專利名稱：比較電路和紅外線接收機(jī)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及比較電路，特別涉及例如在內(nèi)置于IC的紅外線接收機(jī)或包含載波的信號的解調(diào)器等中的具有遲滯比較器電路的比較電路。
背景技術(shù)：
近年來，采用紅外線通信手段的設(shè)備被廣泛使用。作為上述設(shè)備，例如舉出家電產(chǎn)品的遙控器等紅外線通信接收機(jī)。一般來說，在紅外線通信接收機(jī)中，為了防止電路上的誤動作，在輸出電路中具有遲滯比較器電路。遲滯比較器電路具有防止振蕩(chattering)等電路的誤動作的作用。
而且，作為上述紅外線通信手段，例如有IrDA(Infrared Data Association)接收用設(shè)備(紅外線接收用設(shè)備)，以及紅外線遙控器接收設(shè)備。在表1中表示上述各設(shè)備的通信率、脈沖寬度和脈沖周期的規(guī)格。
〔表1〕

另外，一般來說，在紅外線接收用設(shè)備中，存在脈沖寬度由于接收距離而變動的問題，有時由于接收距離而不滿足脈沖寬度規(guī)格，產(chǎn)生通信差錯。由此，希望開發(fā)能夠維持基于具有遲滯比較器電路的現(xiàn)有誤動作防止能力，同時輸出脈沖寬度穩(wěn)定的紅外線接收機(jī)。
而且，近年來，在無線鍵盤等多媒體設(shè)備中，安裝利用了以高速傳輸或者低功耗驅(qū)動為目的的短周期·短脈沖寬度的發(fā)送碼的紅外線遙控系統(tǒng)的設(shè)備正在增加。因此，更希望開發(fā)能夠接收上述短周期·短脈沖寬度的發(fā)送碼的紅外線接收機(jī)。
這里，例如在日本公開專利公報“實開平1-132127號公報(1989年9月7日公開)”和日本公開專利公報“特開2003-152509號公報(平成15年5月23日公開)”中，公開了對于上述希望的遲滯比較器電路。因此，作為以往例，參照附圖23～25，說明在上述各文獻(xiàn)中記載的利用了遲滯比較器電路方式的比較電路2000。
圖23是表示以往的利用了遲滯比較器電路方式的比較電路2000的一個結(jié)構(gòu)例的電路圖。圖24是表示比較電路2000中的遲滯比較器電路2200的詳細(xì)的結(jié)構(gòu)例的電路圖。圖25是比較電路2000的動作波形。
如圖23所示，比較電路2000由以下部件構(gòu)成對電容2109(電容值Cx)進(jìn)行充放電的充放電電路2100、遲滯比較器電路2200、輸出電路2300、用于對充放電電路2100輸入信號的輸入單元2001、以及用于輸出從輸出電路2300輸出的信號的輸出單元2002。
而且，在圖中，MN表示N溝道MOSFET，MP表示P溝道MOSFET，在對柵極/源極間施加MOSFET的閾值電壓(Vth)以上的電壓時，漏極/源極間導(dǎo)通，流過電流。以下，將柵極/源極間電壓略記為Vgs。而且，將漏極/源極間導(dǎo)通的情況設(shè)為導(dǎo)通(ON)，另一方面將漏極/源極間不導(dǎo)通的情況設(shè)為截止(OFF)。
首先，參照圖23和25，兼顧結(jié)構(gòu)的說明，對充放電電路2100的基本動作進(jìn)行說明。
在充放電電路2100中，如果對輸入單元2001輸入脈沖信號即輸入電壓(Vin)，則在Vin＝Low的情況下，對MN2105施加比閾值電壓更小的Vgs，MN2105＝OFF。其結(jié)果，從電流源2108輸出的恒流Iy被MN2106和MN2107所構(gòu)成的電流鏡返回，恒流Iy被從電容2109引出。即，電容2109被放電。
這時，由于相反MP2101＝ON，所以從電流源2104輸出的恒流Ix在Vcc～MP2101～GND的路徑流動，所以在MP2102和MP2103中不流過電流。因此，在Vin＝Low的情況下，電容2109為被放電的狀態(tài)。
基于相同的原理，在Vin＝Hi的情況下，MP2101＝OFF，MN2105＝ON。由此，在MP2101＝OFF的情況下，恒流Ix被MP2102和MP2103所構(gòu)成的電流鏡返回，在電容2109中流過恒流Ix。即，電容2109被充電。于是，由于相反MN2105＝ON，所以恒流Iy在Vcc～MN2105～GND的路徑中流過，所以在MN2106和MN2107中不流過電流。因此，在Vin＝Hi的情況下，電容2109成為被充電的狀態(tài)。
而且，表示電容2109的電壓值的電容電壓(Csig_x)按照Vin＝Hi和Vin＝Low的情況，即充電和放電的情況，其電壓值變動。
如圖25所示，在A點Vin＝Hi時，電容2109開始被充電，所以Csig_x上升。于是，從A→C點Csig_x以一定的時間常數(shù)上升，并且在已上升至Vcc的C點充電成為飽和狀態(tài)，成為一定的Csig_x。而且，在D點Vin＝Low時，電容2109開始被放電，所以Csig_x下降。于是，從D→F點Csig_x以一定的時間常數(shù)下降，并且在已下降至GND(0V)的F點放電完，成為一定的Csig_x。
接著，參照圖23～25，兼顧結(jié)構(gòu)的說明，對遲滯比較器電路2200、以及連接到遲滯比較器電路2200的輸出側(cè)的輸出電路2300的基本動作進(jìn)行說明。
如圖23所示，遲滯比較器電路2200具有比較電路2201、以及產(chǎn)生具有遲滯特性的遲滯閾值電壓(Vth_his)的基準(zhǔn)電源2202，比較充放電電路2100的Csig_x和Vth_his。
具體來說，如圖24所示，遲滯比較器電路2200作為輸入電壓(+in)輸入Csig_x，根據(jù)比較了Csig_x和Vth_his的結(jié)果，輸出輸出電流(Iout)。這時，根據(jù)比較結(jié)果，Vth_his的值變動。對此，在以下進(jìn)行說明。
(i)+in＜Vth_his的情況從電流源2220輸出的恒流Iw流過MN2211，在MP2213以及MP2214所構(gòu)成的電流鏡被返回，流過電阻2217(電阻值Ry)和電阻2216(電阻值Rx)。由此，Vth_his成為以下的式(1)。
Vth_his＝Vth_H＝Rx×Iv+(Rx+Ry)×Iw …式(1)(而且，Vth_H的H表示高電平(High))此時，MN2212中不流過電流，所以Iout＝0。
(ii)+in＞Vth_his的情況從電流源2220輸出的恒流Iw流過MN2212，所以在R2218(電阻值Rz)產(chǎn)生Rz×Iw的電壓降。由此，由于MP2215的柵極/源極間被施加閾值電壓以上的電壓，所以MP2215導(dǎo)通，輸出Iout。這時，由于在MN2211中不流過電流，所以Vth_his成為以下的式(2)。
Vth_his＝Vth_L＝Rx×Iv …式(2)(而且，Vth_L的L表示低電平(Low))
因此，通過上述(i)和(ii)的情況，遲滯電壓幅度成為下式(3)。
Vhis＝Vth_H-Vth_L＝(Rx+Ry)×Iw …(式3)而且，在輸出電路2300中，上述(i)的情況Iout＝0，所以由于MN2301和MN2302為截止，輸出電壓(Vout)成為Hi(＝Vcc)。而且，在上述(ii)的情況下流過Iout，MN2301和MN2302導(dǎo)通，所以輸出電壓Vout為Low(＝GND)。
這里，參照圖25，說明Vin＝Hi，以及Vin＝Low的情況中的Vout的變動。
如圖25所示，Csig_x在A點時Csig_x＜Vth_his，所以由于Vth_his成為Vth_H，所以Vout＝Hi。而且，如果Csig_x被充電至B點，別由于Csig_x＞Vth_H，所以Vth_his降低至Vth_L，成為Vout＝Low。而且，如果Csig_x被放電至E點，則由于Csig_x＜Vth_his，所以Vth_his上升至Vth_H，成為Vout＝Hi。
而且，在圖25中，將脈沖寬度設(shè)為pw，將Vin上升到Hi至Vout下降到Low的反應(yīng)的延遲時間設(shè)為t1，將Vin下降到Low至Vout上升到Hi的反應(yīng)的延遲時間設(shè)為t2，將Vin下降到Low至Csig_x放電完至Low的時間設(shè)為t3。電容2109以圖23所示的恒流Ix被充電，以及以恒流Iy被放電，所以上述t1～t3成為下式(4)～(6)。
t1＝Cx×(Vth_H-0)/Ix＝Cx×Vth_H/Ix …式(4)t2＝Cx×(Vcc-Vth_L)/Iy …式(5)t3＝Cx×(Vcc-0)/Iy＝Cx×Vcc/Iy…式(6)接著，參照圖26，對比較電路2000中的振蕩等的誤動作對策進(jìn)行說明。圖26是比較電路2000的誤動作時的動作波形。
如圖26所示，在由于噪聲等而在Vin的脈沖中產(chǎn)生了裂縫(圖中的γ)的情況下，Csig_x以t/V＝Cx/Iy的時間常數(shù)放電。由此，Csig_x不急劇地變?yōu)閂th_his以下。而且，由于使Vth_his具有式(3)的Vhis，所以Vout難以進(jìn)行誤動作。
但是，在上述比較電路2000中，為了防止振蕩等的誤動作，Csig_x以t/V＝Cx/Iy的時間常數(shù)放電，所以Csig_x從Hi至Low電平的放電完時間(t3)長。由此，在Vin的脈沖的Low期間(Toff)比t3短的情況下，具有Vout的第一個脈沖的周期(T)變短的問題。對此，參照圖27進(jìn)行說明。
圖27(a)是Toff＞t3的情況下的比較電路2000的動作波形，圖27(b)是Toff＜t3的情況下的比較電路2000的動作波形。T表示脈沖周期，Ton表示脈沖為Hi的期間，Toff表示脈沖為Low的期間(暫停期間)。而且，周期T(Ton+Toff)的脈沖的Vin，是從時刻t＝0連續(xù)輸入的電壓。
在Toff＞t3的情況下，如圖27(a)所示，由于在輸入第二個脈沖之前Csig_x放電完至Low，所以Vout的周期正常。
在Toff＜t3的情況下，如圖27(b)所示，由于在Csig_x仍未放電完的情況下就輸入第二個脈沖的Vin，所以第二個Csig_x的充電時間縮短了從圖中的a至b的時間部分。即，在Vout中，第二個脈沖降低至Low為止的時間與圖27(a)所示的Toff＞t3的情況那樣沒有Csig_x的充電的情況相比，縮短從a至b的時間部分，作為結(jié)果，產(chǎn)生Vout的第一個脈沖的周期與Vin的脈沖周期相比變短的問題。
這里，為了避免Csig_x的波形的重疊，較短地設(shè)定Csig_x的放電時間，即，相對于圖27(b)所示的Vin的脈沖，如果設(shè)定為t3x＜Toff＜t3(t3x是縮短了放電時間時的t3)，則可以消除上述問題，但是在縮短放電時間時，如圖26所示的振蕩等的誤動作防止能力降低。這樣，存在以下問題點，即輸出具有與暫停期間短的輸入脈沖的周期相同的周期的脈沖的能力和誤動作防止能力處于折衷的關(guān)系的問題點。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供比較電路和紅外線接收機(jī)，具有誤動作防止能力，同時可以提高具有與暫停期間短的輸入脈沖的周期相同周期的脈沖的能力。
為了達(dá)到上述目的，本發(fā)明的比較電路包括充放電電路，對應(yīng)于輸入脈沖信號的高電平和低電平的切換，充電動作和放電動作交替地切換，通過充放電電流對電容進(jìn)行充放電；第一比較器電路，比較上述電容的電容電壓和規(guī)定的閾值電壓；以及輸出信號生成電路，根據(jù)從上述第一比較器電路輸出的第一脈沖信號，生成輸出脈沖信號后將其輸出，上述第一比較器電路，通過分別比較上述電容電壓、第一閾值電壓、以及比上述第一閾值電壓大的第二閾值電壓，生成上述第一脈沖信號，該第一脈沖信號對應(yīng)于上述電容電壓比上述第一閾值電壓小的情況、上述電容電壓位于上述第一閾值電壓和上述第二閾值電壓之間的情況、以及上述電容電壓比上述第二閾值電壓大的情況中的其中一種情況，并且，在上述電容充電時，如果上述電容電壓被充電從而變得比上述第二閾值電壓大，則將上述第一脈沖信號作為用于切換上述輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號輸出到上述輸出信號生成電路，而且，在上述電容放電時，如果上述電容電壓被放電從而變得比上述第一閾值電壓小，則將上述第一脈沖信號作為用于切換上述輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號輸出到上述輸出信號生成電路，并且上述比較電路還包括電流值調(diào)整單元，通過根據(jù)上述被生成的第一脈沖信號生成用于調(diào)整上述充放電電路的充放電電流的電流值的信號而將其輸出到上述充放電電路，調(diào)整上述充放電電流的電流值。
按照上述結(jié)構(gòu)，第一比較器電路通過分別比較電容電壓、第一閾值電壓、以及比第一閾值電壓大的第二閾值電壓，生成第一脈沖信號，該第一脈沖信號對應(yīng)于電容電壓比第一閾值電壓小的情況、電容電壓位于第一閾值電壓和第二閾值電壓之間的情況、以及電容電壓比第二閾值電壓大的情況中的其中一種情況。
然后，在電容充電時，如果電容電壓增加從而變得比第二閾值電壓大，則通過將第一脈沖信號作為用于切換輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號輸出到輸出信號生成電路，切換輸出脈沖信號的高電平和低電平。
而且，在電容放電時，如果電容電壓減少從而變得比第一閾值電壓小，則通過將第一脈沖信號作為用于切換輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號輸出到輸出信號生成電路，切換輸出脈沖信號的高電平和低電平。
由此，通過交替地切換電容的充電和放電，切換輸出脈沖信號的高電平和低電平。即，通過第一比較器電路輸出的第一脈沖信號，決定輸出脈沖信號的脈沖周期。
并且，電流值調(diào)整單元，通過根據(jù)在第一比較器電路中生成的第一脈沖信號，生成用于調(diào)整充放電電路的充放電電流的電流值的信號而將其輸出到充放電電路，調(diào)整充放電電流的電流值，所以電容的充電時間和放電時間被調(diào)整。
接著，由于在電容的充電時間和放電時間已被調(diào)整的狀態(tài)下，第一比較器電路與前述一樣進(jìn)行各電壓的比較動作，將第一脈沖信號輸出到輸出信號生成電路，所以在輸出信號生成電路中，根據(jù)對應(yīng)于電容的充電時間和放電時間已被調(diào)整的狀態(tài)的第一脈沖信號，生成并輸出切換了高電平和低電平的輸出脈沖信號。
因此，如果縮短放電時間，則較快地切換輸出脈沖信號的高電平和低電平，所以即使在輸入脈沖信號中連續(xù)地輸入下一個脈沖之前的暫停時間縮短了上述被縮短的時間，輸出的脈沖的周期也不受影響。所以，不產(chǎn)生輸入脈沖和輸出脈沖的周期偏差，即使在連續(xù)輸入的下一個脈沖中，也可以輸出具有與輸入脈沖的周期相同的周期的脈沖。
因此，可以提高輸出具有與暫停期間短的輸入脈沖的周期相同的周期的脈沖的能力。
而且，在充放電電路中，從第一比較器電路輸出與電容電壓位于第一閾值電壓和第二閾值電壓之間的情況對應(yīng)的第一脈沖信號的情況下，通過將充放電電流的電流值調(diào)整得較小，較長地設(shè)定充放電時間，從而即使在輸入脈沖中產(chǎn)生了裂縫的情況下，電容電壓也不比第一閾值電壓小。
因此，即使在輸入脈沖中產(chǎn)生裂縫的情況下，電容電壓由于不比第一閾值電壓小，所以第一比較器電路不將用于切換輸出脈沖信號的高電平和低電平的第一脈沖信號輸出到輸出信號生成電路，所以輸出脈沖不受脈沖裂縫的影響地正常輸出。因此，即使在輸入脈沖的誤動作時，也可以防止輸出脈沖的誤動作。
如上所述，在本發(fā)明的比較電路中，可以一邊維持誤動作防止能力，一邊提高輸出具有與暫停期間短的輸入脈沖的周期相同的周期的脈沖的能力。
而且，本發(fā)明的比較電路，包括充放電電路，對應(yīng)于輸入脈沖信號的高電平和低電平的切換，充電動作和放電動作交替地切換，通過充放電電流對電容進(jìn)行充放電；第一比較器電路和第二比較器電路，比較上述電容的電容電壓和規(guī)定的閾值電壓；以及輸出信號生成電路，根據(jù)從上述第二比較器電路輸出的第二脈沖信號，生成輸出脈沖信號后將其輸出，上述第一比較器電路，通過分別比較上述電容電壓、第一閾值電壓、以及比上述第一閾值電壓大的第二閾值電壓，生成第一脈沖信號，該第一脈沖信號對應(yīng)于上述電容電壓比上述第一閾值電壓小的情況、上述電容電壓位于上述第一閾值電壓和上述第二閾值電壓之間的情況、以及上述電容電壓比上述第二閾值電壓大的情況中的其中一種情況，上述第二比較器電路，通過比較上述電容電壓、比上述第一閾值電壓大并且比上述第二閾值電壓小的具有遲滯特性的第三閾值電壓，生成上述第二脈沖信號，該第二脈沖信號對應(yīng)于上述電容電壓比上述第三閾值電壓小的情況、以及上述電容電壓比上述第三閾值電壓大的情況中的其中一種情況，并且，在上述電容充電時，如果上述電容電壓被充電從而變得比上述第三閾值電壓大，則將上述第二脈沖信號作為用于切換上述輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號輸出到上述輸出信號生成電路，而且，在上述電容放電時，如果上述電容電壓被放電從而變得比上述第三閾值電壓小，則將上述第二脈沖信號作為用于切換上述輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號輸出到上述輸出信號生成電路，并且上述比較電路還包括電流值調(diào)整單元，通過根據(jù)上述被生成的第一脈沖信號生成用于調(diào)整上述充放電電路的充放電電流的電流值的信號而將其輸出到上述充放電電路，調(diào)整上述充放電電流的電流值。
按照上述結(jié)構(gòu)，第一比較器電路，通過分別比較電容電壓、第一閾值電壓、以及比第一閾值電壓大的第二閾值電壓，生成第一脈沖信號，該第一脈沖信號對應(yīng)于電容電壓比第一閾值電壓小的情況、電容電壓位于第一閾值電壓和第二閾值電壓之間的情況、以及電容電壓比第二閾值電壓大的情況中的其中一種情況。
而且，第二比較器電路，通過比較電容電壓、比第一閾值電壓大并且比第二閾值電壓小的具有遲滯特性的第三閾值電壓，生成第二脈沖信號，該第二脈沖信號對應(yīng)于電容電壓比第三閾值電壓小的情況、以及電容電壓比第三閾值電壓大的情況中的其中一種情況。
于是，在電容充電時，如果電容電壓增加從而變得比第三閾值電壓大，則將第二脈沖信號作為用于切換輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號輸出到輸出信號生成電路，從而切換輸出脈沖信號的高電平和低電平。
而且，在電容放電時，如果電容電壓減少從而變得比第三閾值電壓小，則將第二脈沖信號作為用于切換輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號輸出到輸出信號生成電路，從而切換輸出脈沖信號的高電平和低電平。
因此，通過電容的充電和放電相互地切換，切換輸出脈沖信號的高電平和低電平。即，通過第二比較器電路輸出的第二脈沖信號，輸出脈沖信號的脈沖周期被決定。
而且，電流值調(diào)整單元通過根據(jù)由第一比較器電路生成的第一脈沖信號，生成用于調(diào)整充放電電路的充放電電流的電流值的信號而輸出到充放電電路，從而調(diào)整充放電電流的電流值，所以電容的充電時間和放電時間被調(diào)整。
接著，在通過從第一比較器電路輸出的第一脈沖信號調(diào)整了電容的充電時間和放電時間的狀態(tài)下，第二比較器電路與前述一樣進(jìn)行各電壓的比較動作，將第二脈沖信號輸出到輸出信號生成電路，所以在輸出信號生成電路中，根據(jù)對應(yīng)于電容的充電時間和放電時間被調(diào)整后的狀態(tài)的第二脈沖信號，生成并輸出切換了高電平和低電平的輸出脈沖信號。
由此，如果縮短放電時間，則較快地切換輸出脈沖信號的高電平和低電平，所以即使在輸入脈沖信號中連續(xù)地輸入下一個脈沖之前的暫停期間變短了已被縮短的時間，輸出的脈沖的周期也不受影響。因此，不產(chǎn)生輸入脈沖和輸出脈沖的周期偏差，即使在連續(xù)輸入的下一個脈沖中，也可以輸出具有與輸入脈沖的周期相同的周期的脈沖。
因此，可以提高輸出具有與暫停期間短的輸入脈沖的周期一樣的周期的脈沖的能力。
而且，通過具有第三閾值電壓，在充電時電容電壓變得比第三閾值電壓大時，第二比較器電路將第二脈沖信號輸出到輸出信號生成電路，例如，與在電容電壓變得比第二閾值電壓大時將切換輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號輸出到輸出信號生成電路時相比，電容電壓變得比第三閾值電壓大的時間較快，所以輸出脈沖信號的高電平和低電平的切換可變得更快。
由此，即使在短脈沖寬度的脈沖被輸入的情況下，第二比較器電路通過與其對應(yīng)，正常地輸出第二脈沖信號，從而切換輸出脈沖信號的高電平和低電平，所以對于短脈沖寬度的輸入脈沖的響應(yīng)能力提高。即，對于短周期的輸入脈沖的響應(yīng)能力也提高。
而且，在充放電電路中，在從第一比較器電路輸出與電容電壓位于第一閾值電壓和第二閾值電壓之間的情況對應(yīng)的第一脈沖信號的情況下，通過將充放電電路的電流值調(diào)整得較小，較長地設(shè)定充放電時間，從而即使在輸入脈沖中產(chǎn)生了裂縫的情況下，電容電壓也不會變得小于第三閾值電壓。
由此，即使在輸入脈沖中產(chǎn)生裂縫的情況下，由于電容電壓不會變得小于第三閾值電壓，所以第二比較器電路不將用于切換輸出脈沖信號的高電平和低電平的第二脈沖信號輸出到輸出信號生成電路，所以輸出脈沖可以不受脈沖裂縫的影響地被正常輸出。因此，即使在輸入脈沖的誤動作時，也可以防止輸出脈沖的誤動作。
通過如上所述，在本發(fā)明的比較電路中，可以一邊維持誤動作防止能力，一邊使輸出具有與暫停期間短的輸入脈沖的周期相同的周期的脈沖的能力提高，而且，可以使對于短周期·短脈沖寬度的輸入脈沖的響應(yīng)能力提高。
而且，本發(fā)明的比較電路包括充放電電路，對應(yīng)于輸入脈沖信號的高電平和低電平的切換，充電動作和放電動作交替地切換，通過充放電電流對電容進(jìn)行充放電；第一比較器電路和多個第三比較器電路，比較上述電容的電容電壓和規(guī)定的閾值電壓；以及多個輸出信號生成電路，根據(jù)從上述多個第三比較器電路輸出的各個第三脈沖信號，生成各個輸出脈沖信號后將其輸出，其特征在于，上述第一比較器電路，通過分別比較上述電容電壓、第一閾值電壓、以及比上述第一閾值電壓大的第二閾值電壓，生成第一脈沖信號，該第一脈沖信號對應(yīng)于上述電容電壓比上述第一閾值電壓小的情況、上述電容電壓位于上述第一閾值電壓和上述第二閾值電壓之間的情況、以及上述電容電壓比上述第二閾值電壓大的情況中的其中一種情況，上述多個第三比較器電路，是分別地設(shè)定了比上述第一閾值電壓大、并且比上述第二閾值電壓小的閾值電壓的比較器電路，通過比較上述電容電壓、和上述閾值電壓，分別生成上述第三脈沖信號，該第三脈沖信號對應(yīng)于上述電容電壓比上述閾值電壓小的情況、以及上述電容電壓比上述閾值電壓大的情況的其中一種情況，并且，在上述電容充電時，如果上述電容電壓被充電從而變得比上述閾值電壓大，則將上述第三脈沖信號作為用于切換上述輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號分別地輸出到上述輸出信號生成電路，而且，在上述電容放電時，如果上述電容電壓被放電從而變得比上述閾值電壓小，則將上述第三脈沖信號作為用于切換上述輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號分別地輸出到上述輸出信號生成電路，并且上述比較電路還包括電流值調(diào)整單元，通過根據(jù)上述被生成的第一脈沖信號生成用于調(diào)整上述充放電電路的充放電電流的電流值的信號而將其輸出到上述充放電電路，調(diào)整上述充放電電流的電流值。
按照上述的結(jié)構(gòu)，第一比較器電路通過分別比較電容電壓、第一閾值電壓、以及比第一閾值電壓大的第二閾值電壓，生成第一脈沖信號，該第一脈沖信號對應(yīng)于電容電壓比第一閾值電壓小的情況、電容電壓位于第一閾值電壓和第二閾值電壓之間的情況、以及電容電壓比第二閾值電壓大的情況中的其中一種情況。
第三比較器電路通過比較電容電壓、和閾值電壓，生成第三脈沖信號，該閾值電壓是比第一閾值電壓大、比第二閾值電壓小且被單獨設(shè)定的閾值電壓，該第三脈沖信號對應(yīng)于電容電壓比閾值電壓小的情況、以及電容電壓比閾值電壓大的情況的其中一種情況。
并且，在電容充電時，如果電容電壓增加從而變得比閾值電壓大，則將第三脈沖信號作為用于切換輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號輸出到輸出信號生成電路，從而切換輸出脈沖信號的高電平和低電平。
而且，在電容放電時，如果電容電壓減少從而變得比閾值電壓小，則將第三脈沖信號作為用于切換輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號輸出到輸出信號生成電路，從而切換輸出脈沖信號的高電平和低電平。
由此，通過交替切換電容的充電和放電，切換輸出脈沖信號的高電平和低電平。即，通過第三比較器電路輸出的第三脈沖信號，決定輸出脈沖信號的脈沖周期。
而且，電流值調(diào)整單元通過根據(jù)第一比較器電路被生成的第一脈沖信號生成用于調(diào)整充放電電路的充放電電流的電流值的信號而將其輸出到充放電電路，調(diào)整充放電電流的電流值，所以電容的充電時間和放電時間被調(diào)整。
接著，在通過從第一比較器電路輸出的第一脈沖信號調(diào)整了電容的充電時間和放電時間的狀態(tài)下，第三比較器電路與前述一樣進(jìn)行各電壓的比較動作，將第三脈沖信號輸出到輸出信號生成電路，所以在輸出信號生成電路中，根據(jù)對應(yīng)于電容的充電時間和放電時間被調(diào)整后的狀態(tài)的第三脈沖信號，生成并輸出切換了高電平和低電平的輸出脈沖信號。
由此，如果縮短放電時間，則較快地切換輸出脈沖的高電平和低電平，所以即使在輸入脈沖信號中連續(xù)地輸入下一個脈沖之前的暫停期間變短了已被縮短的時間，輸出的脈沖的周期也不受影響。因此，不產(chǎn)生輸入脈沖和輸出脈沖的周期偏差，即使在連續(xù)輸入的下一個脈沖中，也可以輸出具有與輸入脈沖的周期相同的周期的脈沖。
因此，可以提高輸出具有與暫停期間短的輸入脈沖的周期一樣的周期的脈沖的能力。
而且，通過具有多個第三比較器電路，對應(yīng)于與多個第三比較器電路中設(shè)定的各個閾值電壓的比較結(jié)果，將多個不同脈沖寬度的輸出脈沖分別地輸出到輸出信號生成電路。由此，可以根據(jù)多個不同的閾值電壓，使輸出脈沖寬度變動，得到多個不同的脈沖寬度的輸出脈沖。
而且，在充放電電路中，在從第一比較器電路輸出與電容電壓位于第一閾值電壓和第二閾值電壓之間的情況對應(yīng)的第一脈沖信號的情況下，通過將充放電電流的電流值調(diào)整得較小，較長地設(shè)定充放電時間，從而即使在輸入脈沖中產(chǎn)生了裂縫的情況下，電容電壓也不會變得小于閾值電壓。
由此，即使在輸入脈沖中產(chǎn)生裂縫的情況下，由于電容電壓不會變得小于閾值電壓，所以第三比較器電路不將用于切換輸出脈沖信號的高電平和低電平的第三脈沖信號輸出到輸出信號生成電路，所以輸出脈沖可以不受脈沖裂縫的影響地被正常輸出。因此，即使在輸入脈沖的誤動作時，也可以防止輸出脈沖的誤動作。
通過如上，在本發(fā)明的比較電路中，可以一邊維持誤動作防止能力，一邊使輸出具有與暫停期間短的輸入脈沖的周期相同的周期的脈沖的能力提高，而且，可以得到希望的脈沖寬度以及希望的延遲時間的輸出脈沖。
而且，本發(fā)明的紅外線接收機(jī)具有上述比較電路。
按照上述結(jié)構(gòu)，由于具有上述比較電路，所以可以具有誤動作防止能力，同時使輸出具有與暫停期間短的輸入脈沖的周期相同的周期的脈沖的能力提高。而且，通過具有上述比較電路，可以提高對于短周期·短脈沖寬度的輸入脈沖的響應(yīng)能力。
本發(fā)明的其它目的、特征以及優(yōu)點可以通過如下所示的記載充分明白。而且，本發(fā)明的優(yōu)點可以通過參照附圖的以下說明變得明白。


圖1是表示本發(fā)明的比較電路的一個實施方式的電路方框圖。
圖2是表示上述比較電路的結(jié)構(gòu)的一例的電路圖。
圖3是表示上述比較電路的動作波形的定時圖。
圖4是上述比較電路中的SR鎖存電路以及輸出電路的真值表。
圖5(a)是表示上述比較電路的脈沖連續(xù)輸入時的Toff＞t3的情況下的動作波形的定時圖。
圖5(b)是表示上述比較電路的脈沖連續(xù)輸入時的t2＜Toff＜t3的情況下的動作波形的定時圖。
圖6是表示上述比較電路中的誤動作時的動作波形的定時圖。
圖7是上述比較電路中的誤動作時的SR鎖存電路以及輸出電路的真值表。
圖8是表示上述比較電路的另一個結(jié)構(gòu)的一例的電路圖。
圖9(a)是表示初始設(shè)定電路的結(jié)構(gòu)的一例的電路圖。
圖9(b)是表示電源接通時的初始設(shè)定電路的動作波形的定時圖。
圖10是表示閾值電壓生成電路的結(jié)構(gòu)的一例的電路圖。
圖11是表示本發(fā)明中的比較電路的另一個實施方式的電路方框圖。
圖12(a)是在上述比較電路的輸出電路中，設(shè)定了電流鏡電流比的電路圖。
圖12(b)是連接了五個相同尺寸的MOS器件的電路圖。
圖13是表示上述比較電路的動作波形的定時圖。
圖14(a)是表示上述比較電路的脈沖連續(xù)輸入時的Toff＞t3時的動作波形的定時圖。
圖14(b)是表示上述比較電路的脈沖連續(xù)輸入時的t2＜Toff＜t3時的動作波形的定時圖。
圖15是表示上述比較電路中的誤動作時的動作波形的定時圖。
圖16是表示上述比較電路中的短脈沖寬度輸入時的動作波形的定時圖。
圖17是表示上述比較電路的另一個結(jié)構(gòu)的一例的電路圖。
圖18是表示閾值電壓生成電路的結(jié)構(gòu)的一例的電路圖。
圖19是表示用于表示上述比較電路的遲滯電壓寬度的動作波形的定時圖。
圖20是表示本發(fā)明的比較電路的再一個實施方式的電路方框圖。
圖21是表示上述比較電路的動作波形的定時圖。
圖22是表示本發(fā)明中的紅外線遙控器接收用設(shè)備的一個實施方式的方框圖。
圖23是表示利用了以往的遲滯比較器電路方式的比較電路的一個實施方式的電路圖。
圖24是表示以往的遲滯比較器電路的結(jié)構(gòu)的一例的電路圖。
圖25是表示以往的比較電路的動作波形的定時圖。
圖26是表示以往的比較電路中的誤動作時的動作波形的定時圖。
圖27(a)是表示以往的比較電路的脈沖連續(xù)輸入時的Toff＞t3時的動作波形的定時圖。
圖27(b)是表示以往的比較電路的脈沖連續(xù)輸入時的Toff＜t3時的動作波形的定時圖。
具體實施例方式
如果根據(jù)圖1～圖10對本發(fā)明的一個實施方式進(jìn)行說明，則如下所述。圖1是表示比較電路10的一個結(jié)構(gòu)例的電路方框圖。
而且，在圖中，MN表示N溝道MOSFET，MP表示P溝道MOSFET，并且在柵極/源極間施加MOSFET的閾值電壓(Vth)以上的電壓時，漏極/源極極間導(dǎo)通，并流過電流。而且，將漏極/源極間導(dǎo)通的情況設(shè)為導(dǎo)通(ON)，另一方面，將漏極/源極間不導(dǎo)通的情況設(shè)為截止(OFF)。
如圖1所示，本實施方式的比較電路10具有以下部件充放電電路100；作為第一比較器電路的比較器電路200；作為電流值調(diào)整單元的邏輯處理電路300；由SR鎖存電路400和輸出電路500構(gòu)成的輸出信號生成電路550；輸入輸入脈沖信號一即輸入電壓(Vin)的輸入單元11；被設(shè)置在比較器電路200和SR鎖存電路400之間的非門12；以及被設(shè)置在SR鎖存電路400和輸出電路500之間的非門13。
首先，參照圖1，兼顧結(jié)構(gòu)地對充放電電路100的基本動作進(jìn)行說明。
充放電電路100具有作為切換單元的開關(guān)單元101和開關(guān)單元102；作為第一電流源的電流源103；作為第二電流源的電流源104；以及電容105。根據(jù)開關(guān)單元101和開關(guān)單元102的切換，對電容105進(jìn)行充放電。
開關(guān)單元101是在Vin＝Hi的情況下導(dǎo)通，另一方面，在Vin＝Low的情況下截止那樣進(jìn)行設(shè)定的開關(guān)。它的一個電極與電流源103連接，另一個電極與電容105和開關(guān)單元102連接。
開關(guān)單元102是在Vin＝Hi的情況下截止，另一方面，在Vin＝Low的情況下導(dǎo)通那樣進(jìn)行設(shè)定的開關(guān)。它的一個電極與電流源104連接，另一個電極與電容105和開關(guān)單元101連接。
電流源103是產(chǎn)生恒流I1的電流源，在電流產(chǎn)生方向側(cè)與開關(guān)單元101連接，另一個單方向側(cè)與電源連接。電流源104是產(chǎn)生恒流I2的電流源，在電流產(chǎn)生方向側(cè)被接地，另一個單方向側(cè)與開關(guān)單元102連接。
電容105是電容值C1的電容，一個電極與開關(guān)單元101和開關(guān)單元102連接，另一個電極接地。電容105在充放電時，其電容電壓(Csig)變動。對這時的基本的電容的充放電動作進(jìn)行說明。
在對輸入單元11輸入Vin＝Hi的情況下，開關(guān)單元101導(dǎo)通，開關(guān)單元102截止。因此，從電流源103輸出的恒流I1通過開關(guān)單元101流入電容105。由此，電容105被充電。
另一方面，在對輸入單元11輸入Vin＝Low的情況下，開關(guān)單元101截止，開關(guān)單元102導(dǎo)通。因此，由于電流源104流過恒流I2，所以經(jīng)由開關(guān)單元102從電容105抽取電流。由此，電容105被放電。
而且，電流源103和電流源104與邏輯處理電路300連接。電流源103和電流源104通過邏輯處理電路300的輸出信號調(diào)整輸出的電流值。即，如后所述，根據(jù)比較器電路的比較結(jié)果，恒流I1和I2的電流值被調(diào)整。
比較器電路200具有比較器電路單元201和202；產(chǎn)生第一閾值電壓(Vth1)的基準(zhǔn)電源203；以及產(chǎn)生第二閾值電壓(Vth2)的基準(zhǔn)電源204，充放電電路100的Csig在比較器電路單元201中和Vth1比較，在比較器電路單元202中和Vth2比較。在比較之后，比較器電路單元201和202在Csig比閾值電壓高時生成高電平的信號，在比閾值電壓低時生成低電平的信號，并且分別將其輸出到邏輯處理電路300以及輸出信號生成電路550的SR鎖存電路400。即，生成高電平或者低電平的脈沖信號(第一脈沖信號)，并且分別輸出到邏輯處理電路300以及輸出信號生成電路550的SR鎖存電路400。
而且，Vth1和Vth2被設(shè)定為滿足以下的式(7)。
Max_Csig＞Vth2＞Vth1＞min_Csig …式(7)(max_Csig電容105的最大充電電壓，min_Csig電容105的最小充電電壓)邏輯處理電路300是根據(jù)被輸入的來自比較器電路200的輸出信號，對充放電電路100的電流源103和104輸出用于調(diào)整該電流源的恒流I1和I2的信號的電路。即，邏輯處理電路300將根據(jù)Csig與Vth1以及Vth2的比較結(jié)果生成的脈沖信號作為輸入，在進(jìn)行了邏輯處理后，輸出用于調(diào)整恒流I1和I2的信號。由此，恒流I1和I2對應(yīng)于根據(jù)比較器電路200的比較結(jié)果而生成的脈沖信號被進(jìn)行調(diào)整。
SR鎖存電路400包括與非門401和與非門402，是保持被輸入的來自比較器電路200的輸出信號(脈沖信號)的數(shù)據(jù)的電路。而且，SR鎖存電路400的邏輯如表2那樣。在本電路中，如下使用SR鎖存電路400，即在S＝R＝1下保持?jǐn)?shù)據(jù)，并且在對S或者R輸入脈沖(active Low)時，Q、-Q翻轉(zhuǎn)(反相)。在數(shù)據(jù)保持處理結(jié)束后，輸出信號被輸出到輸出電路500。
〔表2〕

輸出電路500具有MN501、電阻502、輸出單元503。MN501的柵極經(jīng)由非門13連接到SR鎖存電路400，漏極經(jīng)由輸出單元503和電阻502與電源連接，源極被接地。
而且，輸出電路500根據(jù)被輸入的來自SR鎖存電路400的輸出信號，從輸出單元503輸出輸出脈沖信號-即輸出電壓(Vout)。具體來說，在被輸入的信號為高電平時，由于MN501導(dǎo)通，所以Vout為低電平(＝GND)。另一方面，在被輸入的信號為低電平時，由于MN501截止，Vout為高電平(Hi)(＝Vcc)。
接著，參照圖2說明充放電電路100和邏輯處理電路300的具體的結(jié)構(gòu)例。圖2是表示比較電路10的詳細(xì)的結(jié)構(gòu)例的電路圖。
首先，兼顧結(jié)構(gòu)的說明，對充放電電路100的動作進(jìn)行說明。而且，在以下的充放電電路100的說明中，設(shè)為不輸出來自邏輯處理電路300的信號的情況，即MP115和MN122為截止的狀態(tài)。而且，輸出來自邏輯處理電路300的信號的狀態(tài)在后敘述。
充放電電路100具有MP111～117、MN118～124、產(chǎn)生電流Ia的電流源125、產(chǎn)生電流Ib的電流源126、產(chǎn)生電流Ic的電流源127、產(chǎn)生電流Id的電流源128、以及電容105。這里，由MP111～117構(gòu)成的部分表示開關(guān)單元101，由MN118～124構(gòu)成的部分表示開關(guān)單元102，電流源125和127表示電流源103，電流源126和128表示電流源104。
在對輸入單元11輸入Vin＝Hi的情況下，MP111和MP114截止，MN118和MN121導(dǎo)通。由此，MN118和MN121導(dǎo)通，所以從電流源126輸出的電流Ib在Vcc～MN118～GND的路徑中流過，而且，從電流源128輸出的電流Id在Vcc～MN121～GND的路徑中流過。由此，MN119、MN120和MN122～124中不流過電流。
另一方面，由于MP111和MP114截止，所以電流源125在MP112和MP113中流過電流Ia，電流Ia在Vcc～MP112～GND的路徑中流過。而且，由于MP112和MP113構(gòu)成電流鏡，所以在MP113中流過電流Ia，對電容105流入電流Ia。由此，電容105被充電。
而且，電流源127在MP116和MP117中流過電流Ic，并且電流Ic在Vcc～MP116～GND的路徑中流過。而且，由于MP116和MP117構(gòu)成電流鏡，所以在MP117中流過電流Ic，對電容105流入電流Ic。由此，電容105被充電。因此，電容105通過將電流Ia和電流Ic相加后的電流被充電。
而且，在對輸入單元11輸入Vin＝Low的情況下，MP111和MP114導(dǎo)通，MN118和MN121截止。由此，MP111和MP114導(dǎo)通，所以從電流源125輸出的電流Ia在Vcc～MP111～GND的路徑中流動，而且，從電流源127輸出的電流Ic在Vcc～MP114～GND的路徑中流動。由此，在MP112、MP113和MP115～117中不流過電流。
另一方面，由于MN118和MN121截止，所以電流源126在MN119和MN120中流過電流Ib，并且電流Ib在Vcc～MN119～GND的路徑中流動。而且，由于MN119和MN120構(gòu)成電流鏡，所以由于對MN120流過電流Ib，所以從電容105抽取電流Ib。由此，電容105被放電。
而且，電流源128在MN123和MN124中流過電流Id，并且電流Id在Vcc～MN123～GND的路徑中流動。而且，由于MN123和MN124構(gòu)成電流鏡，所以由于對MN124流過電流Id，所以從電容105抽取電流Id。由此，電容105被放電。因此，電容105通過將電流Ib和電流Id相加后的電流被放電。
邏輯處理電路300具有與非門301和非門302。與非門301是輸入來自比較器電路200的兩個輸出信號，并且進(jìn)行邏輯運算處理的門電路。運算后的輸出信號(X)被輸出到充放電電路100，具體來說是MP115的柵極、以及非門302。非門302是對被輸入的來自與非門301的輸出信號進(jìn)行邏輯運算處理的門電路。運算后的輸出信號被輸出到充放電電路100，具體來說輸出到MN122的柵極。
而且，在與非門301的輸出信號X＝Hi的情況下，MP115截止，另一方面，在X＝Low的情況下，MP115導(dǎo)通。在MP115導(dǎo)通的情況下，由于電流Ic在Vcc～MN115～GND的路徑中流動，所以在MP116和MP117中不流過電流。由此，不進(jìn)行基于流過MP117的電流即電流Ic的電容105的充電。
而且，在與非門301的輸出信號X＝Hi的情況下，由于非門302的輸出信號為低電平，所以MN122截止。另一方面，與非門301的輸出信號為X＝Low的情況下，由于非門302的輸出信號為高電平，所以MP112導(dǎo)通。在MP112導(dǎo)通的情況下，由于電流Id在Vcc～MN112～GND的路徑中流動，所以在MN123和MN124中不流過電流。由此，不進(jìn)行基于流過MN124的電流即電流Id的電容105的放電。
因此，在與非門301的輸出信號為X＝Low的情況下，不進(jìn)行基于電流Ic的充電以及基于電流Id的放電。
接著，參照圖3說明本實施方式的比較電路10的電路動作。
圖3是比較電路10的動作波形。而且，在以下的動作波形中，Vin表示輸入電壓，Vth1表示第一閾值電壓，Vth2表示第二閾值電壓，Csig表示電容105的電容電壓，R表示SR鎖存電路400的復(fù)位輸入信號，S表示SR鎖存電路400的置位輸入信號，X表示與非門301的輸出信號，Q表示SR鎖存電路400的正邏輯值，以及Vout表示輸出電壓。而且，t1表示輸出脈沖對于輸入脈沖的上升的反應(yīng)的延遲時間，t2表示輸出脈沖對于輸入脈沖的下降的反應(yīng)的延遲時間，pw表示脈沖寬度。
如上所述，在本實施方式的比較電路10中，在Vin＝Hi時，進(jìn)行電容105的充電，在Vin＝Low時，進(jìn)行電容105的放電。
如圖3所示，從Vin＝Low開始，上升到Vin＝Hi時，Csig急劇地上升到Vth1(A→B點)，然后，按照時間常數(shù)上升至Vth2(B→C點)。在Csig達(dá)到Vth2時，急劇地上升至電容105的max_Csig(C→D點)。然后，Csig繼續(xù)保持max_Csig(D→E點)。
接著，從Vin＝Hi開始，下降到Vin＝Low時，Csig急劇地下降到Vth2(E→F點)，然后，按照時間常數(shù)下降至Vth1(F→G點)。在Csig達(dá)到Vth1時，急劇地下降，直至將電容105放電完(G→H點)。然后，Csig繼續(xù)保持GND(Low)。
即，從Vin＝Low開始上升至Vin＝Hi時，電容105被急速充電(A→B)，然后，按照時間常數(shù)電容105被充電(B→C點)。在Csig達(dá)到Vth2時，電容105被急速地充電至電容105的max_Csig(C→D點)。然后，電容105成為充電飽和狀態(tài)(D→E點)。
接著，從Vin＝Hi開始，下降到Vin＝Low時，電容105被急速放電(E→F點)，然后，按照時間常數(shù)電容105被放電(F→G點)。在Csig達(dá)到Vth1時，電容105被急速放電，直至將電容105放電完(G→H點)。然后，電容105成為已放電完的狀態(tài)。
這里，如前所述，在充電時，通過電流Ia和電流Ic進(jìn)行電容105的充電，在放電時，通過電流Ib和電流Ic進(jìn)行電容105的放電。但是，在邏輯處理電路300即與非門301的輸出信號為X＝Low的情況下，由于MP115和MN122導(dǎo)通，所以不進(jìn)行基于電流Ic的電容105的充電、以及基于電流Id的電容105的放電。
因此，如參照圖3，則與非門301的X的動作波形在B→C點以及F→G點的情況下成為低電平。即，B→C點以及F→G點的情況下，充放電電路100的MP115和MN122導(dǎo)通，電流Ic和Id不對該期間的充放電電流產(chǎn)生貢獻(xiàn)，所以充放電電流變小。因此，在B→C點以及F→G點的期間，充放電時間變長。
與此相反，如果用圖2所示的常數(shù)表示充放電動作，則如下進(jìn)行。
A→B、C→D點間以時間常數(shù)t/V＝C1/(Ia+Ic)進(jìn)行充電B→C點間以時間常數(shù)t/V＝C1/Ia進(jìn)行充電E→F、G→H點間以時間常數(shù)t/V＝C1/(Ib+Id)進(jìn)行放電F→G點間以時間常數(shù)t/V＝C1/Ib進(jìn)行放電。
而且，在圖3所示的波形的情況下，設(shè)為Ia＜＜Ic、Ib＜＜Id。
而且，參照圖3和圖4，對SR鎖存電路400和輸出電路500的動作波形進(jìn)行說明。圖4表示SR鎖存電路400和輸出電路500的真值的表。而且，將高電平作為1，將低電平作為0。
·在輸入脈沖輸入前的初始狀態(tài)(Vin＝Low)中，為(S，R)＝(1，0)，Q＝0。
·在B點中，由于Csig＞Vth1，所以R為0→1，(S，R)＝(1，1)。Q的值被保持。
·在C點中，由于Csig＞Vth2，所以S為1→0，(S，R)＝(0，1)。這里，Q反相為0→1，并且Vout成為Hi→Low。
·在F點中，雖然Csig＜Vth2，S為0→1，但是Q仍被保持為1。
·在G點中，由于Csig＜Vth1，所以R為1→0，(S，R)＝(1，0)。這里，Q反相為1→0，并且Vout成為Low→Hi。
接著，參照圖5(a)和圖5(b)，說明在比較電路10中，周期T的脈沖的Vin從時刻t＝0連續(xù)輸入輸入單元11的情況下的動作波形。
圖5(a)表示脈沖連續(xù)輸入時的Toff＞t3時的動作波形。圖5(b)表示脈沖連續(xù)輸入時的t2＜Toff＜t3時的動作波形。
而且，Ton表示Vin＝Hi的期間，Toff表示Vin＝Low的期間(暫停期間)。而且，將Ton和Toff一起作為1周期(T)。而且，t3表示以往的比較電路(以下，作為以往例)中的電容電壓從充電飽和狀態(tài)到放電完為止的時間，并且虛線表示以往例中的動作波形。
如圖5(a)所示，在Toff＞t3的情況下，比較電路10的動作波形和以往例的動作波形都不與Csig的波形重疊，Vout正常地被輸出。
而且，如圖5(b)所示，在t2＜Toff＜t3的情況下，雖然在以往例的動作波形中，在Csig的波形上產(chǎn)生重疊，但是在比較電路10的動作波形中不產(chǎn)生重疊，Vout被正常地輸出。
這里，如圖3所示，t2是輸出脈沖對于輸入脈沖的下降的反應(yīng)的延遲時間，但也是從Vin由Hi反轉(zhuǎn)為Low開始，至Csig放電為低電平的時間。在圖5(a)和圖5(b)所示的動作波形時，t2和t3分別成為以下的式(8)、式(9)。
t2＝(Vcc-Vth2)×C1/(Ib+Id)+(Vth2-Vth1)×C1/Ib+(Vth1-0)×C1/(Ib+Id)≈(Vth2-Vth1)×C1/Ib …式(8)t3＝VCC×C1/Ib…式(9)而且，為了比較，將以往的比較電路中的放電電流設(shè)為Ib。而且，在Ib＜Id的情況下，將式(8)中的t2的第1項，以及第3項作為可忽略的項。
由此，t2和t3的差Δt成為下式(10)Δt＝t3-t2＝(Vcc-Vth2+Vth1)×C1/Ib＝(Vcc-ΔVth)×C1/Ib …式(10)t2＜t3。這里，ΔVth＝Vth2-Vth1 …式(11)，ΔVth相對于以往例的遲滯寬度(Vhis)。
因此，在本實施方式的比較電路10中，輸出具有與以往例相比Toff短的、即暫停時間短的輸入脈沖的周期相同的周期的脈沖的能力提高，可以輸出具有與暫停時間短了式(10)的Δt的輸入脈沖的周期相同的周期的脈沖。
而且，在本實施方式的比較電路10中，在Vin＝Hi時進(jìn)行電容105的充電，在Vin＝Low時進(jìn)行電容105的放電。于是，比較電路10通過設(shè)定Vth1和Vth2，對于充放電時的Csig，進(jìn)行以下三種期間的情況的區(qū)分，即(a)Csig＜Vth1的情況，(b)Vth1＜Csig＜Vth2的情況，(c)Csig＜Vth2的情況，使對電容105的充放電電流值變動。
即，如果參照圖3，則(a)的期間為A→B點以及G→H點的期間，(b)的期間為B→C點和F→G點的期間，(c)的期間為C→D→E→F點的期間。
然后，在B→C和F→G點的期間的情況下，由于電流Ic和Id對該期間的充放電電流不產(chǎn)生貢獻(xiàn)，所以在設(shè)定Ia＜＜Ic，Ib＜＜Id時，急劇地縮短B→C點和F→G點的期間以外的充放電時間。
由此，在作為t2的期間的E→F、F→G、和G→H點的期間中，可以急劇地縮短E→F和G→H點的期間，所以可以縮短t2。因此，可以正確地輸出具有與暫停期間短的輸入脈沖的周期相同的周期的脈沖。而且，在上述比較電路10的動作波形的說明中，表示了從充電動作開始為起始對放電動作進(jìn)行切換的例子，但是不限于此，也可以以放電動作開始為起始，對充電動作進(jìn)行切換。
而且，在圖3的波形中，(a)、(c)的期間充電時間、放電時間都較短地設(shè)定，并且(b)的期間是較長地設(shè)定充放電時間的情況的波形。
即，雖然(a)～(c)的期間的Csig分別是同一點的電壓，但是由于與各閾值電壓的相對關(guān)系，充放電電流值(即充放電時間常數(shù))不同，表示(a)、(c)的期間的Csig(a)、(c)的充放電電流值大(時間常數(shù)小)，(b)的期間的Csig(b)的充放電電流值小(時間常數(shù)大)的情況下的動作波形。而且，Csig滿足以下的式(12)。
Max_Csig＞Csig(c)＞Vth2＞Csig(b)＞Vth1＞Csig(a)＞Min_Csig …式(12)而且，在Toff＜t2的情況下，由于在Csig的波形中產(chǎn)生重疊，所以SR鎖存電路400的復(fù)位信號R不變?yōu)?，Vout仍為低電平。為了避免這樣的情況，需要設(shè)定t2的值，以便不成為Toff＜t2。
這里，在圖2所示的比較電路10中，max_Csig成為與Vcc相同的電位(MP113和MP117的電位在成為了與Vcc相同的電位時，充電電流為0而停止充電)，同樣，min_Csig成為與GND＝0相同的電位(MN120和MN124的電位在成為了與GND相同的電位時，放電電流變?yōu)?而停止放電)。
因此，在比較電路10中，例如，設(shè)定為Vcc＝5(V)，Vth2＝3(V)，Vth1＝2(V)，GND＝0(V)，并且在如圖2所示的比較電路10中，在設(shè)定為Ia＝Ib＝0.1(uA)，Ic＝Id＝10(uA)，C1＝10(pF)的情況下，圖3所示的動作波形中的t1、t2分別成為以下的值。
t1＝t_AB+t_BC+t_CD＝C1×Vth1/(Ia+Ic)+C1×(Vth2-Vth1)/Ia+C1×Vth2/(Ia+Ic)＝10×2/10.1+10×1/0.1+10×2/10.1＝103.96〔usec〕t2＝t_EF+t_FG+t_GH＝C1×Vth2/(Ib+Id)+C1×(Vth2-Vth1)/Ib+C1×Vth1/(Ib+Id)＝10×2/10.1+10×1/0.1+10×2/10.1＝103.96〔usec〕由此，在提供了上述數(shù)值設(shè)定的情況下，從信號輸入至輸出的延遲時間t1為103.96(usec)，從信號輸入停止(圖3的E點)至Csig降低到0V的時間t2為103.96(usec)。
因此，在對輸入單元11連續(xù)輸入信號的情況下，信號(高電平)和信號(高電平)之間的時間Toff，在t2＝103.96(usec)以上的情況下，可以從輸出單元503正常地輸出脈沖信號。
而且，由于從電流源125～128輸出的電流Ia、Ib、Ic和Id為恒流，所以可以更高精度地設(shè)定充電時間和放電時間。
接著，參照圖6和圖7對本實施方式的比較電路10中的誤動作防止進(jìn)行說明。圖6是誤動作時的比較電路10的動作波形。圖7表示誤動作時的SR鎖存電路400和輸出電路500的真值表。
如圖6所示，在Vin＝Hi時的脈沖中產(chǎn)生裂縫的位置(圖中的α)為表示誤動作的波形。該脈沖的裂縫由于干擾等產(chǎn)生。
在觀察Vin中產(chǎn)生裂縫的位置的Csig時，C→D點為止Csig下降。但是，在(b)的期間，由于較長地設(shè)定充放電時間，所以Csig不下降至Vth1以下。由此，如波形和真值表所示那樣，即使在Vin的輸入脈沖中產(chǎn)生裂縫的情況下，也和以往例一樣，Vout的輸出脈沖被正常輸出。因此，即使是Vin的誤動作時，也可以防止Vout的誤動作。
這里，在本實施方式的比較電路10和以往例的充放電電流相同的情況下，在將比較電路10的ΔVth＝Vth2-Vth1相對于以往例的遲滯電壓寬度(Vhis)設(shè)定為如下的式(13)的關(guān)系時，由于遲滯寬度變大，所以可以維持與以往例相比同等或以上的誤動作防止能力。但是，比較電路10的充放電電流僅在(b)的期間與以往例相同。
ΔVth≥Vhis …式(13)根據(jù)以上情況，在本實施方式的比較電路10中，即使與以往例比較，也可以一邊維持同等以上的誤動作防止能力，一邊提高用于輸出具有與暫停時間短的輸入脈沖的周期相同的周期的脈沖的能力。
而且，在本實施方式的比較電路10中，也可以將(b)的期間的充電時間(充電電流)和放電時間(放電電流)設(shè)定得相等。具體來說，在圖3中，也可以將B→C點的充電時間和F→G點的放電時間設(shè)定得相等。參照圖3對其進(jìn)行說明。
在(b)的期間，充電電流為電流Ia，放電電流為電流Ib。因此，在為了將充電時間和放電時間設(shè)定得相等而設(shè)Ia＝Ib時，圖3所示的B→C點的充電時間Tbc為以下的式(14)。
Tbc＝(Vth2-Vth1)×C1/Ia＝t1 …式(14)而且，F(xiàn)→G點的放電時間Tfg為以下的式(15)。
Tfg＝(Vth2-Vth1)×C1/Ib＝t2 …式(15)由此，在Ia＝Ib的情況下，Tbc＝Tfg，即t1＝t2。這里，如果A→B點、C→D點、E→F點以及G→H點的充放電時間設(shè)為足夠短(Ia＜＜Ic、Ib＜＜Id)而忽略，則由于t1＝t2，Vin和Vout的脈沖寬度變得相等。
因此，在比較電路10中，通過將充電時間和放電時間設(shè)為相等，即設(shè)為Ia＝Ib，可以輸出與輸入脈沖的脈沖寬度相同的脈沖寬度的輸出脈沖。
而且，本實施方式的比較電路10為了設(shè)定電源接通時的初始狀態(tài)，也可以具有初始設(shè)定電路600。參照圖8、圖9(a)和圖9(b)對其進(jìn)行說明。
圖8是表示具有了初始設(shè)定電路600的比較電路20的一個結(jié)構(gòu)例的電路圖。圖9(a)是表示初始設(shè)定電路600的具體的結(jié)構(gòu)例的電路圖，圖9(b)是電源接通時的初始設(shè)定電路600的動作波形。而且，E是電容608的電容電壓，F(xiàn)是非門609的輸出信號，表示對MN604的柵極施加的信號。而且，Iout表示初始設(shè)定電路600的輸出電流。
比較電路20除了比較電路10的結(jié)構(gòu)，還具有初始設(shè)定電路600。
如圖9(a)所示，初始設(shè)定電路600具有MP601～603、MN604～607、電容608、非門609和電阻610。而且，MP602和603、MN606和607以及電阻610所構(gòu)成的部分構(gòu)成恒流電路620。
在接通電源時(Vcc＝Hi)，如圖9(b)所示的動作波形那樣，電容608由于電流被抽取而放電完，所以電容608的電容電壓為E＝Low。這時，被輸入電容608的E的非門609的輸出信號為F＝Hi。
因此，在電源接通后，恒流電路620開始動作時，由于MP601被導(dǎo)通，電容608被充電，所以E上升。因此，隨著E上升，F(xiàn)降低到低電平。因此，僅在F為高電平期間，MN604、MN605被導(dǎo)通，流過輸出電流Iout。
例如，如圖8所示，在比較電路20中，在將電源接通時的Csig設(shè)定為0時，僅在電源接通時的短期間，僅從電容105抽取電流Iout即可。
因此，在比較電路20中，由于具有初始設(shè)定電路600，通過在電源接通時提供初始設(shè)定，可以在電源接通時進(jìn)行穩(wěn)定的波形處理。
而且，在本實施方式的比較電路10中，在由于工藝變動或元件離散，比較器電路200的第一閾值電壓(Vth1)和第二閾值電壓(Vth2)不滿足Vth1＜Vth2的情況下，比較電路10不能正常動作。
為了避免該問題，比較器電路200的Vth1和Vth2利用電阻的電壓降來生成。參照圖10對其進(jìn)行說明。圖10是表示閾值電壓生成電路230的具體的結(jié)構(gòu)例電路圖。
如圖10所示，閾值電壓生成電路230具有電阻231(電阻值Ra)、電阻232(電阻值Rb)、以及產(chǎn)生恒流Ie的電流源233，按照電源、電流源233、電阻231、電阻232、GND的順序串聯(lián)連接。然后，從電流源233和電阻231之間取出Vth2，從電阻231和電阻232之間取出Vth1。
這時的各閾值電壓的值成為以下的式(16)和式(17)。
Vth1＝Rb×Ie …式(16)Vth2＝(Ra+Rb)×Ie …式(17)由此，始終滿足Vth1＜Vth2，成為ΔVth＝Ra×Ie。
因此，在比較電路10中，由于具有閾值電壓生成電路230，可以始終滿足Vth1＜Vth2。
〔實施方式2〕如果根據(jù)圖11～圖19說明本發(fā)明的另一個實施方式，則如下所述。而且，在本實施方式中說明的內(nèi)容以外的結(jié)構(gòu)與前述實施方式1相同。而且，為了方便說明，對于與前述的實施方式1的附圖中表示的部件具有相同功能的部件，賦予相同的標(biāo)號，省略其說明。圖11是表示比較電路30的一個結(jié)構(gòu)例的電路圖。
如圖11所示，本實施方式的比較電路30具有輸入單元11、非門12、充放電電路100、比較器電路200、邏輯處理電路300、作為第二比較器電路的遲滯比較器電路700、以及作為輸出信號生成電路的輸出電路800。
本實施方式的比較電路30將比較器電路200作為調(diào)整充放電電路100的充放電電流值的電路使用，并且根據(jù)在遲滯比較器電路700中設(shè)定的具有遲滯特性的第三閾值電壓(Vth3_his)(遲滯電壓)、和Csig的比較結(jié)果輸出Vout。
遲滯比較器電路700具有比較器電路701和產(chǎn)生Vth3_his的基準(zhǔn)電源702，比較充放電電路100的Csig和Vth3_his。在比較之后，比較器電路701在Csig與Vth3相比，如果高則生成高電平的信號，如果低則生成低電平的信號，將其輸出到輸出電路800。即，生成高電平或者低電平的脈沖信號(第二脈沖信號)，并且輸出到輸出電路800。
而且，如圖24所示，作為遲滯比較器電路700的詳細(xì)的結(jié)構(gòu)，也可以是與以往相同的結(jié)構(gòu)。可以優(yōu)選使用一般被使用的遲滯比較器電路。
這里，作為遲滯比較器電路700的動作的原理，雖然與以往例的情況一樣，但是在本實施方式的比較電路30中，Vth3_his被設(shè)定為滿足以下的條件。
Vth1＜Vth3_L＜Vth3_H＜Vth2 …式(18)(而且，Vth3_H的H表示高電平，Vth3_L的L表示低電平)輸出電路800具有MN801、MN802、電阻803、以及輸出單元804。MN801的漏極與遲滯比較器電路700連接，柵極與自身的漏極以及MN802的柵極連接，源極接地。MN802的漏極與輸出單元804、以及經(jīng)由電阻803與電源連接，其源極接地。
而且，輸出電路800對應(yīng)于被輸入的來自遲滯比較器電路700的輸出信號，從輸出單元804輸出輸出脈沖信號即輸出電壓(Vout)。具體來說，在被輸入的信號為高電平的情況下，MN801和MN802由于導(dǎo)通，所以Vout為低電平(＝GND)。另一方面，在被輸入的信號為低電平的情況下，MN801和MN802由于截止，Vout為高電平(＝Vcc)。
這里，MN801和MN802構(gòu)成電流鏡。參照圖12(a)和圖12(b)對其進(jìn)行說明。
圖12(a)是表示MN801和MN802的電流鏡結(jié)構(gòu)部分，設(shè)定了電流鏡電流比的電路圖。圖12(b)表示MN801和MN802的電流鏡結(jié)構(gòu)部分，連接了相同尺寸的五個MOS器件的電路圖。
MN801和MN802設(shè)定電流鏡電流比1∶m。如圖12(a)所示，在基準(zhǔn)電流(Iref)流過MN801的情況下，從MN802的漏極輸出的電流(Iout(802))為Iref的m倍。這時的Iout(802)為以下的式(19)。
Iout(802)＝Iref×(W2/L2)/(W1/L1)…式(19)(L1MN801的柵極長，L2MN802的柵極長，W1MN801的柵極寬度，W2MN802的柵極寬度)由此，提供將柵極長或者柵極寬度設(shè)定為合適的值，可以得到m倍的Iout(802)。
而且，如圖12(b)所示，通過連接五個相同尺寸的MOS器件，可以得到精度更高的電流值。
因此，在比較電路30中，通過將遲滯比較器電路700的輸出電流用輸出電路800中的電流鏡電路放大為m倍，可以使輸出的驅(qū)動電流能力提高。
接著，參照圖13說明本實施方式的比較電路30中的電路動作。
圖13是比較電路30的動作波形。而且，Vth3_his表示第三閾值電壓，Vth3_H表示高電平，Vth3_L表示低電平，Vhis3表示遲滯寬度。而且，將從時刻t＝0對Vin輸入脈沖開始到Vout反相為低電平為止的時間，在本實施方式的比較電路30中定義為t1a，在以往例中定義為t1c。而且，將Csig被充電而成為Vth2為止的時間定義為t1b。而且，t2表示輸出脈沖對于輸入脈沖的降低的反應(yīng)的延遲時間，pw表示脈沖寬度。進(jìn)而，t3表示以往例的電容電壓從充電飽和狀態(tài)至放電完的時間，虛線表示以往例中的動作波形。
基本的動作與前述實施方式的比較電路10和20相同，在Vin＝Hi時進(jìn)行電容105的充電，Vin＝Low時進(jìn)行電容105的放電。
但是，雖然Csig的充放電動作與前述實施方式的情況相同，但是在C點中，由于Csig＞Vth3_H，Vth3_H降低到Vth3_L，Vout＝Low。之后，Csig經(jīng)過D～G點到達(dá)H點時，由于Csig＜Vth3_L，所以Vth3_L上升至Vth3_H，Vout＝Hi。
接著，參照圖14(a)和圖14(b)，對在比較電路30中，周期T的脈沖的Vin從時刻t＝0連續(xù)輸入輸入單元11時的動作波形進(jìn)行說明。
圖14(a)表示連續(xù)輸入時的Toff＞t3時的動作波形。圖14(b)表示連續(xù)輸入時的t2＜Toff＜t3時的動作波形。
在Toff＞t3的情況下，如圖14(a)所示，比較電路30的動作波形和以往例的動作波形在Csig的波形中都沒有重疊，Vout被正常地輸出。
而且，在t2＜Toff＜t3的情況下，如圖14(b)所示，雖然在以往例的動作波形中在Csig的波形中產(chǎn)生重疊，但是在本實施方式的動作波形中不產(chǎn)生重疊，Vout被正常地輸出。
這里，與前述實施方式1的情況一樣，t2、t3、和Δt與上述式(8)～(10)一樣，t2＜t3。
因此，在本實施方式的比較電路30中，與以往例相比，輸出具有Toff短的即暫停時間短的輸入脈沖的周期相同的周期的脈沖的能力提高，可以輸出具有與暫停時間短了式(10)的Δt的輸入脈沖的周期相同的周期的脈沖。
而且，在本實施方式的比較電路30中，在Vin＝Hi時，進(jìn)行電容105的充電，在Vin＝Low時進(jìn)行電容105的放電。然后，比較電路30通過設(shè)定Vth1和Vth2，對充放電時的Csig進(jìn)行以下三個期間的情況區(qū)分，即(a)Csig＜Vth1的情況，(b)Vth1＜Csig＜Vth2的情況，(c)Csig＜Vth2的情況，使對電容105的充放電電流值變動。
即，如果參照圖13，則(a)的期間是A→B點以及I→J點的期間，(b)的期間是B→C→D點，以及G→H→I點的期間，(c)的期間是D→E→F→G點的期間。
于是，在B→C→D點以及G→H→I點的情況下，由于Ic和Id不對該期間的充放電電流產(chǎn)生貢獻(xiàn)，所以如果設(shè)定Ia＜＜Ic，Ib＜＜Id，則急劇地縮短B→C→D點以及G→H→I點的期間以外的充放電時間。
由此，在作為t2的期間的F→G、以及G→H點的期間中，由于可以急劇地縮短F→G點的期間，所以可以縮短t2。由此，可以正確地輸出具有與暫停期間短的輸入脈沖的周期相同的周期的脈沖。
而且，在圖13的波形中，是(a)、(c)的期間都較短地設(shè)定充電時間、放電時間，并且(b)的期間比較長地設(shè)定充放電時間的情況的波形。
但是，在Toff＜t2的情況下，由于在Csig波形中產(chǎn)生重疊，所以存在輸出脈沖的周期比輸入脈沖更短的可能性。為了避免這樣的情況，需要設(shè)定t2的值，以便不使Toff＜t2。
接著，參照圖15對本實施方式的比較電路30中的誤動作防止進(jìn)行說明。圖15是誤動作時的比較電路30的動作波形。
如圖15所示，在Vin＝Hi時的脈沖中裂縫產(chǎn)生的位置(圖中的β)，是表示誤動作的波形。該脈沖的裂縫由于干擾等產(chǎn)生。
在觀察Vin中產(chǎn)生裂縫的位置的Csig時，到C→D點為止Csig下降。但是，在(b)的期間，由于較長地設(shè)定充放電時間，所以到(a)的期間為止Csig不下降。由此，如波形中表示的那樣，即使在Vin的輸入脈沖中產(chǎn)生裂縫的情況下，也與以往例一樣Vout的輸出脈沖可以正常地被輸出。因此，即使在Vin的誤動作時，也可以防止Vout的誤動作。
這里，在本實施方式的比較電路30和以往例的充放電電流相同的情況下，通過將比較電路30的遲滯寬度(Vhis3)相對于以往例的遲滯電壓寬度(Vhis)設(shè)定為如下的式(20)的關(guān)系，由于遲滯寬度變大，所以可以維持與以往例相比同等或以上的誤動作防止能力。但是，比較電路30的充放電電流僅在(b)的期間與以往例相同。
Vhis3≥Vhis …式(20)由上述可知，在本實施方式的比較電路30中，即使與以往例相比，也可以一邊維持同等以上的誤動作防止能力，一邊使輸出具有與暫停期間短的輸入脈沖的周期相同的周期的脈沖的能力提高。
而且，對于本實施方式的比較電路30的優(yōu)點，參照圖16進(jìn)行說明。圖16表示t1a＜Ton＜t1c＜t1b時的動作波形。而且，虛線表示以往例的動作波形，點線表示前述實施方式的比較電路10的動作波形。
首先，在比較電路30中，圖13中表示的t1a、t1b和t1c分別為以下的式(21)～(23)。
t1a＝(Vth3_H-Vth1)×C1/Ia …式(21)t1b＝(Vth2-Vth1)×C1/Ia …式(22)t1c＝(Vth_H-0)×C1/Ia＝Vth_H×C1/Ia …式(23)這里，Vth_H是以往例的遲滯電壓(Hi)。而且，Vth3_H＝Vth_H的情況下，成為t1a＜t1c＜t1b …式(24)與此相對，在圖16中表示在比較電路30中，對輸入單元11輸入成為t1a＜Ton＜t1c＜t1b的短脈沖寬度的脈沖時的波形。
這時，在前述實施方式的比較電路10中，為了不成為Csig＞Vth2，Vout不反相為低電平。而且，在以往例的情況下，如果Vth3_H＝Vth_H，則為了不成為Csig＞Vth_H，Vout不反相為低電平。
但是，在本實施方式的比較電路30中，由于Csig＞Vth3_H，所以Vout反相為低電平。這時，將t1a與t1b比較的Δtb，以及與t1c比較的Δtc成為以下的式(25)、式(26)。
Δtb＝t1b-t1a＝(Vth2-Vth3_H)×C1/Ia …式(25)Δtc＝t1c-t1a＝(Vth_H-Vth3_H+Vth1)×C1/Ia＝Vth1×C1/Ia …式(26)因此，在本實施方式的比較電路30中，與以往例、以及前述實施方式的比較電路10相比，輸出具有t1a＜Ton＜t1c＜t1b那樣的短脈沖寬度的輸入脈沖的能力提高，對于短脈沖寬度的輸入的響應(yīng)能力，與前述的實施方式的比較電路10相比提高Δtb，與以往例相比提高Δtc。即，對于短周期的輸入脈沖的響應(yīng)能力也提高。
通過以上所述，在本實施方式的比較電路30中，可以提高輸出短周期·短脈沖寬度的輸入脈沖的能力。
而且，本實施方式的比較電路30為了設(shè)定電源接通時的初始狀態(tài)，也可以具有初始設(shè)定電路600。參照圖17對其進(jìn)行說明。圖17是表示具有了初始設(shè)定電路600的比較電路40的一個結(jié)構(gòu)例的電路圖。
比較電路40除了比較電路30的結(jié)構(gòu)，還具有初始設(shè)定電路600。因此，在比較電路40中，由于具有初始設(shè)定電路600，所以與前述實施方式的比較電路20一樣，通過在電源接通時提供初始設(shè)定，可以在電源接通時進(jìn)行穩(wěn)定的波形處理。
而且，在本實施方式的比較電路30中，也與前述實施方式的比較電路10一樣，在由于工藝變動或元件離散等，比較器電路200的第一閾值電壓(Vth1)和第二閾值電壓(Vth2)、以及遲滯比較器電路700的第三閾值電壓(Vth3_his)不滿足Vth1＜Vth3_his＜Vth2的情況下，比較電路30不能正常動作。
為了避免該問題，比較器電路200的Vth1和Vth2，以及遲滯比較器電路700的Vth3_his利用電阻的電壓降來生成。參照圖18對其進(jìn)行說明。圖18是表示閾值電壓生成電路250的具體的結(jié)構(gòu)例的電路圖。
如圖18所示，閾值電壓生成電路250具有電阻251(電阻值Rc)、電阻252(電阻值Rd)、電阻253(電阻值Re)、電阻254(電阻值Rf)、產(chǎn)生恒流If的電流源255、產(chǎn)生恒流Ig的電流源256、以及開關(guān)257。
而且，按照電源、電流源255、電阻251、電阻252、電阻253、GND的順序被串聯(lián)連接。然后，從電流源255和電阻251之間取出Vth2，從電阻252和電阻253之間取出Vth1。而且，在電阻251和電阻252之間連接電阻254，并且經(jīng)由電阻254取出Vth3_his。而且，在電阻254和遲滯比較器電路700之間連接開關(guān)257，經(jīng)由開關(guān)257依次連接電流源256、電源。
這時的各閾值電壓的值如下。
〔1〕Csig＜Vth3_his＝Vth3_H的情況(與開關(guān)257導(dǎo)通等效)這時，在電阻254～電阻252～電阻253～GND的路徑中流過恒流Ig。
Vth1＝Vth1_H＝Re×(If+Ig)＝Re×If+Re×IgVth2＝Vth2_H＝(Rd+Re)×(If+Ig)+Rc×If＝(Rc+Rd+Re)×If+(Rd+Re)×IgVth3_his＝Vth3_H＝(Rd+Re)×(If+Ig)+Rf×Ig＝(Rd+Re)×If+(Rd+Re+Rf)×Ig但是，為了滿足Vth1＜Vth3_his＜Vth2，需要設(shè)定電阻和電流值，以滿足Rc×If＞Rf×Ig。
〔2〕Csig＜Vth3_his＝Vth3_L的情況(與開關(guān)257截止等效)這時，恒流Ig不流過上述路徑。
Vth1＝Vth1_L＝Re×IfVth2＝Vth2_L＝(Rc+Rd+Re)×IfVth3_his＝Vth3_L＝(Rd+Re)×If由此，這時，始終滿足Vth1＜Vth3_his＜Vth2。
而且，參照圖19，對Vth1、Vth2以及Vth3_his的各個遲滯電壓寬度進(jìn)行說明。圖19表示比較電路30的動作波形中的遲滯電壓寬度。
由上述〔1〕和〔2〕，Vth1的遲滯電壓寬度(Vhis1)、Vth2的遲滯電壓寬度(Vhis2)、以及Vth3_his的遲滯電壓寬度(Vhis3)為以下的值。
Vhis1＝Re×IgVhis2＝(Rd+Re)×IgVhis3＝(Rc+Rd+Re)×Ig由此，成為Vhis1＜Vhis2＜Vhis3。而且，這時，相當(dāng)于圖13的Vth1和Vth2的，分別為Vth1_H和Vth2_L，輸出動作與圖11的情況相比沒有任何變化。
因此，在比較電路30中，通過具有閾值電壓生成電路250，可以始終滿足Vth1＜Vth3_his＜Vth2。
〔實施方式3〕如果根據(jù)圖20和圖21說明本發(fā)明的另一個實施方式，則如下所述。而且，關(guān)于本實施方式中說明的結(jié)構(gòu)以外的結(jié)構(gòu)，與實施方式1和2相同。而且，為了說明方便，對于具有與前述的實施方式1和2的附圖中表示的部件相同的功能的部件，賦予相同的標(biāo)號，并且省略其說明。圖20是表示比較電路50的一個結(jié)構(gòu)例的電路圖。
本實施方式的比較電路50具有輸入單元11、非門12、充放電電路100、比較器電路200、邏輯處理電路300、以及作為第三比較器電路和輸出信號生成電路的比較器輸出電路900a、900b…。
本實施方式的比較電路50通過具有比較器輸出電路900a、900b…，在第一閾值電壓(Vth1)和第二閾值電壓(Vth2)之間設(shè)置多個閾值電壓(第三、第四、…閾值電壓(Vth3、Vth4、…))，根據(jù)Csig與這些閾值電壓的比較結(jié)果，輸出各個Vout(Vout3、Vout4、…)。
比較器輸出電路900a是具有比較器電路單元901a、產(chǎn)生Vth3的基準(zhǔn)電源902a、MN903a、MN904a、電阻905a以及輸出單元906a，同時具有比較處理和輸出處理的電路。而且，比較器電路單元901a以及基準(zhǔn)電源902a所構(gòu)成的部分是權(quán)利要求中記載的第三比較器電路，MN903a、MN904a、電阻905a以及輸出單元906a所構(gòu)成的部分是權(quán)利要求中記載的輸出信號生成電路。
而且，比較器電路單元901a具有與比較電路30的比較器電路單元701相同的結(jié)構(gòu)，而且，MN903a、MN904a、電阻905a具有與比較電路30的MN801、MN802、電阻803相同的結(jié)構(gòu)。而且，比較器輸出電路900b、900c…由于與比較器輸出電路900a相比僅被設(shè)定的閾值電壓不同，其它具有相同的結(jié)構(gòu)。
接著，參照圖21，對本實施方式的比較電路50具有比較Csig和Vth3的比較器輸出電路900a、以及比較Csig和Vth4的比較器輸出電路900b時的電路動作進(jìn)行說明。
圖21是比較電路50的動作波形。而且，pw_in表示輸入脈沖，pw3表示比較器輸出電路900a的輸出脈沖，pw4表示比較器輸出電路900b的輸出脈沖。而且，t1_3表示對輸入脈沖的上升響應(yīng)的比較器輸出電路900a的輸出脈沖的延遲時間，t1_4表示對輸入脈沖的上升響應(yīng)的比較器輸出電路900b的輸出脈沖的延遲時間。
基本的動作與前述實施方式的比較電路10～40一樣，在Vin＝Hi時，進(jìn)行電容105的充電，在Vin＝Low時進(jìn)行電容105的放電。
但是，雖然Csig的充放電動作與前述實施方式的情況相同，但是通過具有多個閾值電壓，根據(jù)Csig與多個閾值電壓的比較結(jié)果分別生成脈沖信號(第三脈沖信號)并輸出到MN903a。具體來說，因為由Csig和Vth3的比較所生成的脈沖信號，得到Vout3的輸出脈沖，而且，由Csig和Vth4的比較所生成的脈沖信號，得到Vout4的輸出脈沖，所以可以得到具有各種脈沖寬度的多個輸出脈沖。即，可以對應(yīng)于閾值電壓的值，使輸出脈沖寬度變動。
而且，如圖21所示，除了脈沖寬度，延遲時間(t1_3、t1_4)也對應(yīng)于閾值電壓的值變動。由此，本實施方式的比較電路50也可以作為延遲器進(jìn)行利用。
而且，對比較器輸出電路900a、900b…設(shè)定的多個閾值電壓既可以具有遲滯特性，也可以不具有遲滯特性。而且，上述閾值電壓具有遲滯特性的情況，與不具有的情況相比，可以改善輸出的誤動作特性。
〔實施方式4〕如果根據(jù)圖22說明本發(fā)明的另一個實施方式，則如下所述。而且，關(guān)于本實施方式中說明的結(jié)構(gòu)以外的結(jié)構(gòu)，與前述實施方式1～3相同。而且，為了說明方便，對于具有與前述的實施方式1～3的附圖中表示的部件相同的功能的部件，賦予相同的標(biāo)號，并且省略其說明。圖22是表示紅外線遙控器接收用設(shè)備1000的一個結(jié)構(gòu)例的電路圖。
本實施方式的紅外線遙控器接收用設(shè)備1000是被安裝在用于進(jìn)行接收信號處理的紅外線接收機(jī)(未圖示)的接收芯片上的IC。而且，紅外線接收機(jī)中的未圖示的其余的部分可以由以往的一般的結(jié)構(gòu)實現(xiàn)。
本實施方式的紅外線遙控器接收用設(shè)備1000由以下部件構(gòu)成I/V變換電路1001、放大電路1002、帶通濾波器(BPF)1003、檢波電路1004、積分電路1005、遲滯比較器電路1006、以及輸出電路1007，輸入單元與光電二極管1008連接。
這里，遲滯比較器電路1006由前述實施方式1～3的比較電路10～50構(gòu)成。而且，作為比較電路，使用具有遲滯特性的電路可以使誤動作防止能力提高。
紅外線接收機(jī)例如是家電產(chǎn)品的遙控器。遙控器發(fā)送信號一般是以30kHz～60kHz左右被決定的載波(副載波)調(diào)制的ASK(Amplitude ShiftKeying)信號。
在接收芯片中，被發(fā)送來的光信號被光電二極管1008接收，在光電二極管1008的接收中產(chǎn)生的輸入電流信號被I/V變換電路1001變換為電壓信號，由放大電路1002放大。接著，從放大電路1002輸出的電壓信號由與載波的頻率匹配的BPF1003取出載波分量。然后，檢波電路1004檢測載波，并且積分電路1005對具有載波的時間進(jìn)行積分，遲滯比較器電路1006判斷有無載波，即比較輸入電壓和閾值電壓，輸出信號。然后，由輸出電路1007進(jìn)行輸出處理，輸出數(shù)字信號。
而且，在IrDA設(shè)備的情況下，由于不對發(fā)送信號施加調(diào)制，所以不需要帶通濾波器電路，但是具有與上述紅外線遙控器接收用設(shè)備1000的情況基本相同的結(jié)構(gòu)。
由此，本實施方式的紅外線遙控器接收用設(shè)備1000，以及安裝它的紅外線接收機(jī)中，由于具有由本發(fā)明的比較電路構(gòu)成的遲滯比較器電路1006，所以可以一邊具有誤動作防止能力，一邊提高用于輸出具有與暫停期間短的輸入脈沖的周期相同周期的脈沖的能力。
而且，近年來，在無線鍵盤等多媒體設(shè)備中，安裝紅外線遙控器系統(tǒng)的設(shè)備正在增加，該紅外線遙控器系統(tǒng)利用了以高速傳輸或者低功耗驅(qū)動為目的的短周期·短脈沖寬度的發(fā)送碼。
由此對應(yīng)，在本實施方式的紅外線接收機(jī)中，通過具有本發(fā)明的比較電路，可以一邊維持誤動作防止能力，一邊接收暫停期間短的發(fā)送碼，或者短脈沖寬度的發(fā)送碼，所以也可以對應(yīng)上述設(shè)備。
而且，本發(fā)明不限于上述的各種實施方式，在權(quán)利要求所示的范圍內(nèi)可以有各種變更，關(guān)于將在不同的實施方式中分別公開的技術(shù)手段適當(dāng)組合得到的實施方式也包含在本發(fā)明的技術(shù)范圍內(nèi)。
本發(fā)明可以應(yīng)用在使用紅外線通信手段的設(shè)備中。作為上述設(shè)備，例如有紅外線通信接收機(jī)等，具體來說，也可以利用在家電產(chǎn)品的遙控器、無線鍵盤等多媒體設(shè)備等中。
本發(fā)明的比較電路如上所述，構(gòu)成為第一比較器電路通過分別比較電容電壓、第一閾值電壓、以及比第一閾值電壓大的第二閾值電壓，生成第一脈沖信號，該第一脈沖信號對應(yīng)于上述電容電壓比上述第一閾值電壓小的情況、上述電容電壓位于上述第一閾值電壓和上述第二閾值電壓之間的情況、以及上述電容電壓比上述第二閾值電壓大的情況中的其中一種情況，并且在上述電容充電時，如果電容電壓被充電從而變得比第二閾值電壓大，則將上述第一脈沖信號作為用于切換輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號輸出到輸出信號生成電路，而且，在電容放電時，如果電容電壓被放電從而變得比第一閾值電壓小，則將第一脈沖信號作為用于切換上述輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號輸出到輸出信號生成電路，并且上述比較電路具有電流值調(diào)整單元，該電流值調(diào)整單元通過根據(jù)上述生成的第一脈沖信號，生成用于調(diào)整充放電電路的充放電電流的電流值的信號而將其輸出到上述充放電電路，調(diào)整上述充放電電流的電流值。
由此，通過從第一比較器電路輸出的第一脈沖信號，在輸出信號生成電路中切換輸出脈沖信號的高電平和低電平。而且，電流值調(diào)整單元通過根據(jù)從第一比較器電路輸出的第一脈沖信號生成用于調(diào)整充放電電路的充放電電流的電流值的信號而輸出到充放電電路，在充放電電路中調(diào)整充放電電流的電流值，調(diào)整充電時間和放電時間。于是，在充放電電路中充電時間和放電時間已被調(diào)整的狀態(tài)下，第一比較器電路比較電容電壓和第一閾值電壓以及第二閾值電壓，生成第一脈沖信號，并且將第一脈沖信號輸出到輸出信號生成電路。由此，以在充放電電路中調(diào)整了充電時間和放電時間的狀態(tài)下的第一脈沖信號被輸出的間隔，切換輸出脈沖信號的高電平和低電平。即，如果充電時間和放電時間縮短，則以較快的間隔切換輸出脈沖信號的高電平和低電平。
而且，在充放電電路中，從第一比較器電路輸出與電容電壓位于第一閾值電壓和第二閾值電壓之間的情況對應(yīng)的第一脈沖信號的情況下，通過將充放電電流的電流值調(diào)整得較小，較長地設(shè)定充放電時間，從而即使在輸入脈沖中產(chǎn)生了裂縫的情況下，電容電壓也不比第一閾值電壓小，輸出脈沖被正常地輸出。
如上所述，產(chǎn)生以下的效果，即提供可以一邊具有誤動作防止能力，一邊提高輸出具有與暫停期間短的輸入脈沖的周期相同的周期的脈沖的能力的比較電路。
而且，本發(fā)明的比較電路構(gòu)成為第一比較器電路通過分別比較電容電壓、第一閾值電壓、以及比第一閾值電壓大的第二閾值電壓，生成第一脈沖信號，該第一脈沖信號對應(yīng)于上述電容電壓比上述第一閾值電壓小的情況、上述電容電壓位于上述第一閾值電壓和上述第二閾值電壓之間的情況、以及上述電容電壓比上述第二閾值電壓大的情況中的其中一種情況，而且，第二比較器電路，通過比較上述電容電壓、比上述第一閾值電壓大并且比上述第二閾值電壓小的具有遲滯特性的第三閾值電壓，生成第二脈沖信號，該第二脈沖信號對應(yīng)于上述電容電壓比上述第三閾值電壓小的情況、以及上述電容電壓比上述第三閾值電壓大的情況中的其中一種情況，并且，在上述電容充電時，如果上述電容電壓被充電從而變得比上述第三閾值電壓大，則將上述第二脈沖信號作為用于切換輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號輸出到輸出信號生成電路，而且，在上述電容放電時，如果上述電容電壓被放電從而變得比上述第三閾值電壓小，則將上述第二脈沖信號作為用于切換輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號輸出到輸出信號生成電路，而且，上述比較電路和包括電流值調(diào)整單元，該電流值調(diào)整單元通過根據(jù)上述生成的第一脈沖信號，生成用于調(diào)整充放電電路的充放電電流的電流值的信號而輸出到上述充放電電路，從而調(diào)整上述充放電電流的電流值。
由此，通過從第二比較器電路輸出的第二脈沖信號，在輸出信號生成電路中切換輸出脈沖信號的高電平和低電平。而且，電流值調(diào)整單元通過根據(jù)從第一比較器電路輸出的第一脈沖信號生成用于調(diào)整充放電電路的充放電電流的電流值的信號而輸出到充放電電路，在充放電電路中調(diào)整充放電電流的電流值，調(diào)整充電時間和放電時間。于是，在充放電電路中充電時間和放電時間已被調(diào)整的狀態(tài)下，第二比較器電路比較電容電壓和第三閾值電壓，生成第二脈沖信號，并且將第二脈沖信號輸出到輸出信號生成電路。由此，以在充放電電路中調(diào)整了充電時間和放電時間的狀態(tài)下的第二脈沖信號被輸出的間隔，切換輸出脈沖信號的高電平和低電平。即，如果充電時間和放電時間縮短，則以較快的間隔切換輸出脈沖信號的高電平和低電平。
而且，由于第二比較器電路比較電容電壓和第三閾值電壓，從而生成第二脈沖信號，所以到電容電壓比第三閾值電壓大為止的時間變快，輸出脈沖信號的高電平和低電平的切換變得更快。
而且，在充放電電路中，在從第一比較器電路輸出與電容電壓位于第一閾值電壓和第二閾值電壓之間的情況對應(yīng)的第一脈沖信號的情況下，通過將充放電電路的電流值調(diào)整得較小，較長地設(shè)定充放電時間，從而即使在輸入脈沖中產(chǎn)生了裂縫的情況下，電容電壓也不會變得小于第三閾值電壓，所以輸出脈沖被正常地輸出。
通過如上所述，產(chǎn)生以下效果，即可以提供一邊維持誤動作防止能力，一邊使輸出具有與暫停期間短的輸入脈沖的周期相同的周期的脈沖的能力提高，而且，可以使對于短周期·短脈沖寬度的輸入脈沖的響應(yīng)能力提高的比較電路。
而且，本發(fā)明的比較電路具有以下結(jié)構(gòu)，即第一比較器電路通過分別比較電容電壓、第一閾值電壓、以及比第一閾值電壓大的第二閾值電壓，生成第一脈沖信號，該第一脈沖信號對應(yīng)于上述電容電壓比上述第一閾值電壓小的情況、上述電容電壓位于上述第一閾值電壓和上述第二閾值電壓之間的情況、以及上述電容電壓比上述第二閾值電壓大的情況中的其中一種情況，并且多個第三比較器電路被分別地設(shè)定了閾值電壓，通過比較電容電壓、和閾值電壓，分別地生成第三脈沖信號，上述閾值電壓是比第一閾值電壓大、并且比第二閾值電壓小的閾值電壓，該第三脈沖信號對應(yīng)于上述電容電壓比上述閾值電壓小的情況、以及上述電容電壓比上述閾值電壓大的情況的其中一種情況，并且，在上述電容充電時，如果上述電容電壓被充電從而變得比上述閾值電壓大，則將上述第三脈沖信號作為用于切換輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號分別地輸出到輸出信號生成電路，而且，在上述電容放電時，如果上述電容電壓被放電從而變得比上述閾值電壓小，則將上述第三脈沖信號作為用于切換輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號分別地輸出到輸出信號生成電路，而且，上述比較電路還包括電流值調(diào)整單元，該電流值調(diào)整單元通過生成用于調(diào)整充放電電路的充放電電流的電流值的信號而將其輸出到上述充放電電路，調(diào)整充放電電流的電流值。
由此，通過從第三比較器電路輸出的第三脈沖信號，在輸出信號生成電路中切換輸出脈沖信號的高電平和低電平。而且，電流值調(diào)整單元通過根據(jù)從第一比較器電路輸出的第一脈沖信號生成用于調(diào)整充放電電路的充放電電流的電流值的信號而輸出到充放電電路，在充放電電路中調(diào)整充放電電流的電流值，調(diào)整充電時間和放電時間。于是，在充放電電路中充電時間和放電時間已被調(diào)整的狀態(tài)下，第三比較器電路比較電容電壓和各個閾值電壓，生成第三脈沖信號，并且將第三脈沖信號輸出到輸出信號生成電路。由此，以在充放電電路中調(diào)整了充電時間和放電時間的狀態(tài)下的第三脈沖信號被輸出的間隔，切換輸出脈沖信號的高電平和低電平。即，如果充電時間和放電時間縮短，則以較快的間隔切換輸出脈沖信號的高電平和低電平。
而且，通過具有多個第三比較器電路，根據(jù)電容電壓和各個閾值電壓的比較結(jié)果，分別地對輸出信號生成電路輸出多個不同的脈沖寬度的輸出脈沖，所以與多個不同閾值電壓對應(yīng)而輸出使輸出脈沖寬度變動的多個不同的脈沖寬度的輸出脈沖。
而且，在充放電電路中，在從第一比較器電路輸出與電容電壓位于第一閾值電壓和第二閾值電壓之間的情況對應(yīng)的第一脈沖信號的情況下，通過將充放電電路的電流值調(diào)整得較小，較長地設(shè)定充放電時間，從而即使在輸入脈沖中產(chǎn)生了裂縫的情況下，電容電壓也不會變得小于閾值電壓，所以輸出脈沖被正常地輸出。
通過如上所述，產(chǎn)生以下效果，即可以提供一邊維持誤動作防止能力，一邊使輸出具有與暫停期間短的輸入脈沖的周期相同的周期的脈沖的能力提高，而且，可得到希望的脈沖寬度或者希望的延遲時間的輸出脈沖的比較電路。
而且，在本發(fā)明的比較電路中，上述充放電電路最好具有切換單元，該切換單元根據(jù)上述輸入脈沖信號的高電平和低電平的切換來進(jìn)行切換，并且通過由該切換單元切換用于輸出充電電流的第一電流源和用于輸出放電電流的第二電流源，對上述電容進(jìn)行充放電。
按照上述結(jié)構(gòu)，充放電電路具有根據(jù)輸入脈沖信號的高電平和低電平的切換來進(jìn)行切換的切換單元，并且通過由該切換單元切換用于輸出充電電流的第一電流源和用于輸出放電電流的第二電流源，對上述電容進(jìn)行充放電，所以可以交替地切換充電動作和放電動作。
而且，本發(fā)明的比較電路，最好上述充放電電路在從上述第一比較器電路輸出對應(yīng)于上述電容電壓位于上述第一閾值電壓和上述第二閾值電壓之間的情況的上述第一脈沖信號期間，使充電時間和放電時間相等。
按照上述結(jié)構(gòu)，充放電電路通過在從上述第一比較器電路輸出對應(yīng)于電容電壓位于第一閾值電壓和第二閾值電壓之間的情況的第一脈沖信號期間，使充電時間和放電時間相等，輸入到輸出信號生成電路的脈沖信號的輸入間隔變得相等，所以可以得到與輸入脈沖的脈沖寬度相同的脈沖寬度的輸出脈沖。
而且，本發(fā)明的比較電路最好還包括初始設(shè)定電路，在電源接通時，對上述充放電電路的電容電壓提供初始設(shè)定。
按照上述的結(jié)構(gòu)，由于具有初始設(shè)定電路，初始設(shè)定電路可以對上述充放電電路的電容電壓提供初始設(shè)定，例如將電容電壓設(shè)定為0。由此，可以在電源接通時進(jìn)行穩(wěn)定的電路動作即波形處理。
而且，本發(fā)明的比較電路的上述第一閾值電壓和上述第二閾值電壓最好通過電阻的電壓降來生成。由此，由于通過電阻的電壓降來生成上述第一閾值電壓和上述第二閾值電壓，所以可以不受工藝變動或元件離散等產(chǎn)生的影響，始終滿足被設(shè)定的電壓值。例如，可以生成第一閾值電壓、以及比第一閾值電壓大的第二閾值電壓。
在本發(fā)明的具體說明項目中完成的具體的實施方式或者實施例不過是使本發(fā)明的技術(shù)內(nèi)容明白的內(nèi)容，不應(yīng)僅限定于這樣的具體例來進(jìn)行狹義地解釋，在本發(fā)明的精神和權(quán)利要求的范圍內(nèi)，可以進(jìn)行各種變更來實施。
權(quán)利要求
1.一種比較電路，包括充放電電路，對應(yīng)于輸入脈沖信號的高電平和低電平的切換，充電動作和放電動作交替地切換，通過充放電電流對電容進(jìn)行充放電；第一比較器電路，比較上述電容的電容電壓和規(guī)定的閾值電壓；以及輸出信號生成電路，根據(jù)從所述第一比較器電路輸出的第一脈沖信號，生成輸出脈沖信號后將其輸出，其特征在于，所述第一比較器電路，通過分別比較所述電容電壓、第一閾值電壓、以及比所述第一閾值電壓大的第二閾值電壓，生成所述第一脈沖信號，該第一脈沖信號對應(yīng)于所述電容電壓比所述第一閾值電壓小的情況、所述電容電壓位于所述第一閾值電壓和所述第二閾值電壓之間的情況、以及所述電容電壓比所述第二閾值電壓大的情況中的其中一種情況，并且，在所述電容充電時，如果所述電容電壓被充電從而變得比所述第二閾值電壓大，則將所述第一脈沖信號作為用于切換所述輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號輸出到所述輸出信號生成電路，而且，在所述電容放電時，如果所述電容電壓被放電從而變得比所述第一閾值電壓小，則將所述第一脈沖信號作為用于切換所述輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號輸出到所述輸出信號生成電路，并且所述比較電路還包括電流值調(diào)整單元，根據(jù)所述被生成的第一脈沖信號生成用于調(diào)整所述充放電電路的充放電電流的電流值的信號而將其輸出到所述充放電電路，從而調(diào)整所述充放電電流的電流值。
2.一種比較電路，包括充放電電路，對應(yīng)于輸入脈沖信號的高電平和低電平的切換，充電動作和放電動作交替地切換，通過充放電電流對電容進(jìn)行充放電；第一比較器電路和第二比較器電路，比較上述電容的電容電壓和規(guī)定的閾值電壓；以及輸出信號生成電路，根據(jù)從所述第二比較器電路輸出的第二脈沖信號，生成輸出脈沖信號后將其輸出，其特征在于，所述第一比較器電路，通過分別比較所述電容電壓、第一閾值電壓、以及比所述第一閾值電壓大的第二閾值電壓，生成第一脈沖信號，該第一脈沖信號對應(yīng)于所述電容電壓比所述第一閾值電壓小的情況、所述電容電壓位于所述第一閾值電壓和所述第二閾值電壓之間的情況、以及所述電容電壓比所述第二閾值電壓大的情況中的其中一種情況，所述第二比較器電路，通過比較所述電容電壓、比所述第一閾值電壓大并且比所述第二閾值電壓小的具有遲滯特性的第三閾值電壓，生成所述第二脈沖信號，該第二脈沖信號對應(yīng)于所述電容電壓比所述第三閾值電壓小的情況、以及所述電容電壓比所述第三閾值電壓大的情況中的其中一種情況，并且，在所述電容充電時，如果所述電容電壓被充電從而變得比所述第三閾值電壓大，則將所述第二脈沖信號作為用于切換所述輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號輸出到所述輸出信號生成電路，而且，在所述電容放電時，如果所述電容電壓被放電從而變得比所述第三閾值電壓小，則將所述第二脈沖信號作為用于切換所述輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號輸出到所述輸出信號生成電路，并且所述比較電路還包括電流值調(diào)整單元，根據(jù)所述被生成的第一脈沖信號生成用于調(diào)整所述充放電電路的充放電電流的電流值的信號而將其輸出到所述充放電電路，從而調(diào)整所述充放電電流的電流值。
3.一種比較電路，包括充放電電路，對應(yīng)于輸入脈沖信號的高電平和低電平的切換，充電動作和放電動作交替地切換，通過充放電電流對電容進(jìn)行充放電；第一比較器電路和多個第三比較器電路，比較上述電容的電容電壓和規(guī)定的閾值電壓；以及多個輸出信號生成電路，根據(jù)從所述多個第三比較器電路輸出的各個第三脈沖信號，生成各個輸出脈沖信號后將其輸出，其特征在于，所述第一比較器電路，通過分別比較所述電容電壓、第一閾值電壓、以及比所述第一閾值電壓大的第二閾值電壓，生成第一脈沖信號，該第一脈沖信號對應(yīng)于所述電容電壓比所述第一閾值電壓小的情況、所述電容電壓位于所述第一閾值電壓和所述第二閾值電壓之間的情況、以及所述電容電壓比所述第二閾值電壓大的情況中的其中一種情況，所述多個第三比較器電路，是分別地設(shè)定了比所述第一閾值電壓大、并且比所述第二閾值電壓小的閾值電壓的比較器電路，通過比較所述電容電壓、和所述閾值電壓，分別地生成所述第三脈沖信號，該第三脈沖信號對應(yīng)于所述電容電壓比所述閾值電壓小的情況、以及所述電容電壓比所述閾值電壓大的情況的其中一種情況，并且，在所述電容充電時，如果所述電容電壓被充電從而變得比所述閾值電壓大，則將所述第三脈沖信號作為用于切換所述輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號分別地輸出到所述輸出信號生成電路，而且，在所述電容放電時，如果所述電容電壓被放電從而變得比所述閾值電壓小，則將所述第三脈沖信號作為用于切換所述輸出脈沖信號的高電平和低電平的信號分別地輸出到所述輸出信號生成電路，并且所述比較電路還包括電流值調(diào)整單元，根據(jù)所述被生成的第一脈沖信號生成用于調(diào)整所述充放電電路的充放電電流的電流值的信號而將其輸出到所述充放電電路，從而調(diào)整所述充放電電流的電流值。
4.如權(quán)利要求1至3的任意一項所述的比較電路，其特征在于，所述充放電電路具有切換單元，該切換單元根據(jù)所述輸入脈沖信號的高電平和低電平的切換來進(jìn)行切換，并且通過由該切換單元切換用于輸出充電電流的第一電流源和用于輸出放電電流的第二電流源，對所述電容進(jìn)行充放電。
5.如權(quán)利要求1至3的任意一項所述的比較電路，其特征在于，所述充放電電路，在從所述第一比較器電路輸出對應(yīng)于所述電容電壓位于所述第一閾值電壓和所述第二閾值電壓之間的情況的所述第一脈沖信號期間，使充電時間和放電時間相等。
6.如權(quán)利要求1至3的任意一項所述的比較電路，其特征在于，還包括初始設(shè)定電路，在電源接通時，對所述充放電電路的電容電壓提供初始設(shè)定。
7.如權(quán)利要求1至3的任意一項所述的比較電路，其特征在于，所述第一閾值電壓和所述第二閾值電壓通過電阻的電壓降來生成。
8.一種紅外線接收機(jī)，具有比較電路，該比較電路在接收接收信號，并將其作為在本機(jī)內(nèi)使用的信號進(jìn)行處理并輸出的電路中，為了防止誤動作而被設(shè)置在上述電路的輸出側(cè)，其特征在于，所述比較電路是如權(quán)利要求1至3的任意一項所述的比較電路。
全文摘要
本發(fā)明的比較電路包括充放電電路，對應(yīng)于輸入脈沖信號的切換，通過充放電電流對電容交替地進(jìn)行充放電；比較器電路，通過分別比較電容的電容電壓(Csig)、第一閾值電壓(Vth1)和比第一閾值電壓大的第二閾值電壓(Vth2)，生成對應(yīng)于比較結(jié)果的脈沖信號，并且將該脈沖信號作為用于切換輸出脈沖信號的電平的信號輸出到輸出信號生成電路；邏輯處理電路，根據(jù)上述被生成的脈沖信號，生成用于調(diào)整充放電電路的充放電電流的電流值的信號而輸出到充放電電路，從而調(diào)整充放電電流的電流值。按照上述結(jié)構(gòu)，可以在比較電路中，一邊具有誤動作防止能力，一邊提高輸出具有與暫停期間短的輸入脈沖的周期相同的周期的脈沖的能力。
文檔編號H04B10/152GK101093983SQ20071010197
公開日2007年12月26日 申請日期2007年4月27日 優(yōu)先權(quán)日2006年6月21日
發(fā)明者竹內(nèi)升, 井上高廣 申請人:夏普株式會社