專利名稱：：無(wú)線通信系統(tǒng)中歸一化到信道解碼器的輸入度量的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明一般涉及無(wú)線通信系統(tǒng)。更具體地，本發(fā)明涉及用于歸一化到信道解碼器的輸入度量(metric)的方法和裝置。
背景技術(shù)：
：碼分多址2000(CDMA2000)、寬帶CDMA(WCDMA)和電氣和電子工程師協(xié)會(huì)(IEEE)802.16系統(tǒng)執(zhí)行正交相移鍵控(QPSK)、8PSK、16正交幅度調(diào)制(16-QAM)、64正交幅度調(diào)制(64-QAM)等調(diào)制方式。此外，這些系統(tǒng)結(jié)合諸如turbo代碼之類的信道代碼來(lái)執(zhí)行自適應(yīng)調(diào)制和編碼(AMC)。該系統(tǒng)獲得適合于信道狀況的最佳傳輸速率。接收級(jí)根據(jù)各種調(diào)制方式利用解映射器(demapper)計(jì)算每比特的對(duì)數(shù)似然比(LLR),并獲取到信道解碼器的輸入度量。該信道解碼器接收并解碼該度量。圖1示出了在傳統(tǒng)無(wú)線通信系統(tǒng)中的收發(fā)器的結(jié)構(gòu)。參照?qǐng)D1，在發(fā)射器IOO之內(nèi)的信道編碼器110中編碼要發(fā)送的二進(jìn)制數(shù)據(jù)i(n)。信道編碼器110產(chǎn)生一系列二進(jìn)制代碼符號(hào)c(n)。映射器120產(chǎn)生所產(chǎn)生的代碼符號(hào)的幾個(gè)代碼符號(hào)的塊，執(zhí)行到信號(hào)星座上的一個(gè)點(diǎn)的映射，并變換為復(fù)數(shù)值的調(diào)制符號(hào)x(n)。調(diào)制符號(hào)x(n)施加于調(diào)制器130上。調(diào)制器130根據(jù)調(diào)制符號(hào)x(n)產(chǎn)生在碼分多址(CDMA)或正交頻分復(fù)用(OFDM)方案中的時(shí)間連續(xù)波，并將所產(chǎn)生的波通過(guò)信道140發(fā)送到接收器150。在接收器150中，解調(diào)器/信道估算器160對(duì)接收到的信號(hào)執(zhí)行基帶解調(diào)和信道估算處理。可以根據(jù)各種技術(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)該解調(diào)器。例如，該解調(diào)器可以是與CDMA瑞克接收器或快速傅立葉逆變換(IFFT)處理器和信道估算器一起實(shí)現(xiàn)的OFDM解調(diào)器。在基帶解調(diào)之后，得到信道估算c(n)和接收到的通過(guò)QAM或PSK調(diào)制的符號(hào)y(n)。解映射器170使用接收到的符號(hào)y(n)和信道估算c(n)來(lái)計(jì)算構(gòu)成信道代碼的碼字的比特的度量。與在解映射器170中計(jì)算的度量值對(duì)應(yīng)的序列八(")被輸入到信道解碼器180中，并被解碼成原始發(fā)送的二進(jìn)制數(shù)據(jù)。當(dāng)信道解碼器180完成解碼操作時(shí)，接收器150在物理層中完成基本操作。此時(shí)，信道解碼器180可以使用對(duì)于巻積碼的維特比解碼器、對(duì)于turbo碼的軟輸出維特比算法(SOVA)迭代解碼器、對(duì)數(shù)最大后驗(yàn)概率(MAP)迭代解碼器以及最大對(duì)數(shù)MAP迭代解碼器等。在實(shí)現(xiàn)如上所述工作的傳統(tǒng)無(wú)線通信系統(tǒng)時(shí)，當(dāng)按照傳統(tǒng)方式執(zhí)行浮點(diǎn)運(yùn)算時(shí)，輸入到解碼器的度量的動(dòng)態(tài)范圍不受限制。然而，當(dāng)實(shí)現(xiàn)用于執(zhí)行定點(diǎn)運(yùn)算的硬件時(shí)，根據(jù)動(dòng)態(tài)范圍，其受到量化噪聲、限幅噪聲等等的影響。因此，通信系統(tǒng)的每一步都應(yīng)當(dāng)通過(guò)執(zhí)行適合于度量表示法的歸一化操作來(lái)確保最佳性能同時(shí)具有最少硬件。但是，由于傳統(tǒng)方法不考慮在解映射器中計(jì)算的度量的歸一化，因此存在一個(gè)問(wèn)題高編碼速率和高階調(diào)制的性能低于傳統(tǒng)編碼速率和調(diào)制的性能。
發(fā)明內(nèi)容因而，本發(fā)明的特定示范性實(shí)施例解決現(xiàn)有技術(shù)中存在的上述和其它問(wèn)題。本發(fā)明的示范性方面提供了一種無(wú)線通信系統(tǒng)中在信道解碼時(shí)利用少量比特的對(duì)數(shù)似然比(LLR)能夠獲得最佳性能的方法和裝置。此外，本發(fā)明的示范性實(shí)施例提供了一種在無(wú)線通信系統(tǒng)中通過(guò)歸一化用作信道解碼器的輸入的度量利用少量比特能夠改進(jìn)解碼性能的方法和裝置。此外，本發(fā)明的示范性實(shí)施例提供了一種在無(wú)線通信系統(tǒng)中根據(jù)調(diào)制階次和當(dāng)前狀態(tài)的噪聲電平能夠適當(dāng)歸一化用作信道解碼器的輸入的度量的方法和裝置。此外，本發(fā)明的示范性實(shí)施例提供了一種在無(wú)線通信系統(tǒng)中當(dāng)缺少用作信道解碼器的輸入的關(guān)于噪聲變量(noisevariance)的信息時(shí)可以使用關(guān)于調(diào)制階次、信道編碼速率和信道編碼幀長(zhǎng)度的信息來(lái)執(zhí)行適當(dāng)?shù)臍w一化的方法和裝置。根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)示范性方面，提供了一種在無(wú)線通信系統(tǒng)中歸一化輸入到信道解碼器的軟度量的裝置。在示范性實(shí)施中，該裝置包括解映射器，用于使用接收到的調(diào)制符號(hào)(《)的同相分量(《)和正交分量()、信道衰落系數(shù)(&)和由接收到的調(diào)制符號(hào)的調(diào)制階次定義的常數(shù)值(c)來(lái)產(chǎn)生軟度量；以及歸一化器，用于接收該軟度量，通過(guò)將該軟度量乘以該常數(shù)值與噪聲變量值的比值來(lái)計(jì)算歸一化的對(duì)數(shù)似然比(LLR)，將該歸一化的LLR變換到期望的范圍和期望的比特?cái)?shù)，并輸出信道解碼器的輸入LLR。根據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)示范性方面，提供了一種在無(wú)線通信系統(tǒng)中歸一化輸入到信道解碼器的軟度量的裝置。在示范性實(shí)施中，該裝置包括解映射器，用于使用接收到的調(diào)制符號(hào)(《)的同相分量(XA)和正交分量(r;)、信道衰落系數(shù)(g,)和由接收到的調(diào)制符號(hào)的調(diào)制階次定義的常數(shù)值(c)來(lái)產(chǎn)生軟度量；以及歸一化器，用于接收該軟度量，通過(guò)將該軟度量乘以由自適應(yīng)調(diào)制和編碼(AMC)信息計(jì)算的歸一化系數(shù)來(lái)計(jì)算歸一化的對(duì)數(shù)似然比(LLR)，將該歸一化的LLR變換到期望的范圍和期望的比特?cái)?shù)，并輸出信道解碼器的輸入LLR。根據(jù)本發(fā)明的又一個(gè)示范性方面，提供了一種在無(wú)線通信系統(tǒng)中歸一化輸入到信道解碼器的軟度量的方法。在示范性實(shí)施中，該方法包括使用接收到的調(diào)制符號(hào)(《)的同相分量(《)和正交分量(r4)、信道衰落系數(shù)(g,)和由接收到的調(diào)制符號(hào)的調(diào)制階次定義的常數(shù)值(c)來(lái)產(chǎn)生軟度量；接收該軟度量，并通過(guò)將該軟度量乘以該常數(shù)值與噪聲變量值的比值來(lái)計(jì)算歸一化的對(duì)數(shù)似然比(LLR);以及將該歸一化的LLR變換到期望的范圍和期望的比特?cái)?shù)，并輸出信道解碼器的輸入LLR。根據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)示范性方面，提供了一種在無(wú)線通信系統(tǒng)中歸一化輸入到信道解碼器的軟度量的方法。在示范性實(shí)施中，該方法包括使用接收到的調(diào)制符號(hào)(《)的同相分量(《)和正交分量()、信道衰落系數(shù)(&)和由接收到的調(diào)制符號(hào)的調(diào)制階次定義的常數(shù)值(c)來(lái)產(chǎn)生軟度量；接收該軟度量，并通過(guò)將該軟度量乘以由自適應(yīng)調(diào)制和編碼(AMC)信息計(jì)算的歸一化系數(shù)來(lái)計(jì)算歸一化的對(duì)數(shù)似然比(LLR);以及將該歸一化的LLR變換到期望的范圍和期望的比特?cái)?shù)，并輸出信道解碼器的輸入LLR。通過(guò)以下結(jié)合附圖的詳細(xì)描述，本發(fā)明的上述和其它特征和優(yōu)點(diǎn)將變得更容易理解，在附圖中，相同的附圖參考數(shù)字將被理解為指代相同的元件、特征和結(jié)構(gòu)，其中圖1示出了在傳統(tǒng)無(wú)線通信系統(tǒng)中收發(fā)器的結(jié)構(gòu)；圖2示出了根據(jù)本發(fā)明的第一示范性實(shí)施例的應(yīng)用了輸入度量歸一化器的收發(fā)器的結(jié)構(gòu)；圖3A示出了正交相移鍵控(QPSK)星座和映射；圖3B示出了16正交幅度調(diào)制(16-QAM)星座和映射；圖3C示出了64正交幅度調(diào)制(64-QAM)星座和映射；圖4示出了計(jì)算軟度量的示例；圖5示出了根據(jù)本發(fā)明的第一示范性實(shí)施例的輸入度量歸一化器的工作結(jié)構(gòu)；圖6示出了根據(jù)本發(fā)明的第一示范性實(shí)施例的輸入度量歸一化器的另一工作結(jié)構(gòu)；圖7示出了加性白高斯噪聲(AWGN)信道的誤幀率(FER)性能；圖8示出了根據(jù)本發(fā)明的第二示范性實(shí)施例的應(yīng)用了輸入度量歸一化器的收發(fā)器的結(jié)構(gòu)；圖9示出了根據(jù)本發(fā)明的第二示范性實(shí)施例的輸入度量歸一化器的工作結(jié)構(gòu)；圖10示出了根據(jù)本發(fā)明的第二示范性實(shí)施例的輸入度量歸一化器的另一工作結(jié)構(gòu)；圖11示出了根據(jù)本發(fā)明的第二示范性實(shí)施例的輸入度量歸一化器的又一工作結(jié)構(gòu)；圖12示出了施加于根據(jù)本發(fā)明的第一和第二示范性實(shí)施例的度量歸一化器的6比特輸入度量的巻積turbo解碼器的性能；以及圖13示出了施加于根據(jù)本發(fā)明的第一和第二示范性實(shí)施例的度量歸一化器的6比特輸入度量的巻積turbo解碼器的性能。具體實(shí)施例方式下面將參照附圖詳細(xì)描述本發(fā)明的示范性實(shí)施例的工作原理。在以下的描述中，為了簡(jiǎn)明清晰，將略去合并于此的本領(lǐng)域技術(shù)人員公知的功能和結(jié)構(gòu)的詳細(xì)描述。應(yīng)當(dāng)理解，這里所采用的用語(yǔ)和術(shù)語(yǔ)僅為了描述的目的，不應(yīng)當(dāng)被認(rèn)為用于限制本發(fā)明。本發(fā)明的示范性實(shí)施例提供了一種在編碼信道時(shí)利用少量比特的對(duì)數(shù)似然比(LLR)度量獲得最佳解碼性能的方法和裝置。本發(fā)明的特定示范性實(shí)施方式通過(guò)歸一化信道解碼器的輸入度量利用少量比特使得提高了解碼性能。<第一示范性實(shí)施例〉本發(fā)明的第一示范性實(shí)施例提供了一種利用用作信道解碼器的輸入的關(guān)于噪聲變量的信息來(lái)執(zhí)行歸一化的結(jié)構(gòu)和操作過(guò)程。圖2示出了根據(jù)本發(fā)明的第一示范性實(shí)施例的應(yīng)用了輸入度量歸一化器的無(wú)線通信收發(fā)器的結(jié)構(gòu)。參照?qǐng)D2，在發(fā)射器200之內(nèi)的信道編碼器210中編碼要發(fā)送的二進(jìn)制數(shù)據(jù)i(n)。信道編碼器210產(chǎn)生一系列二進(jìn)制代碼符號(hào)c(n)。映射器220產(chǎn)生所產(chǎn)生的代碼符號(hào)的幾個(gè)代碼符號(hào)的塊，映射到信號(hào)星座上的一個(gè)點(diǎn)，并變換為復(fù)數(shù)值的調(diào)制符號(hào)x(n)。序列x(n)施加于調(diào)制器230上。調(diào)制器230根據(jù)該符號(hào)在碼分多址(CDMA)或正交頻分復(fù)用(OFDM)方案中產(chǎn)生時(shí)間連續(xù)波，并將所產(chǎn)生的波通過(guò)信道240發(fā)送到接收器250。在接收器250中，解調(diào)器/信道估算器260對(duì)經(jīng)過(guò)信道240的信號(hào)執(zhí)行基帶解調(diào)和信道估算處理。可以根據(jù)應(yīng)用于基帶的各種技術(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)該解調(diào)器。例如，該解調(diào)器可以是與CDMA瑞克接收器或快速傅立葉逆變換(IFFT)處理器和信道估算器一起實(shí)現(xiàn)的OFDM解調(diào)器。在本發(fā)明的示范性實(shí)施例中，將主要描述電氣和電子工程師協(xié)會(huì)(IEEE)802.16e和正交頻分多址(OFDMA)系統(tǒng)。在解調(diào)器/信道估算器260完成了基帶解調(diào)之后，將接收到的符號(hào)和信道估算輸出到噪聲變量估算器265和解映射器270中。噪聲變量估算器265使用各種算法根據(jù)信道估算來(lái)估算噪聲變量值《，并將估算的噪聲變量值輸出到LLR歸一化器275。解映射器270從解調(diào)器/信道估算器260中接收信道估算c(n)和通過(guò)正交幅度調(diào)制(QAM)或相移鍵控(PSK)調(diào)制的接收到的符號(hào)y(n)，并通過(guò)解映射來(lái)輸出每比特的度量。解映射器270能夠使用各種算法來(lái)獲得該度量。解映射方法傳統(tǒng)上使用接近于最佳算法的簡(jiǎn)化算法。該多種算法之一是在參考文獻(xiàn)1(Y.Xu,H,J.Su，E.Geraniotis,"PilotsymbolassistedQAMwithinterleavedfilteringandturbodecodingoverRayleighflat-fadingchannel,"inProc.MILCOM'99，pp.86-91)中提出的雙最小度量方法，其公開(kāi)內(nèi)容通過(guò)引用被合并于此。正EE802.16e系統(tǒng)使用16正交幅度調(diào)制(16-QAM)或64正交幅度調(diào)制(64-QAM)的高階調(diào)制。由于信道衰落和噪聲，調(diào)制后發(fā)送的信號(hào)可能會(huì)失真。由于在IEEE802.16系統(tǒng)的接收器250中充當(dāng)信道解碼器280的巻積turbo解碼器接收并解碼與每比特的可靠性信息對(duì)應(yīng)的軟度量，因此在信道解碼器280的前級(jí)需要從失真的接收到的信號(hào)中計(jì)算軟度量的過(guò)程。該過(guò)程由接收器250中的解映射器270來(lái)執(zhí)行?，F(xiàn)在，將描述應(yīng)用于本發(fā)明的解映射算法。IEEE802.16系統(tǒng)使用正交相移鍵控(QPSK)、16QAM或64QAM的調(diào)制方法。當(dāng)代表二進(jìn)制信道編碼器的輸出序列中的一個(gè)調(diào)制符號(hào)的比特?cái)?shù)為m時(shí)，星座中的信號(hào)點(diǎn)數(shù)為M=2m，其中m-2，4，6等等。該m比特被映射為信號(hào)點(diǎn)的特定信號(hào)點(diǎn)。當(dāng)用一個(gè)等式來(lái)表達(dá)M-QAM映射時(shí)，從如等式(1)所示的m個(gè)二進(jìn)制符號(hào)中可以獲得調(diào)制符號(hào)的同相和正交分量。<formula>formulaseeoriginaldocumentpage15</formula>在等式(l)中，^(/=0,1，...,"卜1)是映射到第k個(gè)信號(hào)點(diǎn)的二進(jìn)制信道編碼器的輸出序列的第i個(gè)符號(hào)，^和少'分別是第k個(gè)信號(hào)點(diǎn)的同相分量和正交分量。在16QAM的情況下，m=4。圖3A到3C分別示出了QPSK星座、16QAM星座和64QAM星座。從圖3A到3C中可以看出，要被調(diào)制的符號(hào)的x,由A,—:,..A,,2來(lái)確定，而x由、,^，…A。來(lái)確定。能夠確定每個(gè)星座點(diǎn)的常數(shù)c由等式(2)定義。這是用于將符號(hào)的平均能量設(shè)置為1的值。<formula>formulaseeoriginaldocumentpage15</formula>(2)這里，c4為QPSK的參考值，c16為16QAM的參考值，&4為64QAM的參考值。調(diào)制后的符號(hào)具有x,+化.的復(fù)數(shù)值。在調(diào)制后的符號(hào)經(jīng)過(guò)信道240和基帶解調(diào)器260之后，如等式(3)所示的信號(hào)輸入到解映射器270中。15這里，g,為信道衰落系數(shù)并且表達(dá)為^和是噪聲和干擾分量。與QAM符號(hào)的元素對(duì)應(yīng)的比特符號(hào)、的對(duì)數(shù)似然比(LLR)可以近似如等式(4)所示.<formula>formulaseeoriginaldocumentpage16</formula>這里，Zi.",=0)為通過(guò)將、,=0的符號(hào)乘以衰落常數(shù)g<計(jì)算的改變的星座點(diǎn)，《為噪聲和干擾變量。在等式(4)中，應(yīng)用對(duì)數(shù)最大后驗(yàn)概率(MAP)方案來(lái)計(jì)算LLR,使用少量計(jì)算可以獲得高可靠的估算。等式(4)可以近似如等式(5)所示.XCO=冉(2""-1)[|《,-我=";,)f-minl尺-我=......(5)這里，為映射到接近于接收到的符號(hào)《.的星座點(diǎn)的第i個(gè)信息比特值，&為,7(的求反(negation)。構(gòu)成QPSK，16QAM和64QAM符號(hào)的比特符號(hào)、,分別僅與接收到的符號(hào)的同相和正交分量之一相關(guān)。關(guān)于等式(5)的《和根據(jù)、來(lái)估算x和y軸分量之一。圖4示出了當(dāng)&為實(shí)數(shù)值時(shí)計(jì)算LLR的示例。假定已接收到《.，可以由如圖4所示的等式(6)來(lái)定義A的LLR。<formula>formulaseeoriginaldocumentpage17</formula>(6)當(dāng)使用如等式(6)所示的方法計(jì)算LLR時(shí)，每種情況下都存在系數(shù)4%，a并且括號(hào)中的部分是對(duì)于輸入信號(hào)的線性等式。在示范性實(shí)施方式中，能夠利用軟度量產(chǎn)生器(SMG)的線性函數(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)解映射器。在包括衰落系數(shù)g,的常數(shù)輸入到SMG中時(shí)，能夠以合適的定標(biāo)(scale)方法來(lái)處理該常數(shù)。假定用于通過(guò)從LLR中估算系數(shù)4&來(lái)產(chǎn)生軟度量的函數(shù)為SMG(a，b)，則用于計(jì)算LLR的等式(6)可以被改寫(xiě)為等式(7)。x(o4,,(k.|Xk〔c)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage17</formula>等式(7)示出了僅與同相分量《有關(guān)的LLR計(jì)算。當(dāng)然，僅與正交分量K有關(guān)的LLR計(jì)算可以使用|&|2};來(lái)代替|gtI2A。SMG的輸入是lg」2《、|&化和|&|、其中&.是由信道估算得到的。因而，可以容易地由接收到的符號(hào)和信道估算來(lái)計(jì)算SMG的輸入。當(dāng)&是復(fù)數(shù)時(shí)，映射到同相信號(hào)分量和正交信號(hào)分量的SMG的輸入可以如等式(S)所示定義。=(x^+}^rt)+y(rtg"-d)......(8)也就是說(shuō)，等式(8)中SMG的輸入可以容易地由接收到的信號(hào)使用等式(9)計(jì)算得到。(^grf+^".，k(.rc)=(/t,"4)(d-y'g」g」2c)=(a,"t)......(9)在共同附在SMG的輸出之間的系數(shù)4上中，值4為QPSK,16QAM和64QAM的公共系數(shù)，因此反映量化。設(shè)置4上從而使得在產(chǎn)生軟輸出之后執(zhí)行歸一化，并且量化的LLR具有合適的范圍和分辨率。然后，將要在解映射器270中計(jì)算的度量可以被簡(jiǎn)化為如等式(10)所示，的函數(shù)是僅利用移位操作和加法器實(shí)施的簡(jiǎn)單的線性計(jì)算。4c《一="'.,)—min《—=巧,)(10)這里，a為kfc。等式(10)用于計(jì)算與同相分量有關(guān)的軟度量。(Q,。t)用于計(jì)算與等式(7)所示的正交分量有關(guān)的軟度量。如下表所示，由函數(shù)SMG,()得到的16QAM的度量可以根據(jù)由接收到的符號(hào)計(jì)算的同相信號(hào)分量/t和正交信號(hào)分量G以及信道衰落系數(shù)所屬的域來(lái)得到。為了計(jì)算軟度量，僅考慮/'.、a和a.。表1<table>tableseeoriginaldocumentpage18</column></row><table>表2a<table>tableseeoriginaldocumentpage18</column></row><table>表l示出了由/'產(chǎn)生的16QAM的度量，表2示出了由g'產(chǎn)生的16QAM的度量。以相同的方式，可以計(jì)算出與64QAM有關(guān)的A(^)、八d)和A(、)的軟比特度量，如表3所示。此外，可以由Q計(jì)算出A(X2)、A(X》和A(X。)。下面將描述與/'有關(guān)的軟輸出。表3<table>tableseeoriginaldocumentpage19</column></row><table>表3示出了由/'產(chǎn)生的64QAM的軟度量。使用這種方式，可以計(jì)算出QPSK、16QAM和64QAM的軟輸出。但是，軟輸出值本身是通過(guò)從用于表達(dá)解碼器的原始輸入LLR的等式(7)中除去4c/cr:而計(jì)算得到的。在示范性硬件實(shí)施方式中，解碼器的輸入度量的動(dòng)態(tài)范圍可能額外增加，或者其性能可能退化。因此，c/cr:反映在歸一化中。圖5示出了根據(jù)本發(fā)明的第一示范性實(shí)施例的輸入度量歸一化器的工作結(jié)構(gòu)的示范性實(shí)施方式。圖5示出了用于反映c/a:的值的度量歸一化器的示例。由于"c"值是根據(jù)QPSK、16QAM和64QAM調(diào)制方案而存儲(chǔ)的，因此歸一化器275可以在接收調(diào)制階次或映射到調(diào)制階次的調(diào)制信息mod_order時(shí)設(shè)置"c"值。為了計(jì)算與噪聲與干擾的總和變量對(duì)應(yīng)的噪聲變量《，需要噪聲變量估算器(如由圖2的參考數(shù)字265所指示的)。噪聲變量估算器265能夠使用各種算法估算噪聲變量值d:。在歸一化器275中，乘法器520接收通過(guò)使用反映除法的變換表510將變量值變換而計(jì)算得到的c/a:。當(dāng)乘法器520將來(lái)自解映射器270的度量A(W乘以c/cj:時(shí)，歸一化LLR。在歸一化LLR之后，舍入/截?cái)嗖糠?30將具有期望范圍和期望比特?cái)?shù)的LLR八'K)輸入到解碼器中。根據(jù)系統(tǒng)支持的調(diào)制階次或編碼速率，輸入度量的比特?cái)?shù)M大約為24~26，歸一化的輸出比特?cái)?shù)為6~8。在圖5中，可以使用各種方法來(lái)估算噪聲變量。例如，可以使用參考文南犬1(T.A.SummersandS.GWilson,"SNRmismatchandonlineestimationinturbodecoding,"正EETrans.Commun.vol.46，no.4，Apr.1998)中公開(kāi)的方法，其公開(kāi)的內(nèi)容通過(guò)應(yīng)用而合并于此。此外，可以由CDMA系統(tǒng)的導(dǎo)頻信道或OFDM系統(tǒng)的導(dǎo)頻音來(lái)估算與噪聲和干擾有關(guān)的變量(即，噪聲變量)。圖6示出了根據(jù)本發(fā)明的第一示范性實(shí)施例的輸入度量歸一化器的工作結(jié)構(gòu)的另一示范性實(shí)施方式。圖6示出了實(shí)現(xiàn)圖5的歸一化器的示例。利用兩個(gè)移位器630和640以及一個(gè)加法器650來(lái)實(shí)現(xiàn)歸一化。該歸一化結(jié)構(gòu)可以執(zhí)行適當(dāng)?shù)臍w一化同時(shí)最小化功率消耗。在圖6中，調(diào)制階次(mod—order)和噪聲變量輸入到歸一化索引計(jì)算器610中，使得計(jì)算出歸一化索引(norm—index)。接著，將詳細(xì)描述歸一化方法的示例。該歸一化索引計(jì)算器610具有映射到能夠從噪聲變量估算器265中接收到的估算值的temp—norm—index。由于應(yīng)當(dāng)反映除以噪聲變量，因此應(yīng)當(dāng)選擇與噪聲變量值成反比的temp—norm—index。例長(zhǎng)口，應(yīng)當(dāng)選4奪temp—norm—index以J吏《尋[Gain(temp—norm—index)(dB)]+[《(dB)]+"=0。只不過(guò)，"fl"是與噪聲和數(shù)據(jù)信道值的工作范圍有關(guān)而定義的常數(shù)。增益和噪聲估算需要進(jìn)行對(duì)數(shù)函數(shù)運(yùn)算并且由dB標(biāo)度來(lái)表達(dá)。此外，[.]表示變換成最接近于輸入的整數(shù)。為了反映乘以隨著調(diào)制階次變化的常數(shù)c,使用下面的計(jì)算來(lái)獲得norm—index值。norm—index=temp—norm—index,(QPSK)norm—index=temp—norm—index-2,(16QAM)norm—index=temp—norm—index-4，(64QAM)在歸一化表620中，norm—index值被變換成乘以表4所示的歸一化系數(shù)的歸一化增益值。在表4的一個(gè)步長(zhǎng)(step)中，可能調(diào)節(jié)大約3dB的LLR歸一化。僅在能夠更精確的調(diào)節(jié)并且LLR比特?cái)?shù)要被減少的時(shí)候，表4的歸一化系數(shù)可以被分成更精確的步長(zhǎng)并且可以使用多個(gè)加法器。然后，通過(guò)將norm—index值乘以歸一化系數(shù)而計(jì)算得到的值被輸入到移位器630和640中，并用于對(duì)來(lái)自解映射器270的度量A(")進(jìn)行移位操作。在加法器650中將移位的值相加，從而計(jì)算LLR。歸一化的LLR被輸入到舍入/截?cái)嗖糠?60中。從舍入和截?cái)嗖糠?60中輸出期望范圍和期望比特?cái)?shù)的LLRA'(")。表4<table>tableseeoriginaldocumentpage21</column></row><table>上述歸一化方法是在使用QPSK、16QAM和64QAM的系統(tǒng)的信道解碼器中實(shí)施歸一化的示例。當(dāng)然，本發(fā)明包括使用噪聲估算和調(diào)制階次的SMG的輸出LLR的所有可能的方法。<第二示范性實(shí)施例>存在很難計(jì)算出通信系統(tǒng)中準(zhǔn)確的噪聲變量值的情況，這不同于第一示范性實(shí)施例。在諸如turbo碼和低密度奇偶校驗(yàn)(LDPC)碼的信道編碼無(wú)誤地接近信道容量的香農(nóng)極限的情況下，在預(yù)定的信噪比(SNR)時(shí)存在噪聲閾值，在較高的SNR時(shí)能夠無(wú)誤傳輸。也就是說(shuō)，如果在使用多種調(diào)制方法和編碼速率的通信系統(tǒng)中設(shè)置調(diào)制階次、編碼速率和幀尺寸，則操作區(qū)域的SNR被定義為能夠達(dá)到系統(tǒng)所需的誤帕率(FER)的那些SNR。當(dāng)在系統(tǒng)中預(yù)定義此SNR時(shí)，其可以用于LLR的歸一化。在示范性實(shí)施方式中，當(dāng)在系統(tǒng)中能夠設(shè)置調(diào)制方式和編碼速率時(shí)，通過(guò)系統(tǒng)仿真可以得到期望值。圖7示出了在IEEE802.16e系統(tǒng)中對(duì)于QPSK及1/4編碼、QPSK及％編碼以及16QAM及'/2編碼的加性白高斯噪聲(AWGN)信道的FER性能。參照?qǐng)D7,當(dāng)系統(tǒng)所需的FER大約為1%日于，在QPSK及1/2編碼的情況下靜態(tài)操作的載波干擾噪聲比(CINR)區(qū)域大約為2~3dB。由于即使在LLR的歸一化不是最佳時(shí)，在超過(guò)大約2~3dB的SNR區(qū)域中的CINR也足夠高，因此FER被充分減小，因此整個(gè)系統(tǒng)的性能不受影響。在較低CINR的情況下，F(xiàn)ER具有接近于'T，的值，而不管LLR歸一化如何。因此，即使在系統(tǒng)使用預(yù)定義值而不用實(shí)際測(cè)量的噪聲變量時(shí)，LLR歸一化的性能也幾乎不會(huì)退化。當(dāng)基本知道由自動(dòng)增益控制得到的信號(hào)功率時(shí)，定義了SNR，從而也可以檢測(cè)出噪聲變量值。在QPSK及1/2編碼的情況下，假定基本操作帶具有3dB。此外，假定應(yīng)用自動(dòng)增益環(huán)路并且信號(hào)功率P是常數(shù)，映射到信號(hào)功率P和3dB的CINR的噪聲變量具有下面等式所示的關(guān)系。<formula>formulaseeoriginaldocumentpage22</formula>也就是說(shuō)，噪聲變量由下面等式所示的來(lái)定義。<formula>formulaseeoriginaldocumentpage23</formula>在QPSK及1/2編碼的情況下，如果計(jì)算的噪聲變量預(yù)存儲(chǔ)在接收器中，則即使每次不計(jì)算實(shí)際的噪聲變量值而使用預(yù)存儲(chǔ)的噪聲變量值來(lái)執(zhí)行LLR的歸一化時(shí)也能夠得到最佳性能。在本發(fā)明的第二示范性實(shí)施例中，基于AWGN，CINR被固定為大約3dB。在示范性情形下，構(gòu)成一幀的QAM符號(hào)由于交錯(cuò)等原因而受到幾乎獨(dú)立的衰落。與AWGN相比，在較高CINR時(shí)達(dá)到系統(tǒng)所需的1%的FER。因而，在示范性情形時(shí)，應(yīng)當(dāng)考慮FER來(lái)設(shè)置預(yù)存儲(chǔ)在系統(tǒng)中的噪聲變量值。已描述了QPSK及1/2編碼的示例。當(dāng)然，即使在選擇其它調(diào)制階次和其它編碼速率時(shí)也可以應(yīng)用相同的方式。在示范性實(shí)施方式中，系統(tǒng)的自動(dòng)增益控制器(AGC)在上述配置的情況下正常工作，并且距離理想值的變化不大。圖8示出了根據(jù)本發(fā)明的第二示范性實(shí)施例的應(yīng)用了度量歸一化器的無(wú)線通信收發(fā)器的結(jié)構(gòu)。參照?qǐng)D8，在發(fā)射器800之內(nèi)的信道編碼器810中編碼要發(fā)送的二進(jìn)制數(shù)據(jù)i(n)。信道編碼器810產(chǎn)生一系列二進(jìn)制代碼符號(hào)c(n)。映射器820產(chǎn)變換為復(fù)數(shù)值的調(diào)制符號(hào)x(n)。序列x(n)施加于調(diào)制器830上。調(diào)制器830根據(jù)該符號(hào)產(chǎn)生CDMA或OFDM方案中的時(shí)間連續(xù)波，并將所產(chǎn)生的波通過(guò)信道840發(fā)送到接收器850。在接收器850中，解調(diào)器/信道估算器860對(duì)經(jīng)過(guò)信道840的信號(hào)執(zhí)行基帶解調(diào)和信道估算處理?？梢愿鶕?jù)應(yīng)用于基帶的各種技術(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)該解調(diào)器。例如，該解調(diào)器可以是與CDMA瑞克接收器或IFFT處理器和信道估算器一起實(shí)現(xiàn)的OFDM解調(diào)器?；鶐д{(diào)制之后得到的信道估算和接收到的符號(hào)從解調(diào)器/信道估算器860輸出到解映射器870中。解映射器870接收來(lái)自解調(diào)器/信道估算器860的信道估算c(n)和接收到的通過(guò)QAM或PSK調(diào)制的符號(hào)y(n)，并通過(guò)解映射輸出每比特的度量。解映射器870能夠使用多種算法來(lái)得到度量。可以使用參照?qǐng)D2描述的解映射算法。由于在IEEE802.16系統(tǒng)的接收器850中充當(dāng)信道解碼器880的巻積turbo解碼器接收并解碼與每比特的可靠性信息對(duì)應(yīng)的軟度量，因此在信道解碼器880的前級(jí)需要從失真的接收到的信號(hào)中計(jì)算軟度量的過(guò)程。該過(guò)程由接收器850中的解映射器870來(lái)執(zhí)行。根據(jù)從解映射器870輸出的度量A(n)以及來(lái)自控制器865的上述調(diào)制方式和編碼速率的自適應(yīng)調(diào)制和編碼(MAC)信息，LLR歸一化器875接收并歸一化預(yù)定義的噪聲變量值。信道解碼器880接收歸一化值A(chǔ)'(n)并然后輸出i(")。圖9示出了根據(jù)本發(fā)明的第二示范性實(shí)施例的輸入度量歸一化器的工作結(jié)構(gòu)的示范性實(shí)施方式。在圖9中，根據(jù)調(diào)制方式和編碼速率的AMC信息使用預(yù)定義的噪聲變量表。參照?qǐng)D9，歸一化器875的噪聲變量表910存儲(chǔ)根據(jù)QPSK、16QAM和64QAM的調(diào)制方案的"c"值。當(dāng)接收到諸如調(diào)制階次、編碼速率、幀尺寸等AMC信息時(shí)，歸一化器875能夠根據(jù)由AMC信息預(yù)定的噪聲值和調(diào)制階次來(lái)設(shè)置參考"c"值。在歸一化器875中，乘法器930接收通過(guò)使用反映除法的變換表920將噪聲變量值和參考"c"值變換而計(jì)算得到的c/a:。當(dāng)乘法器930將來(lái)自解映射器870的度量A(/7)乘以c/ci:時(shí)，歸一化LLR。在歸一化LLR之后，舍入/截?cái)嗖糠?40將具有期望范圍和期望比特?cái)?shù)的LLR八'(n)輸入到解碼器中。圖10示出了根據(jù)本發(fā)明的第二示范性實(shí)施例的輸入度量歸一化器的工作結(jié)構(gòu)的另一示范性實(shí)施方式。在圖10中，歸一化器預(yù)定義一組歸一化系數(shù)來(lái)代替圖9的變換表920,僅接收歸一化索引，并設(shè)置歸一化系數(shù)。歸一化索引接收器1010接收關(guān)于調(diào)制階次、編碼速率、幀尺寸等的信息，設(shè)置其中能夠反映"c"值和噪聲變量值的歸一化索引，輸出該設(shè)置的歸一化索引到歸一化表1020中。可以使用預(yù)定義的表來(lái)設(shè)置歸一化索引值。當(dāng)接收到所設(shè)置的歸一化索引時(shí)，在歸一化表1020中可以預(yù)定義一組可能的歸一化系數(shù)。當(dāng)接收到歸一化索引時(shí)，設(shè)置歸一化系數(shù)。當(dāng)乘法器930將來(lái)自解映射器870的度量A(n)乘以歸一化系數(shù)時(shí)，LLR被歸一化。在歸一化LLR之后，舍入/截?cái)嗖糠?040將具有期望范圍和期望比特?cái)?shù)的LLRA'(n)輸入到解碼器中。圖11示出了根據(jù)本發(fā)明的第二示范性實(shí)施例的輸入度量歸一化器的工作結(jié)構(gòu)的又一示范性實(shí)施方式。圖11示出了通過(guò)簡(jiǎn)化圖10的結(jié)構(gòu)得到的結(jié)構(gòu)。利用兩個(gè)移位器1130和1140以及一個(gè)加法器1150來(lái)實(shí)現(xiàn)歸一化。該歸一化結(jié)構(gòu)可以執(zhí)行適當(dāng)?shù)臍w一化同時(shí)最小化功率消耗。關(guān)于調(diào)制方式和編碼速率(或前向糾錯(cuò)(FEC)編碼類型)的信息被輸入到歸一化索引計(jì)算器1110中，使得計(jì)算出歸一化索引(norm—index)。在歸一4匕表1120中，計(jì)算的normindex值-〖皮變換成乘以表4所示的歸一化系數(shù)的歸一化增益值。在表4的一個(gè)步長(zhǎng)中，可能調(diào)節(jié)大約3dB的LLR歸一化。僅在能夠更精確的調(diào)節(jié)并且LLR比特?cái)?shù)要被減少的時(shí)候，表4的歸一化系數(shù)可以被分成更精確的步驟并且可以使用多個(gè)加法器。然后，通過(guò)將norm—index值乘以歸一化系數(shù)而計(jì)算得到的值被輸入到移位器1130和1140中，并用于對(duì)來(lái)自解映射器870的度量八(n)進(jìn)行移位操作。在加法器1150中將移位的值相加，從而計(jì)算LLR。歸一化的LLR被輸入到舍入/截?cái)嗖糠?160中。輸出具有期望范圍和期望比特?cái)?shù)的LLRA'(W。使用表4的歸一化方法的示例如下。該示例用于在IEEE802.16e系統(tǒng)中很難估算準(zhǔn)確的噪聲變量的情況。使用了這樣一個(gè)事實(shí)在相同調(diào)制方案中相同編碼速率時(shí)的代碼在基本相同的SNR時(shí)具有1%的FER。在每個(gè)調(diào)制方案中，計(jì)算FER為1%時(shí)的SNR,并且提供其中反映虛擬(virtual)噪聲索引的norm—index。IEEE802.16e系統(tǒng)具有對(duì)于應(yīng)用了巻積turbo編碼的數(shù)據(jù)突發(fā)的下述調(diào)制代碼。在此實(shí)施例中，norm—index—basic用于實(shí)際的norm—index。表5示出了當(dāng)實(shí)施圖8的結(jié)構(gòu)時(shí)IEEE802.16e歸一化的示例。表5<table>tableseeoriginaldocumentpage25</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage26</column></row><table>在表5中，norm—index_basic用于反映IEEE802.16e系統(tǒng)中定義的突發(fā)增大(boosting)或區(qū)域增大。在突發(fā)功率控制概念中，IEEE802.16e系統(tǒng)支持-12dB9dB的增大。當(dāng)頻率重用因子為1/3時(shí)，支持4.77dB的區(qū)域增大。在這種情況下，由于LLR值受增大的影響，因此需要對(duì)其進(jìn)行補(bǔ)償，使得可以減小LLR的有效工作區(qū)域。例如，可以利用下面的等式來(lái)計(jì)算norm—index。<formula>formulaseeoriginaldocumentpage26</formula>在等式(13)中，增大單位是dB，[a]表示舍入為最接近的整數(shù)。此外，norm—index具有在給定范圍[O24]范圍內(nèi)的值。使用此方法，更一般的LLR歸一化是可能的。本發(fā)明的上述實(shí)施方法是使用歸一化系數(shù)和AMC信息來(lái)歸一化與輸入到解碼器的度量對(duì)應(yīng)的LLR的方法的示例。本發(fā)明對(duì)充當(dāng)解映射器的軟輸出產(chǎn)生器的輸出應(yīng)用歸一化，并包括使用AMC信息執(zhí)行歸一化的所有實(shí)施方式。圖12和13示出了在使用6或8比特軟輸入度量的情況下和在執(zhí)行浮點(diǎn)運(yùn)算的情況下，IEEE802.16e系統(tǒng)中定義的巻積turbo碼的性能。Turbo解碼器使用最大對(duì)數(shù)MAP方法。可以看出，使用6或8比特(由"衰落，6比特，，或"AWGN，6比特，，和"衰落，8比特，，表示)的歸一化LLR和浮點(diǎn)運(yùn)算(由"衰落，F(xiàn)t"和"AWGN,Ft"表示)在本發(fā)明的示范性實(shí)施方式之間基本不存在性能差。從上面的描述中可知，本發(fā)明的特定實(shí)施例的示范性實(shí)施方式具有下述效果。根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，在無(wú)線通信系統(tǒng)中，通過(guò)歸一化來(lái)自解映射器的軟輸出，信道在每個(gè)符號(hào)中都有不同值。同樣在需要較高的度量分辨率的OFDM系統(tǒng)的情況下，利用輸入到turbo解碼器的少量比特可以獲得期望的性能。盡管為了說(shuō)明的目的已對(duì)本發(fā)明的示范性實(shí)施例進(jìn)行了公開(kāi)，但本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，在不脫離本發(fā)明的范圍的情況下，可以進(jìn)行各種修改、增加和替換。因此，本發(fā)明不限于上述實(shí)施例，而是由所附權(quán)利要求書(shū)以及等效物的全部范圍來(lái)限定。權(quán)利要求1.一種在無(wú)線通信系統(tǒng)中歸一化輸入到信道解碼器的軟度量的裝置，包括解映射器，用于產(chǎn)生軟度量；以及歸一化器，用于接收該軟度量，通過(guò)將該軟度量乘以常數(shù)值與噪聲變量值的比值來(lái)計(jì)算歸一化的對(duì)數(shù)似然比LLR，將該歸一化的LLR變換到一范圍和一比特?cái)?shù)，并輸出信道解碼器的輸入LLR。2、如權(quán)利要求1所述的裝置，其中，該解映射器使用接收到的調(diào)制符號(hào)《的同相分量X'和正交分量y'中的至少一個(gè)、信道衰落系數(shù)g'和由接收到的調(diào)制符號(hào)的調(diào)制階次定義的常數(shù)值c來(lái)產(chǎn)生軟度量。3、如權(quán)利要求1所述的裝置，其中，該歸一化器通過(guò)將該軟度量乘以4丄來(lái)執(zhí)行歸一化，其中a:是由接收到的調(diào)制符號(hào)的信道估算而計(jì)算的噪聲變量值。4、如權(quán)利要求3所述的裝置，其中，該軟度量由下表來(lái)產(chǎn)生和/,的條件<formula>formulaseeoriginaldocumentpage2</formula>，其中，人、a和《分別為k'r義，、ki、和krc。5、如權(quán)利要求l所述的裝置，其中，該歸一化器包括變換表，用于接收由接收到的調(diào)制符號(hào)的信道估算而計(jì)算的噪聲變量值，并輸出常數(shù)值與噪聲變量值的比值；乘法器，用于輸出通過(guò)將從解映射器輸出的軟度量乘以常數(shù)值與噪聲變量值的比值而得到的歸一化LLR;以及舍入/截?cái)嗖糠郑糜谳敵鐾ㄟ^(guò)將歸一化的LLR變換到該范圍和該比特?cái)?shù)而得到的信道解碼器的輸入LLR。6、如權(quán)利要求2所述的裝置，其中，該歸一化器包括歸一化索引計(jì)算器，用于接收由接收到的調(diào)制符號(hào)的信道估算而計(jì)算的噪聲變量值，選擇映射到除以該噪聲變量值的臨時(shí)歸一化索引，并通過(guò)從所選的臨時(shí)歸一化索引中減去根據(jù)調(diào)制階次的預(yù)定值來(lái)產(chǎn)生歸一化索引；歸一化表，用于將該歸一化索引變換為通過(guò)將該歸一化索引乘以歸一化系數(shù)而計(jì)算得到的歸一化增益值；移位器，用于根據(jù)該歸一化增益值移位接收到的調(diào)制符號(hào)的同相分量和正交分量；加法器，用于輸出通過(guò)將移位后的值相加得到的歸一化LLR;以及舍入/截?cái)嗖糠?，用于輸出通過(guò)將歸一化的LLR變換到該范圍和該比特?cái)?shù)而得到的信道解碼器的輸入LLR。7、一種在無(wú)線通信系統(tǒng)中歸一化輸入到信道解碼器的軟度量的裝置，包括解映射器，用于產(chǎn)生軟度量；以及歸一化器，用于接收該軟度量，通過(guò)將該軟度量乘以由自適應(yīng)調(diào)制和編碼AMC信息計(jì)算的歸一化系數(shù)來(lái)計(jì)算歸一化的對(duì)數(shù)似然比LLR，將該歸一化的LLR變換到期望的范圍和期望比特?cái)?shù)，并輸出信道解碼器的輸入LLR。8、如權(quán)利要求7所述的裝置，其中，該解映射器使用接收到的調(diào)制符號(hào)/〈的同相分量《和正交分量K中的至少一個(gè)、信道衰落系數(shù)g,和由接收到的調(diào)制符號(hào)的調(diào)制階次定義的常數(shù)值c來(lái)產(chǎn)生軟度量。9、如權(quán)利要求7所述的裝置，其中，該歸一化器通過(guò)將該軟度量乘以該歸一化系數(shù)來(lái)執(zhí)行歸一化，該歸一化系數(shù)是由該AMC信息計(jì)算的歸一化索引來(lái)設(shè)置的。10、如權(quán)利要求9所述的裝置，其中，該軟度量由下表來(lái)產(chǎn)生<table>tableseeoriginaldocumentpage3</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage4</column></row><table>和<table>tableseeoriginaldocumentpage4</column></row><table>，其中，a、a和"'分別為k」2《、k"和fc〔c。11、如權(quán)利要求7所述的裝置，其中，該歸一化器包括噪聲變量表，用于根據(jù)從存儲(chǔ)AMC信息和增大信息的接收控制器中輸入的多條信息中至少一條來(lái)設(shè)置并輸出該噪聲變量值和常數(shù)值；變換表，用于接收該噪聲變量值和該常數(shù)值，并輸出常數(shù)值與噪聲變量值的比值；乘法器，用于輸出通過(guò)將從解映射器輸出的軟度量乘以常數(shù)值與噪聲變量值的比值而得到的歸一化LLR;以及舍入/截?cái)嗖糠?，用于輸出通過(guò)將歸一化的LLR變換到該范圍和該比特?cái)?shù)而得到的信道解碼器的輸入LLR。12、如權(quán)利要求7所述的裝置，其中，該歸一化器包括歸一化索引計(jì)算器，用于根據(jù)從存儲(chǔ)AMC信息和增大信息的接收控制器中輸入的多條信息中至少一條來(lái)產(chǎn)生其中反映該噪聲變量值和常數(shù)值的歸一化索引；歸一化表，用于設(shè)置映射到該歸一化索引的歸一化系數(shù)；乘法器，用于輸出通過(guò)將從該解映射器輸出的軟度量乘以所設(shè)置的歸一化系數(shù)而得到的歸一化LLR;以及舍入/截?cái)嗖糠?，用于輸出通過(guò)將歸一化的LLR變換到該范圍和該比特?cái)?shù)而得到的信道解碼器的輸入LLR。13、如權(quán)利要求7所述的裝置，其中，該歸一化器包括歸一化索引計(jì)算器，用于根據(jù)從存儲(chǔ)AMC信息和增大信息的接收控制器中輸入的多條信息中至少一條來(lái)產(chǎn)生其中反映該噪聲變量值和常數(shù)值的歸一化索引；歸一化表，用于將該歸一化索引變換為通過(guò)將該歸一化索引乘以歸一化系數(shù)而計(jì)算得到的歸一化增益值；移位器，用于根據(jù)該歸一化增益值移位接收到的調(diào)制符號(hào)的同相分量和正交分量；加法器，用于輸出通過(guò)將移位后的值相加得到的歸一化LLR;以及舍入/截?cái)嗖糠?，用于輸出通過(guò)將歸一化的LLR變換到該范圍和該比特?cái)?shù)而得到的信道解碼器的輸入LLR。14、如權(quán)利要求7所述的裝置，其中，該AMC信息包括調(diào)制階次、編碼速率和幀尺寸中的至少一個(gè)。15、一種在無(wú)線通信系統(tǒng)中歸一化輸入到信道解碼器的軟度量的方法，包括產(chǎn)生軟度量；接收該軟度量，并通過(guò)將該軟度量乘以常數(shù)值與噪聲變量值的比值來(lái)計(jì)算歸一化的對(duì)數(shù)似然比LLR;將該歸一化的LLR變換到一范圍和一比特?cái)?shù)；以及輸出信道解碼器的輸入LLR。16、如權(quán)利要求15所述的方法，其中，所述產(chǎn)生軟度量的步驟包括使用接收到的調(diào)制符號(hào)《的同相分量Xt和正交分量^、信道衰落系數(shù)g(和由接收到的調(diào)制符號(hào)的調(diào)制階次定義的常數(shù)值c來(lái)產(chǎn)生軟度量。17、如權(quán)利要求15所述的方法，其中，通過(guò)將該軟度量乘以44"來(lái)計(jì)算歸一化的LLR,其中cr:是由接收到的調(diào)制符號(hào)的信道估算而計(jì)算的噪聲變量值。18、如權(quán)利要求17所述的方法，其中，所述產(chǎn)生軟度量的步驟包括由下表來(lái)產(chǎn)生軟度量<table>tableseeoriginaldocumentpage6</column></row><table>和<table>tableseeoriginaldocumentpage6</column></row><table>'其中，/。a和^分別為lg'l2《、Ig」^和lg」2c。19、如權(quán)利要求15所述的方法，其中，所述輸出信道解碼器的輸入LLR的步驟包括接收由接收到的調(diào)制符號(hào)的信道估算而計(jì)算的噪聲變量值，并輸出常數(shù)值與噪聲變量值的比值；輸出通過(guò)將該軟度量乘以常數(shù)值與噪聲變量值的比值而得到的歸一化LLR;以及輸出通過(guò)將歸一化的LLR變換到該范圍和該比特?cái)?shù)而得到的信道解碼器的輸入LLR。20、如權(quán)利要求15所述的方法，其中，所述輸出信道解碼器的輸入I丄R的步驟包括接收由接收到的調(diào)制符號(hào)的信道估算而計(jì)算的噪聲變量值，并選擇映射到除以該噪聲變量值的臨時(shí)歸一化索引；通過(guò)從所選的臨時(shí)歸一化索引中減去根據(jù)調(diào)制階次的值來(lái)產(chǎn)生歸一化索引；將該歸一化索引變換為通過(guò)將該歸一化索引乘以歸一化系數(shù)而計(jì)算得到的歸一化增益值；根據(jù)該歸一化增益值移位接收到的調(diào)制符號(hào)的同相分量和正交分量；輸出通過(guò)將移位后的值相加得到的歸一化LLR;以及輸出通過(guò)將歸一化的LLR變換到該范圍和該比特?cái)?shù)而得到的信道解碼器的輸入LLR。21、一種在無(wú)線通信系統(tǒng)中歸一化輸入到信道解碼器的軟度量的方法，包括產(chǎn)生軟度量；接收該軟度量，并通過(guò)將該軟度量乘以由自適應(yīng)調(diào)制和編碼AMC信息計(jì)算的歸一化系數(shù)來(lái)計(jì)算歸一化的對(duì)數(shù)似然比LLR;以及將該歸一化的LLR變換到一范圍和一比特?cái)?shù)，并輸出信道解碼器的輸入IXR。22、如權(quán)利要求21所述的方法，其中，所述產(chǎn)生軟度量的步驟包括使用接收到的調(diào)制符號(hào)《的同相分量A和正交分量K、信道衰落系數(shù)gl和由接收到的調(diào)制符號(hào)的調(diào)制階次定義的常數(shù)值c來(lái)產(chǎn)生軟度量。23、如權(quán)利要求21所述的方法，其中，通過(guò)將該軟度量乘以4^來(lái)計(jì)算歸一化的LLR，其中。:是由接收到的調(diào)制符號(hào)的信道估算而計(jì)算的噪聲變量值。24、如權(quán)利要求23所述的方法，其中，所述產(chǎn)生軟度量的步驟包括由下表來(lái)產(chǎn)生軟度量<table>tableseeoriginaldocumentpage7</column></row><table><formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>,其中，a、a和"'分別為k「A、kl^和k「c。25、如權(quán)利要求21所述的方法，其中，所述輸出信道解碼器的輸入I丄R的步驟包括根據(jù)從存儲(chǔ)AMC信息和增大信息的接收控制器中輸入的多條信息中的至少一條來(lái)設(shè)置該噪聲變量值和常數(shù)值；接收該噪聲變量值和該常數(shù)值，并輸出常數(shù)值與噪聲變量值的比值；輸出通過(guò)將該軟度量乘以常數(shù)值與噪聲變量值的比值而得至'J的歸一化LLR;以及輸出通過(guò)將歸一化的LLR變換到該范圍和該比特?cái)?shù)而得到的信道解碼器的輸入LLR。26、如權(quán)利要求21所述的方法，其中，所述輸出信道解碼器的輸入LLR的步驟包括根據(jù)從存儲(chǔ)AMC信息和增大信息的接收控制器中輸入的多條信息中的至少一條來(lái)產(chǎn)生其中反映該噪聲變量值和常數(shù)值的歸一化索引；設(shè)置映射到該歸一化索引的歸一化系數(shù)；輸出通過(guò)將該軟度量乘以所設(shè)置的歸一化系數(shù)而得到的歸一化LLR;以及輸出通過(guò)將歸一化的LLR變換到該范圍和該比特?cái)?shù)而得到的信道解碼器的輸入LLR。27、如權(quán)利要求21所述的方法，其中，所述輸出信道解碼器的輸入LLR的步驟包括根據(jù)從存儲(chǔ)AMC信息和增大信息的接收控制器中輸入的多條信息中的至少一條來(lái)產(chǎn)生其中反映該噪聲變量值和常數(shù)值的歸一化索引；將該歸一化索引變換為通過(guò)將該歸一化索引乘以歸一化系數(shù)而計(jì)算得到的歸一化增益值；根據(jù)該歸一化增益值移位接收到的調(diào)制符號(hào)的同相分量和正交分量；輸出通過(guò)將移位后的值相加得到的歸一化LLR;以及輸出通過(guò)將歸一化的LLR變換到該范圍和該比特?cái)?shù)而得到的信道解碼器的輸入LLR。28、如權(quán)利要求21所述的方法，其中，該AMC信息包括調(diào)制階次、編碼速率和幀尺寸中的至少一個(gè)。全文摘要提供了一種在無(wú)線通信系統(tǒng)中歸一化輸入到信道解碼器的軟度量的裝置和方法。解映射器使用接收到的調(diào)制符號(hào)(R_k)的同相分量(X_k)和正交分量(Y_k)、信道衰落系數(shù)(g_k)和由接收到的調(diào)制符號(hào)的調(diào)制階次定義的常數(shù)值(c)來(lái)產(chǎn)生軟度量。歸一化器接收該軟度量，通過(guò)將該軟度量乘以該常數(shù)值與噪聲變量值的比值來(lái)計(jì)算歸一化的對(duì)數(shù)似然比(LLR)，將該歸一化的LLR變換到期望的范圍和期望比特?cái)?shù)，并輸出信道解碼器的輸入LLR。文檔編號(hào)H04L27/26GK101305575SQ200680042114公開(kāi)日2008年11月12日申請(qǐng)日期2006年11月10日優(yōu)先權(quán)日2005年11月11日發(fā)明者具永謨,金潣龜,金相曉申請(qǐng)人:三星電子株式會(huì)社