專利名稱：一種正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法與裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種信道估計(jì)方法與裝置，尤其涉及一種OFDM(OrthogonalFrequency Division Mutiplexing，正交頻分復(fù)用)通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法與裝置。

背景技術(shù)：
OFDM技術(shù)因其高效的頻譜利用率和良好的抗多徑能力而被廣泛的采用在數(shù)字音頻廣播(DAB)、數(shù)字視頻傳播(DVB)和無線局域網(wǎng)(WLAN)等領(lǐng)域，并將成為未來移動(dòng)通信的關(guān)鍵技術(shù)之一。然而要想完全實(shí)現(xiàn)OFDM技術(shù)帶來的系統(tǒng)相關(guān)性能的提高，還需要進(jìn)行相關(guān)關(guān)鍵技術(shù)的研究，而信道估計(jì)技術(shù)就是其中之一。
在傳統(tǒng)的信道估計(jì)技術(shù)中，最小平方法(Least Square，簡(jiǎn)稱LS)算法簡(jiǎn)單，但是其均方誤差(mean square error，簡(jiǎn)稱MSE)較高，尤其是在低信噪比的情況下；最大似然法(Maximun Likehood Estimation，MLE)能獲得較小的MSE，但是其僅適用于導(dǎo)頻個(gè)數(shù)大于最大信道長(zhǎng)度的情況，且需要知道信道的最大延遲；線性最小均方誤差方法(LMMSE)能獲得逼近理想信道的性能，但其需要信道的統(tǒng)計(jì)和信噪比信息，而在實(shí)際系統(tǒng)中信道的統(tǒng)計(jì)和信噪比信息往往是未知的，要獲得這些特性需要經(jīng)過大量的統(tǒng)計(jì)信息來獲得，這在實(shí)際應(yīng)用中很難實(shí)現(xiàn)。因而在實(shí)際應(yīng)用中往往是通過假設(shè)信道頻率均勻分布來近似或者設(shè)定一個(gè)固定的信噪比，這不可避免的會(huì)帶來性能上的損失。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是提供一種正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法和裝置，其可準(zhǔn)確，方便地獲得信道的相關(guān)特性及信噪比信息估計(jì)，從而獲得逼近理想信道的性能。
為了解決以上的技術(shù)問題，本發(fā)明是通過以下技術(shù)方案來實(shí)現(xiàn)的 采用一種正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法，包括以下步驟 步驟1獲取信道的信噪比估計(jì)信息，采用循環(huán)前綴進(jìn)行噪聲估計(jì)； 步驟2利用前導(dǎo)估計(jì)出均方根延遲； 步驟3根據(jù)估計(jì)出的均方根延遲和信噪比信息從預(yù)先存儲(chǔ)的濾波矩陣中選擇一組進(jìn)行MMSE濾波； 步驟4計(jì)算導(dǎo)頻點(diǎn)LS的信道估計(jì)； 步驟5利用步驟3中選取的濾波矩陣對(duì)導(dǎo)頻點(diǎn)的LS估計(jì)進(jìn)行MMSE濾波； 步驟6通過線性插值器進(jìn)行線性插值得到完整的信道估計(jì)結(jié)果。
上述正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法中，步驟3中的預(yù)先存儲(chǔ)濾波矩陣可表示為 β＝E{|xk|2}E{|1/xk|2} 其中Rhh為信道相關(guān)矩陣，該矩陣包含的元素可由均方根延遲和CP長(zhǎng)度來唯一確定。
τrms為估計(jì)出的均方根延遲， L為CP長(zhǎng)度， N為子載波總數(shù)， β是和導(dǎo)頻點(diǎn)調(diào)制方式相關(guān)的一個(gè)固定常數(shù)。
上述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法，信道LS估計(jì)值可表示為 其中XP為發(fā)送的導(dǎo)頻序列的參考值，其對(duì)應(yīng)的是一個(gè)對(duì)角陣， XP＝diag(X0P，X1P，X2P...XM-1P)， YP為接收端對(duì)應(yīng)于導(dǎo)頻點(diǎn)的頻域接收系列， Yp＝(Y0P，Y1P，Y2P...YM-1P)， M為發(fā)送導(dǎo)頻的總數(shù)。
上述的步驟5中的MMSE濾波可表示為

為導(dǎo)頻點(diǎn)處信道響應(yīng)的最小平方估計(jì)值，

則是把最小平方估計(jì)值經(jīng)過維納濾波后的最終結(jié)果。
上述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其步驟1還包括 1.1、通過信號(hào)分離器將信號(hào)的CP部分以及相對(duì)應(yīng)的信號(hào)尾部取出； 1.2、利用每個(gè)OFDM接收符號(hào)末尾若干個(gè)采樣點(diǎn)與對(duì)應(yīng)的循環(huán)前綴部分進(jìn)行差分； 1.3，將多個(gè)符號(hào)的循環(huán)前綴進(jìn)行估計(jì)，并進(jìn)行平方和以及代數(shù)平均，從而得到更準(zhǔn)確的噪聲估計(jì)； 1.4，統(tǒng)計(jì)接收信號(hào)功率，將接收信號(hào)功率減去噪聲功率，就得到有用信號(hào)功率； 1.5，利用估計(jì)出的信號(hào)功率和噪聲功率算出信噪比。
上述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其步驟2還包括 2.1，利用前導(dǎo)中的導(dǎo)頻信息獲得導(dǎo)頻點(diǎn)的LS估計(jì)； 2.2，將獲得的導(dǎo)頻點(diǎn)的LS估計(jì)進(jìn)行快速傅立葉逆變換，得到信道的時(shí)域脈沖響應(yīng)CIR； 2.3，將得到的CIR獲得相應(yīng)的PDP，通過部分置零器，將CP后面的PDP直接置零； 2.4，對(duì)CP長(zhǎng)度范圍內(nèi)的PDP進(jìn)行最大值歸一化； 2.5，將歸一化后的PDP設(shè)定一門限，去除偽徑； 2.6，通過均方根延遲公式計(jì)算出均方根延遲。
上述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法中，在利用循環(huán)前綴估計(jì)OFDM系統(tǒng)的信噪比時(shí)，對(duì)應(yīng)于存在頻率偏差的情況下，先結(jié)合前后共軛差分的方法，去除頻偏的影響，然后再利用其循環(huán)前綴特性，獲得信噪比估計(jì)，具體包括 1 通過信號(hào)分離器將信號(hào)的CP部分以及相對(duì)應(yīng)的信號(hào)尾部取出； 2 對(duì)步驟1中提取出的信號(hào)作為兩路的輸入一路統(tǒng)計(jì)接收信號(hào)功率Er；另一路進(jìn)行前后共軛差分，消除由于頻率偏差引入的相位旋轉(zhuǎn)； 假設(shè)rrk為存在歸一化頻率偏差為δ時(shí)的接收信號(hào)，由頻率偏差對(duì)系統(tǒng)的影響，其相對(duì)于未存在頻率偏差的rk信號(hào)來說就是引入一個(gè)附加相位，()*代表的是對(duì)信號(hào)進(jìn)行取共軛操作； 3 對(duì)步驟2的信號(hào)進(jìn)行差分相減，其中差分公式可表示為 其中sk、ηk分別為rk的有用信號(hào)部分、噪聲部分； 4 對(duì)差分相減后的信號(hào)統(tǒng)計(jì)其功率。此功率與有用信號(hào)功率、噪聲功率的關(guān)系可表示為 var＝E(diffk(diffk)*)＝2σ4+4Es*σ2 其中Es代表有用信號(hào)功率，σ2代表高斯白噪聲功率； 5 結(jié)合步驟2中統(tǒng)計(jì)接收信號(hào)功率的結(jié)果及4的結(jié)果，噪聲、信噪比估計(jì)可以由下式獲得 6 為了獲得較為準(zhǔn)確的信噪比估計(jì)，在統(tǒng)計(jì)接收信號(hào)功率及差分相減后的信號(hào)功率時(shí)，我們可以結(jié)合多個(gè)OFDM進(jìn)行符號(hào)平均。
上述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法中，在利用循環(huán)前綴估計(jì)OFDM系統(tǒng)的信噪比時(shí)，也可以只取其中一部分未受ISI影響的循環(huán)前綴部分進(jìn)行信噪比估計(jì)。
上述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法中，我們也可以采用分別對(duì)多個(gè)OFDM信號(hào)進(jìn)行信噪比估計(jì)，然后求平均值的方法，來獲得OFDM系統(tǒng)的信噪比估計(jì)。
上述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法中，所采用的門限設(shè)定為最強(qiáng)徑的5*e-3。
上述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法中，對(duì)前導(dǎo)中的導(dǎo)頻未占滿除了虛擬子載波外的所有子載波，不能直接對(duì)導(dǎo)頻的LS估計(jì)值進(jìn)行IFFT，可以通過相鄰導(dǎo)頻線性插值來獲得其他子載波的頻域信道響應(yīng)。
上述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其特征在于，對(duì)虛擬子載波上的頻域信道響應(yīng)并不直接置0，而是采用FFT的循環(huán)周期特性，利用第一個(gè)導(dǎo)頻和最后一個(gè)導(dǎo)頻進(jìn)行線性插值來獲得虛擬子載波上更為準(zhǔn)確的信道估計(jì)。
上述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法中，對(duì)虛擬子載波上的頻域信道響應(yīng)通過迭代LS方法來獲得，包括 1，利用幀前導(dǎo)中的導(dǎo)頻信息獲得導(dǎo)頻點(diǎn)的LS估計(jì)，而對(duì)于虛擬子載波上的信道頻域響應(yīng)其對(duì)應(yīng)的LS估計(jì)為0； XP為發(fā)送的導(dǎo)頻序列的參考值，其對(duì)應(yīng)的是一個(gè)對(duì)角陣， XP＝diag(X0P，X1P，X2P...XM-1P)， YP為接收端對(duì)應(yīng)于導(dǎo)頻點(diǎn)的頻域接收系列， Yp＝(Y0P，Y1P，Y2P...YM-1P)， 其中M為發(fā)送導(dǎo)頻的總數(shù)； 2，對(duì)更新后的信道頻域響應(yīng)CFRi通過快速傅立葉逆變換，初始的CFRi則用步驟1，迭代過程中的CFRi則用步驟3的輸出，就能得到第i次信道時(shí)域脈沖響應(yīng)CIRi；對(duì)估計(jì)出CIRi進(jìn)行部分置零操作，把超過CP后的CIRi置0來減少噪聲的影響得到更新后的CIRi； 3，對(duì)步驟2中更新的CIRi進(jìn)行快速傅立葉變換得到第i+1次的CFRi+1，并把導(dǎo)頻點(diǎn)上的CFR用步驟1中的LS估計(jì)值來代替，得到更新后的CFRi+1； 4，迭代步驟2，3多步，直到第i次和第i+1次的信道頻域響應(yīng)的差異值delta小于一個(gè)較小的門限值， Hik代表第i次迭代后的第k個(gè)子載波的頻域信道響應(yīng)； 5，利用共軛相乘器來獲得信道的功率延遲配置信息PDP，即公式中的|hi|2； 6，利用步驟5中估計(jì)出的PDP計(jì)算τrms。
本發(fā)明采用了一種正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)裝置，其特征在于，該模塊包括 信噪比估計(jì)模塊，用于利用OFDM特有的循環(huán)前綴特性，通過循環(huán)前綴來估計(jì)信噪比； 均方根延遲估計(jì)模塊，用于利用前導(dǎo)估計(jì)均方根延遲； MMSE濾波模塊，用于根據(jù)估計(jì)出的信噪比和均方根延遲從預(yù)先存儲(chǔ)的濾波矩陣中選擇一組進(jìn)行MMSE濾波； 導(dǎo)頻點(diǎn)信道估計(jì)模塊，用于計(jì)算導(dǎo)頻點(diǎn)LS的信道估計(jì)； 導(dǎo)頻點(diǎn)MMSE濾波模塊，用于將導(dǎo)頻點(diǎn)的LS進(jìn)行MMSE濾波； 線性插值器模塊，用于線性插值得到完整的信道估計(jì)結(jié)果。
上述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)裝置中，信噪比估計(jì)模塊進(jìn)一步包括 信號(hào)分離器，用于將信號(hào)的CP部分以及相對(duì)應(yīng)的信號(hào)尾部取出； 差分器，用于利用每個(gè)OFDM接受信號(hào)末尾若干個(gè)采樣點(diǎn)與對(duì)應(yīng)的循環(huán)前綴部分進(jìn)行差分； 平方和器，用于計(jì)算統(tǒng)計(jì)差分輸出信號(hào)、接收信號(hào)的功率； 代數(shù)平均器，用于統(tǒng)計(jì)平均平方和器計(jì)算出的每個(gè)符號(hào)的功率，得到平均功率； 減法器，用于計(jì)算有用信號(hào)功率，即用接收信號(hào)功率減去估計(jì)的噪聲功率； 除法器，用于計(jì)算信噪比，用有用信號(hào)功率除以噪聲功率。
上述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)裝置中，在存在頻率偏差場(chǎng)景下，信噪比估計(jì)模塊包括 信號(hào)分離器，用于將信號(hào)的CP部分以及相對(duì)應(yīng)的信號(hào)尾部取出； 共軛差分器，用于消除頻率偏差對(duì)信噪比估計(jì)的影響； 差分器，用于對(duì)共軛差分器輸出的末尾若干個(gè)采樣點(diǎn)與對(duì)應(yīng)的循環(huán)前綴部分進(jìn)行差分； 平方和器，用于計(jì)算統(tǒng)計(jì)差分輸出信號(hào)、接收信號(hào)的功率； 代數(shù)平均器，用于統(tǒng)計(jì)平均平方和器計(jì)算出的每個(gè)符號(hào)的功率，得到平均功率； 減法器、開平方器用于計(jì)算噪聲功率及有用信號(hào)功率； 除法器，用于計(jì)算信噪比，用有用信號(hào)功率除以噪聲功率。
上述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)裝置中，均方根延遲估計(jì)裝置進(jìn)一步包括 LS信道估計(jì)器，用于對(duì)導(dǎo)頻點(diǎn)進(jìn)行LS估計(jì)； IFFT變換器，用于將獲得的導(dǎo)頻點(diǎn)的LS估計(jì)進(jìn)行快速IFFT變換得到時(shí)域信號(hào)； 部分置零器，用于將時(shí)域信號(hào)位于循環(huán)前綴后的數(shù)據(jù)置零； 共軛相乘器，用于求取信道的各徑功率分布； 歸一化器，用于對(duì)CP長(zhǎng)度范圍內(nèi)的PDP進(jìn)行最大值歸一化； 閾值比較器，用于將歸一化后的PDP設(shè)定一門限，去除偽徑； 均方根延遲公式模塊，用于計(jì)算得到均方根延遲的估計(jì)。
上述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)裝置中，在對(duì)虛擬子載波上的頻域信道響應(yīng)通過迭代LS方法來獲得時(shí)，均方根延遲模塊包括 LS信道估計(jì)器，用于利用幀前導(dǎo)中的導(dǎo)頻信息獲得導(dǎo)頻點(diǎn)的LS估計(jì)； 線性插值器，用于獲得非導(dǎo)頻點(diǎn)的信道頻域響應(yīng)CFRi； IFFT，用于將非導(dǎo)頻點(diǎn)的信道頻域相應(yīng)CFRi進(jìn)行快速傅立葉逆變換，得到時(shí)域脈沖相應(yīng)CIRi，其中初始的CFRi則用LS信道估計(jì)器的輸出，迭代過程中的CFRi則用導(dǎo)頻替換器的輸出； 部分置零器，用于把CP后的CIRi置0； FFT，用于把更新的CIRi進(jìn)行快速傅立葉變換得到第i+1次的CFRi+1； 導(dǎo)頻替換器，用于把導(dǎo)頻點(diǎn)上的CFR用導(dǎo)頻點(diǎn)的LS估計(jì)值來代替，得到更新后的CFRi+1； 減法器，用于將第i次和第i+1次的信道頻域響應(yīng)作差； 最大值器，用于求得第i次和第i+1次的信道頻域響應(yīng)差的最大值； 閾值比較器，用于使小于這個(gè)較小門限的差值通過。
本發(fā)明“一種正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法與裝置”，由于采用了上述的技術(shù)方案，使之與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有以下的優(yōu)點(diǎn)和積極效果 1，本發(fā)明是利用幀前導(dǎo)估計(jì)均方根延遲作為整幀的均方根延遲，進(jìn)而獲得信道的近似相關(guān)矩陣，因此在計(jì)算信道相關(guān)矩陣時(shí)，能大大降低信道統(tǒng)計(jì)的復(fù)雜性。
2，本發(fā)明中巧妙的應(yīng)用了正交頻分復(fù)用(OFDM)特有的循環(huán)前綴特性，通過循環(huán)前綴來進(jìn)行噪聲的估計(jì)，這樣就能更加準(zhǔn)確，更加方便的獲得信噪比信息的估計(jì)。
3，本發(fā)明由于是實(shí)時(shí)估計(jì)信道信息，因此不存在應(yīng)用LMMSE算法時(shí)信道信息不匹配的情況，能夠充分利用信道相關(guān)信息，因而能獲得較好的性能。
4，與已有的算法相比，更加簡(jiǎn)單實(shí)用。
下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的一個(gè)具體實(shí)施進(jìn)行描述，以使進(jìn)一步理解本發(fā)明的發(fā)明目的、具體結(jié)構(gòu)特征和優(yōu)點(diǎn)。



圖1為具有循環(huán)前綴的OFDM系統(tǒng) 圖2為信道估計(jì)模塊示意圖 圖3為信噪比估計(jì)模塊示意圖 圖4為存在頻率偏差的信噪比估計(jì)模塊示意圖 圖5為均方根延遲估計(jì)模塊示意圖 圖6為估計(jì)CIR替代模塊示意圖
具體實(shí)施例方式 本發(fā)明為一種正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法與裝置，其主要利用估計(jì)出的信道均方根延遲和信噪比信息來更新維納濾波矩陣，進(jìn)而使得均方差誤差最小，能為L(zhǎng)MMSE算法提供更快，更準(zhǔn)確的信道估計(jì)信息和信噪比信息，其中 所述的信道估計(jì)方法主要包括以下步驟 步驟1，利用OFDM特有的循環(huán)前綴特性，通過循環(huán)前綴來進(jìn)行信噪比估計(jì)； 步驟2，利用前導(dǎo)估計(jì)出均方根延遲； 步驟3，根據(jù)估計(jì)出的均方延遲和信噪比從預(yù)先存儲(chǔ)的濾波矩陣中選擇一組進(jìn)行MMSE濾波，預(yù)先存儲(chǔ)矩陣可表示為 β＝E{|xk|2}E{|1/xk|2} 其中Rhh為信道相關(guān)矩陣，該矩陣包含的元素可由均方根延遲和CP長(zhǎng)度來唯一確定。
τrms為估計(jì)出的均方根延遲， L為CP長(zhǎng)度， N為子載波總數(shù)， β是和導(dǎo)頻點(diǎn)調(diào)制方式相關(guān)的一個(gè)固定常數(shù)，如導(dǎo)頻點(diǎn)采用QPSK(正交相移調(diào)制)調(diào)制則為1等， 步驟4，計(jì)算導(dǎo)頻點(diǎn)LS(Least Square，最小均方)信道估計(jì)； 信道的LS估計(jì)值可表示為 其中XP為發(fā)送的導(dǎo)頻序列的參考值，其對(duì)應(yīng)的是一個(gè)對(duì)角陣 XP＝diag(X0P，X1P，X2P...XM-1P) YP為接收端對(duì)應(yīng)于導(dǎo)頻點(diǎn)的頻域接收系列 Yp＝(Y0P，Y1P，Y2P...YM-1P) M為發(fā)送導(dǎo)頻的總數(shù) 步驟5，利用步驟3中選取的濾波矩陣對(duì)導(dǎo)頻點(diǎn)的LS估計(jì)進(jìn)行MMSE濾波，MMSE濾波可表示為

為導(dǎo)頻點(diǎn)處信道響應(yīng)的最小平方估計(jì)值，

則是把最小平方估計(jì)值經(jīng)過維納濾波后的最終結(jié)果； 步驟6，通過線性插值器進(jìn)行線性插值得到完整的信道估計(jì)結(jié)果。
其中在步驟1和步驟2之間還包括將時(shí)域信號(hào)去除CP，再通過快速傅立葉變換，通過多路選擇器來區(qū)分前導(dǎo)信號(hào)和普通信號(hào)。
在OFDM系統(tǒng)中為了最大限度地消除符號(hào)間干擾，在每個(gè)符號(hào)間之間插入保護(hù)間隔(也就是CP)，該保護(hù)間隔長(zhǎng)度一般要大于無線信道的最大時(shí)延擴(kuò)展。為了保持子載波正交性，保護(hù)間隔內(nèi)的數(shù)據(jù)通過對(duì)OFDM符號(hào)周期擴(kuò)展得到。如圖1所示加入循環(huán)前綴后組成一個(gè)完整OFDM符號(hào)作為發(fā)射信號(hào)。
如果信道在一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)是不變的，由式(3)可知，發(fā)射信號(hào)在通過多徑信道后對(duì)于不受符號(hào)間干擾部分仍能保持循環(huán)前綴的特性。在移動(dòng)信道條件下，如果信道不是急劇變化的，那么信道條件在一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)近似不變都能滿足。因此對(duì)于接收方來說破壞其循環(huán)前綴特性就是由于加性干擾Wk.的存在，我們考慮利用其循環(huán)前綴特性來估計(jì)加性噪聲。
hl為對(duì)應(yīng)的信道， xk-1與xk-1+N則為相應(yīng)的k-l、k-l+N點(diǎn)的發(fā)送系列， sk、sk+N則是發(fā)送系列通過無線信道后的信號(hào)。
設(shè)定發(fā)送端信號(hào)為x＝(x0x1x2...xNg+N-1)T，經(jīng)過多徑信道后信號(hào)變?yōu)閟＝(s0s1s2...sNg+N-1)T，則接收端接收到的時(shí)域OFDM樣本rk滿足 rk＝sk+nk (4) rk為接收端的時(shí)域接收系列，包括經(jīng)過無線多徑信道和高斯白噪聲信道， 而sk則僅僅是經(jīng)過了無線多徑信道后的信號(hào)， nk則是相應(yīng)的高斯白噪聲。
在最大信道長(zhǎng)度L后的CP是不受符號(hào)間干擾的，而對(duì)于不受ISI干擾的k，sk和sk+N保持循環(huán)特性，因此我們考慮利用前后差分的方法來獲得噪聲信息。
diffk＝rk-rk+N＝nk+nk+N (5) 其中diff是自己定義的一個(gè)變量，它代表的是接收機(jī)中每個(gè)OFDM符號(hào)的尾段信號(hào)和其對(duì)應(yīng)的循環(huán)前綴部分的差分， rk為接收端的時(shí)域接收系列，包括經(jīng)過無線多徑信道和高斯白噪聲信道， nk則是相應(yīng)的高斯白噪聲。
而噪聲nk是高斯獨(dú)立隨機(jī)過程，兩個(gè)高斯隨機(jī)變量之和也是一個(gè)高斯隨機(jī)變量，其均值、方差為兩個(gè)隨機(jī)變量的均值、方差之和，因此獲得的diffk也是一個(gè)均值為0方差為2σ2獨(dú)立高斯過程。由于在實(shí)際系統(tǒng)中一般都會(huì)預(yù)留一段CP，特別是在未來移動(dòng)通信系統(tǒng)中，隨著傳輸速率的增加，N也隨之增加，相應(yīng)的超過最大信道長(zhǎng)度預(yù)留CP也相應(yīng)的增加。因此利用CP進(jìn)行信噪比估計(jì)是一種可行高效的信噪比估計(jì)方法，為了獲得較準(zhǔn)確的噪聲估計(jì)我們可以用聯(lián)合多個(gè)CP方法進(jìn)行估計(jì)。
由于OFDM特定的循環(huán)前綴結(jié)構(gòu)，在認(rèn)為信道條件是偽靜止的情況下，對(duì)于不受符號(hào)間干擾的CP與OFDM末尾僅僅是噪聲的差。
其中利用OFDM特有的循環(huán)前綴來估計(jì)信道的信噪比，如圖3所示，上述正交頻分復(fù)用系統(tǒng)信道估計(jì)方法中步驟1還包括 步驟1.1，通過信號(hào)分離器將信號(hào)的CP部分以及相對(duì)應(yīng)的信號(hào)尾部取出； 步驟1.2，利用每個(gè)OFDM接收符號(hào)末尾若干個(gè)采樣點(diǎn)與對(duì)應(yīng)的循環(huán)前綴部分進(jìn)行差分， diffk＝rk-rk+N＝nk+nk+N (6) 步驟1.3，將多個(gè)符號(hào)的循環(huán)前綴進(jìn)行估計(jì)，并進(jìn)行平方和以及代數(shù)平均，從而得到更準(zhǔn)確的噪聲估計(jì)。
步驟1.4，利用平方和以及代數(shù)平均統(tǒng)計(jì)接收信號(hào)功率。考慮到噪聲和信號(hào)的不相關(guān)特性，則估計(jì)出的接收信號(hào)功率就為噪聲功率和有用信號(hào)功率之和，從而獲得有用信號(hào)功率。
Es為有用信號(hào)功率， σ2為高斯白噪聲功率，

則為接收信號(hào)的總功率，包括有用信號(hào)和噪聲兩部分。
步驟1.5，利用步驟1.4中估計(jì)出的信號(hào)功率、噪聲功率來獲得信噪比的估計(jì) 其中在上述的方法中，利用循環(huán)前綴估計(jì)OFDM系統(tǒng)的信噪比時(shí)，還存在著兩種替代方案 a在利用循環(huán)前綴估計(jì)OFDM系統(tǒng)的信噪比時(shí)，對(duì)應(yīng)于存在頻偏偏差的情況下，結(jié)合前后共軛差分的方法，去除頻偏的影響，再然后利用其循環(huán)前綴特性，獲得信噪比估計(jì)。其具體步驟如下 步驟1、通過信號(hào)分離器將信號(hào)的CP部分以及相對(duì)應(yīng)的信號(hào)尾部取出； 步驟2、對(duì)步驟1提取出的信號(hào)作為兩路的輸入一路統(tǒng)計(jì)接收信號(hào)功率Er；另一路進(jìn)行前后共軛差分，消除由于頻率偏差引入的相位旋轉(zhuǎn)； 假設(shè)rrk為存在歸一化頻率偏差為δ時(shí)的接收信號(hào)，由頻率偏差對(duì)系統(tǒng)的影響，其相對(duì)于未存在頻率偏差的rk信號(hào)來說就是引入一個(gè)附加相位。()*代表的是對(duì)信號(hào)進(jìn)行取共軛操作 步驟3、對(duì)步驟2的信號(hào)進(jìn)行差分相減，其中差分公式可表示為 其中sk、ηk分別為rk的有用信號(hào)部分、噪聲部分。
步驟4、對(duì)差分相減后的信號(hào)統(tǒng)計(jì)其功率。此功率與有用信號(hào)功率、噪聲功率的關(guān)系可表示為 var＝E(diffk(diffk)*)＝2σ4+4Es*σ2 其中Es代表有用信號(hào)功率，σ2代表高斯白噪聲功率 步驟5、結(jié)合步驟2中統(tǒng)計(jì)接收信號(hào)功率的結(jié)果及步驟4的結(jié)果，噪聲、信噪比估計(jì)可以由下式獲得 步驟6、為了獲得較為準(zhǔn)確的信噪比估計(jì)，在統(tǒng)計(jì)接收信號(hào)功率及差分相減后的信號(hào)功率時(shí)，我們可以結(jié)合多個(gè)OFDM進(jìn)行符號(hào)平均 b在利用循環(huán)前綴估計(jì)OFDM系統(tǒng)的信噪比時(shí)，也可只取其中一部分未受ISI影響的循環(huán)前綴部分進(jìn)行信噪比估計(jì)。
C在利用循環(huán)前綴估計(jì)OFDM系統(tǒng)的信噪比時(shí)，也可以采用分別估計(jì)多個(gè)OFDM信號(hào)的信噪比，然后求平均值，即為OFDM系統(tǒng)的信噪比估計(jì)。
一般幀前導(dǎo)為了更好的同步和初始接入包含有大量的導(dǎo)頻信息且信噪比一般高于普通數(shù)據(jù)符號(hào)，而數(shù)據(jù)符號(hào)中往往導(dǎo)頻數(shù)量較少，這也增加了估計(jì)數(shù)據(jù)符號(hào)的均方根的難度，但是我們知道均方根延遲相對(duì)于信道來說是一個(gè)慢變參數(shù)，我們可以把幀前導(dǎo)估計(jì)的均方根延遲近似為整幀均方根延遲。利用幀前導(dǎo)估計(jì)均方根延遲而且作為整幀的均方根延遲來來進(jìn)行信道均方根延遲的估計(jì)。
均方根延遲估計(jì)的原理為 根據(jù)均方根的定義， |hi|2為信道脈沖響應(yīng)對(duì)應(yīng)于第i條徑幅值的平方， τi則對(duì)應(yīng)于第i條徑的延遲。
我們可以對(duì)幀前導(dǎo)簡(jiǎn)單的進(jìn)行IFFT變換獲得信道的時(shí)域脈沖響應(yīng)，然后經(jīng)過均方根延遲計(jì)算器就可以獲得準(zhǔn)確的均方根延遲。
其中利用前導(dǎo)估計(jì)均方根延遲，如圖4所示，上述正交頻分復(fù)用系統(tǒng)信道估計(jì)方法中步驟2還包括 步驟2.1，利用幀前導(dǎo)中的導(dǎo)頻信息獲得導(dǎo)頻點(diǎn)的LS估計(jì)，而對(duì)于虛擬子載波上的信道頻域響應(yīng)其對(duì)應(yīng)的LS估計(jì)為0； XP為發(fā)送的導(dǎo)頻序列的參考值，其對(duì)應(yīng)的是一個(gè)對(duì)角陣 XP＝diag(X0P，X1P，X2P...XM-1P) YP為接收端對(duì)應(yīng)于導(dǎo)頻點(diǎn)的頻域接收系列 Yp＝(Y0P，Y1P，Y2P...YM-1P) 其中M為發(fā)送導(dǎo)頻的總數(shù) 步驟2.2，利用公式(10)得到的信道頻域響應(yīng)H，再通過快速傅立葉逆變換(IFFT)，就能得到信道的時(shí)域脈沖響應(yīng)CIR(channel impulse response)； 步驟2.3，利用共軛相乘器來獲得信道的功率延遲配置信息PDP(power delayprofile)，即公式中的|hi|2 步驟2.4，利用步驟2.3中估計(jì)出的(功率延遲配置)PDP計(jì)算τrms。
由CIR獲得相應(yīng)的PDP(power delay profile，功率延遲模型)，由于前面的所述的各種噪聲的影響，其PDP并沒有呈現(xiàn)出有限脈沖響應(yīng)的特性，因此我們需要對(duì)估計(jì)出的PDP進(jìn)行一非線性處理后再根據(jù)式(9)獲得τrms的估計(jì)。
首先，因?yàn)樾诺烂}沖響應(yīng)長(zhǎng)度一般不會(huì)超過CP的長(zhǎng)度，而均方根延遲對(duì)PDP比較敏感，所以直接把CP后的PDP直接置0； 其次，對(duì)于在CP的長(zhǎng)度范圍內(nèi)的PDP進(jìn)行最大值歸一化， 再次，對(duì)歸一化后的PDP采用設(shè)定一門限值的方法，把低于這門限值的PDP認(rèn)為是偽徑，直接置0，只考慮具有較大強(qiáng)度的徑。
這個(gè)門限設(shè)定過大會(huì)丟棄一些信道功率較小的真實(shí)徑，而若把門限設(shè)定過小則會(huì)把噪聲引起的偽徑計(jì)算在內(nèi)。綜合各方面的影響，通過大量的仿真我們發(fā)現(xiàn)這個(gè)門限設(shè)定為相比與最強(qiáng)徑的5*e-3能保證估計(jì)均方根誤差在10％的范圍內(nèi)，而我們也知道當(dāng)誤差在這個(gè)范圍之內(nèi)，這引起的信道相關(guān)矩陣誤差可以忽略不計(jì) 最后，根據(jù)公式(11)就可計(jì)算出均方根延遲，其均方根延遲公式的原理如圖4中虛線所示。

其中PDP＝abs(CIR).＾2 公式(11)是公式(9)的另外一種表示形式，其中Tao對(duì)應(yīng)的是信道多徑延遲。
其中在上述的方法中，利用幀前導(dǎo)估計(jì)OFDM系統(tǒng)的均方根延遲時(shí)，還存在著如下三種替代方案 a，對(duì)前導(dǎo)中的導(dǎo)頻未占滿除了虛擬子載波外的所有子載波，由于FFT/IFFT大小一般為2的指數(shù)，而此時(shí)導(dǎo)頻的數(shù)目往往不能滿足2的指數(shù)大小，此時(shí)就不能直接導(dǎo)頻的LS估計(jì)值進(jìn)行IFFT。解決方法可以通過相鄰導(dǎo)頻線性插值來獲得其他子載波的頻域信道響應(yīng)。
b，對(duì)虛擬子載波上的頻域信道響應(yīng)并不直接置0，而是采用FFT的循環(huán)周期特性，利用第一個(gè)導(dǎo)頻和最后一個(gè)導(dǎo)頻進(jìn)行線性插值來獲得虛擬子載波上更為準(zhǔn)確的信道估計(jì)。
c，對(duì)虛擬子載波上的頻域信道響應(yīng)通過迭代LS方法來獲得。具體步驟如下 步驟1，利用幀前導(dǎo)中的導(dǎo)頻信息獲得導(dǎo)頻點(diǎn)的LS估計(jì)，而對(duì)于虛擬子載波上的信道頻域響應(yīng)其對(duì)應(yīng)的LS估計(jì)為0； XP為發(fā)送的導(dǎo)頻序列的參考值，其對(duì)應(yīng)的是一個(gè)對(duì)角陣 XP＝diag(X0P，X1P，X2P...XM-1P) YP為接收端對(duì)應(yīng)于導(dǎo)頻點(diǎn)的頻域接收系列 Yp＝(Y0P，Y1P，Y2P...YM-1P) 其中M為發(fā)送導(dǎo)頻的總數(shù) 步驟2，對(duì)更新后的信道頻域響應(yīng)CFRi(channel frequency response)通過快速傅立葉逆變換(IFFT)(初始的CFRi則用步驟1，迭代過程中的CFRi則用步驟3的輸出)，就能得到第i次信道時(shí)域脈沖響應(yīng)CIRi(channel impulse response)；對(duì)估計(jì)出CIRi進(jìn)行部分置零操作，把超過CP后的CIRi置0來減少噪聲的影響得到更新后的CIRi 步驟3，對(duì)步驟2中更新的CIRi進(jìn)行快速傅立葉變換(FFT)得到第i+1次的CFRi+1，并把導(dǎo)頻點(diǎn)上的CFR用步驟1中的LS估計(jì)值來代替，得到更新后的CFRi+1。
步驟4，迭代步驟2，3多步，直到第i次和第i+1次的信道頻域響應(yīng)的差異值delta小于一個(gè)較小的門限值。
Hik代表第i次迭代后的第k個(gè)子載波的頻域信道響應(yīng)。
步驟5，利用共軛相乘器來獲得信道的功率延遲配置信息PDP(power delayprofile)，即公式中的|hi|2 步驟6，利用步驟5中估計(jì)出的(功率延遲配置)PDP計(jì)算τrms 一種正交頻分復(fù)用系統(tǒng)信道估計(jì)裝置，如圖2所示，包括 信噪比估計(jì)模塊，用于利用OFDM系統(tǒng)特有的循環(huán)前綴特性，進(jìn)行信噪比估計(jì)； 去除CP模塊，用于將時(shí)域信號(hào)去除CP； FFT變換器，用于將去除CP的時(shí)域信號(hào)進(jìn)行FFT變換； 多路選擇器，用于區(qū)分前導(dǎo)信號(hào)和普通信號(hào)； 均方根延遲估計(jì)模塊，用于利用前導(dǎo)估計(jì)均方根延遲； MMSE濾波器，用于根據(jù)估計(jì)出的信噪比和均方根延遲從預(yù)先存儲(chǔ)的濾波矩陣中選擇一組進(jìn)行MMSE濾波； LS信道估計(jì)器，用于計(jì)算導(dǎo)頻點(diǎn)LS的信道估計(jì)； 導(dǎo)頻點(diǎn)MMSE濾波器，用于將導(dǎo)頻點(diǎn)的LS進(jìn)行MMSE濾波； 線性插值器，用于線性插值得到完整的信道估計(jì)結(jié)果。
其中所述的信噪比估計(jì)模塊，如圖3所示，包括 信號(hào)分離器，用于將信號(hào)的CP部分以及相對(duì)應(yīng)的信號(hào)尾部取出； 差分器，用于利用每個(gè)OFDM接受信號(hào)末尾若干個(gè)采樣點(diǎn)與對(duì)應(yīng)的循環(huán)前綴部分進(jìn)行差分； 平方和器，用于計(jì)算統(tǒng)計(jì)差分輸出信號(hào)、接收信號(hào)的功率； 代數(shù)平均器，用于統(tǒng)計(jì)平均平方和器計(jì)算出的每個(gè)符號(hào)的功率，得到平均功率； 減法器，用于計(jì)算有用信號(hào)功率，即用接收信號(hào)功率減去估計(jì)的噪聲功率； 除法器，用于計(jì)算信噪比，用有用信號(hào)功率除以噪聲功率。
其中對(duì)于存在頻率偏差場(chǎng)景下，如圖4所示，信噪比估計(jì)模塊包括 信號(hào)分離器，用于將信號(hào)的CP部分以及相對(duì)應(yīng)的信號(hào)尾部取出； 共軛差分器，用于消除頻率偏差對(duì)信噪比估計(jì)的影響； 差分器，用于對(duì)共軛差分器輸出的末尾若干個(gè)采樣點(diǎn)與對(duì)應(yīng)的循環(huán)前綴部分進(jìn)行差分； 平方和器，用于計(jì)算統(tǒng)計(jì)差分輸出信號(hào)、接收信號(hào)的功率； 代數(shù)平均器，用于統(tǒng)計(jì)平均平方和器計(jì)算出的每個(gè)符號(hào)的功率，得到平均功率 減法器、開平方器，用于計(jì)算噪聲功率及有用信號(hào)功率 除法器，用于計(jì)算信噪比，用有用信號(hào)功率除以噪聲功率。
其中利用前導(dǎo)估計(jì)均方根延遲模塊，如圖5所示，主要包括 LS信道估計(jì)器，用于對(duì)導(dǎo)頻點(diǎn)進(jìn)行LS估計(jì) IFFT變換器，用于將獲得的導(dǎo)頻點(diǎn)的LS估計(jì)進(jìn)行快速IFFT變換得到時(shí)域信號(hào)， 部分置零器，用于將時(shí)域信號(hào)位于循環(huán)前綴后的數(shù)據(jù)置零； 共軛相乘器，用于獲得信道的功率延遲配置信息(PDP) 歸一化器，用于對(duì)CP長(zhǎng)度范圍內(nèi)的PDP進(jìn)行最大值歸一化； 閾值比較器，用于將歸一化后的PDP設(shè)定一門限，去除偽徑； 均方根延遲公式模塊，用于計(jì)算得到均方根延遲的估計(jì)。
其中在利用幀前導(dǎo)估計(jì)均方根延遲時(shí)，對(duì)虛擬子載波上的頻域信道響應(yīng)通過迭代LS方法來獲得，如圖6所示，包括 LS信道估計(jì)器，用于利用幀前導(dǎo)中的導(dǎo)頻信息獲得導(dǎo)頻點(diǎn)的LS估計(jì)； 線性插值器，用于獲得非導(dǎo)頻點(diǎn)的信道頻域響應(yīng)CFRi； IFFT，用于將獲得的非導(dǎo)頻點(diǎn)的信道頻域相應(yīng)CFRi進(jìn)行快速傅立葉逆變換，得到時(shí)域脈沖相應(yīng)CIRi，其中初始的CFRi則用LS信道估計(jì)器的輸出，迭代過程中的CFRi則用導(dǎo)頻替換器的輸出； 部分置零器，用于把CP后的CIRi置0； FFT，用于把更新的CIRi進(jìn)行快速傅立葉變換(FFT)得到第i+1次的CFRi+1； 導(dǎo)頻替換器，用于把導(dǎo)頻點(diǎn)上的CFR用導(dǎo)頻點(diǎn)的LS估計(jì)值來代替，得到更新后的CFRi+1； 減法器，用于將第i次和第i+1次的信道頻域響應(yīng)作差； 最大值器，用于求得第i次和第i+1次的信道頻域響應(yīng)差的最大值； 閾值比較器，用于使小于這個(gè)較小門限的差值通過。
權(quán)利要求
1、一種正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其特征在于，該方法包括以下步驟
步驟1獲取信道的信噪比估計(jì)信息，采用循環(huán)前綴進(jìn)行噪聲估計(jì)；
步驟2利用前導(dǎo)估計(jì)出均方根延遲；
步驟3根據(jù)估計(jì)出的均方根延遲和信噪比信息從預(yù)先存儲(chǔ)的濾波矩陣中選擇一組進(jìn)行MMSE濾波；
步驟4計(jì)算導(dǎo)頻點(diǎn)LS的信道估計(jì)；
步驟5利用步驟3中選取的濾波矩陣對(duì)導(dǎo)頻點(diǎn)的LS估計(jì)進(jìn)行MMSE濾波；
步驟6通過線性插值器進(jìn)行線性插值得到完整的信道估計(jì)結(jié)果。
2、如權(quán)利要求1所述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其特征在于，所述步驟3中的預(yù)先存儲(chǔ)濾波矩陣可表示為
β＝E{|xk|2}E{|1/xk|2}
其中Rhh為信道相關(guān)矩陣，該矩陣包含的元素可由均方根延遲和CP長(zhǎng)度來唯一確定，
τrms為估計(jì)出的均方根延遲，
L為CP長(zhǎng)度，
N為子載波總數(shù)，
β是和導(dǎo)頻點(diǎn)調(diào)制方式相關(guān)的一個(gè)固定常數(shù)。
3、如權(quán)利要求1所述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其特征在于，所述的信道LS估計(jì)值可表示為
其中XP為發(fā)送的導(dǎo)頻序列的參考值，其對(duì)應(yīng)的是一個(gè)對(duì)角陣，
XP＝diag(X0P，X1P，X2P...XM-1P)，
YP為接收端對(duì)應(yīng)于導(dǎo)頻點(diǎn)的頻域接收系列，
YP＝(Y0P，Y1P，Y2P...YM-1P)，
M為發(fā)送導(dǎo)頻的總數(shù)。
4、如權(quán)利要求1所述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其特征在于，所述步驟5中的MMSE濾波可表示為
為導(dǎo)頻點(diǎn)處信道響應(yīng)的最小平方估計(jì)值，
則是把最小平方估計(jì)值經(jīng)過維納濾波后的最終結(jié)果。
5、如權(quán)利要求1所述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其特征在于，所述的步驟1還包括
1.1、通過信號(hào)分離器將信號(hào)的CP部分以及相對(duì)應(yīng)的信號(hào)尾部取出；
1.2、利用每個(gè)OFDM接收符號(hào)末尾若干個(gè)采樣點(diǎn)與對(duì)應(yīng)的循環(huán)前綴部分進(jìn)行差分；
1.3，將多個(gè)符號(hào)的循環(huán)前綴進(jìn)行估計(jì)，并進(jìn)行平方和以及代數(shù)平均，從而得到更準(zhǔn)確的噪聲估計(jì)；
1.4，統(tǒng)計(jì)接收信號(hào)功率，將接收信號(hào)功率減去噪聲功率，就得到有用信號(hào)功率；
1.5，利用估計(jì)出的信號(hào)功率和噪聲功率算出信噪比。
6、如權(quán)利要求1所述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其特征在于，所述的步驟2還包括
2.1，利用前導(dǎo)中的導(dǎo)頻信息獲得導(dǎo)頻點(diǎn)的LS估計(jì)；
2.2，將獲得的導(dǎo)頻點(diǎn)的LS估計(jì)進(jìn)行快速傅立葉逆變換，得到信道的時(shí)域脈沖響應(yīng)CIR；
2.3，將得到的CIR獲得相應(yīng)的PDP，通過部分置零器，將CP后面的PDP直接置零；
2.4，對(duì)CP長(zhǎng)度范圍內(nèi)的PDP進(jìn)行最大值歸一化；
2.5，將歸一化后的PDP設(shè)定一門限，去除偽徑；
2.6，通過均方根延遲公式計(jì)算出均方根延遲。
7、如權(quán)利要求1或5所述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其特征在于在利用循環(huán)前綴估計(jì)OFDM系統(tǒng)的信噪比時(shí)，對(duì)應(yīng)于存在頻率偏差的情況下，先結(jié)合前后共軛差分的方法，去除頻偏的影響，再然后利用其循環(huán)前綴特性，獲得信噪比估計(jì)，具體包括
7.1通過信號(hào)分離器將信號(hào)的CP部分以及相對(duì)應(yīng)的信號(hào)尾部取出；
7.2對(duì)7.1步驟提取出的信號(hào)作為兩路的輸入一路統(tǒng)計(jì)接收信號(hào)功率Er；另一路進(jìn)行前后共軛差分，消除由于頻率偏差引入的相位旋轉(zhuǎn)；
假設(shè)rrk為存在歸一化頻率偏差為δ時(shí)的接收信號(hào)，由頻率偏差對(duì)系統(tǒng)的影響，其相對(duì)于未存在頻率偏差的rk信號(hào)來說就是引入一個(gè)附加相位，()*代表的是對(duì)信號(hào)進(jìn)行取共軛操作；
7.3對(duì)步驟7.2的信號(hào)進(jìn)行差分相減，其中差分公式可表示為
其中sk、ηk分別為rk的有用信號(hào)部分、噪聲部分；
7.4對(duì)差分相減后的信號(hào)統(tǒng)計(jì)其功率，此功率與有用信號(hào)功率、噪聲功率的關(guān)系可表示為
var＝E(diffk(diffk)*)＝2σ4+4Es*σ2
其中Es代表有用信號(hào)功率，σ2代表高斯白噪聲功率；
7.5結(jié)合步驟7.2中統(tǒng)計(jì)接收信號(hào)功率的結(jié)果及7.4的結(jié)果，噪聲、信噪比估計(jì)可以由下式獲得
7.6為了獲得較為準(zhǔn)確的信噪比估計(jì)，在統(tǒng)計(jì)接收信號(hào)功率及差分相減后的信號(hào)功率時(shí)，我們可以結(jié)合多個(gè)OFDM來進(jìn)行符號(hào)平均。
8、如權(quán)利要求1或5所述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其特征在于在利用循環(huán)前綴估計(jì)OFDM系統(tǒng)的信噪比時(shí)，也可以只取其中一部分未受ISI影響的循環(huán)前綴部分進(jìn)行信噪比估計(jì)。
9、如權(quán)利要求1或5所述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其特征在于在進(jìn)行信噪比估計(jì)時(shí)，也可采用對(duì)多個(gè)OFDM信號(hào)分別進(jìn)行信噪比估計(jì)，然后取平均值。
10、如權(quán)利要求1或6所述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其特征在于，所述的門限設(shè)定為最強(qiáng)徑的5*e-3。
11、如權(quán)利要求1或6所述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其特征在于，對(duì)前導(dǎo)中的導(dǎo)頻未占滿除了虛擬子載波外的所有子載波，不能直接對(duì)導(dǎo)頻的LS估計(jì)值進(jìn)行IFFT，可以通過相鄰導(dǎo)頻線性插值來獲得其他子載波的頻域信道響應(yīng)。
12、如權(quán)利要求1或6所述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其特征在于，對(duì)虛擬子載波上的頻域信道響應(yīng)并不直接置0，而是采用FFT的循環(huán)周期特性，利用第一個(gè)導(dǎo)頻和最后一個(gè)導(dǎo)頻進(jìn)行線性插值來獲得虛擬子載波上更為準(zhǔn)確的信道估計(jì)。
13、如權(quán)利要求1或6所述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其特征在于，對(duì)虛擬子載波上的頻域信道響應(yīng)通過迭代LS方法來獲得，包括
13.1，利用幀前導(dǎo)中的導(dǎo)頻信息獲得導(dǎo)頻點(diǎn)的LS估計(jì)，而對(duì)于虛擬子載波上的信道頻域響應(yīng)其對(duì)應(yīng)的LS估計(jì)為0；
XP為發(fā)送的導(dǎo)頻序列的參考值，其對(duì)應(yīng)的是一個(gè)對(duì)角陣，
XP＝diag(X0P，X1P，X2P...XM-1P)，
YP為接收端對(duì)應(yīng)于導(dǎo)頻點(diǎn)的頻域接收系列，
Yp＝(Y0P，Y1P，Y2P...YM-1P)，
其中M為發(fā)送導(dǎo)頻的總數(shù)；
13.2，對(duì)更新后的信道頻域響應(yīng)CFRi通過快速傅立葉逆變換，初始的CFRi則用步驟13.1，迭代過程中的CFRi則用步驟13.3的輸出，就能得到第i次信道時(shí)域脈沖響應(yīng)CIRi；對(duì)估計(jì)出CIRi進(jìn)行部分置零操作，把超過CP的CIRi置0來減少噪聲的影響，從而得到更新后的CIRi；
13.3，對(duì)步驟13.2中更新的CIRi進(jìn)行快速傅立葉變換得到第i+1次的CFRi+1，并把導(dǎo)頻點(diǎn)上的CFR用步驟12.1中的LS估計(jì)值來代替，得到更新后的CFRi+1；
13.4，迭代步驟13.2，13.3多步，直到第i次和第i+1次的信道頻域響應(yīng)的差異值delta小于一個(gè)較小的門限值，
Hik代表第i次迭代后的第k個(gè)子載波的頻域信道響應(yīng)；
13.5，利用共軛相乘器來獲得信道的功率延遲配置信息PDP，即公式中的|hi|2；
13.6，利用步驟13.5中估計(jì)出的PDP計(jì)算τrms。
14、一種正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)裝置，其特征在于，包括信噪比估計(jì)模塊，用于利用OFDM特有的循環(huán)前綴特性，通過循環(huán)前綴來估計(jì)信噪比；
均方根延遲估計(jì)模塊，用于利用前導(dǎo)估計(jì)均方根延遲；
MMSE濾波模塊，用于根據(jù)估計(jì)出的信噪比和均方根延遲從預(yù)先存儲(chǔ)的濾波矩陣中選擇一組進(jìn)行MMSE濾波；
導(dǎo)頻點(diǎn)信道估計(jì)模塊，用于計(jì)算導(dǎo)頻點(diǎn)LS的信道估計(jì)；
導(dǎo)頻點(diǎn)MMSE濾波模塊，用于將導(dǎo)頻點(diǎn)的LS進(jìn)行MMSE濾波；
線性插值器模塊，用于線性插值得到完整的信道估計(jì)結(jié)果。
15、如權(quán)利要求14所述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)裝置，其特征在于，該信噪比估計(jì)模塊進(jìn)一步包括
信號(hào)分離器，用于將信號(hào)的CP部分以及相對(duì)應(yīng)的信號(hào)尾部取出；
差分器，用于利用每個(gè)OFDM接受信號(hào)末尾若干個(gè)采樣點(diǎn)與對(duì)應(yīng)的循環(huán)前綴部分進(jìn)行差分；
平方和器，用于計(jì)算統(tǒng)計(jì)差分輸出信號(hào)、接收信號(hào)的功率；
代數(shù)平均器，用于統(tǒng)計(jì)平均平方和器計(jì)算出的每個(gè)符號(hào)的功率，得到平均功率；
減法器，用于計(jì)算有用信號(hào)功率，即用接收信號(hào)功率減去估計(jì)的噪聲功率；
除法器，用于計(jì)算信噪比，用有用信號(hào)功率除以噪聲功率。
16、如權(quán)利要求14或者15所述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)裝置，其特征在于，在存在頻率偏差場(chǎng)景下，所述的信噪比估計(jì)模塊包括
信號(hào)分離器，用于將信號(hào)的CP部分以及相對(duì)應(yīng)的信號(hào)尾部取出；
共軛差分器，用于消除頻率偏差對(duì)信噪比估計(jì)的影響；
差分器，用于對(duì)共軛差分器輸出的末尾若干個(gè)采樣點(diǎn)與對(duì)應(yīng)的循環(huán)前綴部分進(jìn)行差分；
平方和器，用于計(jì)算統(tǒng)計(jì)差分輸出信號(hào)、接收信號(hào)的功率；
代數(shù)平均器，用于統(tǒng)計(jì)平均平方和器計(jì)算出的每個(gè)符號(hào)的功率，得到平均功率；
減法器、開平方器，用于計(jì)算噪聲功率及有用信號(hào)功率；
除法器，用于計(jì)算信噪比，用有用信號(hào)功率除以噪聲功率。
17、如權(quán)利要求14所述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)裝置，其特征在于，均方根延遲估計(jì)裝置進(jìn)一步包括
LS信道估計(jì)器，用于對(duì)導(dǎo)頻點(diǎn)進(jìn)行LS估計(jì)；
IFFT變換器，用于將獲得的導(dǎo)頻點(diǎn)的LS估計(jì)進(jìn)行快速IFFT變換得到時(shí)域信號(hào)；
部分置零器，用于將時(shí)域信號(hào)位于循環(huán)前綴后的數(shù)據(jù)置零；
共軛相乘器，用于求取信道的各徑功率分布；
歸一化器，用于對(duì)CP長(zhǎng)度范圍內(nèi)的PDP進(jìn)行最大值歸一化；
閾值比較器，用于將歸一化后的PDP設(shè)定一門限，去除偽徑；
均方根延遲公式模塊，用于計(jì)算得到均方根延遲的估計(jì)。
18、如權(quán)利要求14或者17所述的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)裝置，其特征在于，在對(duì)虛擬子載波上的頻域信道響應(yīng)通過迭代LS方法來獲得時(shí)，所述的均方根延遲模塊包括
LS信道估計(jì)器，用于利用幀前導(dǎo)中的導(dǎo)頻信息獲得導(dǎo)頻點(diǎn)的LS估計(jì)；
線性插值器，用于獲得非導(dǎo)頻點(diǎn)的信道頻域響應(yīng)CFRi；
IFFT，用于將非導(dǎo)頻點(diǎn)的信道頻域相應(yīng)CFRi進(jìn)行快速傅立葉逆變換，得到時(shí)域脈沖相應(yīng)CIRi，其中初始的CFRi則用LS信道估計(jì)器的輸出，迭代過程中的CFRi則用導(dǎo)頻替換器的輸出；
部分置零器，用于把CP后的CIRi置0；
FFT，用于把更新的CIRi進(jìn)行快速傅立葉變換得到第i+1次的CFRi+1；
導(dǎo)頻替換器，用于把導(dǎo)頻點(diǎn)上的CFR用導(dǎo)頻點(diǎn)的LS估計(jì)值來代替，得到更新后的CFRi+1；
減法器，用于將第i次和第i+1次的信道頻域響應(yīng)作差；
最大值器，用于求得第i次和第i+1次的信道頻域響應(yīng)差的最大值；
閾值比較器，用于使小于這個(gè)較小門限的差值通過。
全文摘要
本發(fā)明一種正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)信道估計(jì)方法和裝置，主要包括獲取信道的信噪比估計(jì)信息，采用循環(huán)前綴進(jìn)行噪聲估計(jì)；利用前導(dǎo)估計(jì)出均方根延遲；根據(jù)估計(jì)出的均方根延遲和信噪比信息從預(yù)先存儲(chǔ)的濾波矩陣中選擇一組進(jìn)行MMSE濾波；計(jì)算導(dǎo)頻點(diǎn)LS的信道估計(jì)；對(duì)導(dǎo)頻點(diǎn)的LS估計(jì)進(jìn)行MMSE濾波；通過線性插值器進(jìn)行線性插值得到完整的信道估計(jì)結(jié)果。利用本發(fā)明能快速而準(zhǔn)確的獲得OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)。
文檔編號(hào)H04L25/02GK101388864SQ20071004582
公開日2009年3月18日 申請(qǐng)日期2007年9月11日 優(yōu)先權(quán)日2007年9月11日
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