專利名稱：多載波系統(tǒng)中使用信道估計的碼元定時校準(zhǔn)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
主題技術(shù)通常涉及通信系統(tǒng)和方法，尤其涉及執(zhí)行碼元定時校準(zhǔn)的系統(tǒng)和方法，該定時校準(zhǔn)應(yīng)用于無線網(wǎng)絡(luò)中導(dǎo)頻碼元的信道估計。

背景技術(shù)：
正交頻分復(fù)用(OFDM)是一種將信號分割成不同頻率的多個窄帶信道的數(shù)字調(diào)制方法。這些信道有時稱作子帶或副載波。該技術(shù)首先產(chǎn)生于在頻率上最小化相互臨近信道之間的干擾的研究期間。在某些方面，OFDM類似于傳統(tǒng)頻分復(fù)用(FDM)。不同之處在于信號的調(diào)制和解調(diào)方式不同。通常，優(yōu)先權(quán)給予最小化信道之間的干擾、或者串話以及包含數(shù)據(jù)流的碼元。
在一地區(qū)，OFDM已經(jīng)被用于歐洲數(shù)字音頻廣播業(yè)務(wù)。該技術(shù)有助于數(shù)字電視，并正考慮作為在傳統(tǒng)電話線上獲得高速數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)傳輸?shù)姆椒?。它還用于無線局域網(wǎng)。正交頻分復(fù)用可以認(rèn)為是一種用于在無線電波上通過將無線電信號分割為多個更小子信號或副載波，然后同時以不同頻率發(fā)射給接收機進行工作以發(fā)射大量數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的FDM調(diào)制技術(shù)。OFDM技術(shù)的其中一個優(yōu)點在于它降低了信號傳輸中的串話量，其中諸如802.11a WLAN、802.16和WiMAX技術(shù)的當(dāng)前規(guī)范中采用了各種OFDM方面。基于OFDM的無線系統(tǒng)的另一個例子是FLO(只有前向鏈路)，它是一種已經(jīng)開發(fā)用于使用OFDM技術(shù)有效廣播實時音頻和視頻信號到移動接收機的無線系統(tǒng)。
諸如FLO的無線通信系統(tǒng)是設(shè)計用于工作在移動環(huán)境中的，在此環(huán)境中，信道特性根據(jù)具有明顯能量、路徑增益和路徑延遲的信道抽頭數(shù)量在一定時間期間上存在相當(dāng)明顯的變化。在OFDM系統(tǒng)中，在接收機側(cè)的定時同步塊通過選擇適合于最大化在FFT窗口中捕獲的能量的OFDM碼元邊界來響應(yīng)于信道形狀上變化。當(dāng)發(fā)生這種定時校準(zhǔn)時，信道估計算法在計算信道估計以用于解調(diào)給定OFDM碼元期間將這種定時校準(zhǔn)考慮到是很重要的。在某些實現(xiàn)中，信道估計還用于確定需要應(yīng)用到將來的碼元的碼元邊界的定時調(diào)整，從而導(dǎo)致了在已經(jīng)引入的定時校準(zhǔn)和將被為將來碼元確定的定時校準(zhǔn)之間的細微相互影響。另外，使用信道估計塊從多個OFDM碼元中處理導(dǎo)頻報告以產(chǎn)生具有較好噪聲平均并解決了較長信道延遲擴展的信道估計是很普通的。當(dāng)一起處理來自多個OFDM碼元中的導(dǎo)頻報告以產(chǎn)生信道估計時，根據(jù)碼元定時校準(zhǔn)下面的OFDM信道估計是很重要的。沒有這種校準(zhǔn)，將會產(chǎn)生錯誤信道估計，從而不能保證無線接收機的正確操作。


發(fā)明內(nèi)容
下面給出了不同實施例的簡單概述以提供對這些實施例某些方面的基本理解。本概述不是一個廣泛性的概括。其目的不在于標(biāo)識關(guān)鍵/重要元件，或者描繪在此所公開實施例的范圍。其唯一目的在于作為后面所展示的更詳細描述的前奏以簡化的形式展示某些概念。
當(dāng)無線接收機處理多個碼元時，需要在無線網(wǎng)絡(luò)中為多載波系統(tǒng)確定定時校準(zhǔn)。該定時校準(zhǔn)用于從在多個碼元上的導(dǎo)頻報告上獲得的信道估計。通常，由于在相關(guān)碼元上的定時校準(zhǔn)不同，所以這些碼元中的每一個實際上都可能正在使用不同的FFT窗口。這些定時偏移被用于計算抽樣時鐘中的潛在漂移以及在從給定發(fā)射機接收信號期間由接收機的移動性導(dǎo)致的動態(tài)信道條件。
在一個實施例中，在碼元子集(例如3個碼元)內(nèi)的碼元首先根據(jù)它們自身在時間上進行調(diào)整。從根據(jù)這種初始調(diào)整所獲得和確定的定時信息開始，在解調(diào)處理所接收的碼元期間發(fā)生后續(xù)碼元校準(zhǔn)或調(diào)整。例如，當(dāng)解調(diào)當(dāng)前碼元時，可以將定時變化和修正應(yīng)用于前面或后面的碼元。因此，在某些將新確定的時間應(yīng)用于各個碼元的情況下，不同的時間基準(zhǔn)被持續(xù)確定，而在其他情況下，先前的定時被用于計算碼元之間的定時差。一方面，提供一種多載波系統(tǒng)的定時校準(zhǔn)方法。該方法包括從碼元子集中相互之間校準(zhǔn)兩個或多個碼元以便計算碼元之間的定時差。然后采用這些碼元之間的定時差定時同步碼元子集中的一個或多個碼元。
為了完成上述相關(guān)目的，在此結(jié)合下面的描述和附圖描述一定的示例性實施例。這些可以實施這些實現(xiàn)方式的方法是不同方式的展現(xiàn)，所有這些都得以涵蓋。
附圖簡述

圖1是表示執(zhí)行碼元定時校準(zhǔn)的無線通信網(wǎng)絡(luò)和接收機的示意框圖。
圖2和3表示無線通信網(wǎng)絡(luò)的定時方面和校準(zhǔn)的例子。
圖4表示無線接收機的定時校準(zhǔn)考慮的例子。
圖5表示數(shù)據(jù)邊界模式的例子。
圖6-9表示定時校準(zhǔn)處理的仿真數(shù)據(jù)的例子。
圖10表示無線系統(tǒng)的定時校準(zhǔn)處理的例子。
圖11是表示無線系統(tǒng)的網(wǎng)絡(luò)層例子的示意圖。
圖12是表示無線系統(tǒng)的用戶設(shè)備例子的示意圖。
圖13是表示無線系統(tǒng)的基站例子的示意圖。
圖14是表示無線系統(tǒng)的收發(fā)信機例子的示意圖。
詳細描述 提供用于在只有前向鏈路網(wǎng)絡(luò)中確定定時校準(zhǔn)的系統(tǒng)和方法。一方面，提供一種用于多載波系統(tǒng)的定時校準(zhǔn)方法。該方法包括從碼元子集中相互之間校準(zhǔn)兩個或多個碼元以便結(jié)晶碼元之間的定時差。然后采用這些碼元之間的定時差定時同步碼元子集中的一個或多個碼元。在一個例子中，定時同步可以在時間濾波器模塊中執(zhí)行，該模塊與信道估計模塊相關(guān)聯(lián)。
當(dāng)在本申請中使用時，術(shù)語“元件”、“網(wǎng)絡(luò)”、“系統(tǒng)”、“模塊”等目的在于指代計算機相關(guān)的實體、或硬件、軟硬件結(jié)合、軟件、或軟件的執(zhí)行。例如，元件可以是處理器上運行的進程、處理器、對象、可執(zhí)行的線程、程序、和/或計算機，但不局限于此。作為示例，運行通信設(shè)備上的應(yīng)用程序和設(shè)備都可以是元件。一個或多個元件可以駐留在處理器內(nèi)，和/或執(zhí)行線程和元件可以位于一個計算機和/或分布在兩個或多個計算機之間。另外，這些元件可以從在其上存儲有不同數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)的不同計算機可讀介質(zhì)執(zhí)行。這些元件可以在本地和/或遠程處理上例如根據(jù)具有一個或多個數(shù)據(jù)分組的信號(例如，來自與本地系統(tǒng)、分布系統(tǒng)中的另一元件交互的一個元件的數(shù)據(jù)，和/或在有線或無線網(wǎng)絡(luò)，例如因特網(wǎng)的數(shù)據(jù))進行通信。
圖1顯示了用于執(zhí)行定時校準(zhǔn)的無線網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)100。該系統(tǒng)100包括在無線網(wǎng)絡(luò)上與一個或多個接收機120進行通信的一個或多個發(fā)射機110。接收機120實際上可以包括任何類型的通信設(shè)備，例如蜂窩電話、計算機、個人數(shù)字助理、手持或膝上設(shè)備等等。接收機120的部分可以用于解碼具有可能是根據(jù)不同碼元定時抽樣的一個或多個碼元的碼元子集130，從而接收機使用校準(zhǔn)元件140解決碼元之間的定時差。應(yīng)用于接收機120中的信道估計的定時校準(zhǔn)是從多個碼元130上的導(dǎo)頻報告中獲得的。
通常，由于相關(guān)碼元上的定時校準(zhǔn)不同，所以碼元130的每一個碼元實際上都使用不同的快速傅立葉變換(FFT)窗口。因此，在從給定組的一個或多個發(fā)射機110接收信號期間，由于在抽樣時鐘中的潛在漂移和由于接收機120的移動而產(chǎn)生的信道動態(tài)變化，所以可能產(chǎn)生定時偏移。如所示那樣，校準(zhǔn)元件140可以與時間濾波器模塊150相關(guān)聯(lián)，該模塊與信道估計模塊160一起工作。碼元子集130通常在采用只有前向鏈路(FLO)協(xié)議用于多媒體數(shù)據(jù)傳送的正交頻分復(fù)用(OFDM)網(wǎng)絡(luò)中進行傳送。信道估計通?；诓迦朐陬l域以及各個OFDM碼元中的均勻隔開的導(dǎo)頻音。在特定的實現(xiàn)方式中，導(dǎo)頻以8個載波距離間隔開，并且導(dǎo)頻載波的數(shù)量被設(shè)定為512個(12.5％的開銷)。
一個方面，多載波通信系統(tǒng)100被認(rèn)為其中在所發(fā)射碼元內(nèi)放置的頻域復(fù)用(FDM)導(dǎo)頻被用于信道估計。在該系統(tǒng)中，通過使用FDM導(dǎo)頻交錯，可以使用多個連續(xù)接收的碼元130提取有關(guān)傳播信道的更多信息(獲得更長的信道估計)。在一個例子中，這可以在信道估計模塊160的時間濾波器模塊150中通過校準(zhǔn)元件140來執(zhí)行。由于定時校準(zhǔn)可以同時與該過程一起執(zhí)行，所以校準(zhǔn)元件促進在130處可能在多個相鄰碼元上發(fā)生的不同OFDM碼元定時被考慮到時間濾波模塊150中。該時間校準(zhǔn)處理還解決了信道估計和定時同步模塊之間的交互問題。在一個方面，提供了用于無線接收機時間校準(zhǔn)元件。這可以包括用于接收OFDM廣播中的碼元子集的裝置(例如，120)，和用于過濾該碼元子集的裝置(例如，150)。這還可以包括用于校準(zhǔn)子集內(nèi)的碼元的裝置和用于根據(jù)該碼元子集中的當(dāng)前解調(diào)情況校準(zhǔn)一個碼元的裝置(例如，140)。
在一個實施例，在碼元子集130內(nèi)的碼元首先相互之間在時間上進行校準(zhǔn)。例如，如果采用三個碼元用于信道估計，而后續(xù)的用于定時偏移確定，那么就可以確定這三個碼元之間的差的調(diào)整。根據(jù)從初始校準(zhǔn)獲得和確定的信息，在解調(diào)處理以不同碼元定時從當(dāng)前碼元解調(diào)中抽樣的所接收碼元期間會產(chǎn)生后續(xù)碼元校準(zhǔn)或調(diào)整。例如，在解調(diào)當(dāng)前碼元(可以為該子集中第四個碼元)的時候，可以同時通過校準(zhǔn)元件140對先前或后續(xù)碼元，例如對子集中的碼元二應(yīng)用定時改變和校準(zhǔn)。這樣，在將新確定的定時偏移應(yīng)用到各個碼元的情況下不同的定時被連續(xù)確定，在其他情況下，應(yīng)用先前的定時來計算碼元130之間的定時差。應(yīng)當(dāng)注意，碼元定時校準(zhǔn)可以發(fā)生在多個組合中。例如，如果使用三個碼元，那么在一個碼元的定時被保持或根據(jù)子集130中的另外兩個碼元成員進行調(diào)整的情況下，實際上會發(fā)生8種不同的調(diào)整組合。例如，第二碼元可以具有根據(jù)第一碼元定時和第三碼元定時校準(zhǔn)的定時。在另一例子，碼元一可以根據(jù)碼元二和碼元三等進行調(diào)整?？梢岳斫?，可以采用不同編號的碼元子集130和定時校準(zhǔn)。
在多載波系統(tǒng)中的定時同步包括確定用于解調(diào)OFDM碼元的FFT抽樣窗口的正確位置。假設(shè)在發(fā)射機和接收機之間的等同信道的特征在于延遲擴展比嵌入在每個碼元開始的循環(huán)前綴的長度短，那么可以避免不希望的碼元間干擾(ISI)。依據(jù)接收機的能力從輸入的數(shù)據(jù)流中恢復(fù)正確的定時位置這是可以隨時發(fā)生的。FFT窗口放置(也稱作碼元抽樣)的最佳位置開始于循環(huán)前綴之后的第一個抽樣。在OFDM系統(tǒng)中，有關(guān)定時同步的信息可以從信道估計中提取。這些可以在導(dǎo)頻音的幫助下使用有關(guān)正確抽樣位置的某些初步知識獲得。用于信道估計輔助的同步的選擇是由用于信道估計的FFT窗口的位置中的偏移導(dǎo)致估計合適的漂移的報告來激發(fā)的。因此，對于該漂移的估計通常等同于估計抽樣偏移。在許多OFDM系統(tǒng)中，定時同步塊使用從先前數(shù)據(jù)碼元中獲得的信道估計來根據(jù)理想抽樣位置計算漂移，并應(yīng)用該偏移以到達OFDM碼元。
信道估計系統(tǒng)100可以采用允許其處理信道的長度達到兩倍于循環(huán)前綴或更長的方式來設(shè)計。這可以通過導(dǎo)頻交錯來實現(xiàn)。一方面在接收機120包括所謂的無關(guān)聯(lián)時間濾波器，其組合了來自至少三個連續(xù)OFDM碼元的信道報告以計算更長的信道估計，然后用于解調(diào)。如果所述同步單元指示在抽樣下一個OFDM碼元時應(yīng)當(dāng)使用非零偏移，那么就不使用前兩次信道報告(因為這會導(dǎo)致使用非零校準(zhǔn)的信道估計)校準(zhǔn)相應(yīng)的信道。因此，這三次報告的組合會產(chǎn)生失真的結(jié)果。補救的措施是在定時偏移為非零時在前兩次信道估計上應(yīng)用恰當(dāng)?shù)淖儞Q，以保持它們使用當(dāng)前的一個進行校準(zhǔn)。
為了下面給出的更詳細的報告，下面提供了一些介紹性的數(shù)學(xué)討論。在頻域kth接收的OFDM碼元可以寫為 Y(k)＝H(k)+w(k)＝WP，Dh(k)+w(k)等式1 其中 ●P是導(dǎo)頻載波數(shù)，D是由接收機假設(shè)的信道抽頭數(shù)。
●向量Y，H，w長度為P，噪聲w是具有變量N0的白色復(fù)雜高斯。
●矩陣WP，D是非標(biāo)準(zhǔn)DFT矩陣的P×D子矩陣，其中N是子載波的總數(shù)。
●向量h(k)長度為D，并標(biāo)準(zhǔn)化以便E[h(k)Hh(k)]＝EP，其中EP是所接收導(dǎo)頻碼元的能量。通過上面的定義，很容易看出在頻域中每個載波的信道值滿足 E|HP(k)|2＝EP 從等式1中，很明顯信道抽頭數(shù)D≤P。然而，通常希望更長的信道估計a)在提供更長信道估計并定位FFT窗口以最大化所收集能量的時候進行精確定時同步；b)處理信道具有比循環(huán)前綴更大的延遲擴展的情況。為了產(chǎn)生更長的信道估計，一方面在頻率上在連續(xù)的OFDM碼元上交錯導(dǎo)頻，即，導(dǎo)頻載波指示在連續(xù)的OFDM碼元上變化。為了簡化，可以假設(shè)兩種碼元交錯模式例如，對于一個具有96保護載波的FLO系統(tǒng)，導(dǎo)頻載波指示在偶數(shù)碼元中是{50，58，...，4042}，在奇數(shù)碼元中為{54，62，...，4046}。更一般地，如果均勻分開的導(dǎo)頻載波在偶數(shù)碼元中的形式為

那么在奇數(shù)碼元中它們將為
通過這種交錯，可以接收的估計通過使用來自至少兩個相鄰OFDM碼元的導(dǎo)頻報告可以達到2P的長度。具體來說，假設(shè)信道具有2P時域的抽頭(并設(shè)定n0＝2)。那么， 其中N＝8P 而 其中N＝8P 如此，在偶數(shù)和奇數(shù)碼元中的導(dǎo)頻報告可以寫作 Y(2k)＝WP，PΛ1[haclual(2k)-jhexcess(2k)]+w(2k) Y(2k+1)＝WP，PΛ2[haclual(2k+1)+jhexcess(2k+1)]+w(2k+1) 等式2 其中并且“actual”和“excess”指代相應(yīng)于1＝0，...，P-1和1＝p，...，2P-1時的抽頭。
為了根據(jù)等式2中的報告確定信道估計，一個步驟是使用最小二乘方準(zhǔn)則 等式3 上述估計包括實際和過剩的元件。一種獲得完全2P抽頭信道估計的可能方式是 然而，這是更一般操作的特殊情況，其中等式3中的時域估計(所獲得的每個OFDM碼元)在多個OFDM碼元上進行平均。這是信道估計的定時濾波步驟。定時濾波可以分別為每個時域抽頭執(zhí)行，并且在任何OFDM碼元m(偶數(shù)或奇數(shù))中所產(chǎn)生的估計抽頭l可以寫為 其中，Nf和Nb分別是無關(guān)聯(lián)和關(guān)聯(lián)抽頭的數(shù)量。應(yīng)該注意，由于交錯，可能不能過濾頻域中的導(dǎo)頻，因此在時間域上執(zhí)行定時濾波。換句話說，最小平方估計和時間濾波的順序不能被交換。濾波器系數(shù){αn}提供了由于從碼元而不是當(dāng)前碼元(減少了導(dǎo)頻噪聲)收集傳統(tǒng)導(dǎo)頻能量而產(chǎn)生的增益和由于在碼元上的信道變化(減少時間變化噪聲)而導(dǎo)致的損耗之間的折中。另外，如上所示那樣，由于等式3中的估計包括來自過剩延遲成分的貢獻，所以可以使用定時濾波系數(shù)來抑止這種貢獻。在對來自多個碼元的信道估計進行定時濾波之前，確保在時間上調(diào)整信道估計是很重要的。下面的討論提供了用于在定時濾波之前為從多個碼元收集的信道估計確定和執(zhí)行這種定時校準(zhǔn)的裝置的一個例子。
圖2-3和附加的討論提供了在OFDM系統(tǒng)中如何執(zhí)行定時校準(zhǔn)的不同例子。可以假設(shè)實際的復(fù)合信道在時域上限定為M個抽頭，即 另外，在下面，黑體字母代表了矩陣和向量。碼元Wk被保存為K×KDFT矩陣，Ik被保存為尺寸為K的標(biāo)識矩陣。如果H(z)是在(1)中定義的信道轉(zhuǎn)換函數(shù)，那么使用H[k]表示其自己的第k個DFT系數(shù)(0≤k≤k-1)，定義為 如果K＝4096，那么系數(shù)(2)就相應(yīng)于在載波音上的頻域信道增益。通常，傅立葉變換的維數(shù)(dimension)K總是從上下關(guān)系中得到明了。
在下面的描述中，考慮在信道報告中放錯碼元抽樣的影響。為了研究這些影響，在定時校準(zhǔn)較好的情況下，基于交織的導(dǎo)頻產(chǎn)生信道報告α，(0≤α≤7)，但是信道的長度M＝N＝8P＝4096(在此N是子載波數(shù)，P是導(dǎo)頻數(shù))。這產(chǎn)生 集中在導(dǎo)頻交織上的信道值a(0≤l≤p-1)，產(chǎn)生 注意在括號中的求和代表了在第r化名頻段(alias bin)內(nèi)的信道響應(yīng)的P點DFT。參考圖2，示意圖200標(biāo)識了用于長度N＝4096的信道的八個化名頻段。(3)中的這兩種相位校準(zhǔn)期的結(jié)果(a)考慮非零交織，和(b)具有比信道抽頭更少的報告，這導(dǎo)致了化名(alias)術(shù)語。從(3)可以明了，僅僅考慮單個交織，由于這種化名，所以不可能識別長度M＞P的信道。這種事實激發(fā)了導(dǎo)頻交錯技術(shù)。針對不同的1值收斂方程(3)，矩陣等式 具有一種結(jié)論是形式(4)的每個信道報告不僅由包含在第零化名頻段中具有合適相位校準(zhǔn)的信道抽樣構(gòu)成，而且是來自所有化名頻段的內(nèi)容的重疊。在上面類似符號的下面，通過Yα(n)表示了(4)的左手側(cè)上的向量，其中索引n代表收集報告的時間點，下標(biāo)代表了相應(yīng)的交織。
在一種情況下，定時同步假設(shè)是良好的，那么在信道估計中就不存在漂移。換句話說，圖2在200所估計的信道脈沖響應(yīng)開始于0位置的h(0)，如圖2的210所示。取消最大延遲擴展對應(yīng)于1024個抽樣的假設(shè)，可以得出信道報告Yα(n)僅僅由化名頻段0和1構(gòu)成。因此，在理想情況下，產(chǎn)生 通過以ha(n)代表在時刻n的信道的第一個P抽頭的向量，和以ha(n)代表第二個P抽頭，(5)的右手側(cè)變?yōu)?

因此，當(dāng)導(dǎo)頻占用交織2和6的時候，可以從兩個連續(xù)的報告中估計長度為2P的信道，如下 和 該操作是在工作于信道估計模塊中的所謂無關(guān)聯(lián)時間濾波器中實現(xiàn)的，該操作只擴展在3個連續(xù)的報告上以得到較好的噪聲平均。在下面，將給出如何通過定時同步錯誤影響這些報告以及信道估計的描述。
在時刻n的信道估計是根據(jù)報告yα1(n-1)yα2(n)，yα2(n)和yα1(n+1)計算的。基于h，數(shù)據(jù)模式定時跟蹤(DMTT)單元計算下一OFDM碼元的正確抽樣位置?？紤]到定時同步的結(jié)果表明抽樣位置需要改變。這暗示可以使用不精確的抽樣來獲得前面的信道報告。下面，描述了所產(chǎn)生的缺陷。
在圖2的220，顯示了兩種可能的定時錯誤，其導(dǎo)致了錯誤的FFT窗口位置。230的窗口位置1稱作早期抽樣，其導(dǎo)致延遲的信道估計-240所示。注意，在該情況下，總共三個連續(xù)化名頻段包含信道抽頭，這反映在改變的信道報告中。

類似地，在晚期抽樣(250的窗口位置2)的情況下，報告高級信道估計。假設(shè)開始于抽樣x，并結(jié)束于2P-x。然而，由于在OFDM系統(tǒng)中插入循環(huán)前綴將線性變換為循環(huán)卷積，所以在260示出了等同的信道估計。再次，占用了三個循環(huán)連續(xù)的化名頻段，頻段7，0和1。相應(yīng)的信道報告為
定時跟蹤單元假定用于校準(zhǔn)將來碼元的抽樣時刻，但是為了確保信道估計時間濾波器的不間斷的性能，先前信道報告中的失真將不起作用。
由信道估計和DMTT塊執(zhí)行的后續(xù)操作顯示在圖3的300。在接收碼元n期間，來自碼元n-3，n-2和n-1的信道報告準(zhǔn)備好，并計算信道估計h(n-2)。此該點，解調(diào)塊開始工作在碼元n-2上。同時DMTT單元觀察h(n-2)，并基于用于定時同步的算法，估計下一碼元(n+1)的正好抽樣位置。
假設(shè)在此時檢測到非零抽樣偏移，即，應(yīng)當(dāng)對碼元n+1應(yīng)用抽樣校準(zhǔn)，參見圖中300。該信號觸發(fā)兩種其他操作當(dāng)前信道估計的循環(huán)旋轉(zhuǎn)和先前信道報告的校準(zhǔn)。在不丟失一般性的情況，假設(shè)由DMTT檢測到位置偏移x，即，在此時過去的碼元抽樣已經(jīng)是過期的。這相應(yīng)于圖2的240。注意所應(yīng)用的定時校準(zhǔn)并不影響碼元n-1的信道估計的計算，碼元n-1使用來自碼元n-2，n-1，和n的導(dǎo)頻報告。因此，不需要對來自碼元n-1的解調(diào)數(shù)據(jù)進行修改。在下一個OFDM碼元期間，使用信道報告y(n-1)，y(n)和y(n+1)來計算h(n)。注意y(n+1)是使用最新定時獲得的，而y(n-1)和y(n)可能被破壞。然而，為碼元n計算的信道估計h(n)應(yīng)當(dāng)匹配用于抽樣第n個碼元的定時窗口。如果這沒有完成，那么在第n個碼元所經(jīng)歷的信道增益和為了解碼第n個OFDM碼元中的數(shù)據(jù)而產(chǎn)生的信道估計h(n)之間存在誤匹配。因此，合適的校準(zhǔn)將應(yīng)用到y(tǒng)(n+1)以匹配y(n-1)和y(n)的碼元定時來產(chǎn)生h(n)。
在下一個OFDM碼元期間，將使用信道報告y(n)，y(n+1)和y(n+2)產(chǎn)生信道估計h(n+1)以解調(diào)來自y(n+1)的數(shù)據(jù)。注意，從y(n+1)開始已經(jīng)使用新的定時，因此在y(n)以不同的定時到達時，y(n+1)和y(n+2)也以相同的定時到達。因此，產(chǎn)生信道估計h(n+1)來解調(diào)y(n+1)，應(yīng)當(dāng)確保h(n+1)承載用于y(n+1)的定時。因此，定時校準(zhǔn)將被應(yīng)用到y(tǒng)(n)以匹配y(n+1)和y(n+2)的定時來產(chǎn)生h(n+1)。在此方式中，假設(shè)來自h(n+2)的信道估計使用零進行校準(zhǔn)，直到下一信道漂移引起DMTT單元反映為止。與OFDM碼元的相對早和晚的抽樣所涉及的操作一起應(yīng)用的定時校準(zhǔn)的特性在下面給出。
通過下面的矩陣給出返回到所期望的形式的變換(a在下面代表導(dǎo)頻交織) 早期抽樣校準(zhǔn) 晚期抽樣校準(zhǔn) 注意通過首先在yαearly(n)上執(zhí)行循環(huán)右偏移X個抽樣然后通過將第一個x抽樣(那些溢出的)乘以

來容易地實現(xiàn)在yαearly(n)上進行x個抽樣的早期抽樣校準(zhǔn)。類似地，在yαlate(n)上通過x個抽樣的晚期抽樣校準(zhǔn)可以通過在yαlate(n)上執(zhí)行x個抽樣的循環(huán)左移然后將最后x個抽樣(那些溢出的)乘以

來實現(xiàn)。
到由常數(shù)復(fù)數(shù)乘法所允許的簡單循環(huán)移位的這些變換量被應(yīng)用到一部分抽樣。下面總結(jié)操作的順序 1、如果DMTT單元在OFDM碼元(n+1)提供的偏移為x＞0 ●通過延遲x個抽樣來開始下一個OFDM碼元n+2的抽樣。
●為了獲得碼元n+1的信道估計h(h+1)，從y(n+2)循環(huán)移位將來的信道報告x個抽樣到右邊，并應(yīng)用先前在上面的等式8中給出的抽樣校準(zhǔn)。
●為了獲得碼元n+2的信道估計h(n+2)，通過向左循環(huán)移位前一信道報告y(n+1)x個抽樣到左邊，并應(yīng)用在上面的等式9中給出的晚期抽樣校準(zhǔn)。
2、否則，如果由DMTT單元提供的偏移是x＜0 ●通過提前x個抽樣來開始對下一個OFDM碼元進行抽樣。
●為了獲得碼元n+1的信道估計h(n+1)，從y(n+2)循環(huán)移位將來的信道報告x個抽樣到左邊，并應(yīng)用在上面的等式9中給出的晚期抽樣校準(zhǔn)。
●為了獲得碼元n+2的信道估計h(n+2)，循環(huán)移位先前信道報告y(n+1)x個抽樣到右邊，并應(yīng)用在上面的等式8中給出的早期抽樣校準(zhǔn)。
注意雖然上面的討論是使用具有一個無關(guān)聯(lián)抽頭的無關(guān)聯(lián)時間濾波器的例子來執(zhí)行的，但是在此所討論的技術(shù)在范圍上是相當(dāng)普通的，并且可以很容易地擴展到任何長度的時間濾波器上。在上面的例子中，還假設(shè)只有一個碼元是失去同步的，因此需要與其他碼元進行校準(zhǔn)。在更一般的情況下，由信道估計算法處理的所有碼元都將碰見不同的碼元定時。上述早期抽樣和晚期抽樣校準(zhǔn)的概念將應(yīng)用到具有通過相應(yīng)定時偏移給出的自變量(argument)的每個碼元。尤其是，應(yīng)當(dāng)確保用于處理的所有信道報告的定時必須匹配用于產(chǎn)生將要解碼的OFDM碼元的抽樣的定時。
在上述操作集的末端，信道估計都在時間上得以校準(zhǔn)以能夠?qū)r域信道估計進行定時濾波。假設(shè)不存在過剩延遲擴展(參看下面的討論)，并且信道被截短為P個抽頭，那么就可以分析具有信道估計的損耗。
圖4顯示了定時校準(zhǔn)考慮400的例子。在410，根據(jù)所發(fā)射碼元的較少或非過剩的延遲擴展考慮定時校準(zhǔn)。對于給定的系數(shù)集{αn}，來自良好信道估計的SNR損耗可以通過下面的等式給出 等式4 可以假設(shè)抽樣(D＝P)，并且Ed代表了數(shù)據(jù)碼元能量。參數(shù)r和σh2與時間濾波器系數(shù)和碼元上的信道變化相關(guān) 和 其中R(n)是每個信道抽頭的相關(guān)函數(shù)，具有標(biāo)準(zhǔn)化為OFDM碼元間隔Ts的自變量。對于具有多普勒頻率fd的Jakes模型， R(n)＝J0(2πfdTsn) SNReff包括由于多普勒而導(dǎo)致的ICI影響，其與實際SNR的關(guān)系如下 其中對于給定的多普勒頻譜，σICI2可以確切地得到。對于Jakes頻譜，嚴(yán)謹(jǐn)上限給出如下其中TFFT是FFT的持續(xù)時間(不包括循環(huán)前綴)。
繼續(xù)到圖4的420，考慮非因果濾波器的選擇。信道估計的關(guān)聯(lián)FIR時間濾波器(Nf＝0)的潛能和性能在過去已經(jīng)詳細研究過。濾波器抽頭用Robust MMSE方法和通用線性衰退技術(shù)優(yōu)化過。但是，分析折中以及仿真結(jié)果表明其不能獲得比非定時濾波更合理的增益，其速度的整體范圍(達到120公里/小時)和頻譜的效率(＜2bps/Hz)正是當(dāng)前的目標(biāo)。這些結(jié)果都指出了使用關(guān)聯(lián)濾波器的局限。
如果提供非因果濾波器，那么就可以做出改進的折中。就緩沖需要來說，使用不只一個無關(guān)聯(lián)抽頭可能是禁止的，因此，優(yōu)選采用一個無關(guān)聯(lián)抽頭一然而也可以采用不只一個。為了簡化，采用了一個過去的碼元，對于時間濾波器給出了總共3個抽頭。為了在統(tǒng)計信道中獲得沒有偏見的估計，一個約束為 ∑αn＝1 另外，通過在時間上對稱信道相關(guān)，實際上，對于過去和將來的OFDM碼元應(yīng)用了相等的加權(quán)，α-1＝α1。在這種約束下，無相關(guān)濾波器系數(shù)的選擇減少為選擇一個參數(shù)一中央抽頭α0。使用上面的等式4，可以變換α0來提供統(tǒng)計損耗和高速損耗之間的折中。簡單參考圖5，通過圖表500比較了4抽頭MMSE濾波器和3抽頭非因果濾波器在20dB的工作SNR并使用等式(4)時候的權(quán)衡。對于非因果濾波器，感興趣的區(qū)域是從相應(yīng)于無時間濾波器的(3，3)到相應(yīng)于對三個碼元具有相等加權(quán)(1.25，1.4)的較低線。從圖3可以看出，非因果濾波器在高速時對于時間變化是強壯的，并且比關(guān)聯(lián)MMSE濾波器提供了更好的折中。另外，好像使得非因果濾波器的三個抽頭都相等(到1/3)是最好的，因為這最小化了統(tǒng)計信道中的損耗，并且這種損耗在高速信道中也幾乎是相同的。然而，還應(yīng)當(dāng)考慮到在選擇抽頭加權(quán)α0時候過剩延遲擴展的影響對信道的過剩延遲擴展的堅穩(wěn)性。
繼續(xù)回到圖4的430，描述了對于過剩延遲的考慮。由于信道在頻率域中嚴(yán)格以每OFDM碼元進行512個導(dǎo)頻的抽樣，所以超過512個時域信道抽樣將化名為(alias into)首先的512個抽頭。因此，在存在過剩延遲擴展的情況下，所報告的lth時域信道抽頭可以寫為(對于偶數(shù)k和交織2中的導(dǎo)頻) 另外，但在連續(xù)OFDM碼元上以四個載波交織(stagger)導(dǎo)頻時，在將來和過去OFDM碼元中的報告信道可以寫為 因此，通過使用非因果濾波器，良好的信道估計變?yōu)? 對于統(tǒng)計信道的情況，實際和過剩信道獨立于k，并且濾波器輸出簡化為hlactual-(2α0-1)hlexcess。
理想的情況是消除過剩延遲對報告信道的貢獻，并且只估計實際的信道。這可以通過將α0設(shè)置為1/2而不是1/3來實現(xiàn)。另一個問題是在過剩信道中非因果濾波器如何處理時間變化。然而，過剩信道變化在三個碼元上接近于線性，很明顯，抽頭的任何對稱選擇也將消除過剩信道中的時間變化。根據(jù)上面的討論，對于無關(guān)聯(lián)抽頭的選擇{0.25，0.5，0.25}移除了實際信道中的時間變化，過剩延遲信道抽頭的任何環(huán)繞和這些過剩抽頭的任何時間變化。選擇這些抽頭而不是相等抽頭的一個問題是統(tǒng)計損耗從1.25dB增加到1.38dB，但是這相對是很小的。因此，采用具有系數(shù){0.25，0.5，0.25}的三抽頭濾波器會產(chǎn)生下一節(jié)中的編碼分組錯誤結(jié)果。
繼續(xù)到圖4的440，討論能量考慮以優(yōu)化數(shù)據(jù)導(dǎo)頻能量比。先前的討論假設(shè)了數(shù)據(jù)碼元能量大約與導(dǎo)頻碼元能量相同。在總的導(dǎo)頻+數(shù)據(jù)能量是固定的約束下，增加導(dǎo)頻碼元能量導(dǎo)致了更好的信道估計(或更低的導(dǎo)頻噪聲)，這是以更低的數(shù)據(jù)碼元SNR(更高的數(shù)據(jù)噪聲)為代價的?？梢赃x擇這個比值來進行折中優(yōu)化。對于統(tǒng)計信道，折中可以分析性地優(yōu)化，并當(dāng)能量比不優(yōu)化時候其改進如下 在方括號中的式子是在數(shù)據(jù)-導(dǎo)頻能量優(yōu)化后的統(tǒng)計損耗。對于非因果濾波器，該改進等于大約0.16dB。
圖6-9顯示了定時校準(zhǔn)處理的模擬例子。模擬結(jié)果顯示為具有速率1/2編碼的QPSK/16 QAM(因此頻譜效率為1bps/Hz和2bps/Hz)和低/高速信道。對于低速，重復(fù)ATSC信道模型考慮為具有在主簇下面的第二簇5dB，并處于40μs的延遲。ATSC信道模型具有實際統(tǒng)計的強壯頻譜成分，信道的Rayleigh成分假設(shè)以20公里/小時的速度衰減。對于高速，重復(fù)的PEDB形狀以相同的簇延遲40μs和功率差5dB方式使用?！癙EDB”信道中的所有路徑在速度120公里/小時都是Rayleigh衰減。因此，可以假設(shè)存在96個保護載波，并且頻域插補假設(shè)在保護導(dǎo)頻的信道值與最近發(fā)射的導(dǎo)頻的信道值相同。
圖6-9的結(jié)果包括在OFDM碼元內(nèi)由于信道變化而導(dǎo)致的ICI影響。ICI應(yīng)當(dāng)包含在LLR計算所使用的噪聲變化估計中。使用實際噪聲變化估計算法。此外，使用門限技術(shù)來減輕導(dǎo)頻噪聲，具有門限0.1。在時域中執(zhí)行定時濾波操作之后執(zhí)行門限操作。
圖6和7顯示了在具有ATSC形狀的慢衰落信道中的QPSK和16QAM調(diào)制的性能?？梢钥闯鋈轭^非因果濾波器產(chǎn)生了與在具有慢衰減信道的兩種情況下的非定時濾波情況相比大約1.6dB的增益。圖8和圖9在高速中的性能結(jié)果確認(rèn)了非因果濾波器真正消除了信道中的時間變化，導(dǎo)致信道估計對于時間變化誤差來說是堅穩(wěn)的。當(dāng)與在高速情形中的關(guān)聯(lián)濾波器(例如堅穩(wěn)MMSE)相比時，非因果濾波器的堅穩(wěn)性更顯著。圖9顯示了在300公里/小時的速度在重復(fù)的每dB的信道形狀上相應(yīng)于大約195Hz的多普勒的QPSK速率1/2碼的性能。
圖10顯示了無線系統(tǒng)的定時校準(zhǔn)處理1000。為了簡化解釋的目的，顯示了方法論，并描述為一系列或一定數(shù)量的操作，應(yīng)當(dāng)明白和理解，在此所描述的過程并不局限于操作的順序，從所顯示和在此所描述的可以看出，某些操作可以采用不同的順序和/或與其他操作同時發(fā)生。例如，本領(lǐng)域熟練技術(shù)人員將明白和理解方法論可以替換性地再現(xiàn)為一系列內(nèi)部相關(guān)的狀態(tài)或事件，例如以狀態(tài)圖來表示。另外，并不是所有示出的操作都需要來實現(xiàn)根據(jù)在此所公開的主題方法的方法。
繼續(xù)到1010，由無線接收機接收碼元子集。在1020，在所接收碼元子集中的碼元根據(jù)采用了定時校準(zhǔn)的子集中的每個碼元在時間上進行校準(zhǔn)。在1020在碼元之間初始校準(zhǔn)之后，在1030確定后續(xù)碼元校準(zhǔn)和調(diào)整，在此確定新的和舊的定時模式。在1040，在解調(diào)處理無線接收機中接收的碼元期間，當(dāng)根據(jù)另外的時間考慮解調(diào)當(dāng)前碼元時，采用新或舊定時模式校準(zhǔn)一個碼元。如上所述，可以選擇濾波器抽頭的子集來為信道估計模塊中的時間濾波器模塊的內(nèi)容內(nèi)的碼元執(zhí)行時間同步。從而，如先前所述，當(dāng)解調(diào)可能是子集中的第n個碼元(n是整數(shù))的當(dāng)前碼元時，可以同時采用定時變化和校準(zhǔn)到子集中的前面或后續(xù)碼元。在應(yīng)用新確定的時間到各個碼元的某些情況下，可以確定新的或先前的定時模式，而在其他情況下，應(yīng)用先前的定時來解決一個碼元和子集的剩余的成員之間的定時差。
圖11顯示了無線系統(tǒng)的網(wǎng)絡(luò)層1100的例子。圖11中顯示了只有前向鏈路(FLO)空中接口協(xié)議參考模型。通常，F(xiàn)LO空中接口規(guī)范涵蓋了相應(yīng)于具有層1(物理層)和層2(數(shù)據(jù)鏈路層)的OSI6的協(xié)議和業(yè)務(wù)。數(shù)據(jù)鏈路層進一步被分割成兩個子層，即，介質(zhì)接入(MAC)子層，和流子層。上層可以包括對多媒體內(nèi)容的壓縮、多媒體的接入控制、以及控制信息的內(nèi)容和格式化。
FLO空中接口規(guī)范典型沒有規(guī)定上層以允許在支持各種規(guī)范和業(yè)務(wù)中的設(shè)計靈活性。這些層顯示為提供上下之間的關(guān)系。流層包括將三個上層流復(fù)用成一個邏輯信道，將上層分組捆綁成用于每個邏輯信道的流，并提供分組化和殘留誤差處理功能。介質(zhì)接入控制(MAC)層的特性包括到物理層的控制接入，執(zhí)行邏輯信道和物理信道之間的映射，將用于發(fā)射的邏輯信道復(fù)用到物理信道上，在移動設(shè)備解復(fù)用邏輯信道，和/或?qū)嵤┓?wù)質(zhì)量(QOS)需求。物理層的特性包括提供前向鏈路的信道結(jié)構(gòu)，和定義頻率、調(diào)制、和編碼要求。
通常，F(xiàn)LO技術(shù)利用正交頻分復(fù)用(OFDM)，該技術(shù)也被數(shù)字音頻廣播(DAB)7、地面數(shù)字視頻廣播(DVB-T)8、和地面綜合業(yè)務(wù)數(shù)字廣播(ISDB-T)所使用。一般來說，OFDM技術(shù)在有效滿足大蜂窩SFN的移動性要求的同時可以實現(xiàn)高頻譜效率。另外，OFDM可以使用合適長度的循環(huán)前綴來處理來自多個發(fā)射機的長延遲；使用添加到碼元前面的保護間隔(其是數(shù)據(jù)碼元的最后部分的復(fù)制)來有助于正交和減輕載波間干擾。只要該間隔的長度比最大信道延遲更大，先前碼元的反映被移除，從而保留了正交性。
圖12顯示了根據(jù)在此所闡述的一個或多個方面在無線通信環(huán)境中采用的用戶設(shè)備1200。用戶設(shè)備1200包括例如用于從接收天線(沒有示出)接收信號并在其上對所接收信號執(zhí)行典型操作(例如濾波、放大、下變換等)，并數(shù)字化狀態(tài)信號以獲得抽樣的接收機1202。接收機1202可以是非線性接收機。處理器1206可以用于定時同步和信道估計。FLO信道元件1210被提供用來如先前描述那樣處理FLO信號。處理器1206可以是專門用于分析由接收機1202接收的信息的處理器。用戶設(shè)備1200附加地可以包括可操作地連接到處理器1206并存儲與在此所述實施例相關(guān)的信息和指令的存儲器1208。
應(yīng)當(dāng)理解到在此所述的數(shù)據(jù)存儲元件(例如存儲器)可以是易失性存儲器或非易失性存儲器，或可以既包括易失性又包括非易失性存儲器。作為示例，但是不是限制，非易失性存儲器可以包括只讀存儲器(ROM)、可編程ROM(PROM)、電可編程ROM(EPROM)、電可擦除ROM(EEPROM)、或閃存。易失性存儲器可以包括隨機訪問存儲器(RAM)、其充當(dāng)外部緩沖存儲器。作為示例，但不是限制，RAM可以存在多種形式，例如同步RAM(SRAM)、動態(tài)RAM(DRAM)、同步DRAM(SDRAM)、雙數(shù)據(jù)速率SDRAM(DDR SDRAM)、增強SDRAM(ESDRAM)、同步鏈路DRAM(SLDRAM)和直接隨機總線RAM(DRRAM)。主題系統(tǒng)和方法的存儲器1208包括但不是限制，這些和其他合適類型的存儲器。用戶設(shè)備1200進一步包括用于處理FLO數(shù)據(jù)的背景監(jiān)視器1214。
圖13顯示了系統(tǒng)1300的例子，其包括具有用于通過多個接收天線1306接收來自一個或多個用戶設(shè)備1304的信號的接收機1310和用于通過發(fā)射天線1308發(fā)射到一個或多個用戶設(shè)備1304的發(fā)射機1324的基站1302。接收機1310可以從接收天線1306接收信息，并可操作地與解調(diào)所接收信息的解調(diào)器1312相關(guān)聯(lián)。解調(diào)碼元由處理器1314分析，該處理器類似于上述處理器，其連接到用于存儲與用戶等級、與此相關(guān)的查詢表、和/或與執(zhí)行在此所述各種操作和功能相關(guān)的任何其他合適信息的存儲器1316。處理器1314進一步連接到有助于將FLO信息分別發(fā)送到一個或多個用戶設(shè)備1304的FLO信道1318元件。
調(diào)制器1322可以通過發(fā)射天線1308將由發(fā)射機1324發(fā)射的信號復(fù)用到用戶設(shè)備1304。FLO信道元件1318可以將信息添加到與給定用來與用戶設(shè)備1304通信的傳送流的更新數(shù)據(jù)流相關(guān)的信號中，其可以被發(fā)射到用戶設(shè)備1304以指示已經(jīng)識別和確認(rèn)到新的最佳信道。在此方式中，基站1302可以與提供FLO信息并采用解碼協(xié)議并結(jié)合了非線性接收機的用戶設(shè)備1304相互操作。
圖14顯示了典型無線通信系統(tǒng)1400。為了簡化，無線通信系統(tǒng)1400描述了一個基站和一個終端。然而，應(yīng)當(dāng)理解到，該系統(tǒng)可以包括不只一個基站和/或不只一個終端，其他的基站和/或終端可以實際上相同或不同于下面所描述的示例基站和終端。
現(xiàn)在參考圖14，在下行鏈路上，在接入點1405，發(fā)射(TX)數(shù)據(jù)處理器141O接收、格式化、編碼、交織、并調(diào)制(或碼元映射)業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)，并提供調(diào)制碼元(數(shù)據(jù)碼元)。碼元調(diào)制器1415接收并處理數(shù)據(jù)碼元和導(dǎo)頻碼元，并提供碼元流。碼元調(diào)制器1420復(fù)用數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻碼元，并將它們提供給發(fā)射機單元(TMTR)1420。每個發(fā)射碼元可以是數(shù)據(jù)碼元、導(dǎo)頻碼元、零信號值。在每個碼元周期，導(dǎo)頻碼元可以被連續(xù)。所述導(dǎo)頻碼元可以被頻分復(fù)用(FDM)、正交頻分復(fù)用(OFDM)、時分復(fù)用(TDM)、頻分復(fù)用(FDM)、或碼分復(fù)用(CDM)。
TMTR1420接收并將碼元流轉(zhuǎn)換成一個或多個模擬信號，并進一步調(diào)整(例如放大、濾波、上變頻)該模擬信號以產(chǎn)生適合在無線信道上發(fā)射的下行鏈路信號。然后將該下行鏈路信號通過天線1425發(fā)射給終端。在終端1430，天線1435接收下行鏈路信號，并將接收的信號提供給接收機單元(RCVR)1440。接收機單元1440調(diào)整(例如濾波、放大和下變頻)所接收的信號，并數(shù)字化調(diào)整后的信號以獲得抽樣。碼元解調(diào)器1445解調(diào)并將所接收的導(dǎo)頻碼元提供給處理器1450以進行信道估計。碼元解調(diào)器1445進一步從處理器1450接收下行鏈路的頻率響應(yīng)估計，在所接收的數(shù)據(jù)碼元上執(zhí)行數(shù)據(jù)解調(diào)以獲得數(shù)據(jù)碼元估計(其是發(fā)射數(shù)據(jù)碼元的估計)，并將該數(shù)據(jù)碼元估計提供給RX數(shù)據(jù)處理器1455，該處理器解調(diào)(例如，碼元解映射)、解交織、和解碼該數(shù)據(jù)碼元估計以恢復(fù)所發(fā)射的業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)。在接入點1405，碼元解調(diào)器1445和RX數(shù)據(jù)處理器1455的處理分別互補于碼元調(diào)制器1415和TX數(shù)據(jù)處理器1410的處理。
在上行鏈路上，TX數(shù)據(jù)處理器1460處理業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)并提供數(shù)據(jù)碼元。碼元調(diào)制器1465接收并復(fù)用具有導(dǎo)頻碼元的數(shù)據(jù)碼元，執(zhí)行調(diào)制，并提供碼元流。發(fā)射機單元1 470然后接收并處理該碼元流以產(chǎn)生上行鏈路信號，該信號被通過天線1435發(fā)射到接入點1405。
在接入點1405，來自終端1430的上行鏈路信號被天線1425接收，并被接收機單元1475處理以獲得抽樣。然后，碼元調(diào)制器1480處理該抽樣并提供用于上行鏈路的所接收的導(dǎo)頻碼元和數(shù)據(jù)碼元估計。RX數(shù)據(jù)處理器1485處理該數(shù)據(jù)碼元估計以恢復(fù)由終端1430發(fā)射的業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)。處理器1490為在上行鏈路上正在發(fā)射的每個激活終端執(zhí)行信道估計。多個終端可以在上行鏈路上以它們各自分配的導(dǎo)頻子帶集同時發(fā)送導(dǎo)頻，其中所述導(dǎo)頻子帶集可以是交織的。
處理器1490和1450分別指導(dǎo)(例如控制、協(xié)作、管理等)在接入點1405和終端1430中的操作。各個處理器1490和1450可以與存儲程序代碼和數(shù)據(jù)的存儲器單元(沒有示出)相關(guān)。處理器1490和1450還可以執(zhí)行計算以產(chǎn)生分別用于上行鏈路和下行鏈路的頻率和脈沖響應(yīng)估計。
對于多接入系統(tǒng)(例如，F(xiàn)DMA、OFDMA、CDMA、TDMA等)，多個終端可以同時在上行鏈路上同時發(fā)射。對于這種系統(tǒng)，導(dǎo)頻子帶可以在不同終端之間共用。在每個終端的導(dǎo)頻子帶橫跨整個工作頻帶(可能除了帶寬邊緣之外)的情況中，可以使用這種信道估計技術(shù)。這種導(dǎo)頻子帶結(jié)構(gòu)對于每個終端獲得頻率分集是很理想的。在此所述的技術(shù)可以各種方式來實現(xiàn)。例如，這些技術(shù)可以硬件、軟件或其組合來實現(xiàn)。對于硬件實現(xiàn)，用于信道估計的處理單元可以用一個或多個應(yīng)用程序規(guī)范的集成電路(ASIC)、數(shù)字信號處理器(DSP)、數(shù)字信號處理設(shè)備(DSPD)、可編程邏輯設(shè)備(PLD)、現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、設(shè)計用于執(zhí)行在此所述功能的其他電子單元，或它們的組合來實現(xiàn)。采用軟件時，可以通過執(zhí)行在此所述功能的模塊(例如，程序、函數(shù)等)來實現(xiàn)。這些軟件代碼可以存儲在存儲器單元中，并可以由處理器1490和1450執(zhí)行。
對于軟件實現(xiàn)，在此所述的技術(shù)可以用執(zhí)行在此所述功能的模塊(例如程序、函數(shù)等)來實現(xiàn)。這些軟件代碼可以存儲在存儲器單元，并可以由處理器執(zhí)行。所述存儲器單元可以實現(xiàn)在處理器內(nèi)部或處理器的外部，在此情況下，存儲器單元通過現(xiàn)有技術(shù)已知的各種裝置可通信地連接到處理器。
上面所描述的包括典型實施例。當(dāng)然，為了描述實施例的目的，不可能描述元件或方法的每一種可能的組合，但是本領(lǐng)域技術(shù)人員可以認(rèn)識到許多其他的組合和置換都是可以的。因此，這些實施例目的在于包含落入所附權(quán)利要求書的精神和范圍內(nèi)的所有這些替換、修改和變換。而且，對于在詳細描述或權(quán)利要求書中使用的術(shù)語“包括”的程度。該術(shù)語包括以類似于術(shù)語“包含”在權(quán)利要求中采用轉(zhuǎn)換敘述時被解釋為“包含”的方式。
權(quán)利要求
1.一種用于通信系統(tǒng)的定時校準(zhǔn)方法，包括
相互之間校準(zhǔn)來自碼元子集的兩個或多個碼元的碼元定時以解決碼元之間的定時差；和
基于來自碼元子集的碼元獲得信道估計，其中一個或多個碼元已經(jīng)在時間上得以校準(zhǔn)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其特征在于，采用信道估計來生成用于子集中的碼元或子集外的碼元的定時校準(zhǔn)信息。
3.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其特征在于，采用所述信道估計從子集或子集外的碼元中解調(diào)包含在碼元中的數(shù)據(jù)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其特征在于，進一步包括在校準(zhǔn)后續(xù)碼元或先前碼元的定時到第一碼元的期間解調(diào)出第一碼元。
5.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其特征在于，進一步包括執(zhí)行長度為2P的信道估計，其中P是整數(shù)個導(dǎo)頻載波。
6.根據(jù)權(quán)利要求5的方法，其特征在于，進一步包括采用來自至少兩個相鄰碼元的導(dǎo)頻報告來確定定時校準(zhǔn)。
7.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其特征在于，進一步包括確定一個或多個時間濾波器抽頭以產(chǎn)生用于數(shù)據(jù)解調(diào)的信道估計，并確定定時校準(zhǔn)。
8.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其特征在于，進一步包括執(zhí)行最小二乘方標(biāo)準(zhǔn)來確定信道估計。
9.根據(jù)權(quán)利要求8的方法，其特征在于，進一步包括確定用于信道估計的實際和過剩的部分。
10.根據(jù)權(quán)利要求8的方法，其特征在于進一步包括在多個碼元上平均時間域信道估計。
11.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其特征在于進一步包括確定用于信道估計的一個或多個時間濾波器系數(shù)。
12.一種用于無線接收機的信道估計模塊，包括
時間濾波器元件，用于處理在只有前向鏈路網(wǎng)絡(luò)中接收的碼元子集；和
校準(zhǔn)元件，用于在解調(diào)當(dāng)前碼元期間，調(diào)整在所述碼元子集中的碼元之間的定時，并調(diào)整調(diào)整至少一個碼元相對于所述子集中的其他碼元成員的定時。
13.根據(jù)權(quán)利要求12的模塊，其特征在于進一步包括用于確定用于信道估計的信噪比的元件。
14.根據(jù)權(quán)利要求12的模塊，其特征在于進一步包括用于確定碼元能量的元件。
15.根據(jù)權(quán)利要求12的模塊，其特征在于進一步包括用于確定與時間濾波器系數(shù)和碼元上的信道變化相關(guān)的參數(shù)的元件。
16.根據(jù)權(quán)利要求12的模塊，其特征在于進一步包括用于確定多普勒頻率的元件。
17.根據(jù)權(quán)利要求12的模塊，其特征在于進一步包括用于為數(shù)據(jù)解調(diào)和定時校準(zhǔn)產(chǎn)生信道估計的至少一個非因果濾波器。
18.根據(jù)權(quán)利要求12的模塊，其特征在于進一步包括用于確定過剩延遲擴展的元件。
19.根據(jù)權(quán)利要求12的模塊，其特征在于進一步包括用于為數(shù)據(jù)解調(diào)和定時校準(zhǔn)產(chǎn)生信道估計的至少三個時域濾波器抽頭。
20.根據(jù)權(quán)利要求19的模塊，其特征在于進一步包括將抽頭值分別設(shè)置為{0.25，0.5，和0.25}。
21.根據(jù)權(quán)利要求12的模塊，其特征在于進一步包括用于將數(shù)據(jù)優(yōu)化到導(dǎo)頻能量比的元件。
22.根據(jù)權(quán)利要求12的模塊，其特征在于進一步包括具有在其上存儲了機器可讀指令以執(zhí)行時間濾波器元件或校準(zhǔn)元件的機器可讀介質(zhì)。
23.一種用于無線接收機的定時校準(zhǔn)元件，包括
用于在OFDM廣播中接收碼元子集的裝置；
用于濾波所述碼元子集的裝置；
用于校準(zhǔn)在所述子集內(nèi)的碼元的裝置；和
用于根據(jù)所述碼元子集的當(dāng)前解調(diào)來校準(zhǔn)一個或多個碼元的裝置。
24.一種具有在其上存儲了機器可讀指令的機器可讀介質(zhì)，包括
在只有前向鏈路廣播中接收碼元子集；
解碼所述碼元子集；
為所述子集內(nèi)的碼元確定定時校準(zhǔn)；和
在當(dāng)前解調(diào)期間根據(jù)所述定時校準(zhǔn)而調(diào)整一個碼元的定時。
25.一種具有在其上存儲了數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)的機器可讀介質(zhì)，包括
在無線網(wǎng)絡(luò)中接收碼元子集；和
分配至少三個非因果濾波器抽頭結(jié)構(gòu)來調(diào)整所述碼元子集內(nèi)的定時差。
26.一種無線通信裝置，包括
存儲器，其包括用于為所接收的碼元子集確定時間校準(zhǔn)的元件；和
與一接收機相關(guān)聯(lián)的至少一個處理器，所述處理器在調(diào)整所述碼元子集中的另一碼元的定時期間解碼至少一個當(dāng)前碼元。
27.一種在通信環(huán)境中執(zhí)行時間同步的方法，包括
基于OFDM碼元的相對早或晚的抽樣來確定與操作一起應(yīng)用的定時校準(zhǔn)；和
部分基于OFDM碼元的或早或晚的抽樣來執(zhí)行抽樣校準(zhǔn)。
28.根據(jù)權(quán)利要求27的方法，其特征在于進一步包括下面等式的至少一個來執(zhí)行所述抽樣校準(zhǔn)
早期抽樣校準(zhǔn)
晚期抽樣校準(zhǔn)
29.根據(jù)權(quán)利要求28的方法，其特征在于，所述早期抽樣校準(zhǔn)進一步包括在值ya(early)(n)上對x抽樣執(zhí)行循環(huán)右移，然后將循環(huán)移動后獲得的第一個x抽樣乘以
30.根據(jù)權(quán)利要求28的方法，其特征在于，所述晚期抽樣校準(zhǔn)進一步包括在值ya(late)(n)上對x抽樣執(zhí)行循環(huán)左移，然后將循環(huán)移動后獲得的最后的x抽樣乘以
全文摘要
提供了一種用于在數(shù)字通信系統(tǒng)中確定和應(yīng)用定時校準(zhǔn)的系統(tǒng)和方法。首先執(zhí)行所述碼元校準(zhǔn)以產(chǎn)生信道估計。然后所產(chǎn)生的信道估計與定時校準(zhǔn)信息一起依次用于確定應(yīng)用到將來碼元的定時校準(zhǔn)。
文檔編號H04L25/02GK101164308SQ200680013507
公開日2008年4月16日 申請日期2006年3月10日 優(yōu)先權(quán)日2005年3月10日
發(fā)明者B·沃斯?fàn)柦? A·曼特里瓦迪, 林福韻, K·穆卡維里 申請人:高通股份有限公司