專利名稱：用于正交多頻分工接收器的自適應(yīng)量化方法及裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明有關(guān)于一種自適應(yīng)量化方法，其特別有關(guān)于一種用于正交多頻分工接收器的自適應(yīng)量化方法及裝置。

背景技術(shù)：
正交多頻分工技術(shù)(Orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)及穿刺回旋碼是運(yùn)用于數(shù)字無線通訊系統(tǒng)，如以IEEE 802.11g為基礎(chǔ)的無線局域網(wǎng)絡(luò)(wireless local area networks，WLAN)，用以提供具有頻寬效益的無線通訊，并降低因多重路徑傳播所導(dǎo)致的訊號失真。圖1是傳統(tǒng)無線通訊系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖。如圖1所示，一無線通訊系統(tǒng)包含了一發(fā)送器10，一頻道20，以及一接收器30。該發(fā)送器10進(jìn)一步包含了一回旋編碼器11，一穿刺器12，以及一交錯器13。該交錯器13再將其輸出配置為ns位元的群組，并將該群組傳送到一次載波正交調(diào)幅(quadrature amplitude modulation，QAM)映像器14。其中，位元ns的數(shù)量依據(jù)該交錯器13的模式而定，可為雙相移鍵控(BPSK，ns＝1)、四相相移鍵控信號(QPSK，ns＝2)、16-正交調(diào)幅(16-QAM，ns＝4)、或64-正交調(diào)幅(64-QAM，ns＝6)其中之一。該次載波正交調(diào)幅映像器14映像一個正交多頻分工訊號到多個次載波器上。對每一個次載波正交調(diào)幅訊號來說，一正交多頻分工數(shù)據(jù)器15執(zhí)行一次反向快速傅里葉逆變換(IFFT)，以便在基頻上產(chǎn)生一個正交多頻分工訊號。在此，每一個正交多頻分工訊號都可以nOFDM個基頻樣本來表示。一實體電路突發(fā)包16接收到這nOFDM個數(shù)據(jù)樣本，然后加入ncp個循環(huán)前綴樣本。該實體電路突發(fā)包16同時也執(zhí)行了一窗口化功能，并且在第一組nOFDM+ncpOFDM數(shù)據(jù)樣本前插入下列基頻發(fā)訊樣本(1)幾個短序號正交多頻分工訊號；(2)幾個長序號正交多頻分工訊號；(3)一個順序發(fā)訊的正交多頻分工訊號。每一個正交多頻分工訊號的循環(huán)前綴提供給接收器的多路徑緩沖一個保護(hù)時間，而該窗口化功能則用于降低發(fā)送頻譜的旁瓣，并以此達(dá)到最小化相鄰?fù)ǖ赖母蓴_。該短序號訊號用于封包檢測、自動增益控制、以及接受器的粗頻率判斷，該長序號訊號則用于接收器的次頻率判斷及頻道判斷，該發(fā)訊的正交多頻分工訊號包含了接收器操作所需要的次載波調(diào)變及編碼模式。然后，一無線電頻率(RF)發(fā)送器17接收到該實體電路突發(fā)包16的輸出，并執(zhí)行所有發(fā)送器的功能，如數(shù)字到模擬的轉(zhuǎn)化、濾波、可運(yùn)用的轉(zhuǎn)化、放大、及輻射到空中。該無線電頻率發(fā)送器17所輸出的模擬波形則透過一頻道20發(fā)送，并由該接收器30所接收。至于該頻道20基本上為一多路徑傳播頻道。
在該接收器30這方面，一獲取和追蹤32首先使用從無線電頻率接收器31所接收的基頻訊號樣本來偵測正交多頻分工序號，并估計正交多頻分工訊號的邊界。而一個可使用的數(shù)據(jù)裝置33則相對應(yīng)于一個接收到的正交多頻分工訊號，選擇接收基頻訊號的樣本區(qū)塊，移去樣本的循環(huán)前綴，因而僅輸出可使用的nOFDM個樣本。同時，一正交多頻分工解調(diào)器34取用這nOFDM個樣本的區(qū)塊，并執(zhí)行一個快速傅里葉變換(FFT)以恢復(fù)這m個次載波正交調(diào)幅訊號。而一頻道估算器35則把這個來自該正交多頻分工解調(diào)器34的快速傅里葉變換輸出當(dāng)作長序號，并以此估算所有m個次載波頻道的次載波頻道頻率響應(yīng)(“CFR”)即Gch(i)，在這里，i＝0，1，...，m-1。之后，一正交調(diào)幅解像器36產(chǎn)生總共m×ns軟位元，以作為每一個正交多頻分工訊號的輸出，其中每一個次載波正交調(diào)幅訊號有ns個軟位元，而每一個軟位元則包含了維特比解碼(Viterbidecoding)所需的數(shù)據(jù)。
這些輸出的m×ns軟位元乃是借由一解交錯器(de-interleaver)37來“解交錯”，以此恢復(fù)它們的秩序，然后傳送到一解穿刺器(de-puncturer)38，在此，這些“穿刺的”位元被增加回來。而該解穿刺器38的輸出則被送到一回旋譯碼器39，在此運(yùn)用大家熟知的維特比譯碼演算來執(zhí)行一個最佳譯碼，并輸出已譯碼的使用者信息。
對于使用正交多頻分工調(diào)變的無線通訊而言，在64-正交調(diào)幅調(diào)變的次載波器中，每一個正交調(diào)幅訊號都可能長達(dá)6個位元。除此之外，該次載波頻道頻率響應(yīng)，即Gch(i)，則由于多路徑衰退而可能達(dá)到總量20分貝的變化。因此，為了展現(xiàn)每一個次載波解像器的輸出，可能需要11到13個位元。而要在如此大的動態(tài)范圍下處理訊號，下游的處理器便需要復(fù)雜的硬件，如該解交錯器37、解穿刺器38以及譯碼器39等。就此，我們可期待一個簡化的接收器設(shè)計，它能夠降低因為不同調(diào)變編碼模式以及在次載波中的變化所導(dǎo)致的復(fù)雜性。


發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明提供了一種用于無線接收器的量化方法，包含下列步驟自一正交調(diào)幅解像器接收每一個多樣化的次載波器所需要的已解像的正交調(diào)幅訊號；根據(jù)調(diào)變及編碼模式及次載波頻率響應(yīng)選擇量化門檻；導(dǎo)入一非線性量化以降低解映像正交調(diào)幅訊號的動態(tài)范圍；以及提供量化后的訊號至該解交錯器。
此外，本發(fā)明還提供了一種用于正交多頻分工接收器的量化方法，該正交多頻分工接收器包含一多路徑環(huán)境中的無線通訊其多樣的調(diào)變、編碼模式以及多樣的次載波器。該量化方法包含下列步驟根據(jù)調(diào)變、編碼模式及次載波頻率響應(yīng)來選擇量化門檻；以及導(dǎo)入一非線性的量化以降低訊號的動態(tài)范圍。
本發(fā)明同時還提供一種正交多頻分工接收器，其包含一自適應(yīng)量化回路，該回路包含一量化選擇器及一非均勻量化器；其中，該量化選擇器的量化門檻是根據(jù)調(diào)變及編碼模式以及次載波頻率響應(yīng)而決定，而該非均勻量化器中，一訊號動態(tài)范圍被降低，用以呈現(xiàn)輸出的位元將少于輸入。
本發(fā)明的另一個方面有關(guān)于一種用于正交多頻分工無線接收器的量化方法，該接收器包含一多樣性的調(diào)變及編碼模式、一多樣性的次載波器、一正交多頻分工解調(diào)器、一頻道估算器、一正交調(diào)幅解像器，以及一解交錯器。在本發(fā)明的一實施例中，該量化方法進(jìn)一步包含每一次載波器接收來自該正交調(diào)幅解像器的解像正交調(diào)幅訊號，根據(jù)調(diào)變編碼模式及次載波頻率響應(yīng)選擇量化門檻，傳送非線性量化以降低訊號的動態(tài)范圍，以及傳送該量化訊號至該解交錯器。
本發(fā)明的另一個方面關(guān)于一種正交多頻分工接收器，其包含一多樣性的調(diào)變及編碼模式、一多路徑環(huán)境下無線通訊的多樣性次載波器、以及一自適應(yīng)量化回路。在本發(fā)明的一實施例中，該量化回路更包含了一量化選擇器，以根據(jù)調(diào)變編碼模式及次載波頻率響應(yīng)來選擇量化門檻，以及一非均勻量化器用以降低輸入的動態(tài)范圍，使得呈現(xiàn)輸出的位元數(shù)可少于輸入。
根據(jù)上述技術(shù)方案，可以歸納出本發(fā)明具有以下的優(yōu)點(diǎn) 本發(fā)明提供有效的量化方式以降低訊號的大動態(tài)范圍，進(jìn)而達(dá)到回路簡化及實質(zhì)的芯片區(qū)域縮減。
有關(guān)本發(fā)明的其它特色及優(yōu)點(diǎn)，一部分將在下面的描述中提出，而一部份也可以從描述中清楚地看到，或者由本發(fā)明的實施例上學(xué)到。而借由在附帶聲明中特別指出的組件及結(jié)合方式，本發(fā)明的特色及優(yōu)點(diǎn)將被實現(xiàn)和獲得。
必須理解的是，有關(guān)前述的一般描述以及接下來的詳細(xì)描述，二者都只是范例性及解釋性的，同時也不是對本發(fā)明的限制。



圖1為一運(yùn)用正交多頻分工調(diào)變及穿刺回旋碼的傳統(tǒng)無線通訊系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖； 圖2為根據(jù)本發(fā)明的一實施例所形成的無線接收器的部分結(jié)構(gòu)圖； 圖3為根據(jù)本發(fā)明的一實施例所具有的量化轉(zhuǎn)換功能的示意圖； 圖4為根據(jù)本發(fā)明的一實施例的無線接受器其所具有的量化選擇器及量化器的結(jié)構(gòu)圖； 圖5為根據(jù)本發(fā)明的一實施例的無線接受器其所具有的量化轉(zhuǎn)換功能下的量化門檻的示意圖。
附圖標(biāo)記說明 10發(fā)送器 12回旋編碼器穿刺器 13一交錯器 14映像器 15正交多頻分工數(shù)據(jù)器 16實體電路突發(fā)包 17無線電頻率(RF)發(fā)送器 20頻道 30接收器 31無線電頻率接收器 32獲取及追蹤 33數(shù)據(jù)裝置 34正交多頻分工解調(diào)器 35，35b頻道估算器 36，36b正交調(diào)幅解像器 37，37b解交錯器 38，38b解穿刺器39，39b旋譯碼器 40，40a量化選擇器 41頻道功率計算器 42動態(tài)范圍計算器 43頻道頻率選擇檢波器 50，50a量化器 51門檻計算回路 52比較器 53一位元映像器
具體實施例方式 要理解前述的摘要，以及接下來對于這個發(fā)明的詳細(xì)描述，最好是搭配附圖來閱讀。而為了說明本發(fā)明所揭示的技術(shù)，有些圖表中的內(nèi)容現(xiàn)在需要先提出。如此，便能理解本發(fā)明并不受限于所揭示的精確的安排與工具。
本發(fā)明有關(guān)于一正交多頻分工接收器，其包含了根據(jù)調(diào)變及編碼模式及次載波頻率響應(yīng)而產(chǎn)生的正交多頻分工訊號的自適應(yīng)量化方法與裝置。本發(fā)明提供有效的量化方式以降低訊號的大動態(tài)范圍，進(jìn)而達(dá)到回路簡化及實質(zhì)的芯片區(qū)域縮減。
正交多頻分工訊號的動態(tài)范圍乃是由其調(diào)變、編碼模式及次載波頻率響應(yīng)的變化所決定。例如，在快速傅里葉變換處理、頻道等化以及軟位元摘取后，對于次載波器中64-正交調(diào)幅訊號的每一個軟位元，都可能導(dǎo)致超過10位元的硬件需求。
除此之外，由于多路徑衰退，該次載波頻道頻率響應(yīng)，亦即是Gch(i)，其變化可能在10到20分貝或甚至30分貝。而為了讓該頻道頻率響應(yīng)能容納20分貝的變量，另外需要7個位元。因此，要呈現(xiàn)每一次載波正交調(diào)幅解像器所輸出的軟位元，位元的數(shù)量qQAM可能高達(dá)13個。如此一個大動態(tài)范圍將導(dǎo)致下游處理單位其復(fù)雜的硬件需求，如圖1所述的解交錯器37、解穿刺器38以及回旋譯碼器39等。因此可期待的是，運(yùn)用一個有效固定的q位元(在此q＜＜qQAM)均衡器的正交多頻分工接收器，將能夠?qū)е陆邮掌髟谠O(shè)計與裝備上的實質(zhì)簡化。
圖2是根據(jù)本發(fā)明的一實施例所形成的無線接收器的部分結(jié)構(gòu)圖，包含了一量化選擇器40及量化器50。該量化選擇器40計算一個最佳量化因子K，是基于(1)在發(fā)訊的正交多頻分工訊號中所控制的調(diào)變及編碼模式(MCS)信息，以及(2)從頻道估算器35b所得的m個次載波頻道估計值。排列在一正交調(diào)幅解像器36b以及一解交錯器37b之間的該量化器50則運(yùn)用此K值來選擇量化的最佳非均勻門檻。在本發(fā)明的一實施例中，該非均勻量化器乃是基于下列的轉(zhuǎn)換 在此，輸入以xj表示，轉(zhuǎn)換輸出標(biāo)示為g(xj)，而sgn則是界定如下的代數(shù)符號函數(shù) 注意到該非線性的轉(zhuǎn)換，其映像出一個無限的實數(shù)xj，使成為一個在(-1，1)之間有限的實數(shù)，因而壓縮了輸入軟位元xj的動態(tài)范圍。在等式(1)中，K是一個由該量化選擇器40所決定的正數(shù)，而該量化選擇器40提供了量化輸入的彈性。圖3是一量化轉(zhuǎn)換功能示意圖，利用3個不同的K值來闡明根據(jù)本發(fā)明的一實施例所具有的量化轉(zhuǎn)換功能。假設(shè)是使用一個固定q位元的量化器，對于一個比較小的K值來說，量化輸出對于比較小的軟位元輸入會有較好的分辨率，亦即是當(dāng)使用比較大的K值時，量化輸出對于比較小的輸入會有比較差的分辨率。對于一個頻率選擇性衰退的頻道來說，訊號功率的動態(tài)范圍會大于一個頻率非選擇性衰退的頻道，也因此會需要一個較大的量化因子K。進(jìn)一步說明，如果功率正規(guī)化是以高位次載波調(diào)變模式(例如，64-QAM)來實現(xiàn)，那么內(nèi)部訊號點(diǎn)的常數(shù)會需要更佳的功率分辨率；基于正交多頻分工的64正交調(diào)幅，其最佳量化因子K會小于基于正交多頻分工的雙相移鍵控。適當(dāng)?shù)牧炕蜃覭及q的選擇，根據(jù)頻道特性及調(diào)變模式以最小化硬件復(fù)雜度。
對一q-位元的量化器來說，非線性轉(zhuǎn)換的輸出接下來將經(jīng)由下列中度上升(midrise)均勻量化來獲得一個非負(fù)整數(shù)yj
在此，

表示為小于或等于參數(shù)的最大整數(shù)，例如

于是，量化器50的輸出yj即成為q-位元的二進(jìn)制表示法bj bj＝[bj，q-1，bj，q-2，...，bj，0]，如此bj，i∈{0，1}且 換言之，當(dāng)輸入的xj是非負(fù)數(shù)，中間輸出yj即為在
區(qū)間的整數(shù)。對于負(fù)數(shù)輸入的xj來說，中間輸出yj即為在[2q-1，2q-1]區(qū)間的整數(shù)。對于每一個以qQAM位元來表示的輸入軟位元來說，該量化器50會產(chǎn)生一個相對應(yīng)的“量化”軟位元(每一個以q位元來表示)來作為它的輸出。對于如圖2所述的一具有該量化器50的接收器，其q值會比qQAM值小得多，因此，該解交錯器37b以及隨后的功能方塊，如解穿刺器38b、回旋譯碼器39b等，其硬件復(fù)雜度都將可以簡化。
圖4是根據(jù)本發(fā)明的另一實施例所揭示的無線接受器其所具有的量化選擇器40a及量化器50a的圖解說明。參照圖4，該量化選擇器40a會接收到下列的輸入(1)調(diào)變及編碼模式(MCS)，以及(2)該次載波頻道頻率響應(yīng)(CFR)，即GCH(i)，其中i＝0，1，...，m-1。該調(diào)變及編碼模式的信息被保存在發(fā)送的正交多頻分工訊號內(nèi)，它緊接在序號之后以及正交多頻分工訊號的數(shù)據(jù)之前。次載波頻道頻率響應(yīng)則如圖2所示，是被保存在該頻道估算器35b中，使用長序號訊號。
一頻道功率計算器41接收到該頻道頻率響應(yīng)(CFR’s)，并根據(jù)下列等式來計算每一個次載波頻道的功率Pch(i) PCH(i)＝|GCH(i)|2.(5) 一動態(tài)范圍計算器42根據(jù)下列等式來計算一訊號動態(tài)范圍D 一頻道頻率選擇檢波器43運(yùn)用下列算法來計算一頻率選擇指針(frequencyselectivity indicator，F(xiàn)SI) 步驟1該頻道頻率選擇檢波器43以CFR’s作為其輸入，并以下列方式?jīng)Q定最大值及最小值 及 其中，函數(shù)max{}及min{}是用來計算PCH(i)值的最大值及最小值，其中i＝0，1，...，m-1。
步驟2最大值與最小值的比率R(R＝Pmax/Pmin)經(jīng)計算并與門檻T相比較，在此T為一設(shè)定參數(shù)，其永遠(yuǎn)大于或等于1。當(dāng)該比率小于門檻T，則該頻道頻率響應(yīng)在該訊號頻帶上是相對地穩(wěn)定，在此狀況中，F(xiàn)SI設(shè)定為0，以表示該頻道屬頻率非選擇。當(dāng)該比率不小于門檻T，那么，該頻道頻率響應(yīng)在該訊號頻帶上實際上是持續(xù)變化。在此狀況中，F(xiàn)SI設(shè)定為1，以表示該頻道屬頻率選擇。
基于圖4所闡明的接收器架構(gòu)，一計算機(jī)仿真平臺便可以被建立，以此對加白高斯噪音(additive white Gaussian channel，AWGN)頻道及不同的多路徑傳播頻道其接收器作封包錯誤率(packet error rate，PER)的評估。而基于廣泛的計算機(jī)仿真結(jié)果，T的最佳值其范圍約在5到30分貝。至于不同的無線通訊環(huán)境，T值可以根據(jù)設(shè)計參數(shù)而同樣達(dá)到最佳化。
對于一q-位元的量化器來說，總共需要2q-1個門檻。在本發(fā)明的一實施例中，如在圖4所闡明的，該門檻可以選擇θ0，θ1，...，±θ2q-1-1，其中θ0被設(shè)定為0。基本門檻θ1則是從下列等式(8)的轉(zhuǎn)換而獲得 為了簡化運(yùn)作，一正規(guī)化的量化因子K’以下列等式(9)來加以界定 其中，該基本量化門檻θ1得自于K’與D的乘積。K’的最佳值相關(guān)于MCS，因此，其可以被先行計算并儲存在一個檢視表中(圖4所呈現(xiàn)的“LUT”44)。其中一個LUT的例子，即針對所有IEEE 802.11g或802.11a的無線局域網(wǎng)絡(luò)標(biāo)準(zhǔn)的MCS，其所選擇的K’值如表1所示。
表1資料比率及對應(yīng)的K’值檢視表

表1的第一列顯示所有由該正交多頻分工調(diào)變所支持的802.11g或802.11a數(shù)據(jù)比率。第二列以兩個分開的次列來列出該調(diào)變及編碼模式所對應(yīng)的調(diào)變與碼率。第三列顯示該正規(guī)化量化因子K’的值，其中第一個次列顯示該頻率非選擇頻道(FSI＝0)的K’值，第二個次列顯示該頻率選擇頻道(FSI＝1)的K’值。
為了更簡化硬件的復(fù)雜性，所有其它量化門檻亦可以該基本門檻θ1的固定倍數(shù)來計算。
θt＝θ1×St，t＝2，...，2q-1-1，(10) 其中，St值來自等式(1)，其可以被先行計算并儲存。
根據(jù)本發(fā)明的一實施例，一三位元的量化器(q＝3)已在圖4中說明。一門檻計算回路51相應(yīng)于K’和D這兩個輸入來計算基本量化門檻θ1，其中K’值來自該量化選擇器40a，并以K’值與D值相乘。隨后，該門檻計算回路51分別以θ1乘S2及θ1乘S3來計算出θ2及θ3，并按所得的正數(shù)門檻θ1，θ2，θ3產(chǎn)生負(fù)數(shù)門檻-θ1，-θ2，-θ3。因此，該門檻計算回路51的輸出便成為該3-位元量化器的門檻，即-θ3，-θ2，-θ1，θ0，θ1，θ2，θ3，該些值總結(jié)如下 θ0＝0 θ1＝K ln(4/3)＝K′×D 在等式(12)中所得的倍數(shù)大致如下 (S2，S3)≈(2.5，5)or(2，4)(13) 值得注意的是等式(13)可以被表達(dá)為一個2次方的和，因此，該門檻計算可以運(yùn)用移位加法的數(shù)字回路再加以簡化，例如 2.5θ1＝θ1×2+θ1×2-1.(14) 響應(yīng)于該些門檻，一比較器52會以輸入的軟位元xj來比較該些門檻，并以下列方式?jīng)Q定其中間輸出yj 在圖4中，一位元映像器53接收該比較器52的輸出yj，并為yj提供一個q-位元的二進(jìn)制表示值bj。當(dāng)輸入值xj為非負(fù)數(shù)，則該中間輸出值yj便是一個在
區(qū)間的整數(shù)。而對一個負(fù)數(shù)輸入值xj來說，其中間輸出值yj則是一個在[4，7]區(qū)間的整數(shù)。至于最后的輸出值y則是以q-位元的二進(jìn)制值來呈現(xiàn)，我們注記為bj bj＝[bj，2，bj，1，bj，0]such that bj，i∈{0，1}and 圖5顯示該輸入xj以及該3-位元的量化輸出，即bj＝[bj，2，bj，1，bj，0]，此為依該3-位元量化器的轉(zhuǎn)換函數(shù)及量化門檻而來。舉例說明，如果xj大于θ3，則該3-位元的量化輸出即是bj＝
。而如果xj是介于-θ2和-θ1當(dāng)中，那么該輸出將會是bj＝[1，1，0] 基于圖2及圖4所闡明的架構(gòu)，一綜合計算機(jī)仿真可以用來評估接收器的表現(xiàn)，以決定該量化選擇器及量化器的最佳設(shè)計。仿真結(jié)果顯示，在其它參數(shù)都被最佳化下，q值可以小到接近3或4，而這樣的值并不會危害到該接收器的表現(xiàn)。在本實施例中，q值遠(yuǎn)小于qQAM值，因此下游處理單位，如該解交錯器37b、解穿刺器38b、以及回旋譯碼器39b等，皆可大幅減少。
再者，根據(jù)不同的MCS及FSI選擇而產(chǎn)生的K’值，如表1所示，該些K’值乃是基本值Kb0及Kb1的2次方乘積，而Kb0及Kb1本身亦可為2的次方數(shù)。舉例說明，假如數(shù)據(jù)比率是12兆位/秒，而該頻率選擇衰退頻道是由該頻道估算器所決定(FSI＝1)，則該基本量化門檻θ1被計算為8Kb0以及估算頻道功率總和的倍數(shù)，即等式(12)。而所有其它門檻也都可以由等式(14)計算出。因此，所有數(shù)值都可以由移位加法數(shù)字回路來完成。
如前所述，等式(1)映像出無界線的輸入值到一個有限區(qū)域(-1，1)之間，其所描述的非線性轉(zhuǎn)換能有效地降低所需的量化位元數(shù)量。而且，由于一適當(dāng)?shù)牧炕蜃邮歉鶕?jù)不同的調(diào)變方法、編碼模式、頻道衰退特性(參見圖1)以及從等式(12)所立即估算的頻道功率，則所需的量化位元q就可以被最小化。此外，該量化門檻可以簡單的移位加法數(shù)字回路來執(zhí)行，此可進(jìn)一步降低其硬件復(fù)雜度。
其可以為熟習(xí)此技術(shù)的人所認(rèn)知的，上述內(nèi)容所揭的實施例的許多變化皆可在不脫離此可廣泛運(yùn)用的發(fā)明概念下完成。因此，可以理解的是，本發(fā)明并不局限于上述已披露的特定實施例，其亦意謂著含括以本發(fā)明的精神和領(lǐng)域所做的修改，因此，本發(fā)明的保護(hù)專利范圍當(dāng)視后附的申請專利范圍所界定為準(zhǔn)。
進(jìn)一步來說，為了描述本發(fā)明的代表性實施例，在說明書中所述的方法及/或步驟，僅為其一特定步驟的順序。然而，此一方法或步驟的內(nèi)容并不受限于在此所揭示的特定步驟，也不局限于所描述的特定步驟順序，亦即本領(lǐng)域的技術(shù)人員，可推知其它的步驟順序。因此，本說明書中所運(yùn)用的特定步驟順序并非用以限定本發(fā)明的申請專利范圍。此外，本發(fā)明的申請專利范圍所述的方法和(或)步驟，并不受限于因?qū)懽鞅匾宫F(xiàn)的步驟。任何本領(lǐng)域的技術(shù)人員可明白在本說明中所述的順序是可變換的，而且仍然屬于這個發(fā)明的精神與領(lǐng)域。
以上所述，僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并非用于限定本發(fā)明的保護(hù)范圍。
權(quán)利要求
1.一種無線接收器的量化方法，其特征在于
針對每一多樣性的次載波器，接收自一正交調(diào)幅解像器的已解像的正交調(diào)幅訊號；
根據(jù)調(diào)變及編碼模式以及次載波頻率響應(yīng)，選擇量化門檻；
導(dǎo)入一非線性量化，以降低已解像的該正交調(diào)幅訊號的動態(tài)范圍；以及提供量化訊號至一解交錯器。
2.根據(jù)權(quán)利要求1項所述的量化方法，其特征在于，所述量化方法進(jìn)一步包含
計算每一個多樣性次載波器其頻道功率；
計算一動態(tài)范圍D；
決定一頻率選擇指針(FSI)；
決定一調(diào)變編碼模式(MCS)；
從該調(diào)變模式及頻率選擇指針決定一正規(guī)化量化因子K’；計算量化門檻；以及量化一輸入訊號到預(yù)先決定的輸出量化等級。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的量化方法，其特征在于，在所述頻道功率的計算中進(jìn)一步包含
針對所有m個次載波器其每一個頻道PCH(i)＝|GCH(i)|2來計算頻道功率，其中Gch(i)是第i-th個次載波頻道頻率響應(yīng)，i＝0，...，m-1。
4.根據(jù)權(quán)利要求2所述的量化方法，其特征在于，所述計算一動態(tài)范圍D時更包含
對每一個頻道PCH(i)＝|GCH(i)|2計算其頻道功率，其中Gch(i)是m個次載波頻道的第i-th個次載波頻道頻率響應(yīng)；以及計算動態(tài)范圍
5.根據(jù)權(quán)利要求2所述的量化方法，其特征在于，所述決定一頻率選擇指針(FSI)時進(jìn)一步包含
當(dāng)該頻道頻率非選擇時，則設(shè)定FSI＝0；
當(dāng)該頻道頻率選擇時，則設(shè)定FSI＝1。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的量化方法，其特征在于，所述在決定頻率選擇指針時更包含
計算在此max{}函數(shù)是計算PCH(i)的最大值，其中i＝0，1，..，m-1；
計算在此min{}函數(shù)是計算PCH(i)的最小值，其中i＝0，1，..，m-1；以及
如果Pmax＞T*Pmin設(shè)定FSI＝1，而如果Pmax＜T*Pmin則設(shè)定FSI＝0，在此T的范圍大致是5到30分貝。
7.根據(jù)權(quán)利要求2所述的量化方法，其特征在一，所述調(diào)變編碼模式是在發(fā)送的正交多頻分工訊號中所確立。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的量化方法，其特征在于，所述調(diào)變編碼模式(MCS)包含PBSK，QPSK，16-QAM，64-QAM，以及256-QAM。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的量化方法，其特征在于，所述針對一個3-位元量化輸出所決定的正規(guī)化量化因子K’包含了基于下列檢視表所給予的決定值K’。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的量化方法，其特征在于，所述計算該量化門檻進(jìn)一步包含
計算一個基本量化門檻θ1＝K’xD；
計算其它量化門檻，是為θ1的倍數(shù)。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的量化方法，其特征在于，所述針對3-位元量化輸出而計算的該量化門檻θ0，±θ1，±θ2，±θ3，進(jìn)一步包含了下列計算
θ0＝0
θ1＝K′×D
θ2＝θ1×S2
θ3＝θ1×S3
其中S2和S3是為常數(shù)。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的量化方法，其特征在于，所述
而
13.根據(jù)權(quán)利要求11所述的量化方法，其特征在于，所述S2＝2.5，而S3＝5。
14.根據(jù)權(quán)利要求11所述的量化方法，其特征在于，所述S2＝2，而S3＝4。
15.根據(jù)權(quán)利要求11所述的量化方法，其特征在于，所述量化一個輸入訊號到預(yù)先決定的輸出量化等級進(jìn)一步包含
根據(jù)下列公式計算輸出值yj
其中xj是一個輸入訊號；以及
根據(jù)下列公式計算一個3-位元的量化輸出值bj
bj＝[bj，2，bj，1，bj，0]，其中bj，i∈{0，1}以及
16.一種量化方法，用于一在多路徑環(huán)境的無線通訊中，包含了多樣性調(diào)變及編碼模式及多樣性次載波器的正交多頻分工接收器，其特征在于，其包含
根據(jù)調(diào)變及編碼模式及次載波頻率響應(yīng)來選擇量化門檻；
導(dǎo)入一非線性量化，用以降低訊號的動態(tài)范圍。
17.根據(jù)權(quán)利要求16所述的量化方法，其特征在于，所述調(diào)變及編碼模式包含PBSK，QPSK，16-QAM，64-QAM，以及256-QAM。
18.根據(jù)權(quán)利要求17所述的量化方法，其特征在于，所述選擇該量化門檻進(jìn)一步包含
計算每一個多樣性次載波器的頻道功率；
計算該些多樣性次載波器其輸入訊號的動態(tài)范圍；
根據(jù)該調(diào)變及編碼模式、次載波頻道功率的分配及訊號的動態(tài)范圍來設(shè)定量化門檻。
19.根據(jù)權(quán)利要求18所述的量化方法，其特征在于，所述導(dǎo)入一個非線性量化時進(jìn)一步包含
根據(jù)下列對于輸入xj的非均勻轉(zhuǎn)換來計算量化輸出g(xj)，
其中K是由頻道調(diào)變模式及頻道動態(tài)范圍所決定，而
20.一種包含一自適應(yīng)量化回路的正交多頻分工接收器，其特征在于，其包含
一量化選擇器，其中量化門檻根據(jù)調(diào)變及編碼模式以及次載波頻率響應(yīng)來決定；
一非均勻的量化器，其中一訊號動態(tài)范圍被降低，同時，用以展現(xiàn)輸出的位元少于輸入。
21.根據(jù)權(quán)利要求20所述的正交多頻分工接收器，其特征在于，所述量化選擇器進(jìn)一步包含
一頻道功率計算器；
一動態(tài)范圍計算器；
一頻道頻率選擇指針；
一檢視表，用以決定正規(guī)化量化因子K’；
一回路，用以一計算基本量化門檻。
22.根據(jù)權(quán)利要求20所述的正交多頻分工接收器，其特征在于，所述量化器進(jìn)一步包含
一量化門檻計算器；
一比較器；
一位元映像器。
23.根據(jù)權(quán)利要求20所述的正交多頻分工接收器，其特征在于，所述量化選擇器是根據(jù)該調(diào)變及編碼模式以及次載波頻率響應(yīng)來計算一基本量化門檻，然后以該基本量化門檻的倍數(shù)來計算其它量化門檻。
24.根據(jù)權(quán)利要求23所述的正交多頻分工接收器，其特征在于，所述調(diào)變編碼模式包含PBSK，QBSK，16-QAM，64-QAM，及256-QAM。
25.根據(jù)權(quán)利要求24所述的正交多頻分工接收器，其特征在于，所述量化門檻是該基本量化門檻的偶-整數(shù)倍數(shù)，因此這些量化門檻可以借由該基本量化門檻其移位加法的數(shù)字回路操作來獲得。
26.根據(jù)權(quán)利要求25所述的正交多頻分工接收器，其特征在于，所述針對3-位元量化輸出的該量化門檻θ0，±θ1，±θ2，±θ3，其計算如下
θ0＝0
θ1＝K′×D
θ2＝θ1×2
θ3＝θ1×4
其中，K’是由該調(diào)變及編碼模式以及次載波頻率響應(yīng)所決定，而D是輸入訊號的動態(tài)范圍。
27.根據(jù)權(quán)利要求26所述的正交多頻分工接收器，其特征在于，所述K’是由下列檢視表所決定
其中頻率選擇指針FSI＝0表示該次載波器中為小頻道功率變化，而頻率選擇指針FSI＝1表示該次載波器中為大頻道功率變化。
28.根據(jù)權(quán)利要求27所述的正交多頻分工接收器，其特征在于，所述頻率選擇指針FSI由下列方式?jīng)Q定
針對每一個頻道PCH(i)＝|GCH(i)|2計算頻道功率，其中Gch(i)是m個次載波頻道中第i-th個次載波頻道頻率響應(yīng)；
計算在此max{}函數(shù)是計算PCH(i)的最大值，其中
i＝0，1，..，m-1；
計算在此min{}函數(shù)是計算PCH(i)的最小值，其中
i＝0，1，..，m-1；
如果Pmax＞T*Pmin設(shè)定FSI＝1，而如果Pmax＜T*Pmin則設(shè)定FSI＝0，在此T的范圍大致是5到30分貝。
全文摘要
本發(fā)明提供一種正交多頻分工無線接收器，其包含根據(jù)調(diào)變及編碼模式以及次載波頻率響應(yīng)的正交多頻分工訊號所產(chǎn)生的自適應(yīng)量化方法與裝置。有效地量化可以運(yùn)用在降低訊號的大動態(tài)范圍，而達(dá)到回路簡化及芯片區(qū)域的減化。在本發(fā)明的一實施例中，一量化回路包含一量化選擇器以根據(jù)調(diào)變及編碼模式以及次載波頻率響應(yīng)來選擇量化門檻，而一非均勻量化器則用來降低動態(tài)范圍，使得展現(xiàn)輸出的位元小于輸入。
文檔編號H04L27/20GK101175057SQ200710097330
公開日2008年5月7日 申請日期2007年5月8日 優(yōu)先權(quán)日2006年5月4日
發(fā)明者陳政宏, 李宇旼, 林裕鈞 申請人:創(chuàng)杰科技股份有限公司