專利名稱：Ofdm系統(tǒng)中基于ukf的信道與載波頻率偏移估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種無(wú)線通信技術(shù)領(lǐng)域的信道和頻偏估計(jì)的方法，具體是一種OFDM系統(tǒng)中基于UKF(無(wú)跡卡爾曼濾波器)的信道與載波頻率偏移估計(jì)方法。
背景技術(shù)：
無(wú)線通信中信號(hào)在傳播過(guò)程受到信道衰減、多徑時(shí)延擴(kuò)展和多普勒頻率擴(kuò)展等因素的影響，在接收端為了能夠較好地恢復(fù)出發(fā)送信號(hào)通常采用相干解調(diào)，而相干解調(diào)需要信道參數(shù)信息，它通過(guò)信道估計(jì)來(lái)獲得，因此信道估計(jì)器的性能直接影響系統(tǒng)性能。正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)能夠有效抵抗多徑擴(kuò)展造成的符號(hào)間干擾，使得在惡劣無(wú)線衰落信道下進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸成為可能。在OFDM系統(tǒng)中，基于二維最小均方誤差準(zhǔn)則(MMSE)的信道估計(jì)方法是理論分析中性能最優(yōu)的信道估計(jì)方法，但這類(lèi)方法不僅復(fù)雜度極高，還需要知道部分或全部信道先驗(yàn)信息，因此工程應(yīng)用價(jià)值不高。另外，基于最小平方準(zhǔn)則(LS)的信道估計(jì)方法，雖然運(yùn)算復(fù)雜度不高，但在信噪比下降時(shí)性能下降很快，不適合用于中低信噪比的場(chǎng)合。因此，尋找工程上適用的信道估計(jì)方法直接關(guān)系到接收機(jī)檢測(cè)和譯碼性能的優(yōu)劣，對(duì)提高寬帶移動(dòng)通信系統(tǒng)性能起著至關(guān)重要的作用。
OFDM建立在子載波間嚴(yán)格正交的基礎(chǔ)上，任何傳輸過(guò)程中載波信號(hào)波形畸變均會(huì)影響子載波之間的正交性。數(shù)據(jù)符號(hào)周期的增加會(huì)使得OFDM系統(tǒng)比普通單載波系統(tǒng)對(duì)載波頻率偏移和多普勒擴(kuò)展更加敏感，從而使子載波之間干擾大大增加，引入子載波間干擾(ICI)，大大降低系統(tǒng)的性能。目前已經(jīng)兩類(lèi)方法用來(lái)消除因載波頻率偏移引起的ICI一類(lèi)是對(duì)頻率偏移進(jìn)行估計(jì)后進(jìn)行校正；另一類(lèi)是采取措施降低系統(tǒng)對(duì)頻率偏移的敏感性。自消除(SC)方法中，在相鄰子載波中加入冗余數(shù)據(jù)來(lái)降低系統(tǒng)對(duì)頻率偏移的敏感性，達(dá)到消除ICI的目的；最大似然估計(jì)(MLE)方法對(duì)頻率偏移進(jìn)行估計(jì)然后進(jìn)行校正。當(dāng)頻率偏移的值比較小時(shí)，SC方法具有較好性能，這是因?yàn)榇藭r(shí)相鄰載波間產(chǎn)生的ICI之間的差別很小，SC方法中相鄰子載波間的ICI可有效抵消。當(dāng)頻率偏移值比較大時(shí)，SC方法中相鄰子載波之間不能完全消除ICI，而此時(shí)MLE方法對(duì)頻率偏移有比較精確的估計(jì)。SC和MLE方法都需要一倍的冗余帶寬，帶寬效率低。因此要尋找一種帶寬效率高，同時(shí)對(duì)頻率偏移有精確的估計(jì)的方法。實(shí)際無(wú)線通信系統(tǒng)中同時(shí)受信道的多徑效應(yīng)、時(shí)變性以及載波頻率偏移的影響，因此還必須尋找一種能夠同時(shí)解決信道估計(jì)和載波頻率偏移估計(jì)兩個(gè)問(wèn)題的方法。
經(jīng)對(duì)現(xiàn)有技術(shù)的文獻(xiàn)檢索發(fā)現(xiàn)，Dieter Schafhuber等人在2003年的IEEE國(guó)際無(wú)線通信的信號(hào)處理學(xué)術(shù)會(huì)議(IEEE Workshop on Signal ProcessingAdvances in Wireless Communication)上發(fā)表文章“無(wú)線MIMO-OFDM系統(tǒng)中雙選擇性衰落信道的自適應(yīng)辨識(shí)和跟蹤(Adaptive Identification and Trackingof Doubly Selective Fading Channels for Wireless MIMO-OFDM Systems)”，該文提出一種適用于多天線OFDM系統(tǒng)的基于最小均方自適應(yīng)濾波器(LMS)的信道估計(jì)方法，在無(wú)需知道信道統(tǒng)計(jì)信息的基礎(chǔ)上，利用導(dǎo)頻符號(hào)和LMS濾波器，對(duì)時(shí)變信道進(jìn)行跟蹤和估計(jì)，但該方法有個(gè)明顯的缺點(diǎn)就是估計(jì)精度不是很高，尤其是在中低信噪比的環(huán)境下，遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于基于二維最小均方誤差準(zhǔn)則的信道估計(jì)方法。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術(shù)中的不足，提供一種OFDM系統(tǒng)中基于UKF的信道與載波頻率偏移估計(jì)方法，使其在不知道信道統(tǒng)計(jì)信息的情況下具有估計(jì)性能穩(wěn)健、魯棒性強(qiáng)、抗加性高斯白噪聲的能力強(qiáng)、抗子載波間干擾的特點(diǎn)，且易于實(shí)現(xiàn)。
本發(fā)明是通過(guò)以下技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)的，本發(fā)明是一種在OFDM系統(tǒng)中運(yùn)用UKF處理導(dǎo)頻信息得到信道與載波頻率偏移估計(jì)值的方法，在已消除載波頻偏的OFDM系統(tǒng)中，只考慮多徑信道對(duì)系統(tǒng)的影響時(shí)，采用基于UKF的信道估計(jì)方法；在循環(huán)前綴的長(zhǎng)度大于信道沖激響應(yīng)的長(zhǎng)度，且頻域均衡器對(duì)信道進(jìn)行了有效補(bǔ)償?shù)腛FDM系統(tǒng)中，此時(shí)可以認(rèn)為信道的影響主要來(lái)自噪聲，而忽略信道多徑效應(yīng)的影響，采用基于UKF的載波頻率偏移估計(jì)方法；在同時(shí)存在載波偏移和多徑效應(yīng)的OFDM系統(tǒng)中，采用基于UKF的信道與載波頻率偏移聯(lián)合估計(jì)方法。
所述的基于UKF的信道估計(jì)方法，包括如下步驟步驟一使用導(dǎo)頻信息通過(guò)最小平方的方法獲取頻域上導(dǎo)頻符號(hào)處信道狀態(tài)信息的初始值；步驟二通過(guò)對(duì)所述初始值進(jìn)行快速逆傅立葉變換，得到時(shí)間/時(shí)延域的未考慮噪聲作用下的信道狀態(tài)信息；步驟三針對(duì)所述未考慮噪聲作用下的信道狀態(tài)信息運(yùn)用自適應(yīng)路徑捕獲方法獲得信道的有效路徑的信道狀態(tài)信息；步驟四以捕獲到的所述信道的有效路徑的信道狀態(tài)信息作為觀測(cè)值，再利用UKF濾波器跟蹤和估計(jì)出當(dāng)前時(shí)刻的考慮噪聲作用下的準(zhǔn)確的信道狀態(tài)信息；步驟五對(duì)所述的準(zhǔn)確的信道狀態(tài)信息進(jìn)行快速傅立葉變換，得到導(dǎo)頻符號(hào)的時(shí)間/頻率域的信道傳輸函數(shù)；步驟六對(duì)所述導(dǎo)頻符號(hào)的時(shí)間/頻率域的信道傳輸函數(shù)通過(guò)插值方法得到數(shù)據(jù)符號(hào)所對(duì)應(yīng)的信道傳輸函數(shù)，把所述傳輸函數(shù)送給信號(hào)檢測(cè)模塊進(jìn)行檢測(cè)或譯碼。
所述的信道狀態(tài)信息包括有效路徑的數(shù)目和位置，以及所述數(shù)目和位置所對(duì)應(yīng)的信道的幅度和相位。自適應(yīng)路徑捕獲方法是通過(guò)采用根據(jù)排序得到的信道的路徑和當(dāng)前時(shí)刻的信噪比來(lái)實(shí)時(shí)確定有效路徑的數(shù)目和位置。在同一信噪比下，采用相同的有效路徑的數(shù)目和位置。
所述的基于UKF的載波頻率偏移估計(jì)方法，包括如下步驟步驟一導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)為在時(shí)間域插入一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)用作等值導(dǎo)頻，導(dǎo)頻符號(hào)長(zhǎng)為子載波數(shù)；步驟二把時(shí)域接收信號(hào)構(gòu)造為發(fā)送信號(hào)與衰減系數(shù)相乘的形式；步驟三在時(shí)域內(nèi)，運(yùn)用UKF濾波器對(duì)時(shí)域接收信號(hào)進(jìn)行載波頻率偏移估計(jì)；步驟四利用估計(jì)出的載波頻移進(jìn)行載波頻率偏移校正，得到消除子載波干擾后的系統(tǒng)。
所述基于UKF的信道與載波頻率偏移聯(lián)合估計(jì)方法，包括如下步驟步驟一導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)為在時(shí)間域每隔既定數(shù)目的OFDM符號(hào)插入一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)用作等值導(dǎo)頻，導(dǎo)頻符號(hào)長(zhǎng)為子載波數(shù)；步驟二將時(shí)間域接收信號(hào)構(gòu)造為受載波頻率偏移影響的發(fā)送信號(hào)與信道的卷積關(guān)系形式；步驟三將時(shí)間域接收信號(hào)的所述卷積關(guān)系形式轉(zhuǎn)換為矩陣關(guān)系形式；步驟四在時(shí)間域內(nèi)，運(yùn)用UKF濾波器對(duì)所述矩陣關(guān)系形式進(jìn)行信道估計(jì)和載波頻率偏移估計(jì)；步驟五利用估計(jì)出的載波頻移進(jìn)行載波頻率偏移校正，得到消除子載波干擾后的系統(tǒng)。
步驟六對(duì)所述信道估計(jì)的結(jié)果通過(guò)插值方法得到數(shù)據(jù)符號(hào)所對(duì)應(yīng)的信道傳輸函數(shù)，把所述傳輸函數(shù)送給信號(hào)檢測(cè)模塊進(jìn)行檢測(cè)或譯碼。
以下對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明1、基于UKF的信道估計(jì)方法，具體實(shí)現(xiàn)如下(1)使用導(dǎo)頻信息通過(guò)最小平方的方法獲取頻域上導(dǎo)頻符號(hào)處信道狀態(tài)信息的初始值假設(shè)采用NT根發(fā)射天線，NR根接收天線，n個(gè)OFDM符號(hào)以及K個(gè)子載波的MIMO-OFDM系統(tǒng)。a[n,k]=a(1)[n,k]···a(NT)[n,k]T]]>為發(fā)送信號(hào)向量，a(i)[n，k]表示天線i在n時(shí)刻，第k個(gè)子載波上的發(fā)送信號(hào)。對(duì)a[n，k]作IFFT并加上長(zhǎng)為L(zhǎng)CP的循環(huán)前綴(CP)得到第n個(gè)OFDM符號(hào)sn[m]=sn(1)[m]···sn(NT)[m]T,]]>每個(gè)OFDM符號(hào)持續(xù)時(shí)間為N＝K+Lcp。全部基帶發(fā)送信號(hào)為s[m]=Σn=-∞+∞sn[m-nN].]]>sn[m]=1KNTΣk=0K-1a[n,k]ej2πmk/Km=-LCP,...,K-10else---(1)]]>信道的沖激響應(yīng)可以表示為h(t,τ)=Σkγk(t)c(τ-τk)---(2)]]>在t時(shí)刻的頻率響應(yīng)為H(t,f)=∫-∞+∞h(t,τ)ej2πfτdτ=C(f)Σkγkej2πfτk---(3)]]>
C(f)=∫-∞+∞c(τ)e-j2πfτdτ---(4)]]>接收天線接收到的信號(hào)由衰落MIMO NR×NT的信道矩陣H[m，l]，傳輸信號(hào)S[m]和噪聲η[m]形成。η[m]為分布為N(0，ση2)高斯白噪聲r(shí)[m]=Σl=0L-1H[m,l]S[m-l]+ση[m]---(5)]]>接收信號(hào)，r[m]去循環(huán)前綴做FFT得到X[n,k]=1KΣm=0K-1r[nN+m]e-j2km/K---(6)]]>如果NfDoppler＜＜1，H[m，l]在一個(gè)OFDM符號(hào)的變化可以忽略，本發(fā)明中的MIMO-OFDM系統(tǒng)的輸入/輸出關(guān)系可以表示為X[n,k]=H^[n,k]a[n,k]+σ^η[n,k]---(7)]]>本發(fā)明的導(dǎo)頻信息為結(jié)構(gòu)采用塊狀的導(dǎo)頻符號(hào)，每個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)包括所有的子載波上的時(shí)頻塊，導(dǎo)頻的幀結(jié)構(gòu)采用在一幀數(shù)據(jù)前面加入若干個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)的結(jié)構(gòu)，在多天線系統(tǒng)中不同發(fā)射天線在同一時(shí)刻的導(dǎo)頻是互相正交的。為了方便地處理信號(hào)，在一根天線上的同一個(gè)OFDM符號(hào)的不同子載波上的導(dǎo)頻信號(hào)是相同的，不同發(fā)送天線發(fā)送的導(dǎo)頻互相正交。P為所有天線上的導(dǎo)頻序列所組成的導(dǎo)頻矩陣，P=P1···PNT,]]>這里Pn是一根天線上的一串導(dǎo)頻序列，Pn是一串周期為NT的循環(huán)序列，Pn+NT=Pn.]]>在有NT根發(fā)射天線的MIMO-OFDM系統(tǒng)中，發(fā)送信號(hào)和接收信號(hào)的關(guān)系表示為X[n,k]=WTNTT[n,k]H[n,k]+ση[n,k]---(8)]]>T[n，k]是考慮發(fā)送能量的a[n，k]，WT為發(fā)射信號(hào)T[n，k]的能量。采用頻域LS信道估計(jì)，即不考慮噪聲的影響得到H^[n,k]=NTWTT-1[n,k]X[n,k]---(9)]]>
導(dǎo)頻處的信道估計(jì)式H^[n,k]=NTWTPHX[n,k]---(10)]]>信道傳輸方程表示為H^[n,k]=H[n,k]+ψ[n,k]---(11)]]>因此通過(guò)對(duì) 做IFFT得到信道的時(shí)域狀態(tài)信息 (11)式轉(zhuǎn)化為h~l[n]=hl[n]+zl[n]---(12)]]>其中zl[n]為滿足N(0，σz2)分布的零均值，高斯向量。
(2)通過(guò)對(duì)所述初始值進(jìn)行快速逆傅立葉變換，得到時(shí)間/時(shí)延域的未考慮噪聲作用下的信道狀態(tài)信息通過(guò)快速逆傅立葉變換(IFFT)得到時(shí)間/時(shí)延域的未考慮噪聲作用下的信道狀態(tài)信息。即接收機(jī)對(duì)LS方法估計(jì)出來(lái)的信道估計(jì)初值做快速逆傅立葉變換，得到時(shí)間/時(shí)延域的信道估計(jì)值。
(3)針對(duì)所述未考慮噪聲作用下的信道狀態(tài)信息運(yùn)用自適應(yīng)路徑捕獲方法獲得信道的有效路徑的信道狀態(tài)信息本發(fā)明中采用了自適應(yīng)門(mén)限捕獲方法，該方法根據(jù)排序的信道抽頭和當(dāng)前時(shí)刻的信噪比來(lái)實(shí)時(shí)確定重要抽頭的數(shù)目L和位置，使L的取值具有一定的自適應(yīng)性，這種方法要優(yōu)于傳統(tǒng)的確定路徑捕獲法和傳統(tǒng)的門(mén)限捕獲法。
自適應(yīng)門(mén)限捕獲法L為重要抽頭的數(shù)目Lm是所能接受的最大復(fù)雜度的多徑數(shù)，一般取循環(huán)前綴數(shù) 為快速逆傅立葉變換(IFFT)，得到時(shí)間/時(shí)延域的信道估計(jì)值 為 的降序排列Li為滿足下式的多徑抽頭數(shù)
|h^[l]|2>η·1αΣl=0α-1|h^sort[l]|2---(13)]]>L為L(zhǎng)i和Lm的最小值η是一個(gè)門(mén)限值，η的取值決定于SNR，η2=η1SNR1SNR2]]>(4)以捕獲到的所述信道的有效路徑的信道狀態(tài)信息作為觀測(cè)值，再利用UKF濾波器跟蹤和估計(jì)出當(dāng)前時(shí)刻的考慮噪聲作用下的準(zhǔn)確的信道狀態(tài)信息以當(dāng)前時(shí)刻未考慮噪聲作用下的信道狀態(tài)信息作為觀測(cè)值，利用UKF跟蹤和估計(jì)當(dāng)前時(shí)刻的考慮噪聲作用下的準(zhǔn)確的信道狀態(tài)信息，在迭代過(guò)程中，狀態(tài)噪聲和測(cè)量噪聲不斷更新。
狀態(tài)方程xn+1＝F(xn)+vn(14)測(cè)量方程yn＝H(xn)+nn(15)其中xn=h0[n]···hL-1[n]vec{T},]]>G(xn)=Th0[n]···ThL-1[n]vec{T}]]>H(xn)=h0[n]···hL-2[n]hL-1[n]]]>vn，nn分別為狀態(tài)噪聲向量和測(cè)量噪聲向量。
LM×1維測(cè)量向量y^n=Δ[h~0T[n]...h~L-1T[n]]T,]]>M＝NT×NR，NT為發(fā)射天線數(shù)，NR為接收天線數(shù)。
(5)對(duì)所述的準(zhǔn)確的信道狀態(tài)信息進(jìn)行快速傅立葉變換，得到導(dǎo)頻符號(hào)的時(shí)間/頻率域的信道傳輸函數(shù)以上步驟求得時(shí)間/時(shí)延域的信道估計(jì)的準(zhǔn)確值，但是信號(hào)檢測(cè)需要的是信道的時(shí)間/頻率域的狀態(tài)信息，因此，對(duì)時(shí)間/時(shí)延域的信道估計(jì)值做快速傅立葉變換(FFT)變換得到時(shí)間/頻率域信道估計(jì)值。
(6)對(duì)所述導(dǎo)頻符號(hào)的時(shí)間/頻率域的信道傳輸函數(shù)通過(guò)插值方法得到數(shù)據(jù)符號(hào)所對(duì)應(yīng)的信道傳輸函數(shù)，把所述傳輸函數(shù)送給信號(hào)檢測(cè)模塊進(jìn)行檢測(cè)或譯碼2、基于UKF的載波頻率偏移估計(jì)方法，具體實(shí)現(xiàn)如下(1)導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)為在時(shí)間域插入一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)用作等值導(dǎo)頻，導(dǎo)頻符號(hào)長(zhǎng)為子載波數(shù)考慮接收到的信號(hào)中引入了頻率偏移的情況。頻率偏移可以看作是信道中引入的一個(gè)乘性因子，假設(shè)采用2發(fā)2收的MIMO-OFDM系統(tǒng)，rn1=tn1×ej2πNnϵn11+tn2×ej2πNnϵn21+wn1---(16)]]>rn2=tn1×ej2πNnϵ21+tn2×ej2πNnϵ22+wn2---(17)]]>tni為n時(shí)刻第i根發(fā)射天線的發(fā)送信號(hào)，rnj為n時(shí)刻第j根接收天線的接收信號(hào)，εnij為發(fā)射天線i到接收天線j傳輸路徑上的歸一化的頻率頻移值，wnj為傳輸路徑上引入的加性高斯白噪聲，N是子載波數(shù)，LCP是循環(huán)前綴數(shù)。
在時(shí)間域插入一個(gè)OFDM符號(hào)用作等值導(dǎo)頻。
pni=1,]]>k＝1，2…N+LCP-1，i＝1，2其中，N是子載波數(shù)，LCP是循環(huán)前綴數(shù)。
(2)把時(shí)域接收信號(hào)構(gòu)造為發(fā)送信號(hào)與衰減系數(shù)相乘的形式導(dǎo)頻處的頻率偏移模型為rn1=pn1×ej2πNnϵn11+pn2×ej2πNnϵn21+wn1---(18)]]>rn2=pn1×ej2πNnϵ21+pn2×ej2πNnϵ22+wn2---(19)]]>(3)在時(shí)域內(nèi)，運(yùn)用UKF濾波器對(duì)時(shí)域接收信號(hào)進(jìn)行載波頻率偏移估計(jì)UKF估計(jì)載波頻率偏移狀態(tài)方程
xn+1＝F(xn)+vn測(cè)量方程yn＝H(xn)+nn其中xn=ϵn11ϵn21,]]>F(xn)＝xn，H(xn)=pn1×ej2πNnϵn11+pn2×ej2πNnϵn21,]]>yn=rn1]]>為觀測(cè)向量，vn，nn分別為狀態(tài)噪聲與測(cè)量噪聲向量。
可以看出測(cè)量方程為非線性方程，需要采用非線性濾波器來(lái)進(jìn)行處理。采用UKF濾波器處理(18)，(19)式。
(4)利用估計(jì)出的載波頻移進(jìn)行載波頻率偏移校正，得到消除子載波干擾后的系統(tǒng)3、基于UKF的信道與載波頻率偏移聯(lián)合估計(jì)方法，具體實(shí)現(xiàn)如下(1)導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)為在時(shí)間域每隔既定數(shù)目的OFDM符號(hào)插入一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)用作等值導(dǎo)頻，導(dǎo)頻符號(hào)長(zhǎng)為子載波數(shù)；假設(shè)采用NT根發(fā)射天線，NR根接收天線，n個(gè)OFDM符號(hào)以及N個(gè)子載波的MIMO-OFDM系統(tǒng)。ai(n，k)表示天線i在n時(shí)刻，第k個(gè)子載波上的發(fā)送信號(hào)。對(duì)ai(n，k)作IFFT并加上長(zhǎng)為L(zhǎng)CP的循環(huán)前綴(CP)得到第個(gè)OFDM符號(hào)sni(m)，每個(gè)OFDM符號(hào)持續(xù)時(shí)間為N＝K+Lcp。
信道模型為sϵnij(m)=sni(m)×ej2πmϵijN---(20)]]>其中εij＝fdij/Δf＝Nfdij/fs為為發(fā)射天線i到接收天線j傳輸路徑上傳送第n個(gè)OFDM符號(hào)時(shí)的歸一化的頻率頻移值，fdij是頻率偏移，fs＝1/Ts是數(shù)據(jù)符號(hào)sni(m)的傳輸速率，Δf＝fs/N是子載波間隔。
導(dǎo)頻的幀結(jié)構(gòu)采用在一幀數(shù)據(jù)前面加入一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)的結(jié)構(gòu)。
(2)將時(shí)間域接收信號(hào)構(gòu)造為受載波頻率偏移影響的發(fā)送信號(hào)與信道的卷積關(guān)系形式考慮系統(tǒng)所經(jīng)過(guò)的信道為慢衰落信道，在傳輸一個(gè)OFDM符號(hào)的時(shí)間內(nèi)，信道信息不變。
如果NfDoppler＜＜1，信道在一個(gè)OFDM符號(hào)的變化可以忽略，本發(fā)明的MIMO-OFDM系統(tǒng)的輸入輸出關(guān)系可表示為rnj=Σi=1NThnij*sϵnij+ηnj---(21)]]>其中rnj＝[rnj(1)，…，rnj(N)]T為接收天線j上的接收信號(hào)向量，hnij＝[hnij(1)，…，hnij(L)]T為發(fā)射天線i到接收天線j傳輸路徑的信道沖激響應(yīng)向量，sεnij＝[sεnij(1)，…，sεnij(N)]T為存在載波頻偏的發(fā)送信號(hào)向量，ηnj＝[ηnj(1)，…，ηnj(N)]T為加性高斯白噪聲列矢量，L為信道沖激響應(yīng)的最大長(zhǎng)度。
(3)將時(shí)間域接收信號(hào)的所述卷積關(guān)系形式轉(zhuǎn)換為矩陣關(guān)系形式卷積形式可以表示為矩陣相乘的形式有rnj=Σi=1NTSϵnijhnij+ηnj---(22)]]>經(jīng)過(guò)無(wú)線信道，去循環(huán)前綴的接收信號(hào)表示為rn1=[Cϵ11·pn1]*hn11+[Cϵ21·pn2]*hn21+ηn1---(23)]]>rn2=[Cϵ12·pn1]*hn12+[Cϵ22·pn2]*hn22+ηn2---(24)]]>其中pnl為導(dǎo)頻列向量rn1=[pϵn11]*hn11+[pϵn21]*hn21+ηn1---(25)]]>rn2=[pϵn12]*hn12+[pϵn22]*hn22+ηn2---(26)]]>其中pϵnij=Cϵijpni]]>將卷積形式表示成矩陣形式，有
rn1=Pϵn11hn11+Pϵn21hn21+ηn1---(27)]]>rn2=Pϵn12hn12+Pϵn22hn22+ηn2---(28)]]>(4)在時(shí)間域內(nèi)，運(yùn)用UKF濾波器對(duì)所述矩陣關(guān)系形式進(jìn)行信道估計(jì)和載波頻率偏移估計(jì)首先用UKF來(lái)處理式(27)xn+1＝F(xn)+vn(29)yn＝H(xn)+nn(30)其中xn=hn11ϵn11hn21ϵn21,]]>F(xn)＝xn，H(xn)=Pϵn11hn11+pϵn21hn21,]]>yn=rn1]]>為觀測(cè)向量，vn，nn分別為狀態(tài)噪聲與測(cè)量噪聲向量。
運(yùn)用UKF濾波器到信道的時(shí)域估計(jì)值 經(jīng)FFT變換得到頻域估計(jì)值 用于信道檢測(cè)。
H^(n,k)=1NTΣl=0L-1h^n(l)e-j2kl/N---(31)]]>(5)利用估計(jì)出的載波頻移進(jìn)行載波頻率偏移校正，得到消除子載波干擾后的系統(tǒng)(6)對(duì)所述信道估計(jì)的結(jié)果通過(guò)插值方法得到數(shù)據(jù)符號(hào)所對(duì)應(yīng)的信道傳輸函數(shù)，把所述傳輸函數(shù)送給信號(hào)檢測(cè)模塊進(jìn)行檢測(cè)或譯碼。
本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)在于基于UKF的信道估計(jì)方法中采用了自適應(yīng)路徑捕獲算法大大降低了計(jì)算復(fù)雜度并提高了估計(jì)精度；用UKF對(duì)信道估計(jì)值進(jìn)行濾波處理，提高估計(jì)精度。
基于UKF的載波頻率偏移估計(jì)的方法來(lái)消除ICI，與傳統(tǒng)的SC干擾自消除方法相比，在處理頻率偏移較大的情況下，有更好的消除ICI的性能，而且?guī)捓寐矢?。本發(fā)明中基于UKF的載波頻率偏移估計(jì)的方法來(lái)消除ICI的方法與ML方法的復(fù)雜度相似，但是ML方法需要重復(fù)發(fā)送碼元，需要一倍的冗余，同SC方法具有一樣的帶寬效率，所以基于UKF的方法比ML方法的帶寬利用率高。
基于UKF的信道與載波頻率偏移聯(lián)合估計(jì)方法可以同時(shí)估計(jì)出信道信息與子載波間頻率偏移。由于UKF比EKF更適合處理非線性問(wèn)題，所以，這種基于UKF的聯(lián)合估計(jì)方法能夠更好地消除載波頻偏對(duì)信道估計(jì)的影響，具有令人滿意的性能，。


圖1是OFDM系統(tǒng)中基于UKF的信道與載波頻率偏移估計(jì)方法原理框2是MIMO-OFDM系統(tǒng)中信道估計(jì)導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)3是MIMO-OFDM系統(tǒng)中基于UKF的信道估計(jì)方法框4是信道估計(jì)中自適應(yīng)路徑捕獲方法與確定路徑數(shù)信道估計(jì)的MSE性能比較5是信道估計(jì)中基于UKF、LS和LMS的信道估計(jì)BER性能比較6是MIMO-OFDM系統(tǒng)中基于UKF的載波頻率偏移估計(jì)原理7是MIMO-OFDM系統(tǒng)存在頻率偏移時(shí)的BER信能8是MIMO-OFDM系統(tǒng)中信道與載波頻率偏移聯(lián)合估計(jì)導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)9是MIMO-OFDM系統(tǒng)中基于UKF的信道與載波頻率偏移聯(lián)合估計(jì)原理10是基于UKF的信道與載波頻率偏移聯(lián)合估計(jì)的BER性能圖具體實(shí)施方式
下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的實(shí)施例作詳細(xì)說(shuō)明本實(shí)施例在以本發(fā)明技術(shù)方案為前提下進(jìn)行實(shí)施，給出了詳細(xì)的實(shí)施方式和具體的操作過(guò)程，但本發(fā)明的保護(hù)范圍不限于下述的實(shí)施例。
本發(fā)明其原理框圖如圖1所示，在已消除載波頻偏的OFDM系統(tǒng)中，只考慮多徑信道對(duì)系統(tǒng)的影響時(shí)，采用基于UKF的信道估計(jì)方法；在循環(huán)前綴的長(zhǎng)度大于信道沖激響應(yīng)的長(zhǎng)度，且頻域均衡器對(duì)信道進(jìn)行了有效補(bǔ)償?shù)腛FDM系統(tǒng)中，此時(shí)可以認(rèn)為信道的影響主要來(lái)自噪聲，而忽略信道多徑效應(yīng)的影響，采用基于UKF的載波頻率偏移估計(jì)方法；在同時(shí)存在載波偏移和多徑效應(yīng)的OFDM系統(tǒng)中，
采用基于UKF的信道與載波頻率偏移聯(lián)合估計(jì)方法。
下面給出一個(gè)具體的OFDM參數(shù)配置，來(lái)闡述本發(fā)明的實(shí)現(xiàn)步驟。需要說(shuō)明的是，下例中的參數(shù)并不影響本發(fā)明的一般性。
本發(fā)明采用2發(fā)2收的MIMO-OFDM系統(tǒng)，即NT＝2，NR＝2.采用QPSK的調(diào)制方式，空時(shí)編碼方案采樣正交空時(shí)塊碼(O-STBC)，碼率為1/2，空時(shí)解碼采樣最大似然(ML)譯碼方案，載頻4GHz，帶寬6M，子載波個(gè)數(shù)為64，考慮到本發(fā)明的信道估計(jì)方法比較適合于頻率選擇性慢衰落信道，因此信道模型采用ITU提出的多徑瑞利衰落信道，信道多徑數(shù)目為5，時(shí)延為
ns，功率為[-1.78 0 -7.47 -10 -12.62]dB，運(yùn)動(dòng)速度3km/h。
基于UKF的信道估計(jì)方法具體實(shí)現(xiàn)如下(1)如圖2所示，每隔六個(gè)OFDM符號(hào)插入兩個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)，共發(fā)送600個(gè)OFDM符號(hào)，即插入200個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)。導(dǎo)頻采樣正交化設(shè)計(jì)，不同發(fā)送天線發(fā)送的導(dǎo)頻互相正交，發(fā)送天線1到發(fā)送天線2的導(dǎo)頻分別為P1＝[1，1]，P2＝[1，-1]。
(2)如圖3框圖所示，在頻域利用最小平方法(LS)求出每個(gè)導(dǎo)頻處的信道的初始估計(jì)值 這實(shí)際上是一種不考慮噪聲影響的理想化的信道估計(jì)方法。
(3)如圖3所示，每個(gè)接收機(jī)對(duì)各自的LS方法估計(jì)出來(lái)的信道估計(jì)初值做快速逆傅立葉變換(IFFT)，得到時(shí)間/時(shí)延域的信道估計(jì)值 (4)在自適應(yīng)路徑捕獲算法中，η是一個(gè)門(mén)限值，η的取值決定于SNR，η2=η1SNR1SNR2,]]>觀察可得在信噪比SNR值為10dB時(shí)取值范圍為0.1-0.4。
(5)對(duì)所述的準(zhǔn)確的信道狀態(tài)信息進(jìn)行快速傅立葉變換，得到導(dǎo)頻符號(hào)的時(shí)間/頻率域的信道傳輸函數(shù)；(6)對(duì)所述導(dǎo)頻符號(hào)的時(shí)間/頻率域的信道傳輸函數(shù)通過(guò)高斯插值方法得到數(shù)據(jù)符號(hào)所對(duì)應(yīng)的信道傳輸函數(shù)，把所述傳輸函數(shù)送給信號(hào)檢測(cè)模塊進(jìn)行檢測(cè)或譯碼。
如圖4所示，在系統(tǒng)的MSE(均方誤差)性能比較中，采用自適應(yīng)路徑捕獲算法的UKF信道估計(jì)方法比確定路徑數(shù)為16的UKF信道估計(jì)方法和確定路徑數(shù)為8的UKF信道估計(jì)方法分別取得3dB和6dB的性噪比增益。
如圖5所示，在系統(tǒng)的MSE(均方誤差)性能比較中，基于UKF的信道估計(jì)方法比LMS信道估計(jì)方法以及LS信道估計(jì)分別取得5dB和10dB的性噪比增益。
基于UKF的載波頻率估計(jì)方法具體實(shí)現(xiàn)如下(1)如圖6所示，發(fā)明中采用2發(fā)2收的MIMO-OFDM系統(tǒng)。當(dāng)OFDM系統(tǒng)存在頻率偏移時(shí)，頻率偏移可以看作是信道中引入的一個(gè)乘性因子。
其導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)為在時(shí)間域插入一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)用作等值導(dǎo)頻，導(dǎo)頻符號(hào)長(zhǎng)為子載波數(shù)，在具體實(shí)施方案中即插入一個(gè)長(zhǎng)為64的值均為1的導(dǎo)頻符號(hào)；2)在時(shí)域內(nèi)載波頻率偏移的影響可以表示為 的形式，其中ε為歸一化的頻率偏移，在具體實(shí)施方案中的2發(fā)2收系統(tǒng)中存在4個(gè)載波頻率偏移即ε11發(fā)送天線1到接收天線1的載波頻率偏移，ε12發(fā)送天線1到接收天線2的載波頻率偏移，ε21發(fā)送天線2到接收天線1的載波頻率偏移，ε22發(fā)送天線2到接收天線2的載波頻率偏移，把時(shí)域接收信號(hào)構(gòu)造為發(fā)送信號(hào)與衰減系數(shù)相乘的形式；(3)在時(shí)域內(nèi)，運(yùn)用UKF濾波器對(duì)時(shí)域接收信號(hào)進(jìn)行載波頻率偏移估計(jì)可以看出測(cè)量方程為非線性方程，需要采用非線性濾波器來(lái)進(jìn)行處理。采用UKF濾波器處理來(lái)估計(jì)載波頻率偏移。因?yàn)檩d波頻率偏移為實(shí)數(shù)，所以對(duì)每一步更新得到頻率偏移的估計(jì)值xn取實(shí)部，直到時(shí)域?qū)ьl信號(hào)估計(jì)完畢得到頻率偏移ε11，ε21，ε12，ε22的估計(jì)值，再用頻率偏移估計(jì)值對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行頻率偏移校正；(4)利用估計(jì)出的載波頻移進(jìn)行載波頻率偏移校正，得到消除子載波干擾后的系統(tǒng)。
仿真結(jié)果表明，載波頻率偏移估計(jì)值ε11，ε12，ε21和ε22迅速地收斂到其真實(shí)值附近。
如圖7所示，在系統(tǒng)的BER(誤比特率)性能比較中，可以看出OFDM系統(tǒng)的誤碼率受到頻率偏移的影響很大，隨著頻率偏移的增加，OFDM系統(tǒng)的誤碼率將大大的增加，尤其當(dāng)|ε|＞0.3時(shí)，信噪比的改善無(wú)助于誤碼率的降低。
如圖8所示，采用基于UKF的載波頻率偏移估計(jì)方法的系統(tǒng)性能逼近無(wú)載波頻率偏移的系統(tǒng)。
基于UKF的信道與載波頻率聯(lián)合估計(jì)方法具體實(shí)現(xiàn)如下(1)圖9給出該方法的系統(tǒng)模型。導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)為在時(shí)間域每隔7個(gè)OFDM符號(hào)插入一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)用作等值導(dǎo)頻，導(dǎo)頻符號(hào)長(zhǎng)為子載波數(shù)；(2)將時(shí)間域接收信號(hào)構(gòu)造為受載波頻率偏移影響的發(fā)送信號(hào)與信道的卷積關(guān)系形式；(3)將時(shí)間域接收信號(hào)的所述卷積關(guān)系形式轉(zhuǎn)換為矩陣關(guān)系形式；(4)在時(shí)間域內(nèi)，運(yùn)用UKF濾波器對(duì)所述矩陣關(guān)系形式進(jìn)行信道估計(jì)和載波頻率偏移估計(jì)，因?yàn)檩d波頻率偏移為實(shí)數(shù)，所以對(duì)每一步更新得到頻率偏移的估計(jì)值εnij取實(shí)部，直到時(shí)域?qū)ьl信號(hào)估計(jì)完畢得到頻率偏移。經(jīng)過(guò)基于UKF濾波得到頻率偏移的估計(jì)值后，用這一估計(jì)值對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行頻率偏移校正；得到信道的時(shí)域估計(jì)值 經(jīng)FFT變換得到頻域估計(jì)值 用于信道檢測(cè)；(5)利用估計(jì)出的載波頻移進(jìn)行載波頻率偏移校正，得到消除子載波干擾后的系統(tǒng)。
(6)對(duì)所述信道估計(jì)的結(jié)果通過(guò)插值方法得到數(shù)據(jù)符號(hào)所對(duì)應(yīng)的信道傳輸函數(shù)，把所述傳輸函數(shù)送給信號(hào)檢測(cè)模塊進(jìn)行檢測(cè)或譯碼。
本發(fā)明提出的方法能夠很好地跟蹤載波頻率偏移的變化，載波頻率偏移估計(jì)值迅速地收斂到真實(shí)值附近，準(zhǔn)確快速地估計(jì)出載波頻移。基于UKF的信道與載波頻率偏移聯(lián)合估計(jì)方法的系統(tǒng)BER性能如圖10所示。
由圖可見(jiàn)，基于UKF的信道與載波頻率偏移聯(lián)合估計(jì)方法能夠很好地估計(jì)出載波頻移和信道信息，消除ICI和信道多徑效應(yīng)，使系統(tǒng)的性能得到了很大的改善。通過(guò)仿真性能比較，在BER為10-3的時(shí)候，本發(fā)明中的UKF方法可以比EKF方法取得0.3dB的信噪比增益，可以體現(xiàn)出在處理非線性問(wèn)題時(shí)，UKF的性能要優(yōu)于EKF。
權(quán)利要求
1.一種OFDM系統(tǒng)中基于UKF的信道與載波頻率偏移估計(jì)方法，其特征在于，在已消除載波頻偏的OFDM系統(tǒng)中，只考慮多徑信道對(duì)系統(tǒng)的影響時(shí)，采用基于UKF的信道估計(jì)方法；在循環(huán)前綴的長(zhǎng)度大于信道沖激響應(yīng)的長(zhǎng)度，且頻域均衡器對(duì)信道進(jìn)行了有效補(bǔ)償?shù)腛FDM系統(tǒng)中，此時(shí)信道的影響來(lái)自噪聲，忽略信道多徑效應(yīng)的影響，采用基于UKF的載波頻率偏移估計(jì)方法；在同時(shí)存在載波偏移和多徑效應(yīng)的OFDM系統(tǒng)中，采用基于UKF的信道與載波頻率偏移聯(lián)合估計(jì)方法。
2.一種如權(quán)利要求1所述基于UKF的信道估計(jì)方法，其特征在于該方法包括如下步驟步驟一使用導(dǎo)頻信息通過(guò)最小平方的方法獲取頻域上導(dǎo)頻符號(hào)處信道狀態(tài)信息的初始值；步驟二通過(guò)對(duì)所述初始值進(jìn)行快速逆傅立葉變換，得到時(shí)間/時(shí)延域的未考慮噪聲作用下的信道狀態(tài)信息；步驟三針對(duì)所述未考慮噪聲作用下的信道狀態(tài)信息運(yùn)用自適應(yīng)路徑捕獲方法獲得信道的有效路徑的信道狀態(tài)信息；步驟四以捕獲到的所述信道的有效路徑的信道狀態(tài)信息作為觀測(cè)值，再利用UKF濾波器跟蹤和估計(jì)出當(dāng)前時(shí)刻的考慮噪聲作用下的準(zhǔn)確的信道狀態(tài)信息；步驟五對(duì)所述的準(zhǔn)確的信道狀態(tài)信息進(jìn)行快速傅立葉變換，得到導(dǎo)頻符號(hào)的時(shí)間/頻率域的信道傳輸函數(shù)；步驟六對(duì)所述導(dǎo)頻符號(hào)的時(shí)間/頻率域的信道傳輸函數(shù)通過(guò)插值方法得到數(shù)據(jù)符號(hào)所對(duì)應(yīng)的信道傳輸函數(shù)，把所述傳輸函數(shù)送給信號(hào)檢測(cè)模塊進(jìn)行檢測(cè)或譯碼。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的基于UKF的信道估計(jì)方法，其特征是所述信道狀態(tài)信息包括有效路徑的數(shù)目和位置，以及所述數(shù)目和位置所對(duì)應(yīng)的信道的幅度和相位。
4.根據(jù)權(quán)利要求2所述的基于UKF的信道估計(jì)方法，其特征是所述的自適應(yīng)路徑捕獲方法是通過(guò)采用根據(jù)排序得到的信道的路徑和當(dāng)前時(shí)刻的信噪比來(lái)實(shí)時(shí)確定有效路徑的數(shù)目和位置。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的基于UKF的信道估計(jì)方法，其特征是，在同一信噪比下，采用相同的有效路徑的數(shù)目和位置。
6.根據(jù)權(quán)利要求2所述的基于UKF的信道估計(jì)方法，其特征是在所述步驟四中，在利用UKF濾波方法進(jìn)行跟蹤和估計(jì)當(dāng)前時(shí)刻準(zhǔn)確的信道狀態(tài)信息的過(guò)程，每次迭代中不斷更新?tīng)顟B(tài)噪聲和測(cè)量噪聲。
7.一種如權(quán)利要求1所述的基于UKF的載波頻率偏移估計(jì)方法，其特征在于該方法包括如下步驟步驟一導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)為在時(shí)間域插入一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)用作等值導(dǎo)頻，導(dǎo)頻符號(hào)長(zhǎng)為子載波數(shù)；步驟二把時(shí)域接收信號(hào)構(gòu)造為發(fā)送信號(hào)與衰減系數(shù)相乘的形式；步驟三在時(shí)域內(nèi)，運(yùn)用UKF濾波器對(duì)時(shí)域接收信號(hào)進(jìn)行載波頻率偏移估計(jì)；步驟四利用估計(jì)出的載波頻移進(jìn)行載波頻率偏移校正，得到消除子載波干擾后的系統(tǒng)。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的基于UKF的載波頻率偏移估計(jì)方法，其特征是所述的載波頻率偏移估計(jì)通過(guò)結(jié)合導(dǎo)頻處的頻率偏移模型，采用非線性濾波器實(shí)現(xiàn)。
9.一種如權(quán)利要求1所述的基于UKF的信道與載波頻率偏移聯(lián)合估計(jì)方法，其特征在于該方法包括如下步驟步驟一導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)為在時(shí)間域每隔既定數(shù)目的OFDM符號(hào)插入一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)用作等值導(dǎo)頻，導(dǎo)頻符號(hào)長(zhǎng)為子載波數(shù)；步驟二將時(shí)間域接收信號(hào)構(gòu)造為受載波頻率偏移影響的發(fā)送信號(hào)與信道的卷積關(guān)系形式；步驟三將時(shí)間域接收信號(hào)的所述卷積關(guān)系形式轉(zhuǎn)換為矩陣關(guān)系形式；步驟四在時(shí)間域內(nèi)，運(yùn)用UKF濾波器對(duì)所述矩陣關(guān)系形式進(jìn)行信道估計(jì)和載波頻率偏移估計(jì)；步驟五利用估計(jì)出的載波頻移進(jìn)行載波頻率偏移校正，得到消除子載波干擾后的系統(tǒng)；步驟六對(duì)所述信道估計(jì)的結(jié)果通過(guò)插值方法得到數(shù)據(jù)符號(hào)所對(duì)應(yīng)的信道傳輸函數(shù)，把所述傳輸函數(shù)送給信號(hào)檢測(cè)模塊進(jìn)行檢測(cè)或譯碼。
全文摘要
一種OFDM系統(tǒng)中基于UKF的信道與載波頻率偏移估計(jì)方法，用于無(wú)線傳輸技術(shù)領(lǐng)域。本發(fā)明中的信道估計(jì)方法從頻域出發(fā)，首先利用LS方法得到導(dǎo)頻處信道的初略估計(jì)值，再在時(shí)域運(yùn)用路徑捕獲法和UKF方法得到信道的精確估計(jì)值。本發(fā)明中的OFDM系統(tǒng)中基于UKF的載波頻率偏移估計(jì)方法通過(guò)UKF濾波方法在時(shí)域估計(jì)出載波頻移，再經(jīng)過(guò)載波頻移校正，消除ICI。本發(fā)明還針對(duì)存在子載波間干擾以及經(jīng)過(guò)時(shí)變無(wú)線信道的OFDM系統(tǒng)，提出一種基于UKF的信道與載波頻率聯(lián)合估計(jì)方法，利用特定的導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)及卷積的矩陣變化形式，可有效地消除ICI和提高信道估計(jì)的準(zhǔn)確性，且具有良好的收斂性和魯棒性。
文檔編號(hào)H04B1/707GK101056302SQ200710041459
公開(kāi)日2007年10月17日 申請(qǐng)日期2007年5月31日 優(yōu)先權(quán)日2007年5月31日
發(fā)明者顧婷婷, 梁永明, 羅漢文, 李紅星 申請(qǐng)人:上海交通大學(xué), 夏普株式會(huì)社