反，當(dāng)在存在頻率偏差的情況下估計DC偏移時難以精確估計DC偏移。因此，期望解決存在DC偏移和頻率偏移的問題。
如上所述，期望在與前四個STS符號t1至t4一樣短的時間段內(nèi)，在頻率偏移校正電路模塊的前一級中執(zhí)行高精度的DC偏移校正。通常，難以實現(xiàn)短時高精度的DC偏移校正，并且功耗和電路尺寸顯著增加。
已經(jīng)存在用于使用高通濾波器(HPF)去除DC偏移的方法、用于同時估計DC偏移和頻率偏移的方法、用于并行估計DC偏移和頻率偏移的方法、用于重復(fù)DC偏移估計和頻率偏移補償?shù)姆椒ǖ鹊取?br> 圖16圖解示出了使用HPF去除DC偏移的接收機的結(jié)構(gòu)(例如，參見W.Namgoong and T.H.Meng，″Direct-Conversion RFReceiver Design)″，IEEE Trans.on Commun.Vol.49，No.3，2001年3月)。在圖16所示的接收機中，使用HPF去除包括在所接收OFDM符號中的DC偏移分量。然后，執(zhí)行信號處理以估計頻率偏移，并且從訓(xùn)練序列之后的OFDM符號中去除頻率偏移。然而，在該方法中，HPF使OFDM符號中的近DC信號衰減，可能劣化解調(diào)特性。
一種防止近DC信號衰減的方法為相對于副載波間隔充分減小HPF的截止頻率fc(參見圖17A)。然而，如果通過自動增益控制改變低噪聲放大器的增益，則存在產(chǎn)生時變DC偏移的問題(例如，參見S.Otaka、T.Yamaji、R.Fujimoto、和H.Tanimoto，″A Low Offset1.9GHz Direct Conversion Receiver IC with Spurious Free DynamicRange of over 67 dB″，IECE Trans.on Fundamentals，vol.E84-A，no.2，pp.513-519，2001年2月)。具有低截止頻率fc的HPF具有低響應(yīng)，并且可通過HPF傳輸時變DC偏移。
例如，在圖15所示的前同步碼結(jié)構(gòu)中，低噪聲放大器的增益在短前同步碼周期的中心周圍從高向低改變。DC偏移根據(jù)增益的改變而隨時間極大地發(fā)生變化，并且高頻分量包括在DC偏移中(參見圖31的部分(a))。由于具有低截止頻率fc的HPF具有低響應(yīng)，所以時變DC偏移的高頻分量通過HPF傳輸，并且在后級中經(jīng)過頻率偏移估計器。如果這種殘留的DC仍然存在于后續(xù)長前同步碼周期中，則會影響在長前同步碼周期中執(zhí)行的細(xì)頻率偏移估計(參圖31的部分(b))，從而導(dǎo)致較低的估計精度。
例如，在IEEE 802.11a/g中，前同步碼周期明顯變短，期望使用HPF快速收斂殘留DC偏移。通過極大地增加HPF的截止頻率fc來最小化收斂時間(例如，參見T.Yuba和Y.Sanada，″DecisionDirected Scheme for IQ Imbalance Compensation on OFDCM DirectConversion Receiver″，IEICE Trans.on Communications，vol.E89-B，no.1，pp.184-190，2006年1月)。
具有增大的截止頻率fc的HPF對通過改變低噪聲放大器的增益而引起的DC偏移的變化具有高響應(yīng)，甚至可以截止有效的近DC信號(參見圖17B)。因此，可能劣化OFDM解調(diào)特性。
考慮到更好的瞬時響應(yīng)和快的收斂速度，優(yōu)選地HPF的截止頻率fc很高。在圖15所示的前同步碼結(jié)構(gòu)中，在DC分量和最接近DC分量的副載波之間具有1.25MHz間隔的STS中，即使截止頻率很高也不會截止近DC副載波的信號。然而，在最接近DC的副載波之間具有312.5kHz間隔的后續(xù)LTS中，HPF將截止近DC副載波的信號，從而導(dǎo)致解調(diào)特性的劣化。
圖18圖解示出了同時估計DC偏移和頻率偏移的接收機的結(jié)構(gòu)(例如，參見G.T.Gil、I.H.Sohn、J.K.Park、和Y.H.Lee，″JointML Estimation of Carrier Frequency，Channel，I/Q Mismatch，and DCOffset in Communication Receivers″，IEEE Trans.on Vehi.Tech.，Vol.54，No.1，2005年1月)。在圖18所示的接收機中，使用極大似然估計法同時估計并補償DC偏移和頻率偏移。然而，由于極大似然估計法的大量計算和長計算時間，使得在具有有限偏移補償時間的系統(tǒng)中難以執(zhí)行極大似然估計。在圖15所示的前同步碼結(jié)構(gòu)中，期望在約前四個STS符號t1至t4，即，約3.2微秒內(nèi)完成DC偏移估計。
圖19圖解示出了并行估計DC偏移和頻率偏移的接收機的結(jié)構(gòu)(例如，參見C.K.Ho、S.Sun和P.He，″Low Complexity FrequencyOffset Estimation in the Presence of DC Offset″，Proc.of IEEEInternational Conference on Communications 2003，Vol.3，pp.2051-2055，2003年5月；以及美國專利申請公開第2003/0174790和2005/0078509號)。DC偏移估計器通過在整個前同步碼上求平均來估計DC偏移。后級中的頻率偏移估計器計算前同步信號的相關(guān)函數(shù)，并減去估計的DC偏移，以從DC偏移去除信號中估計精確的頻率偏移。然而，如果在前同步碼接收期間通過改變低噪聲放大器的增益等改變DC偏移的電平，則可能錯誤估計DC偏移。
圖20圖解示出了重復(fù)DC偏移估計和頻率偏移補償?shù)慕邮諜C的結(jié)構(gòu)(例如，參見美國專利公開第2005/0020226、2003/0133518、2004/0202102、和2005/0276358號)。在圖20所示的接收機中，DC偏移去除器去除DC偏移，然后估計頻率偏移。在補償頻率偏移之后，進(jìn)一步估計DC偏移以刪去殘留的DC偏移。該方法用很長時間來收斂DC偏移去除的反饋回路，并且很難使用用于短前同步碼的方法。另外，如果通過改變低噪聲放大器的增益等改變DC偏移，則在頻率偏移估計中會出現(xiàn)誤差。
眾所周知，DC偏移電平根據(jù)在低噪聲放大器中設(shè)置的增益的改變而變化。圖18至圖20所示的接收機沒有充分考慮到DC偏移根據(jù)低噪聲放大器中的增益改變而隨時間變化。
OFDM直接轉(zhuǎn)換接收機還具有IQ不平衡以及由本地信號的自混頻所引起的DC偏移的問題。直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)不在數(shù)字域中使用IF信號，并且不在數(shù)字域中而在模擬域中執(zhí)行IQ積分調(diào)制。IQ不平衡是由同相(I)分量和正交相(Q)分量之間的不平衡所引起的。具體地，IQ相不平衡是由輸入至I信道和Q信道混頻器的本地信號之間的非90度相差所引起的，以及IQ增益不平衡是由I信道和Q信道中的信號之間的增益差所引起的(例如，參見T.Yuba和Y.Sanada，″Decision Directed Scheme for IQ Imbalance Compensation onOFDCM Direct Conversion Receiver″，IEICE Trans.onCommunications，vol.E89-B，no.1，pp.184-190，2006年1月)。與DC偏移類似，IQ不平衡引起頻率偏移估計精度的劣化，并且還影響解碼特性。
因此，在OFDM直接轉(zhuǎn)換接收機架構(gòu)中，接收信號的質(zhì)量會由于頻率偏移、DC偏移、和IQ不平衡而降低。圖18至圖20中所示的接收機并沒有考慮到時變DC偏移和IQ不平衡。

發(fā)明內(nèi)容
因此，期望提供一種使用直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)的極好的無線通信裝置，其中，可以在存在時變DC偏移的情況下適當(dāng)去除頻率偏移以實現(xiàn)具有較高特性的OFDM調(diào)制。
另外，還期望提供一種極好的無線通信裝置，其中，在接收的OFDM符號中同時存在時變DC偏移、IQ不平衡、和頻率偏移的情況下，可以去除DC偏移以及精確估計頻率偏移。
根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，提供了一種用于接收由通過正交頻分復(fù)用(OFDM)調(diào)制的信號構(gòu)成的包的無線通信裝置。該無線通信裝置包括以下元件。帶通濾波器提取期望頻帶的OFDM信號。具有根據(jù)接收信號的強度所控制的增益的低噪聲放大器放大期望頻帶的OFDM信號。頻率轉(zhuǎn)換器將放大的FDM信號下變頻為基帶信號。模數(shù)轉(zhuǎn)換器將基帶信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號。第一高通濾波器從對應(yīng)于包的預(yù)定前同步碼部分的基帶信號中去除DC偏移。頻率偏移估計器從組成基帶信號(已通過第一高通濾波器從該基帶信號中去除DC偏移)的采樣信號中估計頻率偏移。頻率偏移校正器從基帶信號中去除所估計的頻率偏移。解調(diào)器從補償頻率偏移的基帶信號中解調(diào)排列在頻域中的副載波信號。
本發(fā)明的實施例涉及用于使用直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)接收OFDM信號的無線通信裝置。沒有IF濾波器的直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)容易實現(xiàn)寬帶接收機，并且允許接收機設(shè)計的靈活性。然而，存在由本地信號的自混頻引起的DC偏移影響頻率偏移或定時檢測的問題。
在根據(jù)本發(fā)明實施例的無線通信裝置中，在使用第一高通濾波器從對應(yīng)于包的預(yù)定前同步碼部分的基帶信號部分中去除DC偏移之后，以高精度估計頻率偏移。從已估計頻率偏移的部分之后的接收基帶信號部分中去除估計的頻率偏移。
具有簡單電路結(jié)構(gòu)的差分濾波器被用作第一高通濾波器來去除DC偏移。該差分濾波器對在前同步接收期間通過改變低噪聲放大器的增益等而引起的DC偏移電平的改變具有十分高的響應(yīng)。
如果用于DC偏移去除的截止頻率fc增大，則對通過改變低噪聲放大器的增益而引起的DC偏移的改變的響應(yīng)增加。然而，存在甚至?xí)刂菇麯C信號的問題，導(dǎo)致解調(diào)特性的劣化(參見圖17B)。然而，由于用于頻率偏移估計的前同步碼部分被劃分并且執(zhí)行DC偏移去除，所以增大的截止頻率fc可能不影響后續(xù)數(shù)據(jù)部分中的解調(diào)特性。
如果DC偏移由于低噪聲放大器的增益等的改變而快速改變，則DC偏移可能通過差分濾波器傳輸。因此，用作第一高通濾波器的差分濾波器可以配置成一旦檢測到DC偏移的快速改變時，就將檢測信號輸入至后級中的頻率偏移估計器。當(dāng)輸入檢測信號時，頻率偏移估計器并不對從差分濾波器獲得的采樣信號執(zhí)行頻率偏移估計。因而，實現(xiàn)了高估計精度。
假設(shè)輸入至無線射頻通信裝置的OFDM信號不包括DC副載波。頻率偏移估計器可以配置成使用傳輸兩個OFDM符號的前同步碼估計頻率偏移。
具體地，一個OFDM符號由n個副載波構(gòu)成。當(dāng)兩個傳輸?shù)腛FDM符號的時間波形的第i個采樣由s(i)表示，第一個傳輸?shù)腛FDM符號的采樣由{s(0)，s(1)，...，s(n-1)}表示，第二個傳輸?shù)腛FDM符號的采樣由{s(n)，s(n+1)，...，s(2n-1)}表示，頻率偏移由Δf表示，以及DC偏移由D來表示時，第一高通濾波器可以配置成對由以下等式(3)給出的接收到的基帶信號執(zhí)行由以下等式(4)給出的操作，并輸出采樣信號d(i)r(i)＝s(i)exp(j2πΔfi)+D…(3)d(i)＝r(i+1)-r(i)＝s(i+1)exp(j2πΔf(i+1))-s(i)exp(j2πΔfi) …(4)頻率偏移校正器可被配置成使用采樣信號d(i)執(zhí)行由下列等式(5)所給出的操作，以估計包括在所接收的基帶信號r(i)中的頻率偏移Δfd(i+n)/d(i)=s(i+1+n)exp(j2πf(i+1+n))-s(i+n)exp(j2πf(i+n))s(i+1)exp(j2πf(i+1))-s(i)exp(j2πf(i))]]>=exp(j2πΔf(n))···(5)]]>在作為根據(jù)本發(fā)明實施例的無線通信系統(tǒng)的一個實例的IEEE802.11a/g中，具有相同符號的傳輸重復(fù)的短前同步和長前同步都包括在每個包的包頭處。因此，通過執(zhí)行上述操作，可以從已去除DC偏移的信號中更精確地估計頻率偏移。
從由差分濾波器構(gòu)成的第一高通濾波器輸出的采樣信號d(i)由上述等式(4)確定。更具體地，如以下等式(6)所給出的，將由D(i+1)-D(i)給出的第i個和第(i+1)個采樣之間的DC偏移變化添加至采樣信號d(i)。如果DC偏移變化量很小，則不會出現(xiàn)問題。然而，如果DC偏移由于低噪聲放大器的增益改變等而在采樣信號之間極大地變化，則DC偏移影響頻率偏移估計d(i)＝r(i+1)-r(i)＝{s(i+1)exp(j2πΔf(i+1))-s(i)exp(j2πΔfi)}+{D(i+1)-D(i)}…(6)因此，當(dāng)采樣輸出d(i)的絕對值由于由D(i+1)-D(i)給出的第i個和第(i+1)個采樣之間的DC偏移變化而較大時，第一高通濾波器可被配置成將檢測信號輸出至在后級中的頻率偏移估計器。響應(yīng)于檢測信號，頻率偏移估計器并不使用由上述等式(5)給出的操作對第i個采樣輸出執(zhí)行頻率偏移據(jù)估計。因而，實現(xiàn)了高估計精度。
如上所述，頻率偏移估計器從已去除DC偏移的信號中估計頻率偏移。頻率偏移校正器從用于頻率偏移估計的部分之后的接收基帶信號部分(即，沒有從中去除DC偏移)中去除通過頻率偏移估計器估計的頻率偏移。換句話說，僅對執(zhí)行頻率偏移估計的前同步碼部分去除DC偏移，而對用于頻率偏移估計的部分之后的前同步碼部分和有效載荷部分去除頻率率偏移但并不去除DC偏移。在這種情況下，可能產(chǎn)生即使以高精度執(zhí)行頻率偏移估計，DC偏移仍會影響在后續(xù)級中的解調(diào)電路的問題。
因此，優(yōu)選地，還在已在所接收基帶信號中估計頻率偏移的部分之后的部分中設(shè)置用于去除DC偏移的裝置。
例如，在頻率轉(zhuǎn)換器使用直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)的情況下，通過本地振蕩器振蕩的本地頻率的相位可以根據(jù)由頻率偏移估計器估計的頻率偏移而反轉(zhuǎn)。因此，可以從在已估計頻率偏移的部分之后包括DC偏移的接收基帶信號部分中消除DC偏移和頻率偏移的影響。
可選地，無線通信裝置還可以包括DC偏移估計器，估計由模數(shù)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換的數(shù)字基帶信號中的DC偏移，并且可從轉(zhuǎn)換的數(shù)據(jù)基帶信號中去除估計的DC偏移。
通常通過對轉(zhuǎn)換的數(shù)字基帶信號求平均來估計DC偏移。因此，如果DC偏移由于低噪聲放大器的增益改變等而快速改變，則平均值不再有用，并且DC偏移估計的構(gòu)成將導(dǎo)致精度的劣化。因此，一旦檢測到DC偏移的快速改變，差分濾波器可被配置成將檢測信號輸入至DC偏移估計器。DC偏移估計器可被配置成排除在輸入檢測信號之前估計的估計數(shù)據(jù)并重新估計DC偏移，以防止估計精度的降低。
可選地，可以通過第二高通濾波器對使用直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)下變頻的接收基帶信號進(jìn)行濾波，并且可以去除由本地信號的自混頻等所引起的DC偏移，此后，可將產(chǎn)生的信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號。第二高通濾波器允許所有信號通過，并且優(yōu)選地將第二高通濾波器的截止頻率設(shè)置的相對較低，使得不截止OFDM符號中的近DC信號。
具有低截止頻率的第二高通濾波器具有低響應(yīng)，并引起DC偏移長時間的影響。然而，在使用具有足夠高截止頻率的第一高通濾波器去除DC偏移之后估計頻率偏移，從而得到高估計精度。另外，僅對執(zhí)行頻率偏移估計的前同步碼部分執(zhí)行高截止頻率的濾波，并且不會劣化后續(xù)信號的解調(diào)特性。
通常，不僅在頻率偏移估計中而且在諸如包檢測或粗定時檢測的其它信號處理中，特性劣化對DC偏移非常敏感。
因此，無線通信裝置還可以包括使用已通過差分濾波器從中去除DC偏移的信號來執(zhí)行包檢測和粗定時檢測的檢測器。
無線通信裝置還可以包括將模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出端專門連接至導(dǎo)向第一高通濾波器的路徑或?qū)駾C偏移校正器的路徑的開關(guān)。開關(guān)可配置成在檢測器檢測到用于頻率偏移估計的預(yù)定前同步碼部分的末端時，將模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出端從導(dǎo)向第一高通濾波器的路徑轉(zhuǎn)換到導(dǎo)向DC偏移校正器的路徑。
由于在檢測到預(yù)定前同步碼部分末端之前的周期內(nèi)將模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出端連接至導(dǎo)向第一高通濾波器的路徑，所以頻率偏移估計器可以在預(yù)定前同步碼部分的末端之前的一段時間內(nèi)使用已使用第一高通濾波器從中去除DC偏移的接收基帶信號以高精度估計頻率偏移。
DC偏移估計器可被配置成在預(yù)定前同步碼部分末端之前的一段時間內(nèi)估計DC偏移。當(dāng)檢測到預(yù)定前同步碼部分的末端時，模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出端切換到導(dǎo)向DC偏移校正器的路徑?？梢允褂猛ㄟ^DC偏移估計器在長時間段內(nèi)以高精度估計的DC偏移，對預(yù)定前同步碼部分末端之后的接收基帶信號部分執(zhí)行DC偏移校正。在預(yù)定前同步碼部分末端之后的接收基帶信號部分中，不使用第一高通濾波器去除DC偏移，并且不考慮SNR特征的劣化。
頻率偏移估計器可配置成在預(yù)定前同步碼部分末端之前的一段時間內(nèi)估計頻率偏移，并且頻率偏移估計器可被配置成從預(yù)定前同步碼部分末端之后的接收基帶信號部分中校正估計的頻率偏移。
根據(jù)本發(fā)明的實施例，提供了一種符合IEEE 802.11a標(biāo)準(zhǔn)的無線通信系統(tǒng)。在IEEE 802.11a標(biāo)準(zhǔn)中，將由具有相對較大副載波間隔的短訓(xùn)練序列構(gòu)成的短前同步碼部分以及由具有相對較小副載波間隔的長訓(xùn)練序列構(gòu)成的長前同步碼部分添加到每個包的包頭中。
配置根據(jù)本發(fā)明實施例的無線通信裝置使得利用具有相對較大副載波間隔的短前同步碼部分，并且在使用具有足夠高截止頻率的差分濾波器去除DC偏移之后估計頻率偏移，從而得到高估計精度。即，由于僅使用短前同步碼部分執(zhí)行頻率偏移校正，所以可將開關(guān)配置成在短前同步碼部分末端之后的長前同步碼部分的開頭出將模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出端從導(dǎo)向第一高通濾波器的路徑切換到導(dǎo)向DC偏移校正器的路徑。
然后，頻率偏移估計器在短前同步碼部分中估計頻率偏移，并且頻率偏移校正器從長前同步碼部分中去除估計的頻率偏移。DC偏移估計器在短前同步碼部分中估計DC偏移，并且DC偏移校正器從長前同步碼部分中去除估計的DC偏移。
在短前同步碼部分之后傳輸?shù)拈L前同步碼部分可以以任意形式被接收機使用。通常，使用短前同步碼部分執(zhí)行粗頻率偏移估計，然后使用長前同步碼部分執(zhí)行細(xì)頻率偏移校正和信道估計。因此，在短前同步碼部分中估計精確的頻率偏移，以實現(xiàn)更加精確的信道估計。
例如，無線通信裝置還可以包括第二頻率偏移估計器，在短前同步碼部分之后的長前同步碼部分中估計頻率偏移；以及第二頻率偏移校正器，在長前同步碼部分中去除通過第二頻率偏移估計器估計的頻率偏移。第二頻率偏移估計器接收在已從中去除在短前同步碼部分中估計的頻率偏移和DC偏移的長前同步碼部分之后的接收基帶信號部分，并估計頻率偏移。第二頻率偏移校正器從長前同步碼部分之后的接收基帶信號部分中去除通過第二頻率偏移估計器估計的頻率偏移可選地，可將在已從中去除在短前同步碼部分中估計的頻率偏移和DC偏移的長前同步碼部分之后的接收基帶信號部分反饋給頻率偏移估計器，以從長前同步碼部分之后的接收基帶信號部分中估計頻率偏移。頻率偏移校正器從長前同步碼部分之后的接收基帶信號部分中去除估計的頻率偏移。
在任意一種情況下，從已去除下短前同步碼部分中估計的頻率偏移和DC偏移并且已校正在長前同步碼部分之后的部分中估計的殘留頻率偏移的接收基帶信號中估計信道，從而獲得具有高精度的信道信息。
如果所接收的基帶信號包括IQ不平衡，則即使執(zhí)行頻率偏移校正，也不能獲得期望的接收特性。為了避免這種不利，無線通信裝置還可以包括IQ不平衡估計器和IQ不平衡校正器。通過這種結(jié)構(gòu)，可以刪除包括在所接收基帶信號中的IQ不平衡，并且可以獲得進(jìn)一步改善的接收特性。
OFDM直接轉(zhuǎn)換接收機不僅具有DC偏移而且具有由輸入至I軸和Q軸混頻器的本地信號之間的相位差以及混頻器之間的振幅差所引起的IQ不平衡的問題。與DC偏移類似，IQ不平衡引起頻率偏移估計精度的劣化，并且還影響解碼特性。
當(dāng)頻率偏移估計器使用已從中去除DC偏移并且其中仍然存在IQ不平衡的接收基帶信號估計頻率偏移時，頻率偏移信息包括頻率偏移值Δf和由IQ不平衡帶來的分量，即，IQ不平衡分量。
在一般的通信系統(tǒng)中，從發(fā)射機傳輸多個前同步碼符號，并且接收機中的頻率偏移估計器可以估計每個前同步碼符號的頻率偏移。頻率偏移可以表示為復(fù)空間上的向量。表示IQ不平衡分量的向量方向根據(jù)前同步碼符號而不同。通過將前同步碼符號估計的頻率偏移順序相加，頻率偏移估計器可相對減小包括在估計的頻率偏移值中的IQ不平衡分量，并且可以最終得到更加精確的頻率偏移。
接收機通常包括調(diào)節(jié)低噪聲放大器增益的增益控制器。當(dāng)在通過頻率偏移估計器執(zhí)行的頻率偏移估計期間改變低噪聲放大器的增益時，包括在設(shè)置大增益時估計的頻率偏移中的IQ不平衡分量增大。因此，如果將對多個前同步碼符號估計的頻率偏移簡單相加，則可能難以有效地減小IQ不平衡分量的比例。
在這種情況下，當(dāng)接收對應(yīng)的前同步碼符號時，頻率偏移估計器可以根據(jù)設(shè)置在低噪聲放大器中的增益將對前同步碼符號估計的每個頻率偏移進(jìn)行加權(quán)，并且可將加權(quán)的頻率偏移相加以得到最終的頻率偏移值。因此，可以相對地減小包括在估計的頻率偏移值中的IQ不平衡分量，并且可以最終獲得更加精確的頻率偏移。
通常，在接收機中，在信號檢測開始時確定低噪聲放大器的大增益，并且根據(jù)接收信號的功率將增益改變?yōu)檩^低的增益。因此，頻率偏移估計器將小權(quán)重應(yīng)用于在第一個若干前同步碼符號中估計的頻率偏移(期間在低噪聲放大器中設(shè)置大增益)，而將大權(quán)重應(yīng)用于在增益改變?yōu)檩^小增益的后續(xù)前同步碼符號中估計的頻率偏移，并將加權(quán)的頻率偏移相加以得到最終的頻率偏移。具體地，將權(quán)重應(yīng)用于頻率偏移等效于將頻率偏移估計向量(以下描述)或差分濾波器的輸出乘以加權(quán)因子。
具體地，頻率偏移估計器被配置成基于對每個前同步碼符號估計的頻率偏移的絕對值來計算加權(quán)因子，以通過加權(quán)因子對頻率偏移進(jìn)行加權(quán)，并將加權(quán)的頻率偏移相加以得到最終的頻率偏移值。
例如，頻率偏移估計器可通過將加權(quán)因子0應(yīng)用于絕對值超過預(yù)定閾值的頻率偏移以及將加權(quán)因子1應(yīng)用于絕對值不超過預(yù)定閾值的頻率偏移將對前同步碼符號估計的頻率偏移進(jìn)行加權(quán)，并且可將加權(quán)的頻率偏移相加以得到最終的頻率偏移值。即，忽略在低噪聲放大器中設(shè)置大增益的前同步碼周期內(nèi)估計的頻率偏移。例如，可基于接收信號的強度確定預(yù)定閾值。
可選地，頻率偏移估計器可以通過將由頻率偏移的絕對值的倒數(shù)所形成的加權(quán)因子應(yīng)用于頻率偏移來將對前同步碼符號估計的頻率偏移進(jìn)行加權(quán)，并且可將加權(quán)的頻率偏移相加以得到最終的頻率偏移值。
根據(jù)本發(fā)明的實施例，可以實現(xiàn)使用直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)的極好的無線通信裝置，其中，可以適當(dāng)去除頻率偏移以在存在時變DC偏移的情況下實現(xiàn)具有較高特性的OFDM解調(diào)。
根據(jù)本發(fā)明的另一個實施例，可以實現(xiàn)極好的無線通信裝置，其中，可以去除DC偏移，并且可以在接收的OFDM符號中同時存在時變DC偏移、IQ不平衡、和頻率偏移的情況下精確地估計頻率偏移。
根據(jù)本發(fā)明實施例的無線通信裝置使用直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)接收OFDM信號。即使OFDM信號包括DC偏移，無線通信裝置也可以通過使用差分濾波器去除DC偏移來執(zhí)行高速高精度的頻率偏移估計。另外，如果由于低噪聲放大器的增益改變而產(chǎn)生DC偏移的快速改變，則從差分濾波器的輸出中檢測DC偏移改變，并且不對該輸出執(zhí)行頻率偏移估計。因此，可以增加頻率偏移估計的精度。
此外，根據(jù)本發(fā)明的實施例，當(dāng)將包括頻率偏移信息的向量信號相加時，根據(jù)對應(yīng)于前同步信號的電平(即，低噪聲放大器的增益)將向量信號乘以加權(quán)因子。因此，在頻率偏移估計期間降低IQ不平衡和時變DC偏移影響的同時，可以使用簡單的信號處理執(zhí)行更加精確的頻率偏移估計。
通過以下對本發(fā)明優(yōu)選實施例的詳細(xì)描述和附圖，本發(fā)明的其它特征和優(yōu)點將變得顯而易見。


圖1是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的無線通信裝置中的接收機結(jié)構(gòu)的示圖；圖2是示出在符合IEEE 802.11a/g標(biāo)準(zhǔn)的無線LAN系統(tǒng)中的OFDM符號的副載波結(jié)構(gòu)的示圖；圖3是示出當(dāng)DC偏移功率與OFDM信號功率的比為30dB以及通過副載波間隔標(biāo)準(zhǔn)化的頻率偏移值時得到的估計頻率偏移值的平方誤差的示圖；圖4是示出無線通信裝置中的另一個接收機結(jié)構(gòu)實例的示圖；圖5是示出無線通信裝置中的另一個接收機結(jié)構(gòu)實例的示圖；圖6是示出無線通信裝置中的另一個接收機結(jié)構(gòu)實例的示圖；圖7是示出無線通信裝置中的另一個接收機結(jié)構(gòu)實例的示圖；圖8是示出使用高通濾波器的輸出執(zhí)行頻率偏移估計和校正、包檢測、以及粗定時檢測的外圍同步電路的結(jié)構(gòu)實例的示圖；圖9示出使用高通濾波器的輸出執(zhí)行頻率偏移估計和校正、包檢測、以及粗定時檢測的另一個外圍同步電路的結(jié)構(gòu)實例的示圖；圖10是示出用于通過開關(guān)控制器28調(diào)節(jié)切換定時的方法實例的示圖；
圖11A是示出使用差分濾波器的高通濾波器21的結(jié)構(gòu)實例的示圖；圖11B是示出使用基于移動平均的DC偏移估計器和校正器的高通濾波器21的另一個結(jié)構(gòu)實例的示圖；圖12是示出DC偏移估計器25的結(jié)構(gòu)實例的示圖；圖13是示出包括在LTS中執(zhí)行頻率偏移校正和信道估計的電路模塊的外圍同步電路的結(jié)構(gòu)實例的示圖；圖14是示出被配置以使頻率偏移估計器22和頻率偏移校正器24分別估計并去除LTS之后的接收基帶信號部分的頻率偏移的外圍同步電路的結(jié)構(gòu)實例的示圖；圖15是示出在IEEE 802.11a/g中指定的前同步碼結(jié)構(gòu)的示圖；圖16是示出使用HPF去除DC偏移的接收機結(jié)構(gòu)的示意圖；圖17A是示出使用相對于副載波間隔具有充分小頻率的HPF去除OFDM信號的DC分量的示圖；圖17B是示出使用相對于副載波間隔具有大頻率的HPF去除OFDM信號的DC分量以截止近DC信號的示圖；圖18是示出同時估計DC偏移和頻率偏移的接收機結(jié)構(gòu)的示意圖；圖19是示出并行估計DC偏移和頻率偏移的接收機結(jié)構(gòu)的示意圖；
圖20是示出重復(fù)DC偏移估計和頻率偏移補償?shù)慕邮諜C結(jié)構(gòu)的示意圖；圖21是示出差分濾波器5和頻率偏移估計器6的結(jié)構(gòu)的具體實例的示圖；圖22是示出通過自動增益控制改變低噪聲放大器2的增益影響差分濾波器5的輸出的示圖；圖23是示出IQ不平衡原因的示圖；圖24是示出復(fù)空間中的頻率偏移信息的向量表示的示圖；圖25是示出差分濾波器5和頻率偏移估計器6結(jié)構(gòu)的具體實例的示圖；圖26是示出在低噪聲放大器2中增益改變之前和之后的頻率偏移的估計向量的示圖；圖27是示出通過將存儲元件310的輸出順序相加到對應(yīng)于短前同步碼符號t3和t4的乘法器305的15個采樣輸出以及對應(yīng)于短前同步碼符號t5和t10的乘法器305的79個采樣輸出所得到的估計合成向量的示圖；圖28是示出通過根據(jù)乘法器305的輸出信號的絕對值將頻率偏移以加權(quán)因子加權(quán)并將加權(quán)的頻率偏移加相而得到的估計合成向量的示圖；圖29是示出使用相關(guān)技術(shù)方法以及所提出方法的頻率偏移估計精度值(均方誤差對標(biāo)準(zhǔn)化的頻率偏移值)的示圖；
圖30是示出作為在IEEE 802.11a/g中指定的副載波的配置示圖；圖31是示出DC偏移對頻率偏移的影響的示圖；圖32是示出使用差分濾波器5去除殘留的DC偏移的示圖；圖33是示出在根據(jù)本發(fā)明另一個實施例的無線通信裝置中的接收機的結(jié)構(gòu)的示圖；圖34是示出圖33中所示的接收機中的差分濾波器5、頻率偏移估計器6、和IQ不平衡估計器1000的結(jié)構(gòu)的具體實例的示圖；圖35是示出在LNA的增益沒有改變的環(huán)境中的α估計中的MSE的示圖，其中，α＝0.05以及θ＝5°；圖36是示出在LNA的增益沒有改變的環(huán)境中的θ估計中的MSE的示圖，其中，α＝0.05以及θ＝5°圖37是示出差分濾波器5、頻率偏移估計器6、以及IQ不平衡估計器1000的結(jié)構(gòu)的具體實例的示圖；圖38是示出無線通信裝置中另一個接收機的結(jié)構(gòu)實例的示圖；圖39是示出無線通信裝置中另一個接收機的結(jié)構(gòu)實例的示圖；圖40是示出無線通信裝置中另一個接收機的結(jié)構(gòu)實例的示圖；圖41是示出無線通信裝置中另一個接收機的結(jié)構(gòu)實例的示圖；圖42是示出使用高通濾波器的輸出執(zhí)行頻率偏移估計和校正、包檢測、以及粗定時檢測的外圍同步電路的結(jié)構(gòu)實例的示圖；
圖43是示出使用高通濾波器的輸出執(zhí)行頻率偏移估計和校正、包檢測、以及粗定時檢測的另一個外圍同步電路的結(jié)構(gòu)實例的示圖；圖44是示出包括在LTS中執(zhí)行頻率偏移校正、IQ不平衡校正、和信道估計的電路模塊的外圍同步電路的結(jié)構(gòu)實例的示圖；以及圖45是示出包括在LTS中執(zhí)行頻率偏移校正、IQ不平衡校正、和信道估計的電路模塊的外圍同步電路的結(jié)構(gòu)實例的示圖。
具體實施例方式
第一實施例以下將參考附圖詳細(xì)描述本發(fā)明的第一實施例。
本發(fā)明設(shè)計一種用于使用直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)接收OFDM信號的無線通信裝置。沒有使用IF濾波器的直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)容易地實現(xiàn)寬帶接收機，并增加了接收機設(shè)計的靈活性。
OFDM通信系統(tǒng)的問題在于發(fā)射機和接收機中振蕩器的頻率之間的小誤差會引起頻率偏移，其被看作是接收機的數(shù)字部分中的接收信號的相位旋轉(zhuǎn)現(xiàn)象。在通常的程序中，使用添加到每個包的包頭中的已知訓(xùn)練序列來觀察頻率偏移，并校正頻率偏移。
然而，直接轉(zhuǎn)換接收機具有由于本地信號的自混頻而在下變頻器的輸出處引起直流分量、或DC偏移的問題。頻率偏移估計和定時檢測的精度易于受到DC偏移的影響，難以在存在DC偏移的情況下精確估計頻率偏移。
根據(jù)本發(fā)明實施例的無線通信裝置通過使用差分濾波器去除DC偏移實現(xiàn)了高速和高精度頻率偏移估計。
圖1示出了根據(jù)本發(fā)明第一實施例的無線通信裝置中的接收機的結(jié)構(gòu)。圖1所示的裝置具有用于接收OFDM信號的直接轉(zhuǎn)換接收機以及用于補償頻率偏移的模塊。
當(dāng)天線接收OFDM信號時，只有OFDM信號中期望頻帶的信號被傳輸通過帶通濾波器(BPF)1，并被低噪聲放大器(LNA)2放大。接收到的RF信號具有由發(fā)射機和接收機的本地振蕩器之間的頻率誤差而引起的頻率偏移。
自動增益控制(AGC)電路調(diào)節(jié)低噪聲放大器2的增益，以將接收信號的功率維持在適當(dāng)?shù)暮愣ㄋ?。例如，在IEEE 802.11a/g中指定50dB或更大的增益控制范圍。通常，在信號檢測開始時，在低噪聲放大器2中設(shè)置大增益，然后，例如在短前同步碼周期的中心周圍(在第一實施例中，在第四個短前同步碼t4的末端處)，根據(jù)接收信號的功率切換到較低增益。增益切換電平(gain switchinglevel)約為20dB。AGC機構(gòu)是眾所周知的，此處不再贅述。
使用混頻器3將放大的接收信號乘以由本地振蕩器11產(chǎn)生的本地頻率fL0，并使用直接轉(zhuǎn)換模式將其頻率轉(zhuǎn)換為基帶信號。通過模數(shù)(AD)轉(zhuǎn)換器(ADC)4將基帶信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號。
在接收機的直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)中，由于接收頻率和本地頻率相等，所以通過本地信號的自混頻而在下變頻器的輸出處引起直流分量、或DC偏移。如果低噪聲放大器2的增益通過自動增益控制被改變，則DC偏移也隨時間而改變(例如，參見IEEE 802.11a，部分11無線LAN介質(zhì)存取控制(MAC)層和物理層(PHY)說明2.4GHZ頻帶中的高速物理層)。當(dāng)前級中的接收基帶信號具有時變DC偏移以及頻率偏移。
數(shù)字基帶信號中的前同步信號的預(yù)定周期被劃分并輸入至差分濾波器5。在去除DC偏移分量之后，將得到的信號輸入至頻率偏移估計器6，以從已通過減去估計的DC偏移去除DC偏移的信號中估計更精確的頻率偏移。圖21示出了差分濾波器5和頻率偏移估計器6的結(jié)構(gòu)的具體實例。差分濾波器5包括延遲單元201和加法器202。頻率偏移估計器6包括延遲單元203、復(fù)共軛計算電路204、乘法器205、加法器206、存儲元件207、以及相位檢測電路208。
差分濾波器5是一種具有簡單電路結(jié)構(gòu)和高響應(yīng)的高通濾波器。當(dāng)在短前同步碼t4的末端處根據(jù)接收信號的功率將低噪聲放大器2的增益改變?yōu)檩^低增益(如上所述)時，DC偏移電平改變。差分濾波器5對DC偏移電平的改變具有非常高的響應(yīng)，從而防止高頻分量從中通過。
如果增大用于DC偏移去除的截止頻率fc，則對通過改變低噪聲放大器2的增益所產(chǎn)生的DC偏移的改變的響應(yīng)增大。然而，甚至還會截止近DC信號，導(dǎo)致解調(diào)特性劣化的問題(參見圖17B)。相反，配置圖1所示的接收機，使得為DC偏移去除劃分用于頻率偏移估計的前同步碼部分(即，具有相對大的副載波間隔的STS)。換句話說，僅對執(zhí)行頻率偏移估計的前同步碼部分去除DC偏移，而對用于頻率偏移估計的部分之后的前同步碼部分和有效載荷部分去除頻率偏移但不去除DC偏移。因此，即使截止頻率fc增大，也不會對后續(xù)的數(shù)據(jù)部分(在具有短副載波間隔的LTS之后)的解調(diào)特性產(chǎn)生不利的影響。
如果DC偏移由于低噪聲放大器2的增益改變等而快速改變，則可以通過差分濾波器5傳輸DC偏移。當(dāng)將這種脈沖波形輸入至頻率偏移估計器6時，可能增加均方誤差(MSE)。因此，一旦檢測到DC偏移的快速改變，差分濾波器5就將檢測信號輸入至頻率偏移估計器6。當(dāng)輸入的檢測信號為包括DC偏移的信號時，頻率偏移估計器6確定從差分濾波器5輸出的采樣，并且不會對該采樣輸出執(zhí)行頻率偏移估計。因此，可以維持高估計精度。
例如，可以基于增益改變的次數(shù)和所接收信號的電平計算差分濾波器5用于檢測DC偏移的快速改變的閾值。
估計的頻率偏移值被輸入至頻率偏移校正器7，并補償在用于頻率偏移估計的部分之后的OFDM符號部分的基帶信號中的頻率偏移。
頻率偏移校正器7的輸出被輸入至離散傅立葉變換(DFT)單元8，并解調(diào)排列在頻域中的副載波信號。
假設(shè)輸入至根據(jù)本發(fā)明第一實施例的接收機的OFDM信號不包括DC副載波(DC對應(yīng)于OFDM解調(diào)中的基帶信號中的0Hz)。頻率偏移估計器6估計每個包的前同步碼(即，在具有相對較大副載波間隔的STS中)以及存在兩次傳輸相同OFDM信號符號的前同步碼中的頻率偏移。
根據(jù)本發(fā)明實施例的無線通信系統(tǒng)是符合IEEE 802.11a/g標(biāo)準(zhǔn)的無線LAN系統(tǒng)。圖2示出了該無線LAN系統(tǒng)中的OFDM符號的副載波結(jié)構(gòu)。如圖2所示，一個OFDM符號由64個副載波構(gòu)成，其中的52個副載波被調(diào)制成信息信號，以及4個副載波用作導(dǎo)頻信號。在包括DC分量的剩余副載波上不傳輸信號(即，剩余副載波攜帶空信號)。
當(dāng)將在用于頻率偏移估計的部分之后(即，在LTS之后)的接收基帶信號部分(其受DC偏移和頻率偏移的影響)輸入至頻率偏移校正器7時，精確地補償并解調(diào)頻率偏移，而不會帶來通過高通濾波器去除DC偏移而引起的解調(diào)特性的劣化。
圖15示出了在IEEE 802.11a/g中指定的前同步碼結(jié)構(gòu)。在長前同步碼周期中，由3.2微秒的長訓(xùn)練序列(LTS)符號構(gòu)成的OFDM符號被連續(xù)傳輸兩次。OFDM符號的時間波形的第i個采樣由s(i)表示。采樣{s(0)，s(1)，...，s(63)}與第一OFDM符號相關(guān)，以及采樣{s(64)，s(65)，...，s(127)}與第二OFDM符號相關(guān)(如果離散傅立葉變換的階由N表示，則第一OFDM符號是采樣{s(0)，s(1)，...，s(N/4-1)}的集合，以及第二OFDM符號是采樣{s(N/4)，s(N/4+1)，...，s(2N/4-1)}的集合)。
如果此時的頻率偏移由Δf表示，DC偏移由D表示，則與第i個短前同步碼相關(guān)的接收基帶信號由以下等式給出r(i)＝s(i)exp(j2πΔfi)+D …(7)差分濾波器5包括延遲單元201和加法器202。通過AD轉(zhuǎn)換器4得到的AD轉(zhuǎn)換信號被輸入至延遲201的輸入端。AD轉(zhuǎn)換信號還被輸入至加法器202的第一輸入端，并且延遲單元201的輸出經(jīng)過變換然后被輸入至加法器202的第二輸入端，用于它們之間的相減。因此，差分濾波器5根據(jù)以下等式(8)處理所接收到的基帶信號d(i)＝r(i+1)-r(i)＝s(i+1)exp(j2πΔf(i+1))-s(i)exp(j2πΔfi) …(8)
等式(8)表示相對于第i個短前同步碼的差分濾波器5的輸出信號。
后級中的頻率偏移估計器6包括延遲單元203、復(fù)共軛計算電路204、乘法器205、加法器206、存儲元件207、和相位檢測電路208。加法器202的輸出被輸入至延遲單元203和乘法器205的第一輸入端。延遲單元203將輸入信號延遲對應(yīng)于短前同步碼長度的N/4(＝16)個采樣，并將延遲的信號輸入至后級中的復(fù)共軛計算電路204。復(fù)共軛計算電路204的輸出被輸入至乘法器205的第二輸入端。因此，乘法器205對每個短前同步碼t1、t2等執(zhí)行由以下等式給出的互相關(guān)操作。
d(i+16)/d(i)=s(i+1+16)exp(j2πf(i+1+16))-s(i+n)exp(j2πf(i+16))s(i+1)exp(j2πf(i+1))-s(i)exp(j2πf(i))]]>=exp(j2πΔf(16))···(9)]]>乘法器205的輸出連接至加法器206的第一端，以及存儲元件207的輸出連接至加法器206的第二輸入端。加法器206的輸出被輸入至存儲元件207和相位檢測電路208。然后，使用加法器206將對所有短前同步碼通過以上等式(9)確定的互相關(guān)結(jié)果相加，并估計頻率偏移Δf。
使用頻率偏移校正器7補償在用作頻率偏移估計的部分之后的接收基帶信號的部分(受頻率偏移的影響)的頻率偏移。具體地，根據(jù)頻移通過反轉(zhuǎn)數(shù)據(jù)相位來校正頻率偏移。短訓(xùn)練序列(STS)還可以用于以與以上相類似的方式來執(zhí)行頻率偏移估計(在這種情況下，采樣數(shù)為16)。
圖3示出了當(dāng)DC偏移功率與OFDM信號功率的比為30dB以及通過副載波間隔標(biāo)準(zhǔn)化的頻率偏移值時得到的估計頻率偏移值的均方誤差。從圖3可以看出，通過使用差分濾波器5從用于頻率偏移估計的接收前同步信號中去除DC偏移來實現(xiàn)精確的頻率偏移估計。由于STS具有相同訓(xùn)練序列符號的重復(fù)(參見圖15)，所以可以使用類似操作估計頻率偏移。
在上面的等式(9)中，假設(shè)DC偏移恒定或者不隨時間變換，并且差分濾波器5可以刪除DC偏移。然而，當(dāng)改變低噪聲放大器2的增益時，DC偏移電平的改變作為高頻分量而出現(xiàn)，并且差分濾波器5的輸出表示DC偏移的振幅。
具體地，自動增益控制電路在信號檢測開始時為低噪聲放大器2設(shè)置大增益，并使用第一至第四短前同步碼t1至t4確定用于將接收信號的功率維持在恒定水平的適當(dāng)增益(由于多路的影響而不使用前同步碼t1和t2)。在第五短前同步碼t5的開始將增益切換到較低增益。增益切換電平約為20dB。DC偏移電平還根據(jù)增益的切換而變換，這在前同步碼t5開始時影響差分濾波器5的輸出(參見圖22)。
如果第i個采樣的DC偏移值由D(i)表示，則當(dāng)由于低噪聲放大器2的增益改變等而導(dǎo)致OFDM采樣中的DC偏移改變時，通過以下等式(10)確定差分濾波器5的輸出d(i)＝r(i+1)-r(i)＝{s(i+1)exp(j2πΔf(i+1))-s(i)exp(j2πΔfi)}+{D(i+1)-D(i)}…(10)從以上等式了解，當(dāng)DC偏移快速改變時，殘留第(i+1)個采樣的DC偏移和第i個采樣的DC偏移之間的差(D(i+1)-D(i))，并且差分濾波器5的輸出d(i)的絕對值增大。因此，當(dāng)檢測到DC偏移改變時，不去除DC偏移并通過差分濾波器5傳輸。
在圖1所示的接收機中，一旦檢測到輸出d(i)的絕對值超過預(yù)定值，差分濾波器就對后級中的頻率偏移估計器6給出指示(檢測信號)，從而不對包括DC偏移影響的第i個采樣輸出d(i)執(zhí)行頻率偏移估計。因而，頻率偏移估計器6在不考慮DC偏移的情況下估計頻率偏移，從而改進(jìn)了估計精度。即使在頻繁執(zhí)行低噪聲放大器2的自動增益控制的情況下，也不對傳輸?shù)腄C偏移分量執(zhí)行頻率偏移估計，從而維持高的估計精度。
如上所述，由于在使用差分濾波器5去除DC偏移之后估計頻率偏移，所以圖1中所示接機的結(jié)構(gòu)可以實現(xiàn)精確的頻率偏移估計，同時處理出現(xiàn)DC偏移和頻率偏移的情況。另外，由于排除了在改變低噪聲放大器2增益的周期中得到的估計頻率偏移值，所以可以維持高的估計精度。
在圖1所示的接收機結(jié)構(gòu)中，頻率偏移校正器7從用于頻率偏移估計的部分之后的接收基帶信號部分(即，沒有從中去除DC偏移)中去除通過頻率偏移估計器6估計的頻率偏移。換句話說，當(dāng)對估計頻率偏移的前同步碼部分去除DC偏移，而對用于頻率偏移估計的部分之后的前同步碼部分和有效載荷部分去除頻率偏移但不去除DC偏移。在這種情況下，可能產(chǎn)生即使頻率偏移估計精度很高但DC偏移也會影響后級中的解調(diào)電路的問題。
圖4示出了用于解決這個問題的接收機電路的實例。在圖1所示接收機的結(jié)構(gòu)中，在從輸入至差分濾波器5的接收基帶信號中去除DC偏移之后，使用通過頻率偏移估計器6估計的頻率偏移，通過頻率偏移校正器7使在用于頻率偏移估計的部分之后的接收基帶信號的DC偏移包括部分經(jīng)受頻率偏移補償。另一方面，在圖4所示的接收機的結(jié)構(gòu)中，在通過差分濾波器5去除DC偏移之后，基于通過頻率偏移估計器6估計的頻率偏移反轉(zhuǎn)通過本地振蕩器11振蕩的本地頻率的相位。因此，可以從用于頻率偏移估計的部分之后的接收基帶信號的DC偏移包括部分中同時去除DC偏移和頻率偏移的影響。
同樣，在這種情況下，一旦檢測到DC偏移的快速改變，差分濾波器5就將檢測信號輸入至頻率偏移估計器6。如上所述，當(dāng)輸入檢測信號時，頻率偏移估計器6不對從差分濾波器5得到的采樣輸出執(zhí)行頻率偏移估計，從而避免通過差分濾波器5傳輸?shù)腄C偏移的影響。
圖5是能夠從用于頻率偏移估計的部分之后(LTS之后)的接收基帶信號部分中去除DC偏移影響的另一個接收機的結(jié)構(gòu)實例。
在圖5所示的接收機中，接收基帶信號中前同步信號的預(yù)定周期被劃分并輸入至差分濾波器5以去除DC偏移，并且頻率偏移估計器6估計頻率偏移。一旦檢測到DC偏移的快速改變，差分濾波器5就將檢測信號輸入至頻率偏移估計器6。如上所述，當(dāng)輸入檢測信號時，頻率偏移估計器6不對從差分濾波器5得到的采樣輸出執(zhí)行頻率偏移估計，以避免通過差分濾波器5傳輸?shù)腄C偏移的影響。
并行于頻率偏移估計處理，DC偏移估計器9估計接收基帶信號的DC偏移，并且DC偏移校正器10從接收基帶信號中去除DC偏移。然后，基于在已去除DC偏移之后估計的高精度頻率偏移值，頻率偏移校正器7對已去除DC偏移的用于頻率偏移估計的部分之后的接收基帶信號的部分執(zhí)行頻率偏移補償。
通常，通過對轉(zhuǎn)換的數(shù)字基帶信號求平均來估計DC偏移。因此，如果DC偏移由于低噪聲放大器2的增益改變等而快速改變，則平均值不再有用，并且DC偏移估計的連續(xù)將導(dǎo)致精度劣化。因此，一旦檢測到DC偏移的快速改變，差分濾波器5就將檢測信號輸入至頻率偏移估計器6和DC偏移估計器9。DC偏移估計器9排除在輸入檢測信號之前估計的估計數(shù)據(jù)，然后重新估計DC偏移，以防止估計精度的降低。
圖6示出了能夠從用于頻率偏移估計的部分之后(LTS之后)的接收基帶信號的部分中去除DC偏移影響的另一個接收機的結(jié)構(gòu)實例。
在圖6所示的接收機中，混頻器3通過將接收該信號乘以通過本地振蕩器11產(chǎn)生的本地頻率fL0，使用直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)對該接收信號進(jìn)行下變頻。最終的接收基帶信號包括由本地信號的自混頻等所引起的DC偏移(參見圖32的部分(a))。通過使DC偏移通過高通濾波器(HPF)12來將其去除。由于高通濾波器12允許所有信號通過，所以將高通濾波器12的截止頻率設(shè)置的相對較低，使得不截止OFDM符號中的近DC信號。通過AD轉(zhuǎn)換器(ADC)4將通過高通濾波器12傳輸?shù)幕鶐盘栟D(zhuǎn)換成數(shù)字信號。
具有低截止頻率fc的高通濾波器12確保后級中的良好解調(diào)特性，但是對DC偏移的改變具有低響應(yīng)。因此，如果由于低噪聲放大器2的增益切換等而發(fā)生DC偏移改變，則改變的影響會保留很長時間，并且DC偏移連續(xù)傳輸通過過高通濾波器12(參見圖32的部分(b))。為了處理這種情況，將接收基帶信號中的前同步信號的預(yù)定周期分為兩個分支，一個分支被輸入至具有較高截止頻率的差分濾波器5以去除殘留的DC偏移。如圖32的部分(c)所示，差分濾波器阻擋殘留的DC偏移，并且在前同步碼t5的開始處改變增益時僅輸出強烈的脈沖波形。
然后，頻率偏移估計器6基于差分濾波器5輸出的自相關(guān)值來估計頻率偏移。頻率偏移校正器7從接收基帶信號中去除頻率偏移。
一旦檢測到DC偏移的快速改變，差分濾波器5就將檢測信號輸入至頻率偏移估計器6。如果脈沖波形被輸入至頻率偏移估計器6，則MSE可能增大。因此，如上所述，當(dāng)輸入檢測信號時，頻率偏移估計器6不對從差分濾波器5得到的采樣輸出執(zhí)行頻率偏移估計，以避免通過差分濾波器5傳輸?shù)腄C偏移的影響。
如上所述，可以基于增益改變的次數(shù)和接收信號電平計算差分濾波器5用于檢測DC偏移的快速改變的閾值。例如，接收信號強度指示(RSSI)電路可以設(shè)置在高通濾波器12的后級中，以檢測接收信號電平。
DC偏移估計器9估計用于頻率偏移估計的部分之后的接收基帶信號的部分的DC偏移，并且DC偏移校正器10從接收基帶信號中去除DC偏移。
一旦接收到DC偏移的快速改變，差分濾波器5就將檢測信號輸入至DC偏移估計器9。如上所述，DC偏移估計器9排除輸入檢測信號之前估計的估計數(shù)據(jù)，并且重新估計DC偏移，以防止估計精度的降低。
然后，基于在去除DC偏移之后估計的高精度頻率偏移值，頻率偏移校正器7對用于頻率偏移估計的部分(已去除DC偏移)之后的接收基帶信號的部分執(zhí)行頻率偏移補償。
圖7示出了能夠從用于頻率偏移估計的部分之后(LTS之后)的接收基帶信號的部分中去除DC偏移的影響的又一接收機的結(jié)構(gòu)實例。
在圖7所示的接收機中，混頻器3通過將接收信號乘以由本地振蕩器11產(chǎn)生的本地頻率fL0，使用直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)對該接收信號進(jìn)行下變頻。通過后級中的高通濾波器12傳輸?shù)玫降慕邮栈鶐盘?，以從接收基帶信號中去除通過本地信號的自混頻等所引起的DC偏移。由于高通濾波器12允許包括在包中的所有信號通過，所以高通濾波器12的截止頻率fc設(shè)置的相對較低，使得不會截止OFDM符號中的近DC信號。然后，通過AD轉(zhuǎn)換器(ADC)4將接收基帶信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號。
具有低截止頻率fc的高通濾波器12確保后級中的良好解調(diào)特性，但是對DC偏移的改變具有低響應(yīng)。因此，如果由于低噪聲放大器2的增益切換等而發(fā)生DC偏移改變，則改變的影響會保留很長時間，并且DC偏移連續(xù)傳輸通過高通濾波器12(參見圖32的部分(b))。為了解決這種情況，將接收基帶信號中的前同步信號的預(yù)定周期分成兩個分支，將一個分支輸入至具有更高截止頻率的差分濾波器5以去除殘留的DC偏移。如圖32的部分(c)所示，差分濾波器5阻擋殘留的DC偏移，并且在前同步碼t5的開始處改變增益時僅輸出強烈的脈沖波形。
基于估計的頻率偏移反轉(zhuǎn)通過本地振蕩器11振蕩的本地頻率的相位。因此，可以從用于頻率偏移估計的部分之后的接收基帶信號的DC偏移包括部分中同時去除DC偏移和頻率偏移的影響。
一旦檢測到DC偏移的快速改變，差分濾波器5就將檢測信號輸入至頻率偏移估計器6。如果將脈沖波形輸入至頻率偏移估計器6，則MSE增大。因此，如上所述，當(dāng)輸入檢測信號時，頻率偏移估計器6不對從差分濾波器5得到的采樣輸出執(zhí)行頻率偏移估計，以避免通過差分濾波器5傳輸?shù)腄C偏移的影響。
可以基于增益改變的次數(shù)和接收信號電平來計算差分濾波器5用于檢測DC偏移的快速改變的閾值。如上所述，例如，RSSI電路可設(shè)置在高通濾波器12的后級中以檢測接收信號電平。
在本發(fā)明的第一實施例中，使用重復(fù)傳輸兩次相同OFDM信號符號的前同步碼估計頻率偏移。在圖15的前同步碼結(jié)構(gòu)中，使用STS執(zhí)行用于包檢測、粗定時檢測、以及頻率偏移估計和校正的信號處理。在該信號處理中，特性劣化對DC偏移非常敏感。
在圖6所示的接收機中，通過使用作為一種高通濾波器的差分濾波器5的輸出信號來去除DC偏移的影響，以確保高精度的頻率偏移估計。還可以使用高通濾波器的輸出信號來執(zhí)行包檢測和粗定時檢測，以防止由于DC偏移所引起的特性劣化。
圖8示出了使用高通濾波器的輸出執(zhí)行頻率偏移估計和校正、包檢測、以及粗定時檢測的外圍同步電路的結(jié)構(gòu)實例。
圖8所示的同步電路包括關(guān)于每個I軸和Q軸輸入信號的導(dǎo)向高通濾波器21和DC偏移估計器25的路徑，并且專門打開或關(guān)閉兩個開關(guān)26和27以在兩個路徑之間進(jìn)行切換。
STS在最接近DC的副載波之間具有1.25MHz的相對較大的副載波間隔。鑒于此，將高通濾波器21的截止頻率設(shè)置的較高，以確保對DC偏移改變的期望響應(yīng)特性。因此，在最小SNR損耗內(nèi)可以抑制DC偏移的影響。
在同步處理期間，DC偏移估計器25從接收基帶信號中估計DC偏移。STS具有0.8μs的周期，并且可使用移動平均等來估計DC偏移。如果STS的前四個符號t1至t4被用于自動增益控制、DC偏移處理等，則同步電路可以最大地獲得六個符號t5至t10的估計時間，即，4.8微秒，并且確保高精度的DC偏移估計。
在STS末端之前的周期期間，IQ輸入端連接至導(dǎo)向高通濾波器21的路徑，并且頻率偏移估計器22和包檢測和粗定時檢測器23分別從已去除DC偏移的接收基帶信號中以高精度執(zhí)行頻率偏移估計、以及包檢測和粗定時檢測。
在STS的末端，轉(zhuǎn)換開關(guān)26和27的開/關(guān)狀態(tài)，并將IQ輸入端從導(dǎo)向高通濾波器21的路徑切換到導(dǎo)向DC偏移校正器的路徑。在STS的末端處使用粗定時檢測器23的輸出信號。
DC偏移估計器25使用STS的末端之前足夠長的時間執(zhí)行DC偏移估計，從而實現(xiàn)高精度的DC偏移校正。在STS末端之后，不存在導(dǎo)向高通濾波器21的路徑。即，不使用具有高截止頻率的高通濾波器21對具有短副載波間隔的LTS之后的接收基帶信號的部分執(zhí)行DC偏移去除，并且不考慮SNR中的劣化。
另外，在STS末端之前的周期期間，頻率偏移校正器24使用通過頻率偏移估計器22估計的頻率偏移，對在STS末端之后的接收基帶信號的部分執(zhí)行頻率偏移校正。
在圖8所示的同步電路的結(jié)構(gòu)中，使用粗定時檢測信號確定導(dǎo)向高通濾波器21的路徑與導(dǎo)向頻率偏移校正器的路徑之間的切換時間。鑒于數(shù)字電路的處理延遲，可以在STS末端之前切換路徑。
在圖9所示的同步電路的結(jié)構(gòu)中，并不響應(yīng)于粗定時檢測器23的檢測信號來直接切換開關(guān)26和27，而是另外設(shè)置用于控制開關(guān)26和27切換的開關(guān)控制器28。圖10示出了用于使用開關(guān)控制器28調(diào)節(jié)切換定時的方法實例。
開關(guān)控制器28使用輸入信號的相關(guān)值的移動平均值確定切換定時。切換控制器28設(shè)置預(yù)定閾值，并且當(dāng)移動平均值超過閾值時將作為控制信號的定時輸出至開關(guān)26和27。如圖10所示，通過設(shè)置閾值，可以在從包檢測到粗定時的周期內(nèi)靈活調(diào)節(jié)切換定時。
圖11A和圖11B示出了高通濾波器21的結(jié)構(gòu)實例。圖11A示出了使用差分濾波器的結(jié)構(gòu)，以及圖11B示出了使用基于移動平均的DC偏移估計器和校正器的結(jié)構(gòu)。
圖12示出了DC偏移估計器25的結(jié)構(gòu)實例。在圖12所示的結(jié)構(gòu)中，可以使用開關(guān)控制器28或粗定時檢測器23的輸出信號保持在開關(guān)26和27的切換定時獲得的估計DC偏移值。因此，DC偏移校正器可以使用在STS末端處估計的高精度DC偏移值，對STS末端之后的接收基帶信號的部分執(zhí)行DC偏移校正。
圖8和圖9所示的同步電路被配置為僅使用在IEEE 802.11a中指定的前同步碼結(jié)構(gòu)中的STS，考慮DC偏移來執(zhí)行頻率偏移校正，并且可以任意使用STS末端之后的LTS。
通常，在使用STS執(zhí)行粗頻率偏移校正之后，使用LTS執(zhí)行細(xì)頻率偏移校正和信道估計。因此，在STS中估計精確的頻率偏移，以實現(xiàn)更精確的信道估計。
圖13示出了包括在長前同步碼周期內(nèi)執(zhí)行頻率偏移校正和信道估計的電路模塊的外圍同步電路的結(jié)構(gòu)實例。在圖13所示的實例中，與用于STS的頻率偏移估計器22和頻率偏移校正器24獨立地設(shè)置用于LTS的頻率偏移估計器31和頻率偏移校正器32，并且還在后級中設(shè)置信道估計器33。頻率偏移估計器22使用短前同步碼執(zhí)行粗頻率偏移估計(其中，由于第一和第二短前同步碼t1和t2可能受到多路的影響，所以第三和以下的短前同步碼t3至t10被用于估計)。頻率偏移估計器31使用長前同步碼T1和T2執(zhí)行細(xì)頻率偏移估計。
在短前同步碼周期的末端，IQ輸入端從導(dǎo)向高通濾波器21的路徑切換到導(dǎo)向DC偏移校正器的路徑。在LTS之后，每個DC偏移校正器從每個IQ輸入信號中減去使用STS末端之前足夠長的時間所估計的精確DC偏移，以校正DC偏移。然后，頻率偏移校正器24在STS末端之前的周期期間校正通過頻率偏移估計器22估計的頻率偏移。
一旦接收到已去除使用STS估計的DC偏移和偏移的LTS之后的接收基帶信號的部分，頻率偏移估計器31就執(zhí)行細(xì)頻率偏移估計。頻率偏移校正器32從LTS之后的接收基帶信號的部分中去除通過頻率偏移估計器31估計的頻率偏移。
信道估計器33使用已使用LTS去除次要的(殘留)頻率偏移的接收基帶信號以更高的精度執(zhí)行信道估計。
在圖13所示的電路結(jié)構(gòu)中，額外設(shè)置對LTS之后的接收基帶信號的部分執(zhí)行頻率偏移估計和去除的電路模塊?？蛇x地，頻率偏移估計器22和頻率偏移校正器24可以配置為分別估計和去除LTS之后的接收基帶信號的部分中的頻率偏移。圖14示出了在后種情況下的外圍同步電路的結(jié)構(gòu)實例。
在STS的末端，IQ輸入端從導(dǎo)向高通濾波器21的路徑切換到導(dǎo)向DC偏移校正器的路徑。在LTS之后，每個DC偏移校正器從每個IQ輸入信號中減去使用STS的末端前足夠長的時間所估計的精確DC偏移以校正DC偏移。然后，頻率偏移校正器24在STS末端之前的周期期間校正通過頻率偏移估計器22估計的頻率偏移。
另外，在STS的末端處，打開開關(guān)27以產(chǎn)生用于將頻率偏移校正器24的輸出端返回到頻率偏移估計器22的路徑。
頻率偏移估計器22接收已去除使用STS估計的DC偏移和頻率偏移的LTS之后的接收基帶信號的部分，并且進(jìn)一步估計頻率偏移。頻率偏移校正器24從LTS之后的接收基帶信號的部分中去除通過頻率偏移估計器22估計的頻率偏移。
信道估計器33使用已使用LTS去除次要的(殘留)頻率偏移的接收基帶信號以更高精度執(zhí)行信道估計。
已描述了一種在OFDM直接轉(zhuǎn)換接收機中用于在DC偏移根據(jù)低噪聲放大器的增益改變而變化時降低頻率偏移估計處理中改變DC偏移的影響的方法。
OFDM直接轉(zhuǎn)換接收機還具有IQ不平衡以及由本地信號的自混頻所引起的DC偏移的問題。由輸入至I軸和Q軸混頻器的本地信號之間的相位差以及混頻器之間的振幅差引起IQ不平衡。與DC偏移類似，IQ不平衡引起頻率偏移估計精度的劣化，并且還影響解碼特性。以下將詳細(xì)描述在存在IQ不平衡和時變DC偏移存在的情況下估計頻率偏移的方法。
在圖1所示的接收機結(jié)構(gòu)中，DC偏移電平根據(jù)低噪聲放大器2的增益改變而變化。當(dāng)變化的DC偏移等于或大于預(yù)定值時，不對從差分濾波器5輸出的符號執(zhí)行頻率偏移估計(參見圖22)，從而降低頻率偏移估計處理中的變化的DC偏移的影響。然而，圖1所示的接收機沒有充分考慮到IQ不平衡的影響。
OFDM直接轉(zhuǎn)換接收機具有IQ不平衡以及由本地信號的自混頻所引起的DC偏移的問題。直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)并不使用數(shù)字域的IF信號，并且IQ積分解調(diào)不是在數(shù)字域中執(zhí)行而是在模擬域中執(zhí)行。因而，通過同相(I)分量和正交相(Q)分量之間的不平衡引起IQ不平衡。具體地，通過輸入至I信道和Q信道混頻器的本地信號之間的非90度相位差引起IQ相位不平衡，而通過I信道和Q信道中的信號之間的增益差引起IQ增益不平衡。
圖23示出了IQ不平衡的原因。在圖23中，將來自單個本地振蕩器的本地信號分成兩個分支，將一個分支的相位移位90°以生成余弦信號和正弦信號。如果兩個信號具有90°以上的相位差或具有不同的振幅，則經(jīng)過頻率轉(zhuǎn)換的基帶信號會失真。這種現(xiàn)象被稱為IQ不平衡。通過差分濾波器傳輸失真的影響，因此，IQ不平衡引起頻率偏移估計精度的劣化。
如果余弦信號和正弦信號之間的相位差由θ來表示，振幅差由λ來表示(以分貝(dB)表示)，則本地頻率fc的本地信號的I分量和Q分量由以下公式表示，并被輸入至對應(yīng)的混頻器I分量(1+α)cos(2πfct-θ/2)Q分量-(1-α)sin(2πfct+θ/2)其中，α由使用振幅差λ的下列等式來表示α=10λ/20-110λ/20+1]]>使用對應(yīng)的混頻器將本地信號的分量與接收信號r(i)頻率相乘。復(fù)傳輸符號設(shè)置為Xn＝an+jbn。
r(t)(1+α)cos(2πfct-θ2)]]>=(1+α)2Σn=-N/2N/2[(an-bn){cos(2π(2fc+nf0)t-θ2)+cos(2πnf0t+θ2)}-]]>(an+bn){sin(2π(2fc+nf0)t-θ2)+sin(2πnf0t+θ2)}]]]>r(t){-(1-α)sin(2πfct+θ2)}]]>=-(1-α)2Σn=-N/2N/2[(an-bn){sin(2π(2fc+nf0)t+θ2)-sin(2πnf0t-θ2)}]]>+(an+bn){cos(2π(2fc+nf0)t+θ2)-cos(2πnf0t-θ2)}]]]>不考慮IQ不平衡的接收基帶信號通過以上等式(7)確定，而在IQ不平衡影響下的接收復(fù)基帶信號通過以下等式(11)確定r^(i)=(cosθ2+jαsinθ2)r(i)+(αcosθ2-jsinθ2)r*(i)···(11)]]>r^(i)=φr(i)+ψ*r*(i)]]>其中φ=cosθ2+jαsinθ2]]>ψ=αcosθ2+jsinθ2]]>
在等式(11)中，i表示在短前同步碼中的采樣數(shù)，以及上標(biāo)星號(*)表示復(fù)共軛。
因此，在IQ不平衡的影響下的從差分濾波器5輸出的差分信號由以下等式(12)確定d(i)=r^(i+1)-r^(i)]]>=φ(r(i+1)-r(i))+ψ*(r*(i+1)-r*(i))···(12)]]>頻率偏移估計器6基于由以上等式(12)確定的差分信號來估計頻率偏移。乘法器205將差分信號乘以延遲N/4采樣的差分信號，以獲得關(guān)于每個采樣的頻率偏移估計向量。包括從差分濾波器5輸出的IQ不平衡的自相關(guān)值(即，頻率偏移估計向量)由以下等式(13)表示d^(i+N4)d^*(i)]]>=|φ|2|r(i+1)-r(i)|2exp(j2πΔfN/4)+φ*ψ*(r*(i+1)-r*(i))2exp(-j2πΔfN/4)]]>+φψ(r(i+1)-r(i))2exp(j2πΔfN/4)+|ψ|2|r(i+1)-r(i)|2exp(j2πΔfN/4)···(13)]]>由以上等式(13)表示的頻率偏移信息具有四項。如圖24所示，這些項被表示為復(fù)空間中的向量。
等式(13)中的第一項是僅依賴于頻率偏移的向量。即，當(dāng)接收到的基帶信號不包括IQ不平衡時，僅從乘法器205輸出第一項，并且可從向量的角度中估計頻率偏移。
等式(13)中的第二至第四項是由IQ不平衡產(chǎn)生的項，這些項導(dǎo)致頻率偏移估計精度的劣化。在第四項中，值|ψ|2小到可以忽略(應(yīng)該理解，由于α約為0.1以及θ約為0.05°，所以ψ很小)。第二和第三項是復(fù)共軛對，將這兩項相加以僅產(chǎn)生實數(shù)分量，其被看作是頻率偏移估計精度劣化的主要原因。
乘法器205確定每個短前同步碼的互相關(guān)結(jié)果，使用加法器206將所有短前同步碼的互相關(guān)結(jié)果相加以估計頻率偏移Δf。包括在互相關(guān)結(jié)果的總和中的失真依賴于同步信號模式的采樣總數(shù)。
圖21示出了差分濾波器5和頻率偏移估計器6的結(jié)構(gòu)實例，其中，雖然沒有充分考慮頻率偏移估計過程中的IQ不平衡的影響，但考慮了時變DC偏移。圖25示出了抑制IQ不平衡影響的差分濾波器5和頻率偏移估計器6的結(jié)構(gòu)實例。在圖25中，差分濾波器5包括延遲單元301和加法器302。頻率偏移估計器6包括延遲單元303、復(fù)共軛計算電路304、乘法器305和306、系數(shù)計算電路307、加法器309、存儲元件310、以及相位檢測電路311。
以下將參考圖25描述通過抑制頻率偏移估計過程中的IQ不平衡和時變DC偏移的影響執(zhí)行更精確的頻率偏移估計的操作。
通過帶通濾波器1傳輸由天線接收的信號，并且通過低噪聲放大器2僅放大期望的OFDM信號。使用乘法器3將放大信號乘以來自本地振蕩器11的本地信號，并被轉(zhuǎn)換成基帶信號。通過AD轉(zhuǎn)換器4將接收的基帶信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號。如果由IQ不平衡引起的振幅差和相位差分別由α和θ表示，則接收的基帶信號由以上的等式(11)表示。
差分濾波器5包括延遲單元301和加法器302。將通過AD轉(zhuǎn)換器4得到的AD轉(zhuǎn)換信號輸入至延遲單元301的輸入端。還將AD轉(zhuǎn)換信號輸入至加法器302的第一輸入端，并且延遲單元301的輸出經(jīng)過反轉(zhuǎn)并被輸入至加法器302的第二輸入端，用于它們之間的相減。因此，差分濾波器5根據(jù)以上的等式(12)處理接收到的基帶信號。
后級中的頻率偏移估計器6包括延遲單元303、復(fù)共軛計算電路304、乘法器305和306、系數(shù)計算電路307、加法器309、存儲元件310、以及相位檢測電路311。加法器302的輸出被輸入至延遲單元303和乘法器305的第一端。延遲單元303將輸入信號延遲對應(yīng)于短前同步碼長度的N/4(＝16)個采樣，并將延遲信號輸入至后級中的復(fù)共軛計算電路304。復(fù)共軛計算電路304的輸出被輸入至乘法器305的第二輸入端。因此，在頻率偏移估計器6中，對短前同步碼t1、t2等中的每一個執(zhí)行由以上的等式(13)給出的操作。
等式(13)中的第一項是包括頻率偏移Δf的向量。使用加法器309和存儲元件310將向量相加，并通過相位檢測電路311檢測相加向量的旋轉(zhuǎn)角度。因此，估計頻率偏移Δf的值。
如前所述，等式(13)中的第二至第四項是由IQ不平衡產(chǎn)生的項，并且這些項引起頻率偏移估計精度的劣化。如上所述，在第四項中，值ψ的絕對值小到可以忽略。第二和第三項是復(fù)共軛對，并將這兩項相加以僅產(chǎn)生將作為頻率偏移估計精度劣化的主要原因的實數(shù)分量。
第二和第三項是依賴于短前同步碼r(i)模式和頻率偏移的向量，并且向量的方向不固定。在有效數(shù)目的采樣上，使用存儲元件310和加法器309將從乘法器305輸出的用于前同步碼符號的估計頻率偏移值在充分多的采樣上相加，從而增加等式(13)中的第一項，同時相對于第一項減小第二至第四項中的失真分量。通過后級中的相位檢測電路311檢測向量的相位。因此，可以估計更精確的頻率偏移。
如果低噪聲放大器2的增益在通過頻率偏移估計器6執(zhí)行頻率偏移估計的過程中改變，則包括在當(dāng)設(shè)置大增益時估計的頻率偏移中的IQ不平衡分量增大。因此，如果將多個前同步碼符號上估計的頻率偏移簡單相加，則可能難以充分減小IQ不平衡分量的比例。
通常，在接收機中，在開始信號檢測時為低噪聲放大器2確定大增益，此后，根據(jù)接收信號的功率率將增益變?yōu)檩^低的增益。具體地，在開始信號檢測時自動增益控制電路為低噪聲放大器2設(shè)置大增益，并且使用第一至第四短前同步碼t1至t4確定期望增益。在開始第五短前同步碼t5時將增益切換成較低的增益。增益切換電平約為20dB。
假設(shè)考慮到多路的影響而不使用第一和第二短前同步碼t1和t2用于頻率偏移估計。在這種情況下，例如，如圖26所示，復(fù)空間中表示改變低噪聲放大器2的增益之前和之后的頻率偏移(從乘法器305輸出)的頻率偏移估計向量的振幅彼此顯著不同。即，關(guān)于短前同步碼符號t3和t4的乘法器305的輸出的絕對值較大，而關(guān)于短前同步碼符號碼t5和t10的乘法器305的輸出的絕對值較小。關(guān)于前同步碼t3和t4的乘法器305的輸出僅是15個采樣。因此，在具有比第一項的值更大值的存儲元件310中殘留包括在關(guān)于前同步碼t3和t4的乘法器305的輸出中的等式(13)中的第二和第三項的合成向量。
在圖21所示的結(jié)構(gòu)中，所有短前同步碼t3至t10的互相關(guān)結(jié)果的總和被用于頻率偏移估計。用于計算自相關(guān)的采樣數(shù)越大，依賴于等式(13)中的第二和第三項的失真越小。然而，如果低噪聲放大器2的增益被改變，則由于關(guān)于短前同步碼符號碼t3和t4的采樣振幅明顯大于其它前同步碼符號的振幅，所以在估計向量中殘留了依賴于第二和第三項的失真向量。結(jié)果，通過將對應(yīng)于短前同步碼符號t5和t10的乘法器205的輸出的79個采樣順序與存儲元件207的輸出相加而得到的估計合成向量(參見圖27)引起頻率偏移估計精度的劣化。
相反，在圖25所示的頻率偏移估計器6的結(jié)構(gòu)中，當(dāng)接收對應(yīng)的前同步碼符號時，根據(jù)在低噪聲放大器2中設(shè)置的增益將對每個前同步碼符號估計的頻率偏移進(jìn)行加權(quán)，并將加權(quán)的頻率偏移相加以得到最終的頻率偏移值。因此，在通過更大因子改變低噪聲放大器2的增益之后(或者在頻率偏移估計的增益改變之前不使用采樣)，可以通過對采樣進(jìn)行加權(quán)相對減小包括在估計頻率偏移值中的IQ不平衡分量，并且可最終得到更精確的頻率偏移。
具體地，將乘法器305的輸出信號的絕對值輸入至系數(shù)計算電路307，并且將對應(yīng)系數(shù)輸入至乘法器306。系數(shù)計算電路307使用以下所述的第一種或第二種方法中的任一種計算對應(yīng)于乘法器305的輸出信號的絕對值的加權(quán)因子。對應(yīng)于乘法器305的輸出信號的絕對值的加權(quán)因子的計算基本上等同于對應(yīng)于在低噪聲放大器2中設(shè)置的增益振幅的加權(quán)因子的計算。
以下將描述第一種方法。
確定閾值。如果乘法器305的輸出信號的絕對值超過閾值，則將系數(shù)設(shè)置為0。如果絕對值不超過閾值，則將系數(shù)設(shè)置為1。例如，從接收信號強度指示(RSSI)中確定閾值。在這種情況下，根據(jù)以下等式(14)估計頻率偏移Δf=arg{Σi=5N/4+1IONd^(i+N4)d^*(i)}/(2πN/4)···(14)]]>
換句話說，在第一種方法中，在低噪聲放大器2的增益改變之后從短前同步碼t5至t10中估計頻率偏移。在這種情況下，用于計算自相關(guān)的采樣數(shù)增大，并且可減小依賴于IQ不平衡的失真項數(shù)。
以下將描述第二種方法。
乘法器305的輸出信號的絕對值的倒數(shù)(reciprocal)被用作系數(shù)。在這種情況下，根據(jù)以下等式估計頻率偏移Δf=arg{Σi=2N/4+13Nd^(i+N4)d^*(i)|d^(i+N4)d^*(i)|+Σj=5N/4+110Nd^(j+N4)d^*(j)}/(2πN/4)···(15)]]>如圖26所示，此處假設(shè)低噪聲放大器2的增益在短前同步碼t4和t5之間瞬時改變。通過這種處理，可以減小由于IQ不平衡出現(xiàn)在加法器302輸出中的失真分量的影響。
圖28示出了使用第一種方法通過頻率偏移估計器6得到的估計合成向量。如圖28所示，刪除了在低噪聲放大器2的增益減小之前使用短前同步碼符號t3和t4得到的估計向量。因此，與圖27所示的實例不同，將足夠數(shù)目采樣的估計向量相加，從而增加等式(13)中的第一項，同時相對于第一項減小第二至第四項中的失真分量。
圖29示出了與使用圖21所示結(jié)構(gòu)所獲得的頻率偏移估計精確值相比的使用第一種方法獲得的頻率偏移估計精確值(均方誤差對標(biāo)準(zhǔn)化的頻率偏移值)。
在圖1所示的接收機中，以與圖25所示的方式配置差分濾波器5和頻率偏移估計器6。因此，在存在IQ不平衡和時變DC偏移的情況下，可通過簡單的信號處理實現(xiàn)精確的頻率偏移估計。
第二實施例根據(jù)第一實施例的直接轉(zhuǎn)換OFDM接收裝置使用即使在存在IQ不平衡和時變DC偏移的情況下也可以通過簡單的信號處理精確估計頻率偏移的技術(shù)。根據(jù)第一實施例的裝置目的在于提供適當(dāng)?shù)念l率偏移估計，但并在于和頻率偏移校正一起執(zhí)行IQ不平衡校正。
然而，IQ不平衡校正以及簡單的頻率偏移校正基本上都落在本發(fā)明的范圍內(nèi)。以下將描述在不脫離本發(fā)明范圍的情況下用于校正IQ不平衡的OFDM接收裝置。
圖33和圖34示出了根據(jù)本發(fā)明第二實施例的用于實現(xiàn)上述功能的OFDM接收裝置的結(jié)構(gòu)。圖33和圖34分別對應(yīng)于圖1和圖21，并且與圖1和圖21所示的類似分量由相同的參考標(biāo)號表示。
如圖33和圖34所示，根據(jù)第二實施例的OFDM接收裝置被配置為從差分濾波器5輸出的信號被輸入至頻率偏移估計器6和IQ不平衡估計器1000。
來自差分濾波器5的輸出信號通過以上的等式(12)表示，而相對于輸出信號延遲N/4(＝16)個采樣的信號通過以下等式確定d(i+N4)=φ(r(i+N4)-r(i+N4-1))+ψ*(r(i+N4)-r(i+N4-1))*]]>=φ(r(i)-r(i-1))exp(j2πΔfN4)+ψ*(r(i)-r(i-1))*exp(-j2πΔfN4)]]>=φηγ+ψ*η*γ-1···(16)]]>
其中，η＝(r(i)-r(i-1))，以及γ＝exp(j2πΔf(N/4)。
相對于由等式(12)確定的信號提前N/4個采樣的信號由以下等式表示d(i-N4)=φ(r(i-N4)-r(i-N4-1))+ψ*(r(i-N4)-r(i-N4-1))*]]>=φ(r(i)-r(i-1))exp(-j2πΔfN4)+ψ*(r(i)-r(i-1))*exp(j2πΔfN4)]]>=φηγ-1+ψ*η*γ···(17)]]>在等式(16)和(17)中，從以上的等式(13)中得到值γ，并通過頻率偏移估計器6中的相位檢測電路208的操作來確定。將通過相位檢測電路208確定的值分反饋給IQ不平衡估計器1000，以從等式(16)和(17)中減少一個未知數(shù)，并且等式(16)和(17)可用作值d、φ和η的函數(shù)。結(jié)果，應(yīng)該理解，相對于三個未知變量(φ、η和d)得到三個等式(即，等式(12)、(16)、和(17))，并且可以得到所有變量的解。
對應(yīng)于每個等式(12)、(16)、和(17)的三個采樣經(jīng)受由如下等式(18)和(19)所給出的操作d(i-N4)-d(i)γ-1γ-γ-1=ψ*η*···(18)]]>d(i+N4)-d(i)γγ-γ-1=φη···(19)]]>因此，可從等式(18)和(19)中得到由以下等式(20)表示的關(guān)系
ψ*φ*=d(i-N4)-d(i)γ-1(d(i)γ-d(i+N4))*=ϵ···(20)]]>由于從以上的等式(11)中通過以下等式表示值φ和ψφ=cosθ2+jαsinθ2]]>ψ=αcosθ2+jsinθ2]]>因此，通過近似以上的等式，值φ和η由以下等式表示φ=cosθ2+jαsinθ2≈1+jαθ2]]>ψ=αcosθ2+jsinθ2≈α+jθ2]]>如上所述，在以上等式中，α和θ表示(i)α＝I分量和Q分量的振幅值；以及(ii)θ＝余弦信號和正弦信號之間的相位差。
當(dāng)信號的I分量和Q分量具有以下兩種關(guān)系時，出現(xiàn)IQ不平衡(a)通過將來自鎖相回路(PLL)的輸出信號分成兩個信號且一個信號經(jīng)過90°移相器產(chǎn)生輸入至混頻器3用于頻率轉(zhuǎn)換的本地信號(即，本地振蕩器11的輸出信號)。如果來自PLL的輸出信號是高頻信號，則移相器并不完全具有90°的相移(即，信號的I分量和Q分量彼此不正交)，導(dǎo)致出現(xiàn)相位差θ。
(b)由于由移相器所引起的損耗、關(guān)于I和Q分量的放大器之間的增益誤差等，在A/D轉(zhuǎn)換器的輸入處的I分量和Q分量之間出現(xiàn)振幅差，并且值α不為0。
根據(jù)這些關(guān)系，基于三個采樣d(i-N/4)、d(i)、和d(i+N/4)確定值α和θ，并且基于確定的值α和θ校正接收的復(fù)基帶信號，從而校正IQ不平衡。在根據(jù)第二實施例的OFDM接收裝置中，IQ不平衡估計器1000確定值α和θ(即，IQ不平衡估計器1000估計IQ不平衡)，并且IQ不平衡校正器1100將所接收的復(fù)基帶信號乘以對應(yīng)于確定值的校正系數(shù)，以執(zhí)行IQ不平衡校正。
以下將描述使用IQ不平衡估計器1000確定值α和θ的具體技術(shù)。將φ和ψ的適當(dāng)表達(dá)式帶入等式(20)中，生成以下等式ϵ=(ϵI+jϵQ)=(α+jθ2)*(1+jαθ2)*=(α-jθ2)(1-jαθ2)···(21)]]>為實部和虛部求解等式(21)，生成以下等式α=ϵI+ϵQαθ2···(22)]]>θ2=-ϵQ+ϵIαθ2···(23)]]>根據(jù)等式(22)和(23)，確定值α和θ滿足以下關(guān)系
ϵIα2+(-ϵI2-ϵQ2-1)α+ϵ1=0]]>α=-(-ϵI2-ϵQ2-1)-(-ϵI2-ϵQ2-1)2-4ϵI22ϵI···(24)]]>θ=2(-ϵQ1-ϵIα)···(25)]]>其中，ε通過等式(20)確定，并且得到等式(20)中的變量d作為來自差分濾波器5的輸出信號。由于值γ是通過相位檢測電路208確定的，所以應(yīng)該明白，從來自差分濾波器5的輸出信號(即，值d)中確定值ε，因此確定了從相位檢測電路208反饋的信號(即，值γ)以及值α和θ。
在第二實施例中，IQ不平衡估計器1000執(zhí)行上述操作以確定值α和θ，并將對應(yīng)于確定值的相關(guān)系數(shù)輸出至IQ不平衡校正器1100。結(jié)果，使用IQ不平衡校正器將接收的復(fù)基帶信號乘以校正系數(shù)，校正了在接收的復(fù)基帶信號中引起的IQ不平衡。
IQ不平衡校正器1100可被設(shè)置在ADC 4和DFT 8之間的任意位置處。經(jīng)驗發(fā)現(xiàn)設(shè)置在頻率偏移校正器7上游的IQ不平衡校正器1100提供了改善的接收特性。另外，經(jīng)驗指出，當(dāng)朝向差分濾波器5相對于分支點x的上游執(zhí)行IQ不平衡校正并將校正信號分給差分濾波器5時，與相對于分支點x的下游執(zhí)行IQ不平衡校正的情況相比改善了接收特性。鑒于此，雖然根據(jù)第二實施例的OFDM接收裝置被配置為IQ不平衡校正器1100沒有設(shè)置在ADC 4和分支點x之間(參見圖33)，但是如果改變IQ不平衡校正器1100的位置，仍可以實現(xiàn)期望的優(yōu)點。因此，可以不考慮IQ不平衡校正器1100的位置來實施本發(fā)明。
可以基于值α和θ使用任何方法確定校正系數(shù)。例如，IQ不平衡估計器1000可以實驗性地確定對應(yīng)于確定值α和θ的校正系數(shù)，并可將具有實驗值和值α和θ之間對應(yīng)關(guān)系的表存儲在IQ不平衡估計器1000中。可選地，可從值α和θ中直接確定校正系數(shù)。在這種情況下，可以使用以下方法。即，根據(jù)以上的等式(11)，通過以下等式來確定接收的復(fù)基帶信號r^(i)=r^I(i)+jr^Q(i)]]>=(cosθ2+jαsinθ2)(rI(i)+jrQ(i))+(αcosθ2-jsinθ2)(rI(i)-jrQ(i))]]>=(cosθ2+αcosθ2)rI(i)+(-sinθ2-αsinθ2)rQ(i)]]>+j(-sinθ2+αsinθ2)rI(i)+j(cosθ2-αcosθ2)rQ(i)]]>因此，確定了滿足以下表達(dá)式的校正系數(shù)，并將接收的復(fù)基帶信號乘以確定的校正系數(shù)以校正IQ不平衡r^I(i)r^Q(i)=cosθ2+αcosθ2-sinθ2-αsinθ2-sinθ2+αsinθ2cosθ2-αcosθ2rI(i)rQ(i)]]>rI(i)rQ(i)=cosθ2+αcosθ2-sinθ2-αsinθ2-sinθ2+αsinθ2cosθ2-αcosθ2-1r^I(i)r^Q(i)···(26)]]>其它部件的結(jié)構(gòu)和操作與第一實施例相類似。
因此，在根據(jù)第二實施例的OFDM接收裝置中，IQ不平衡估計器1000基于來自差分濾波器5的接收復(fù)基帶信號來確定校正系數(shù)，并且IQ不平衡校正器1100將接收的復(fù)基帶信號乘以確定的校正值，以校正包括在接收的復(fù)基帶信號中的IQ不平衡。
通過使用這種方法，OFDM接收裝置實現(xiàn)了圖35和圖36所示的期望MSE特性。圖35和圖36中所示的實驗值表示在沒有改變LAN 2增益的情況下當(dāng)α＝0.05和θ＝5°時得到的MSE。圖35示出了值α估計中的MSE，以及圖36示出了值θ估計中的MSE。
雖然已描述了用于第一實施例的圖1和圖21中所示結(jié)構(gòu)的IQ不平衡校正方法，但同樣可以以其它裝置配置實現(xiàn)IQ不平衡校正。以下將描述差分濾波器5和頻率偏移估計器6的結(jié)構(gòu)的其它實例。
圖37示出了差分濾波器5和頻率偏移估計器6結(jié)構(gòu)的另一個實例。在圖37所示的結(jié)構(gòu)中，將IQ不平衡估計器1000添加到圖25所示的差分濾波器5和頻率偏移估計器6的結(jié)構(gòu)中。在圖37中，與圖25所示類似的部件由相同的參考標(biāo)號表示。
如圖37所示，根據(jù)第二實施例，如圖34所示的結(jié)構(gòu)，將來自差分濾波器5(即，延遲單元301和加法器302)的輸出信號輸入至IQ不平衡估計器1000，并將對應(yīng)于值γ的來自相位檢測電路311的信號反饋給IQ不平衡估計器1000。IQ不平衡估計器1000基于輸入信號執(zhí)行由等式(16)至(25)給出的操作，并確定不平衡校正系數(shù)。IQ不平衡校正器1100將所接收的復(fù)基帶信號乘以確定的校正系數(shù)，以校正在接收的復(fù)基帶信號中所引起的IQ不平衡。其它部件的操作與圖25所示的類似，因而省略其詳細(xì)描述。
第二實施例的修改第一修改如圖38至圖41所示，可以對圖33所示的OFDM接收裝置進(jìn)行各種修改。圖38示出了被配置為將用于IQ不平衡校正的結(jié)構(gòu)添加到圖4所示OFDM接收裝置中的OFDM接收裝置。圖39、圖40、和圖41示出了被配置為將用于IQ不平衡校正的結(jié)構(gòu)分別添加到圖5、圖6、和圖7所示OFDM接收裝置中的OFDM接收裝置。
在圖38至圖41所示的任一結(jié)構(gòu)中，(i)將來自差分濾波器5的輸出信號(參見圖34)輸入至IQ不平衡估計器1000，以及(ii)將對應(yīng)于值γ的信號從相位檢測電路208反饋給IQ不平衡估計器1000。IQ不平衡估計器1000基于輸入信號執(zhí)行由等式(16)至(25)所給出的操作以確定校正系數(shù)。IQ不平衡校正器1100基于校正系數(shù)來校正在接收的復(fù)基帶信號中所引起的IQ不平衡。由于將用于IQ不平衡校正的結(jié)構(gòu)添加到圖4所示的OFDM接收裝置中，所以圖38、圖39、圖40、和圖41中所示的OFDM接收裝置的其它結(jié)構(gòu)和操作分別與圖4、圖5、圖6、和圖7中所示的OFDM接收裝置相類似。
如上所述，在圖38至圖41所示的任一結(jié)構(gòu)中，IQ不平衡校正器1100可設(shè)置在ADC 4和DFT 8之間的任意位置處。然而，在圖38至圖41所示的結(jié)構(gòu)中，使用以下方法來改善接收特性。
在圖38和圖41所示的OFDM接收裝置中，IQ不平衡校正器1100設(shè)置在ADC 4和朝向差分濾波器5的分支點之間，使得可將經(jīng)過IQ不平衡校正的信號輸入至差分濾波器5。
在圖39和圖40所示的OFDM接收裝置中，出于以下兩個原因，使從DC偏移校正器10輸出的信號在進(jìn)行頻率偏移校正之后進(jìn)行IQ不平衡校正。
第一個原因是與在執(zhí)行DC偏移校正之前執(zhí)行IQ不平衡校正時的情況相比，當(dāng)在執(zhí)行DC偏移校正之后執(zhí)行IQ不平衡校正時，改善了接收特性。
第二個原因是與在執(zhí)行IQ不平衡校正之前執(zhí)行頻率偏移校正的情況相比，當(dāng)在執(zhí)行IQ不平衡校正之后執(zhí)行頻率偏移校正時，改善了接收特性。
圖8和圖9所示的同步電路也可以進(jìn)行修改從而添加用于IQ不平衡校正的結(jié)構(gòu)。圖42和圖43示出了被配置為將用于IQ不平衡校正的結(jié)構(gòu)分別添加到圖8和圖9所示的同步電路中的同步電路的電路結(jié)構(gòu)。在圖42和圖43中，與圖8和圖9所示部件執(zhí)行相同功能和操作的部件由與圖8和圖9所示參考標(biāo)號相同的參考標(biāo)號表示。以下將描述圖42和圖43中所示的同步電路。
在圖42所示的同步電路中，IQ不平衡校正器1100設(shè)置在DC偏移校正器和頻率偏移校正器24之間。來自HPF 21的輸出信號被輸入至頻率偏移估計器22以及包檢測器和粗定時檢測器23，并且還輸入至IQ不平衡估計器1000。與圖33中所示的OFDM接收裝置，來自頻率偏移估計器22的對應(yīng)于值γ的信號被輸入至IQ不平衡估計器1000，然后IQ不平衡估計器1000基于輸入信號執(zhí)行由等式(16)至(25)所給出的操作以確定校正系數(shù)。將確定的校正系數(shù)從IQ不平衡估計器1000提供給IQ不平衡校正器1100，以基于校正系數(shù)對接收的復(fù)基帶信號執(zhí)行IQ不平衡校正。
如上所述，對應(yīng)于圖42的圖8所示的同步電路包括用于每個I軸和Q軸輸入信號的導(dǎo)向高通濾波器21和DC偏移估計器25的路徑，并且專門打開或關(guān)閉兩個開關(guān)26和27以在兩個路徑之間進(jìn)行切換。在激活這些路徑中的導(dǎo)向HPF 21的路徑的情況下，IQ不平衡估計器1000確定校正系數(shù)。其它結(jié)構(gòu)(例如，開關(guān)26和27的切換控制)類似于圖8所示的同步電路，因而省略其詳細(xì)描述。
以下將描述圖43所示的同步電路。在圖43所示的同步電路中，開關(guān)26和27并不響應(yīng)于包檢測器和粗定時檢測器23的檢測信號而直接切換，而是另外設(shè)置開關(guān)控制器28。同樣在這個結(jié)構(gòu)中，IQ不平衡校正器1100設(shè)置在DC偏移校正器和頻率偏移校正器24之間，并且對接收的復(fù)基帶信號執(zhí)行IQ不平衡校正。
如圖42和圖43所示，取代僅使用STS執(zhí)行DC偏移校正、IQ不平衡校正、以及頻率偏移校正，可以實現(xiàn)使用LTS實現(xiàn)更精確的頻率偏移校正的功能。圖44和圖45示出了用于執(zhí)行該功能的外圍同步電路的電路結(jié)構(gòu)。圖44和圖45是示出被配置為將用于IQ不平衡校正的結(jié)構(gòu)添加到圖13和圖14所示同步電路中的同步電路結(jié)構(gòu)的示圖，并且與圖13和圖14所示部件執(zhí)行相同功能和操作的部件由圖13和圖14所示相同的參考標(biāo)號表示。
在圖44所示的同步電路中，與用于STS的IQ不平衡估計器1200和IQ不平衡校正器1300獨立地設(shè)置用于LTS的IQ不平衡估計器1400和IQ不平衡校正器1500。用于STS的IQ不平衡估計器1200確定用于使用短前同步碼執(zhí)行粗IQ不平衡校正的校正系數(shù)。用于LTS的IQ不平衡估計器1400確定用于使用長前同步碼T1和T2確定執(zhí)行細(xì)IQ不平衡校正的校正系數(shù)。
如上所述，在短前同步碼周期的末端處，將IQ輸入端從導(dǎo)向高通濾波器21的路徑切換到導(dǎo)向DC偏移校正器的路徑。在LTS之后，IQ不平衡校正器1300通過將所接收的復(fù)基帶信號乘以在STS末端之前確定的校正系數(shù)來執(zhí)行IQ不平衡校正。此后，IQ不平衡校正器1500使用LTS校正次要(殘留)的IQ不平衡。
在圖44所示的電路結(jié)構(gòu)中，單獨設(shè)置對LTS之后的接收復(fù)基帶信號的部分執(zhí)行IQ不平衡校正的電路模塊?？蛇x地，如圖45所示，IQ不平衡估計器1600和IQ不平衡校正器1700可以使用STS執(zhí)行IQ不平衡校正，而且還可以使用LTS執(zhí)行IQ不平衡校正。
已參考本發(fā)明的具體實施例詳細(xì)描述了本發(fā)明。然而，應(yīng)該理解，在不背離本發(fā)明范圍的情況下，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以對實施例作出各種修改和變更。
雖然本文中描述的實施例在符合IEEE 802.11標(biāo)準(zhǔn)的無線通信系統(tǒng)的背景下，但是本發(fā)明的范圍不限于此。根據(jù)本發(fā)明實施例的接收機還可以用在前同步碼部分中重復(fù)傳輸相同的OFDM符號的無線通信系統(tǒng)中，其中，DC副載波被設(shè)置為空符號以實現(xiàn)精確的頻率偏移估計。不僅是無線LAN的應(yīng)用，而且諸如地面數(shù)字廣播系統(tǒng)、第四代移動通信系統(tǒng)、和電力線載波通信系統(tǒng)的基于OFDM傳輸模式的各種數(shù)字通信技術(shù)也落在本發(fā)明的范圍內(nèi)。
雖然可以通過本發(fā)明的實施例克服直接轉(zhuǎn)換接收機中所引起的DC偏移問題，但是本發(fā)明的范圍不限于此。使用其它頻率轉(zhuǎn)換方法對RF接收信號進(jìn)行下變頻的接收機可用于處理DC偏移和頻率偏移問題。
應(yīng)該了解，以示例性實施例的形式披露了的本發(fā)明，并且本說明書中的披露內(nèi)容并非用于限制本發(fā)明的范圍。本發(fā)明的真實范圍應(yīng)根據(jù)所附權(quán)利要求來確定。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)該理解，根據(jù)設(shè)計要求和其他因素，可以有多種修改、組合、再組合和改進(jìn)，均應(yīng)包含在本發(fā)明的權(quán)利要求或等同物的范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種無線通信裝置，用于接收由通過正交頻分復(fù)用調(diào)制的信號構(gòu)成的包，包括帶通濾波器，提取期望頻帶的正交頻分復(fù)用信號；低噪聲放大器，具有根據(jù)接收信號的強度所控制的增益，以放大所述期望頻帶的所述正交頻分復(fù)用信號；頻率轉(zhuǎn)換器，將所放大的正交頻分復(fù)用信號下變頻為基帶信號；模數(shù)轉(zhuǎn)換器，將所述基帶信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號；第一高通濾波器，從對應(yīng)于所述包的預(yù)定前同步碼部分的所述基帶信號中去除DC偏移；頻率偏移估計器，從組成已通過所述第一高通濾波器從中去除所述DC偏移的所述基帶信號的采樣信號中估計頻率偏移；頻率偏移校正器，從所述基帶信號中去除所估計的頻率偏移；以及解調(diào)器，從補償了所述頻率偏移的所述基帶信號中解調(diào)排列在頻域中的副載波信號。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的無線通信裝置，其中，所述第一高通濾波器包括差分放大器。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的無線通信裝置，其中，一旦檢測到DC偏移的快速改變，所述第一高通濾波器就向所述頻率偏移估計器輸入檢測信號；以及所述頻率偏移估計器不對所述采樣信號中當(dāng)輸入所述檢測信號時從所述第一高通濾波器獲得的采樣信號執(zhí)行頻率偏移估計。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的無線通信裝置，其中，輸入至所述無線通信裝置的所述正交頻分復(fù)用信號不包括DC副載波；以及所述頻率偏移估計器使用傳輸兩個正交頻分復(fù)用符號的前同步碼估計偏移。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的無線通信裝置，其中，一個正交頻分復(fù)用符號由n個副載波構(gòu)成，當(dāng)所述兩個傳輸?shù)恼活l分復(fù)用符號的時間波形的第i個采樣由s(i)表示，第一個傳輸?shù)恼活l分復(fù)用符號的采樣由{s(0)，s(1)，...，s(n-1)}表示，第二個傳輸?shù)恼活l分復(fù)用符號的采樣由{s(n)，s(n+1)，...，s(2n-1)}表示，所述頻率偏移由Δf表示，以及所述DC偏移由D表示時，由以下的等式(1)給出所述基帶信號，所述第一高通濾波器對所述基帶信號執(zhí)行由以下等式(2)所給出的操作，并輸出采樣信號d(i)，以及所述頻率偏移校正器使用所述采樣信號d(i)執(zhí)行由以下等式(3)所給出的操作來估計所述頻率偏移Δfr(i)＝s(i)exp(j2πΔfi)+D…(1)d(i)＝r(i+1)-r(i)＝s(i+1)exp(j2πΔf(i+1))-s(i)exp(j2πΔfi) …(2)d(i+n)/d(i)=s(i+1+n)exp(j2πf(i+1+n))-s(i+n)exp(j2πf(i+n))s(i+1)exp(j2πf(i+1))-s(i)exp(j2πf(i))]]>=exp(j2πΔf(n))---(3).]]>
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的無線通信裝置，其中，當(dāng)所輸出的采樣信號d(i)的絕對值由于由D(i+1)-D(i)所給出的第i個和第(i+1)個采樣之間的DC偏移改變而很大時，根據(jù)以下等式d(i)＝r(i+1)-r(i)＝{s(i+1)exp(j2πΔf(i+1))-s(i)exp(j2πΔfi)}+{D(i+1)-D(i)}…(4)所述第一高通濾波器通過對所述第i個采樣執(zhí)行由所述等式(3)給出的操作，向所述頻率偏移估計器輸出不估計頻率偏移的檢測信號。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的無線通信裝置，其中，所述頻率轉(zhuǎn)換器根據(jù)直接轉(zhuǎn)換模式，使用由本地振蕩器產(chǎn)生的本地頻率將所述期望頻帶的所述放大正交頻分復(fù)用信號轉(zhuǎn)換為基帶信號，以及根據(jù)由所述頻率偏移估計器估計的所述頻率偏移反轉(zhuǎn)由所述本地振蕩器振蕩的所述本地頻率的相位。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的無線通信裝置，進(jìn)一步包括DC偏移估計器，估計由所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換的數(shù)字基帶信號中的DC偏移；以及DC偏移校正器，從所轉(zhuǎn)換的數(shù)字基帶信號中去除估計的DC偏移。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的無線通信裝置，其中，一旦檢測到DC偏移的快速改變，所述第一高通濾波器就向所述DC偏移估計器輸入檢測信號；以及所述DC偏移估計器排除在輸入所述檢測信號之前確定的估計DC偏移值，并重新估計DC偏移。
10.根據(jù)權(quán)利要求1所述的無線通信裝置，進(jìn)一步包括第二高通濾波器，對從所述頻率轉(zhuǎn)換器輸出的所述基帶信號進(jìn)行濾波，其中，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器將通過所述第二高通濾波器傳輸?shù)乃龌鶐盘栟D(zhuǎn)換成數(shù)字信號。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的無線通信裝置，其中，所述第二高通濾波器的截止頻率被設(shè)置為低于所述第一高通濾波器的截止頻率。
12.根據(jù)權(quán)利要求8所述的無線通信裝置，進(jìn)一步包括使用所述第一高通濾波器的輸出信號執(zhí)行包檢測和粗定時檢測的檢測器。
13.根據(jù)權(quán)利要求12所述的無線通信裝置，進(jìn)一步包括將所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出端專門連接至導(dǎo)向所述第一高通濾波器的路徑或?qū)蛩鯠C偏移校正器的路徑的開關(guān)。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的無線通信裝置，其中，在所述檢測器檢測到用于頻率偏移估計的所述預(yù)定前同步碼部分的末端時，所述開關(guān)將所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器的所述輸出端從導(dǎo)向所述第一高通濾波器的路徑切換到導(dǎo)向所述DC偏移校正器的路徑。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的無線通信裝置，其中，所述頻率偏移估計器在所述預(yù)定前同步碼部分的末端之前的一段時間內(nèi)使用已使用所述第一高通濾波器從中去除所述DC偏移的所述基帶信號估計頻率偏移。
16.根據(jù)權(quán)利要求14所述的無線通信裝置，其中，所述DC偏移估計器在所述預(yù)定前同步碼部分的末端之前的一段時間內(nèi)估計DC偏移，以及所述DC偏移校正器從所述預(yù)定前同步碼部分的末端之后的所述基帶信號的部分中校正所估計的DC偏移。
17.根據(jù)權(quán)利要求14所述的無線通信裝置，其中，所述頻率偏移估計器在所述預(yù)定前同步碼部分的末端之前的一段時間內(nèi)估計頻率偏移，以及所述頻率偏移校正器從所述預(yù)定前同步碼部分的末端之后的所述基帶信號的部分中校正所估計的頻率偏移。
18.根據(jù)權(quán)利要求13所述的無線通信裝置，進(jìn)一步包括確定所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出信號的相關(guān)值的移動平均值、并在所述移動平均值超過預(yù)定閾值時控制所述開關(guān)的切換的開關(guān)控制器。
19.根據(jù)權(quán)利要求13所述的無線通信裝置，其中，接收到的包包括由具有相對較大副載波間隔的短訓(xùn)練序列構(gòu)成的短前同步碼部分以及由具有相對較小副載波間隔的長訓(xùn)練序列構(gòu)成的長前同步碼部分，以及在所述短前同步碼部分的末端之后的所述長前同步碼部分的開始處，所述開關(guān)將所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器的所述輸出端從導(dǎo)向所述第一高通濾波器的路徑切換到導(dǎo)向所述DC偏移校正器的路徑。
20.根據(jù)權(quán)利要求19所述的無線通信裝置，其中，所述頻率偏移估計器在所述短前同步碼部分中估計頻率偏移，以及所述頻率偏移校正器從所述長前同步碼部分中去除所估計的頻率偏移，以及所述DC偏移估計器在所述短前同步碼部分中估計DC偏移，以及所述DC偏移校正器從所述長前同步碼部分中去除所估計的DC偏移，所述無線通信裝置還包括第二頻率偏移估計器，從已從中去除在所述短前同步碼部分中估計的所述頻率偏移和所述DC偏移的所述長前同步碼部分之后的所述基帶信號的部分中估計頻率偏移，以及第二頻率偏移校正器，從所述長前同步碼部分之后的所述基帶信號的所述部分的中去除由所述第二頻率偏移估計器估計的所述頻率偏移。
21.根據(jù)權(quán)利要求19所述的無線通信裝置，其中，所述頻率偏移估計器在所述短前同步碼部分中估計頻率偏移，以及所述頻率偏移校正器從所述長前同步碼部分中去除所估計的頻率偏移，所述DC偏移估計器在所述短前同步碼部分中估計DC偏移，以及所述DC偏移校正器從所述長前同步碼部分中去除所估計的DC偏移，將已從中去除在所述短前同步碼部分中估計的所述頻率偏移和所述DC偏移的所述長前同步碼部分之后的所述基帶信號的部分反饋給所述頻率偏移估計器，以從所述長前同步碼部分之后的所述基帶信號的所述部分中估計頻率偏移，以及所述頻率偏移校正器從所述長前同步碼部分之后的所述基帶信號的所述部分中去除所估計的頻率偏移。
22.根據(jù)權(quán)利要求20或21所述的無線通信裝置，進(jìn)一步包括信道估計器，所述信道估計器從已從中去除在所述短前同步碼部分中估計的所述頻率偏移和所述DC偏移并且已校正在所述長前同步碼部分之后的所述基帶信號的所述部分中估計的所述頻率偏移的基帶信號中估計信道。
23.根據(jù)權(quán)利要求1所述的無線通信裝置，進(jìn)一步包括同相和正交相不平衡估計器，從已通過所述第一高通濾波器從中去除所述DC偏移的所述采樣信號中估計同相和正交相不平衡；以及同相和正交相不平衡校正器，從所述基帶信號中校正所述同相和正交相不平衡。
24.根據(jù)權(quán)利要求23所述的無線通信裝置，其中，所述同相和正交相不平衡校正器對已校正了所述DC偏移的所述基帶信號執(zhí)行同相和正交相不平衡校正。
25.根據(jù)權(quán)利要求23所述的無線通信裝置，其中，所述頻率偏移校正器從已通過所述同相和正交相不平衡校正器校正了所述同相和正交相不平衡的所述基帶信號中去除所估計的頻率偏移。
26.根據(jù)權(quán)利要求1所述的無線通信裝置，其中，傳輸用于頻率偏移估計的多個前同步碼符號，以及所述頻率偏移估計器將對所述前同步碼符號中每一個所估計的頻率偏移相加以獲得最終的估計頻率偏移值。
27.根據(jù)權(quán)利要求26所述的無線通信裝置，進(jìn)一步包括調(diào)節(jié)所述低噪聲放大器的所述增益的增益控制器，其中，當(dāng)接收到對應(yīng)的前同步碼符號時，所述頻率偏移估計器根據(jù)在所述低噪聲放大器中設(shè)置的所述增益對為所述前同步碼符號估計的每個所述頻率偏移進(jìn)行加權(quán)，并將經(jīng)過加權(quán)的頻率偏移相加以獲得最終的頻率偏移值。
28.根據(jù)權(quán)利要求26所述的無線通信裝置，其中，所述頻率偏移估計器基于針對每個所述前同步碼符號估計的所述頻率偏移的絕對值來計算加權(quán)因子，通過所述加權(quán)因子對所述頻率偏移進(jìn)行加權(quán)，并將經(jīng)過加權(quán)的頻率偏移相加以獲得最終的頻率偏移值。
29.根據(jù)權(quán)利要求28所述的無線通信裝置，其中，所述頻率偏移估計器通過將加權(quán)因子0應(yīng)用于絕對值超過預(yù)定閾值的頻率偏移以及將加權(quán)因子1應(yīng)用于絕對值不超過所述預(yù)定閾值的頻率偏移對為所述前同步碼符號估計的所述頻率偏移進(jìn)行加權(quán)，并將經(jīng)過加權(quán)的頻率偏移相加以獲得最終的頻率偏移值。
30.根據(jù)權(quán)利要求29所述的無線通信裝置，其中，所述頻率偏移估計器基于所接收信號的強度確定所述預(yù)定閾值。
全文摘要
一種用于接收由通過OFDM調(diào)制的信號構(gòu)成的包的無線通信裝置包括以下元件。帶通濾波器提取期望頻帶的OFDM信號。具有根據(jù)所接收信號強度所控制的增益的低通放大器放大期望的OFDM信號。頻率轉(zhuǎn)換器將放大的FDM信號下變頻為基帶信號。模數(shù)轉(zhuǎn)換器將基帶信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號。第一高通濾波器從對應(yīng)于包的預(yù)定前同步碼部分的基帶信號中去除DC偏移。頻率偏移估計器從組成已通過第一高通濾波器從中去除DC偏移的基帶信號的采樣信號中估計頻率偏移。頻率偏移校正器從基帶信號中去除估計的頻率偏移。解調(diào)器從補償了頻率偏移的基帶信號中解調(diào)配置在頻域中的副載波信號。
文檔編號H04B1/12GK101076004SQ200710103059
公開日2007年11月21日 申請日期2007年5月16日 優(yōu)先權(quán)日2006年5月16日
發(fā)明者真田幸俊, 橫島英城, 阿部雅美, 近藤裕也, 稻森真美子, 西城和幸 申請人:索尼株式會社