專利名稱：寬帶傳輸系統(tǒng)中估計(jì)符號(hào)時(shí)間誤差的方法和系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及寬帶傳輸系統(tǒng)中估計(jì)符號(hào)時(shí)間誤差的方法和系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
本發(fā)明優(yōu)選地用在使用正交頻分復(fù)用(OFDM)的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng) 中，具體在針對(duì)數(shù)字視頻廣播(DVB，例如DVB-H， DVB-T)的無(wú)線 應(yīng)用中，然而，還可以用于諸如ISDB-T， DAB， WiBro和WiMax.DVB 之類的其它傳輸模式，例如，DVB-H和DVB-T等DVB是將數(shù)字電視內(nèi) 容傳送給例如移動(dòng)設(shè)備等的公知標(biāo)準(zhǔn)。
這樣的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)對(duì)于符號(hào)間干擾(ISI)非常敏感，符號(hào) 間干擾是由于符號(hào)正交性的丟失而引起的。本發(fā)明涉及通過(guò)估計(jì)符號(hào) 時(shí)間誤差對(duì)符號(hào)間干擾的補(bǔ)償。
正交頻分復(fù)用模式是如下模式將幀中符號(hào)流轉(zhuǎn)換為塊單元的并 行數(shù)據(jù)，然后將并行符號(hào)復(fù)用至不同的子載波頻率中。多載波復(fù)用的 特性在于，對(duì)于典型為2"的特定長(zhǎng)度，所有載波彼此正交，從而使用 快速傅里葉變換。采用接收機(jī)處的離散傅里葉變換(DFT)和發(fā)射機(jī) 處的離散傅里葉逆變換(IDFT)實(shí)現(xiàn)了OFDM模式，這是通過(guò)正交特 性和離散傅里葉變換的定義而簡(jiǎn)單地獲得的。
在寬帶傳輸系統(tǒng)中，對(duì)于每個(gè)OFDM符號(hào)，由在離散傅里葉逆變 換的輸出之前的循環(huán)擴(kuò)展形成保護(hù)間隔。
圖1示出了由保護(hù)間隔保護(hù)的OFDM符號(hào)的傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)。保護(hù)間隔由 循環(huán)前綴形成，也就是，所謂有用部分的末尾采樣的復(fù)制在該有用部 分的前面。如圖2所示，如果沒有多徑，則接收機(jī)可以在符號(hào)內(nèi)的任何 位置選擇具有該有用部分大小的窗。
保護(hù)間隔保護(hù)有用數(shù)據(jù)攜帶部分免受多徑失真，并且，如果選擇
足夠長(zhǎng)，則可以允許單頻網(wǎng)絡(luò)(SFN)。在SFN中，多個(gè)發(fā)射機(jī)同步地 發(fā)射相同的信號(hào)，從而在接收機(jī)處可以將這樣的信號(hào)視為多徑信號(hào)。
在多徑傳播環(huán)境中，發(fā)射信號(hào)通過(guò)多個(gè)路徑到達(dá)接收機(jī)，每個(gè)路 徑可能引入不同的延遲、幅值和相位，從而擴(kuò)大從一個(gè)符號(hào)至下一符 號(hào)的過(guò)渡時(shí)間。如果過(guò)渡時(shí)間小于保護(hù)間隔，則接收機(jī)可以選擇接收 符號(hào)的一部分，該部分沒有受到由相鄰符號(hào)引入的任何干擾。
標(biāo)識(shí)有用部分，也就是包含來(lái)自相鄰符號(hào)的最小干擾(符號(hào)間干 擾)的OFDM符號(hào)的部分，是由接收機(jī)執(zhí)行的時(shí)間同步任務(wù)。該任務(wù) 對(duì)于整個(gè)接收機(jī)性能非常關(guān)鍵。
可以將時(shí)間同步分為兩個(gè)主要類別獲取和跟蹤。符號(hào)時(shí)間獲取 定義了初始找到正確定時(shí)的任務(wù)。通常，將符號(hào)時(shí)間獲取分成兩個(gè)或 更多個(gè)步驟，在第一步驟，實(shí)現(xiàn)粗糙時(shí)間同步。在接下來(lái)的步驟中， 細(xì)化時(shí)間窗。對(duì)于那些相繼的步驟，通常應(yīng)用類似或同樣的用于跟蹤 的算法。跟蹤定義了在連續(xù)接收期間不斷調(diào)整時(shí)間窗以保持時(shí)間窗在 其最佳位置的任務(wù)。
對(duì)于OFDM，對(duì)時(shí)間跟蹤付出了很多努力。已知的方法可以分為 數(shù)據(jù)輔助和非數(shù)據(jù)輔助跟蹤，以及基于預(yù)FFT (pre-FFT)或后FFT (post-FFT)的跟蹤。數(shù)據(jù)輔助跟蹤使用OFDM中己知的符號(hào)，例如， 導(dǎo)頻符號(hào)或前同步碼(preamble),而非數(shù)據(jù)輔助跟蹤使用信號(hào)的相關(guān) 特性。
在針對(duì)連續(xù)接收的DVB-T中，該標(biāo)準(zhǔn)沒有定義任何前同步碼。導(dǎo) 頻符號(hào)包括在復(fù)用中，其中，該標(biāo)準(zhǔn)定義了在每第12個(gè)載波處的所謂 的離散導(dǎo)頻、以及出現(xiàn)在固定載波位置處的較少數(shù)量的連續(xù)導(dǎo)頻。
如歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)協(xié)會(huì)(European Telecommunication Standards Institute) ETSIEN300744 VI.4.1 (2001-01)的第27頁(yè)圖U中描述了在
功率上提升的離散導(dǎo)頻的傳統(tǒng)插入。
只有在DFT之后，并且只有在已經(jīng)建立一些粗糙時(shí)間同步之后， 這些導(dǎo)頻符號(hào)才是可訪問的。因此，大多數(shù)用于DVB-T/H的時(shí)間同步 算法使用OFDM符號(hào)與其循環(huán)擴(kuò)張的自相關(guān)特性來(lái)進(jìn)行粗糙時(shí)間估 計(jì)，然后依靠導(dǎo)頻進(jìn)行精細(xì)時(shí)間同步和跟蹤。
在DVB-T中，可以選擇保護(hù)間隔為FFT(或DFT)尺寸的1/4、 1/8、 1/16、或1/32。在大規(guī)模單頻網(wǎng)絡(luò)(SFN)中，多徑可以幾乎充分地使 用甚至是1/4FFT尺寸的保護(hù)間隔。在一些情況下，已發(fā)現(xiàn)延遲擴(kuò)散甚 至超過(guò)了保護(hù)間隔。利用每第12個(gè)載波處的導(dǎo)頻，可以估計(jì)僅FFT長(zhǎng) 度的1/12的時(shí)間間距(span)的信道脈沖響應(yīng)，這對(duì)于等于或大于1/8 的保護(hù)間隔是明顯不夠的。對(duì)于等于FFT尺寸的l/8或更長(zhǎng)的保護(hù)間 隔，為了可靠的時(shí)間同步，有必要以與頻域均衡器所需的信道傳遞函 數(shù)的估計(jì)方式相同或類似的方式從相繼的符號(hào)中收集導(dǎo)頻。
已知基于后FFT的時(shí)間同步的兩個(gè)基本方法都使用信道傳遞函數(shù) 的估計(jì)第一個(gè)方法計(jì)算從一個(gè)離散導(dǎo)頻至下一離散導(dǎo)頻的平均相位 差，從而估計(jì)信道傳遞函數(shù)的平均斜率。這基于FFT的特性，即時(shí)域 中的延遲對(duì)應(yīng)于與載波索引成比例并與時(shí)域中的延遲成比例的相位。 因此，在單徑信道中，可以直接從該斜率估計(jì)圖2中指示為r的時(shí)間延 遲。不幸的是，在繁重的多徑情況下該技術(shù)無(wú)法令人滿意的執(zhí)行。更 嚴(yán)格的方法是，利用IFFT將估計(jì)的信道傳遞函數(shù)傳遞回時(shí)域中，以得 到信道脈沖響應(yīng)的估計(jì)。然后，對(duì)估計(jì)的信道脈沖響應(yīng)執(zhí)行能量搜索。
另一己知方法僅基于連續(xù)導(dǎo)頻。
已知的基于后FFT的時(shí)間同步的可選方法是迸一步改進(jìn)基于時(shí)域 相關(guān)的方法，該方法典型地用于粗糙時(shí)間同步。
如以上論述的，時(shí)間跟蹤對(duì)于整個(gè)系統(tǒng)性能至關(guān)重要。在 DVB-T/H中，前同步碼的缺乏使得很難找到最佳時(shí)間窗，前同步碼能
夠幫助精確估計(jì)信道脈沖響應(yīng)。
已發(fā)現(xiàn)， 一些使用自相關(guān)特性的基于預(yù)FFT時(shí)域的時(shí)間跟蹤技術(shù)
要求相對(duì)長(zhǎng)的平均時(shí)間以產(chǎn)生適當(dāng)?shù)慕Y(jié)果。另一缺點(diǎn)是，在獲取了信 號(hào)之后，在接收機(jī)的其他位置不需要那樣類型的計(jì)算。此外，繁重多 徑條件下的性能不總是最佳的。
以上介紹的基于后FFT的方法還具有缺點(diǎn)。如以上所述的，使用
信道傳遞函數(shù)的斜率的均值估計(jì)的簡(jiǎn)單方法雖然在具有低延遲散布的 信道中給出了滿意的結(jié)果，然而發(fā)現(xiàn)其在繁重多徑情況下沒有給出適 當(dāng)結(jié)果，如在SFN中可能出現(xiàn)的。實(shí)驗(yàn)顯示了在單頻網(wǎng)絡(luò)中該方法無(wú) 法經(jīng)受住針對(duì)保護(hù)間隔利用的測(cè)試。
到目前為止最魯棒的技術(shù)似乎是基于IFFT的方法，該方法根據(jù)估 計(jì)的信道傳遞函數(shù)計(jì)算信道脈沖響應(yīng)。然而，該方法也是計(jì)算密集的 方法，需要額外的存儲(chǔ)器。使用這種算法時(shí)需要解決該問題是在1/3 FFT長(zhǎng)度之后的信道脈沖響應(yīng)的循環(huán)巻繞(wrap)，這是由于在收集多 個(gè)符號(hào)時(shí)在每第三個(gè)載波處分隔開的離散導(dǎo)頻引起的。循環(huán)巻繞可能 導(dǎo)致難以識(shí)別信道脈沖響應(yīng)的開始和結(jié)束。當(dāng)脈沖響應(yīng)的能量散布在 較大的時(shí)間間隔上時(shí)，還難以在有噪聲的環(huán)境中識(shí)別脈沖響應(yīng)。
針對(duì)移動(dòng)接收設(shè)計(jì)的DVB-H給符號(hào)時(shí)間同步算法帶來(lái)了額外的
挑戰(zhàn).-
(1) 在移動(dòng)環(huán)境中，信道的相干時(shí)間更低，也就是信道的時(shí)變 性更強(qiáng)。
(2) DVB-H使用時(shí)間分片。在時(shí)間分片中，將數(shù)據(jù)以突發(fā)串 (burst)形式發(fā)送，允許在突發(fā)串之間關(guān)閉接收機(jī)。該特點(diǎn)允許接收
機(jī)節(jié)省大量的功率消耗，然而，也意味著不能在突發(fā)串之間跟蹤信道。 作為優(yōu)點(diǎn)，用于DVB-H的時(shí)間跟蹤算法必須比DVB-T的算法實(shí)質(zhì)上快。
為了例證這些挑戰(zhàn)，考慮以下測(cè)試情況下使用的兩路徑模型的示例。
圖3示出了分別在兩個(gè)定時(shí)實(shí)例tl和t2處傳統(tǒng)兩路徑模型的脈沖 響應(yīng)的幅值。以保護(hù)間隔持續(xù)時(shí)間Tg的0.9倍分隔這兩個(gè)路徑。在時(shí)間 實(shí)例tl處，第二路徑實(shí)際上不可見，因?yàn)樗ネ肆?。在真?shí)情況下， 第一路徑可以源于一個(gè)發(fā)射機(jī)，第二路徑源于另一發(fā)射機(jī)。兩個(gè)發(fā)射 機(jī)在相同頻率(SFN)上同步地發(fā)射相同信號(hào)。在時(shí)間實(shí)例tl處，第 二路徑不可見，因?yàn)槠淇赡鼙徽系K物阻檔(陰影衰退)，或者該路徑實(shí) 際上是在時(shí)間實(shí)例tl處破壞性相加的多個(gè)路徑的疊加(快速衰退)。鎖 定至在時(shí)間實(shí)例tl處經(jīng)歷該信道的接收信號(hào)的接收機(jī)僅看見第一路 徑，并可能只將該路徑集中到保護(hù)間隔的中間。如果接收機(jī)正在與信 號(hào)同步以接收時(shí)間分片突發(fā)串，則接收機(jī)本質(zhì)上沒有可以依靠的信道 的有關(guān)歷史。
在例如兩個(gè)10ms等相對(duì)短的時(shí)間之后第二路徑出現(xiàn)時(shí)，接收器必 須迅速再調(diào)整符號(hào)定時(shí)，并將兩個(gè)路徑都置于保護(hù)間隔中，以使有用 部分中沒有符號(hào)間干擾發(fā)生。
同樣地，還可能在時(shí)間實(shí)例tl處，第一路徑遭受衰退，接收機(jī)初 始地鎖定至第二路徑。
該示例示出了針對(duì)DVB-H的符號(hào)時(shí)間跟蹤要求比針對(duì)連續(xù)接收 的要求更加嚴(yán)格，尤其在固定或準(zhǔn)固定環(huán)境中。
對(duì)于DVB-T，通常爭(zhēng)論的是可以減小基于IFFT的方法的計(jì)算量， 因?yàn)榭梢圆捎酶退俾蕘?lái)執(zhí)行符號(hào)時(shí)間跟蹤，從而不一定要為每個(gè)接 收符號(hào)計(jì)算IFFT。在移動(dòng)DVB-H的情況下，，也就是快速時(shí)變信道和 快速重獲取時(shí)間以減少開啟時(shí)間并進(jìn)而減小功率消耗的情況下，該假 設(shè)不成立。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提出一種用于估計(jì)符號(hào)時(shí)間誤差的新的方法和 系統(tǒng)，以避免符號(hào)間干擾。
根據(jù)發(fā)明，利用一種方法和系統(tǒng)解決了問題，其中方法是在寬帶 傳輸系統(tǒng)中估計(jì)符號(hào)時(shí)間誤差并包括權(quán)利要求l給出的特征的方法，系 統(tǒng)是在寬帶傳輸系統(tǒng)中估計(jì)符號(hào)時(shí)間誤差并包括權(quán)利要求16中給出的 特征的系統(tǒng)。
在從屬權(quán)利要求中給出了有利的實(shí)施例。
本發(fā)明的關(guān)鍵方面是，利用每個(gè)接收字符中的預(yù)定周期，基于符 號(hào)間相關(guān)，確定數(shù)據(jù)符號(hào)流中離散傅里葉變換塊的輸出信號(hào)的時(shí)間誤 差信號(hào)。選擇實(shí)際符號(hào)和在前符號(hào)的DFT或FFT的輸出的多個(gè)采樣，
作為預(yù)定周期?；趯?shí)際符號(hào)和在前符號(hào)的所選采樣的符號(hào)間干擾， 確定時(shí)間誤差值?？梢允褂迷诤蠓?hào)，而不是在前符號(hào)。
更具體地，在寬帶傳輸系統(tǒng)的接收機(jī)中，建立符號(hào)時(shí)間誤差估計(jì) 器。優(yōu)選的符號(hào)時(shí)間誤差估計(jì)器包括單元，用于選擇每個(gè)接收符號(hào) 的離散傅里葉變換的多個(gè)輸出采樣；以及緩沖器，用于存儲(chǔ)例如實(shí)際 符號(hào)、在前符號(hào)或在后符號(hào)等符號(hào)之一的所選采樣。此外，符號(hào)時(shí)間
誤差估計(jì)器包括單元，用于將相應(yīng)符號(hào)(例如實(shí)際符號(hào)或在前符號(hào) 或在后符號(hào))的所選輸出采樣向左或向右移位預(yù)定數(shù)量的采樣。將相 應(yīng)符號(hào)的已移位采樣與預(yù)定相位矢量進(jìn)行逐元素復(fù)共軛相乘
(element-wise complex-conjugate multiplication)。在已移位采樣的相 位相乘之后，將經(jīng)相位修改的采樣與所緩沖的符號(hào)的所選輸出采樣逐 元素地復(fù)共軛相乘。對(duì)逐元素復(fù)共軛相乘后的輸出信號(hào)累加為平均和 信號(hào)，該平均和信號(hào)表示時(shí)間誤差值。為了將時(shí)間誤差值映射到實(shí)軸 或虛軸，將該和信號(hào)與相位旋轉(zhuǎn)常量相乘?？蛇x地，相位旋轉(zhuǎn)常量包 括于上述相位矢量中。
因此，本發(fā)明提供了一種迅速獲取并連續(xù)跟蹤OFDM符號(hào)的定時(shí) 的魯棒方案。在優(yōu)選實(shí)施例中，時(shí)間誤差估計(jì)器所確定的時(shí)間誤差值 用于調(diào)整快速傅里葉變換選擇窗，具體是提前或延遲快速傅里葉變換 選擇窗，或用于在使用采樣速率轉(zhuǎn)換器的情況下提高或降低采樣速率 轉(zhuǎn)換器中的采樣轉(zhuǎn)換速率，或用于在使用模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器的情況下提 高或降低模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器中的采樣速率。
換言之本發(fā)明是一種新的非數(shù)據(jù)輔助方法，用于對(duì)符號(hào)進(jìn)行時(shí) 間跟蹤。該用于估計(jì)符號(hào)時(shí)間誤差的符號(hào)時(shí)間誤差估計(jì)器和方法是基 于頻域的。
基于新的非數(shù)據(jù)輔助準(zhǔn)則，本發(fā)明關(guān)注針對(duì)數(shù)據(jù)調(diào)制OFDM信號(hào) 的符號(hào)時(shí)間同步，該數(shù)據(jù)調(diào)制OFDM信號(hào)使用循環(huán)前綴(或后綴)以 保護(hù)符號(hào)免受符號(hào)間干擾。因?yàn)閹缀跛蠴FDM系統(tǒng)都使用該方案， 且該準(zhǔn)則是非數(shù)據(jù)輔助的，所以本發(fā)明可應(yīng)用于很多基于ODFM的系 統(tǒng)。本發(fā)明適用于具有任意FFT長(zhǎng)度(較大FFT尺寸產(chǎn)生噪聲較少的估 計(jì))和最實(shí)際保護(hù)間隔(至少是從l/32到1/2)的OFDM。
本發(fā)明使用新穎的準(zhǔn)則，該準(zhǔn)則產(chǎn)生與出現(xiàn)的符號(hào)間干擾成比例 的值，作為絕對(duì)值，并產(chǎn)生調(diào)整定時(shí)所在的方向，作為符號(hào)。這樣， 接收機(jī)可以調(diào)整其定時(shí)，從而將接收符號(hào)的符號(hào)間干擾減小至最小。 誤差估計(jì)本身是無(wú)偏的。
本發(fā)明產(chǎn)生針對(duì)符號(hào)定時(shí)的誤差信號(hào)，該誤差信號(hào)可以用于傳統(tǒng) 跟蹤環(huán)以調(diào)整為解調(diào)器選擇最優(yōu)采樣矢量的時(shí)間窗。如果未超過(guò)基于
IFFT的信道脈沖響應(yīng)估計(jì)方法的性能，也可預(yù)期本發(fā)明與傳統(tǒng)跟蹤環(huán) 相結(jié)合的性能達(dá)到等同水平。該準(zhǔn)則在包括SFN在內(nèi)的單徑和多環(huán)境 中產(chǎn)生好的結(jié)果，即使兩個(gè)路徑之間的延遲超過(guò)保護(hù)間隔持續(xù)時(shí)間。 當(dāng)脈沖響應(yīng)在保護(hù)間隔內(nèi)部散布在較長(zhǎng)持續(xù)時(shí)間上時(shí)，該準(zhǔn)則也產(chǎn)生 好的結(jié)果。
誤差信號(hào)是根據(jù)FFT的輸出導(dǎo)出的，并考慮到在前或在后符號(hào)的 FFT輸出。因此，本發(fā)明只是基于后FFT (post-FFT)的。
計(jì)算復(fù)雜度和存儲(chǔ)要求可與簡(jiǎn)單的斜率估計(jì)方法相比。不需要當(dāng) 前最普遍使用的附加IFFT。
本發(fā)明的時(shí)間跟蹤算法在標(biāo)準(zhǔn)數(shù)字信號(hào)處理器中得到很好的映射。
存在不同的實(shí)現(xiàn)方式變體，從而可以將跟蹤環(huán)調(diào)整以適應(yīng)應(yīng)用的 實(shí)施和性能。
此外，可以組合這樣的實(shí)現(xiàn)方式變體，以甚至提高性能。 如果正確地選擇了參數(shù)，則本發(fā)明的跟蹤環(huán)的跟蹤范圍是在保護(hù) 間隔左邊或右邊的FFT尺寸采樣的一半(等于持續(xù)時(shí)間Tu/2)。在四分 之一FFT尺寸采樣(等于持續(xù)時(shí)間Tu/4)的范圍內(nèi)，由時(shí)間誤差估計(jì) 器導(dǎo)出的均值誤差信號(hào)幾乎與實(shí)際時(shí)間誤差成比例，使得時(shí)間估計(jì)器 對(duì)于傳統(tǒng)跟蹤環(huán)實(shí)現(xiàn)是理想的。
取決于均衡器的實(shí)施(不是本發(fā)明的主題)，可能需要補(bǔ)償信道傳 遞函數(shù)的均值斜率?？梢酝ㄟ^(guò)在頻域上乘以具有線性增大或減小相位 的矢量，或通過(guò)對(duì)FFT的輸入矢量進(jìn)行循環(huán)移位，進(jìn)行該斜率補(bǔ)償。 當(dāng)包括校正因子時(shí)，本發(fā)明可以處理FFT輸出，對(duì)于該FFT輸出，F(xiàn)FT 輸入已被循環(huán)移位。因此，本發(fā)明還非常適合使用循環(huán)FFT輸入矢量 移位技術(shù)的接收機(jī)結(jié)構(gòu)。


圖4示出了用于寬帶傳輸系統(tǒng)的接收機(jī)的優(yōu)選實(shí)施例的方框圖； 圖5至6示出了接收機(jī)的符號(hào)時(shí)間誤差估計(jì)器的不同優(yōu)選實(shí)施例的 方框圖7示出了用于時(shí)間跟蹤DLL的合適環(huán)路濾波器的實(shí)施例的方框
圖8示出了保護(hù)間隔1/4、 FFT尺寸2k、 SNR 10dB的單徑的S曲線 (S-curve)的示例圖9示出了保護(hù)間隔1/4、 FFT尺寸2k、 SNR10dB的兩個(gè)射線路徑 (raypath)的S曲線的示例圖，其中第一路徑具有零延遲，第二路徑具有 保護(hù)間隔持續(xù)時(shí)間的0.9倍的延遲。
具體實(shí)施例方式
為了詳細(xì)描述如何使用本發(fā)明，首先，考慮典型的DVB-T/H接收機(jī)。
圖4示出了典型DVB-T/H接收機(jī)1的方框圖。為了簡(jiǎn)單說(shuō)明，沒有 示出針對(duì)基于預(yù)FFT的獲取的電路。通常通過(guò)控制頻率誤差校正單元2 中的數(shù)字移頻器，對(duì)由模擬前端、模擬至數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)和附加 數(shù)字濾波器電路提供的數(shù)字IQ輸入IN進(jìn)行進(jìn)一步的頻率誤差校正。
然后將已校正的信號(hào)饋送過(guò)采樣速率轉(zhuǎn)換器3 (SRC)，該采樣速 率轉(zhuǎn)換器3(SRC)可以校正發(fā)射機(jī)與接收機(jī)ADC之間的采樣頻率偏移。 采樣速率轉(zhuǎn)換器3可以可選地包括附加的抽取(decimation)和低通濾 波。
在校正了頻率和釆樣頻率時(shí)鐘偏移之后，對(duì)于每個(gè)符號(hào)，使用用 于窗選擇和去除保護(hù)間隔Tg的單元4。更具體地，選擇FFT尺寸采樣的 矢量。對(duì)該矢量，在FFT單元5中執(zhí)行FFT。
取決于接收機(jī)實(shí)現(xiàn)方式，需要去除殘余公共相位誤差(common phase error, CPE)。典型地，在單元6中從多路復(fù)用中提取連續(xù)導(dǎo)頻， 該連續(xù)導(dǎo)頻用于在單元7中估計(jì)公共相位誤差，從單元7得到適當(dāng)?shù)墓?計(jì)。然后將該估計(jì)用于在CPE校正單元8中校正FFT單元5的輸出處的 公共相位誤差。
該估計(jì)公共相位誤差還用于在頻率跟蹤單元9中跟蹤任何殘余頻 率偏移，以控制頻率誤差校正塊2。
對(duì)于順序的處理，必須利用均衡器10從CPE校正后的符號(hào)中去除
由信道添加的損害。通過(guò)在離散導(dǎo)頻提取單元12中使用從多路復(fù)用中 提取的離散導(dǎo)頻，從信道估計(jì)器ll得到信道傳遞函數(shù)(CTF)的估計(jì)。 典型地，通過(guò)在時(shí)域和頻域上對(duì)基于離散導(dǎo)頻的估計(jì)中的信道進(jìn)行內(nèi) 插，得到信道估計(jì)。
然后，將校正的OFDM符號(hào)和估計(jì)的信道傳遞函數(shù)傳遞至外部接 收機(jī)13。然后，外部接收機(jī)13執(zhí)行符號(hào)去映射(demapping)、符號(hào)和 比特去交織(deinterleaving)、去穿孑L(depuncturing)、典型地利用Viterbi 處理器的巻積解碼、外(Forney)去交織、Reed-Solomon解碼、和最 終的去隨機(jī)化(derandomizing)(解擾(descrambling))，以產(chǎn)生MPEG 運(yùn)輸流(MPEG-TS)。因此，外部接收機(jī)13包括多個(gè)傳統(tǒng)功能塊或單 元13.1至13.7。
如本發(fā)明公開中描述的，提出的時(shí)間跟蹤算法使用FFT單元5 (未 示出該配置)的輸出或CPE校正單元8的輸出，如圖4所示，CPE校正 單元8與符號(hào)時(shí)間誤差估計(jì)器14連接，以對(duì)窗選擇單元4或采樣速率轉(zhuǎn) 換器3進(jìn)行符號(hào)時(shí)間控制。這與使用離散導(dǎo)頻或信道傳遞函數(shù)CTF估計(jì)
的其它公知技術(shù)相反。
圖5示出了提出的時(shí)間跟蹤算法的可能實(shí)現(xiàn)的方框圖，其中，強(qiáng)調(diào) 了本發(fā)明的符號(hào)時(shí)間誤差估計(jì)器14。符號(hào)時(shí)間誤差估計(jì)器14采用FFT 單元5的輸出采樣。為了最好的性能，提議將CPE校正后的輸出饋送至 符號(hào)時(shí)間估計(jì)器14中。
對(duì)于時(shí)間誤差估計(jì)，只有包含載波的FFT的輸出采樣是有用的。 為了清楚說(shuō)明，在方框圖中示出了用于選擇這些載波的塊14.1。為了 減小計(jì)算復(fù)雜度，還可以僅選擇這些載波的子集。然而，僅選擇這些 載波的子集的代價(jià)是噪聲更多的誤差估計(jì)。從而需要針對(duì)類似的時(shí) 間抖動(dòng)的更小環(huán)路濾波器帶寬，如果這取決于所要求的跟蹤收斂時(shí)間， 是可以容忍的。載波或子集的設(shè)置應(yīng)該是按照連續(xù)順序的。
在所示實(shí)現(xiàn)方式中，在單元14.2中，將將選擇的輸出采樣向左或 向右移位固定數(shù)量N個(gè)采樣。在另一功能單元14.3中，將已移位的輸出 采樣與相位復(fù)矢量(complex phasor vector)進(jìn)行逐元素復(fù)共軛相乘， 其中，該相位矢量的元素是exp(/A)類的。該相位矢量的斜率的絕對(duì)值， 也就是A與的差為2;r:rg / r"，其中Tg/Tu是保護(hù)間隔持續(xù)時(shí)間Tg與有 用部分Tu長(zhǎng)度之比。該斜率的符號(hào)，也就是斜率是正的還是負(fù)的，取
決于在哪里應(yīng)用隨后的采樣移位，以及是否使用了循環(huán)前綴或后綴。
然后，在功能單元14.4中，將與相位復(fù)矢量相乘后的的輸出矢量 (-經(jīng)相位修改的采樣)與在前符號(hào)的所選的FFT輸出采樣進(jìn)行逐元素 復(fù)共軛相乘。從而，將在前符號(hào)的所選采樣存儲(chǔ)在緩沖單元14.5中。
在本發(fā)明的不同實(shí)施例中，在相位復(fù)矢量乘法之后，對(duì)所選的FFT 輸出采樣進(jìn)行移位，見圖6。
在本發(fā)明的不同實(shí)施例中，對(duì)例如在前符號(hào)或在后符號(hào)的緩沖的 載波的輸出而不是當(dāng)前符號(hào)的載波，應(yīng)用相位復(fù)矢量乘法。如果在相 位復(fù)矢量乘法之后可應(yīng)用，則另一實(shí)施例將緩沖的符號(hào)向左或向右移 位N個(gè)載波采樣。這里未示出這些可選的實(shí)施例。
另一變體將相位復(fù)矢量乘法分配到兩個(gè)分支上，和/或?qū)蓚€(gè)分支 中的一個(gè)應(yīng)用移位。
采樣移位的實(shí)際值是-2， -1， l和2，然而其它值也是可能的，即
使在誤差估計(jì)的跟蹤范圍和噪聲水平上性能會(huì)典型地降低。
對(duì)于來(lái)自當(dāng)前和先前或在前符號(hào)的FFT采樣的逐元素乘法的輸
出，在求和單元14.6中計(jì)算平均和。通常將該運(yùn)算稱為"積分和轉(zhuǎn)儲(chǔ) (integrate and dump)"。
在單元14.7中，將該運(yùn)算的輸出與另一相位旋轉(zhuǎn)常量"相乘，其 中a是a-exp(從)類型的。映射單元14.8跟隨在后，以將符號(hào)時(shí)間誤
差值e映射到實(shí)軸或虛軸。如果將符號(hào)時(shí)間誤差值f映射到實(shí)軸，則給 出該復(fù)數(shù)乘法的實(shí)部作為符號(hào)時(shí)間誤差值。如圖6所示。如果將符號(hào) 時(shí)間誤差值旋轉(zhuǎn)到虛軸，則給出該復(fù)數(shù)乘法的虛部作為符號(hào)時(shí)間誤差 值s。
典型地，a的相位^是取決于保護(hù)間隔Tg和應(yīng)用于兩個(gè)分支中任
一分支的采樣移位量N的相位與;r/2的整數(shù)倍的相位之和，以將信號(hào)旋
轉(zhuǎn)至實(shí)軸或虛軸并調(diào)整符號(hào)以適應(yīng)隨后的環(huán)路濾波器的要求。第一相 位的絕對(duì)值是27ilNlTg/Tu，并包括相對(duì)于OFDM符號(hào)的有用部分的保護(hù)
間隔Tg的長(zhǎng)度，還包括兩個(gè)分支之間的采樣移位差，其中兩個(gè)分支由
當(dāng)前符號(hào)和延遲(緩沖)符號(hào)的采樣形成。
在應(yīng)用的另一實(shí)施例中，相位復(fù)矢量中包括a。這樣，僅需要通 過(guò)兩個(gè)分支的乘法計(jì)算實(shí)部或虛部，其中兩個(gè)分支包括在前和當(dāng)前的 符號(hào)。這樣，可以節(jié)省一半的實(shí)數(shù)乘法，僅需要分別在實(shí)部或者虛部 這一部上計(jì)算平均和。
在接收機(jī)實(shí)現(xiàn)要求FFT的循環(huán)移位的情況下，可以加上或減去取
決于循環(huán)移位因子的另一相位(取決于所使用的本發(fā)明的變體)，以使 得跟蹤環(huán)免受在FFT之前施加的任何數(shù)量的循環(huán)移位。該相位是 2兀INIs/FFTSize，其中s指示采樣中循環(huán)移位的數(shù)量，F(xiàn)FTSIZE是FFT輸 入和輸出矢量尺寸。
本發(fā)明另一實(shí)施例預(yù)期到所公開的時(shí)間誤差估計(jì)器的不同變體的 組合，以減小誤差信號(hào)中的噪聲。該組合包括圖6中所示的實(shí)現(xiàn)的多個(gè) 并行變體，每個(gè)變體獨(dú)立地估計(jì)符號(hào)時(shí)間誤差值e，但是例如使用不 同的移位因子。然后，通過(guò)將由時(shí)間誤差估計(jì)器14的各個(gè)符號(hào)時(shí)間誤 差值e提供的估計(jì)相加，得到組合的誤差估計(jì)。
為了使跟蹤環(huán)閉合，將符號(hào)時(shí)間誤差值f饋送至環(huán)路濾波器中， 環(huán)路濾波器執(zhí)行附加的平均化，以減小符號(hào)時(shí)間誤差值e的噪聲。一 旦找到了合適的時(shí)間誤差估計(jì)器"，例如本申請(qǐng)中公開的時(shí)間誤差估 計(jì)器14，則跟蹤環(huán)的設(shè)計(jì)就很直接簡(jiǎn)單了 (straightforward)。合適的 一階環(huán)路濾波器15可以是圖7中示出的環(huán)路濾波器。
在圖7中，首先，在乘法塊15.1中，將來(lái)自時(shí)間誤差估計(jì)器14的符 號(hào)時(shí)間誤差值f與積分常量Ki相乘。該常量確定環(huán)路濾波器帶寬。在 相繼的具有求和塊15.3和延遲塊15.4的積分電路15.2以及量化器15.5 和求和塊15.6中，對(duì)乘積進(jìn)行累加。詳細(xì)地，也就是，將乘法塊15.1 的輸出信號(hào)加入所有先前累加的值之和，其中所有先前累加的值之和 是由指示為r'的單值(onevakie)延遲單元實(shí)現(xiàn)的。還將累加值提供 給包含零值的量化器15.5。如果該和超過(guò)l或更大的整數(shù)，則將該整數(shù) 作為延遲/提前信號(hào)提供給保護(hù)間隔/時(shí)間窗控制塊4，以在采樣速率轉(zhuǎn) 換器3中對(duì)輸入的采樣流延遲或提前的整數(shù)個(gè)采樣。同時(shí)，在環(huán)路濾波 器15中，從累加值中減去該整數(shù)值。
在類似的形式中，典型地利用二階或更高階的環(huán)路濾波器，從而
可以估計(jì)時(shí)間漂移(timedrift)。然后可以將該時(shí)間漂移估計(jì)用于調(diào)整 采樣速率轉(zhuǎn)換器3的采樣速率轉(zhuǎn)換因子。
在本節(jié)的剩余部分，闡述了時(shí)間誤差估計(jì)器14的操作。 圖8示出了從對(duì)兩個(gè)連續(xù)的OFDM符號(hào)的仿真獲得的近似完美的S 曲線(S-curve)，其中信道是單徑信道。FFT尺寸是2048個(gè)采樣，保護(hù) 隔離是1/4。在10dB的SNR的情況下添加高斯白噪聲。使用組合的估計(jì) 器，將向在前符號(hào)的輸出應(yīng)用一個(gè)FFT采樣的正向或負(fù)向移位。對(duì)于 時(shí)間偏移r，通過(guò)仿真符號(hào)時(shí)間誤差值e得到S曲線，其中r是以采樣 定義的，這里r-0意味著對(duì)OFDM采樣的首批采樣計(jì)算FFT，也就是循 環(huán)前綴完全包括在FFT的輸入矢量中。S曲線示出了，對(duì)于從0至511的 r的偏移，符號(hào)時(shí)間誤差值f實(shí)質(zhì)上是O。對(duì)于單徑信道，因?yàn)閷?duì)于該 范圍沒有符號(hào)間干擾出現(xiàn)，因此，對(duì)于該范圍不需要調(diào)整FFT窗。
對(duì)于負(fù)的r，接收機(jī)l遭受來(lái)自在前符號(hào)的符號(hào)間干擾。符號(hào)時(shí)間 誤差值s變成負(fù)的，告知跟蹤電路對(duì)接收的采樣流進(jìn)行延遲。對(duì)于超 過(guò)保護(hù)間隔持續(xù)時(shí)間的r，接收機(jī)l遭受來(lái)自在后符號(hào)的符號(hào)間干擾。 在這種情況下，符號(hào)時(shí)間誤差值f變成正的，告知跟蹤電路對(duì)接收的
采樣流進(jìn)行提前。
圖9中示出了符號(hào)時(shí)間估計(jì)器14的性能的另一示例。這里，使用具
有兩個(gè)路徑的測(cè)試信道，其中兩個(gè)路徑的強(qiáng)度和相位相等，并且彼此 間距為保護(hù)間隔的0.9倍。再次將SNR設(shè)置為10dB。圖9中的S曲線不同 于圖8中的S曲線，區(qū)別在于基本上減小了符號(hào)時(shí)間誤差值接近O的范 圍。該信道導(dǎo)致OFDM符號(hào)與下一相鄰符號(hào)的保護(hù)間隔Tg重疊?，F(xiàn)在， 將無(wú)符號(hào)間干擾出現(xiàn)的范圍限制為從OFDM符號(hào)的開始算起，r大于 460且小于或等于512個(gè)采樣的偏移的范圍。圖9中示出的S曲線清楚地 示出了，時(shí)間誤差估計(jì)器14正在使用正確的準(zhǔn)則。再次，對(duì)于在r小 于460情況下為負(fù)符號(hào)時(shí)間誤差值。接收機(jī)l需要對(duì)接收的采樣流進(jìn) 行延遲，而對(duì)于r大于511，符號(hào)時(shí)間誤差值f變成正的，告知接收機(jī)l
對(duì)接收的采樣流進(jìn)行提前。
如以上論述的，雖然提出了在DVB-T/H的情況下提出了本發(fā)明，
然而本發(fā)明不僅限于DVB-T/H，還可適用于很多OFDM系統(tǒng)，包括 DAB、 ISDB-T、 DMB-T和其它可能的例如ADSL/VDSL中的系統(tǒng)或即 將到來(lái)的Wibro和WiMax標(biāo)準(zhǔn)。
附圖標(biāo)記列表 1接收機(jī)
2頻率誤差校正單元
3采樣速率轉(zhuǎn)換器
4窗選擇和保護(hù)間隔去除單元
5 FFT單元
6導(dǎo)頻提取單元
7公共相位誤差估計(jì)器
8公共相位誤差校正單元
9頻率跟蹤單元
10均衡器
11信道估計(jì)器
12離散導(dǎo)頻提取單元
13外部接收機(jī)
13.1至13.7外部接收機(jī)的功能塊
14符號(hào)時(shí)間誤差估計(jì)器
14.1釆樣選擇塊
14.2相位矢量乘法塊
14.3采樣移位器塊
14.4采樣符號(hào)乘法塊
14.5緩沖單元
14.6求和塊
14.7常量乘法塊
14.8映射塊
15環(huán)路濾波器
15.1乘法塊
15.2相繼積分塊
15.3求和塊
15.4延遲塊
15.5量化<formula>formula see original document page 20</formula>
權(quán)利要求
1.一種寬帶傳輸系統(tǒng)中估計(jì)符號(hào)時(shí)間誤差的方法，包括-利用每個(gè)接收符號(hào)中的預(yù)定周期，基于符號(hào)間相關(guān)，確定數(shù)據(jù)符號(hào)流中離散傅里葉變換塊(5)的輸出信號(hào)的定時(shí)誤差信號(hào)，-選擇實(shí)際符號(hào)和在前符號(hào)的有用數(shù)據(jù)部分的多個(gè)采樣，作為該預(yù)定周期，-基于實(shí)際符號(hào)和在前符號(hào)的所選采樣的符號(hào)間干擾，確定時(shí)間誤差值(ε)。
2、 根據(jù)權(quán)利要求l所述的方法，包括 -使用在后符號(hào)而不是在前符號(hào)。
3、 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的方法，其中，確定時(shí)間誤差值包括 在發(fā)射機(jī)處針對(duì)每個(gè)符號(hào)，復(fù)制所選采樣作為在輸出信號(hào)的間隔中的在前或在后的循環(huán)擴(kuò)展，這是在針對(duì)所述循環(huán)擴(kuò)展的傅里葉逆變 換之后執(zhí)行的。
4、 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的方法，其中被執(zhí)行離散傅里葉變換的所選采樣的數(shù)量等于離散傅里葉變換 的長(zhǎng)度。
5、 根據(jù)權(quán)利要求3或4所述的方法，其中，在執(zhí)行所述傅里葉變換的所選數(shù)量的輸出采樣的離散傅里葉變換之后，還-將相應(yīng)符號(hào)的輸出采樣向左或向右移位預(yù)設(shè)數(shù)量N個(gè)采樣，-向符號(hào)之一的移位輸出采樣提供預(yù)定相位矢量，-對(duì)相應(yīng)符號(hào)的經(jīng)相位修改的輸出采樣與緩沖符號(hào)的采樣進(jìn)行逐元素復(fù)共軛相乘，-計(jì)算逐元素復(fù)共軛相乘后的采樣的平均和信號(hào)，-將和信號(hào)與相位旋轉(zhuǎn)常量相乘，以將時(shí)間誤差值(s)映射到實(shí)軸或虛軸。
6、 根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，包括-在兩個(gè)分支上提供預(yù)定相位。
7、 根據(jù)權(quán)利要求5或6所述的方法，包括-利用移位值-2， -1， l和2之一，將采樣移位至兩個(gè)分支之一。
8、 根據(jù)權(quán)利要求5至7中任一權(quán)利要求所述的方法，其中 相位旋轉(zhuǎn)常量取決于符號(hào)之一的預(yù)定周期，尤其取決于保護(hù)間隔持續(xù)時(shí)間，并取決于采樣移位個(gè)數(shù)的量和;r/2的整數(shù)倍的相位。
9、 根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其中-整數(shù)倍的相位具有^網(wǎng)Tg/Tu或2兀網(wǎng)s/FFTSize的值，s指示在計(jì)算 DFT之前采樣中循環(huán)移位的個(gè)數(shù)，F(xiàn)FTSize指示DFT/FFT輸入和輸出矢量尺寸。
10、 根據(jù)權(quán)利要求1至9中任一權(quán)利要求所述的方法，包括-通過(guò)使用不同的采樣移位因子，確定單獨(dú)時(shí)間誤差值(s)的 個(gè)數(shù)。
11、 根據(jù)權(quán)利要求10所述的方法，包括-通過(guò)將單獨(dú)時(shí)間誤差值(e)相加，確定組合時(shí)間誤差值。
12、 根據(jù)權(quán)利要求l至ll中任一權(quán)利要求所述的方法，包括-使用確定的時(shí)間誤差值(e)調(diào)整定時(shí)。
13、 根據(jù)權(quán)利要求1至12中任一權(quán)利要求所述的方法，包括-使用確定的時(shí)間誤差值(s)調(diào)整快速傅里葉變換選擇窗，具 體是提前或延遲快速傅里葉變換選擇窗。
14、 根據(jù)權(quán)利要求1至13中任一權(quán)利要求所述的方法，包括-使用確定的時(shí)間誤差值(f)提高或降低采樣速率轉(zhuǎn)換器中的 采樣轉(zhuǎn)換速率。
15、 根據(jù)權(quán)利要求1至14中任一權(quán)利要求所述的方法，包括-使用確定的時(shí)間誤差值(f)提高或降低模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器中的 采樣速率。
16、 一種在寬帶傳輸系統(tǒng)中估計(jì)符號(hào)時(shí)間誤差的系統(tǒng)，所述系統(tǒng)接收來(lái)自發(fā)射機(jī)的數(shù)據(jù)符號(hào)流，所述系統(tǒng)包括-符號(hào)時(shí)間誤差估計(jì)器(14)，用于使用每個(gè)接收符號(hào)中的預(yù)定周 期，基于符號(hào)間相關(guān)，確定數(shù)據(jù)符號(hào)流中離散傅里葉變換塊(5)的輸出信號(hào)的定時(shí)誤差信號(hào)，其中，選擇實(shí)際符號(hào)和在前符號(hào)的有用數(shù)據(jù) 部分的多個(gè)釆樣作為預(yù)定周期，并基于實(shí)際符號(hào)和在前符號(hào)的所選采 樣的符號(hào)間干擾，確定時(shí)間誤差值(￡)。
17、 根據(jù)權(quán)利要求16所述的系統(tǒng)，包括-單元(14.1)，用于選擇離散傅里葉變換塊(5)的輸出采樣的 多個(gè)采樣。
18、 根據(jù)權(quán)利要求17所述的系統(tǒng)，包括-緩沖器(14.5)，用于存儲(chǔ)符號(hào)之一的所選采樣。
19、 根據(jù)權(quán)利要求16至18中任一權(quán)利要求所述的系統(tǒng)，包括-單元(14.3),用于將相應(yīng)符號(hào)的采樣向左或向右移位預(yù)定數(shù)量 N個(gè)采樣，-單元(14.2)，用于向符號(hào)之一的移位采樣提供預(yù)定相位矢量， -單元(14.4)，用于對(duì)相應(yīng)符號(hào)的經(jīng)相位修改的采樣與緩沖符號(hào)的采樣進(jìn)行逐元素復(fù)共軛相乘，-單元(14.6)，用于計(jì)算逐元素復(fù)共軛相乘后的采樣的平均和信號(hào)，以及-單元(14.7， 14.8)，用于將和信號(hào)與相位旋轉(zhuǎn)常量相乘，以將 時(shí)間誤差值映射到實(shí)軸或虛軸。
20、 根據(jù)權(quán)利要求16至19中任一權(quán)利要求所述的系統(tǒng)，其中 -時(shí)間誤差估計(jì)器(14)的時(shí)間誤差值(f)用于調(diào)整定時(shí)。
21、 根據(jù)權(quán)利要求16至20中任一權(quán)利要求所述的系統(tǒng)，其中 時(shí)間誤差估計(jì)器(14)的時(shí)間誤差值(s)用于調(diào)整快速傅里葉變換選擇窗，具體是提前或延遲快速傅里葉變換選擇窗。
22、 根據(jù)權(quán)利要求16至21中任一權(quán)利要求所述的系統(tǒng)，其中 時(shí)間誤差估計(jì)器(14)的時(shí)間誤差值(￡ )用于提高或降低采樣速率轉(zhuǎn)換器(3)中的采樣轉(zhuǎn)換速率。
23、 根據(jù)權(quán)利要求16至22中任一權(quán)利要求所述的系統(tǒng)，其中 時(shí)間誤差估計(jì)器(14)的時(shí)間誤差值(f )用于提高或降低模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器中的采樣速率。
24、 根據(jù)權(quán)利要求16至23中任一權(quán)利要求所述的系統(tǒng)，其中 利用FIR或IIR環(huán)路濾波器對(duì)時(shí)間誤差值(f)進(jìn)行平均，環(huán)路濾 波器的輸出用于根據(jù)權(quán)利要求20至23中任一權(quán)利要求調(diào)整定時(shí)。
全文摘要
本發(fā)明涉及在寬帶傳輸系統(tǒng)中估計(jì)符號(hào)時(shí)間誤差的方法和系統(tǒng)，該方法包括利用每個(gè)接收符號(hào)中的預(yù)定周期，基于符號(hào)間相關(guān)，確定數(shù)據(jù)符號(hào)流中離散傅里葉變換塊(5)的輸出信號(hào)的定時(shí)誤差信號(hào)；選擇實(shí)際符號(hào)和在前符號(hào)的有用數(shù)據(jù)部分的多個(gè)采樣，作為預(yù)定周期；基于實(shí)際符號(hào)和在前符號(hào)的所選采樣的符號(hào)間干擾，確定時(shí)間誤差值(ε)。
文檔編號(hào)H04L27/26GK101375569SQ200680052808
公開日2009年2月25日 申請(qǐng)日期2006年12月12日 優(yōu)先權(quán)日2005年12月16日
發(fā)明者沃克爾·奧伊 申請(qǐng)人:Nxp股份有限公司