專利名稱：基站裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及CDMA移動通信系統(tǒng)的基站裝置，特別涉及軟件方式地進行搜索處理的基站裝置。
背景技術(shù)：
例如，專利文獻1公開了以下方法通過DSP(Digital Signal Processor)用FFT(Fast Fourier Transform快速傅立葉變換)/IFFT(Inverse Fast FourierTransform快速傅立葉逆變換)，軟件方式高速地進行搜索處理。
但是，在專利文獻1中公開的方法中，沒有考慮對于多個信道進行搜索處理。
此外，在采用這樣的方法的無線基站裝置中，需要進行動態(tài)范圍寬的擴頻碼的同步檢測處理。
(日本)特開2004-32568發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明是鑒于上述背景完成的發(fā)明，其目的在于，提供一種基站裝置，可以軟件方式簡易地實現(xiàn)對多個信道的大規(guī)模的搜索處理。
此外，本發(fā)明的目的在于提供一種動態(tài)范圍寬的同步檢測裝置。
為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的基站裝置，進行在時域中被賦予不同定時的多個信道的搜索，它具有第1頻率變換部件，對包含有與所述信道分別對應(yīng)的規(guī)定的碼的時域的信號進行頻率變換；第2頻率變換部件，根據(jù)所述定時，對所述規(guī)定的碼進行頻率變換；以及搜索部件，根據(jù)所述頻率變換后的信號和規(guī)定的碼的相關(guān)，進行所述多個信道的搜索。
優(yōu)選是所述第1頻率變換部件將所述信號按規(guī)定的量化數(shù)進行頻率變換，所述第2頻率變換部件將所述規(guī)定的碼按倍增了所述規(guī)定的量化數(shù)的量化數(shù)進行頻率變換，并重復(fù)所述倍增數(shù)來輸出該頻率變換結(jié)果。
此外，優(yōu)選是所述搜索部件具有限制部件，將所述頻率變換后的信號限制在規(guī)定的頻域內(nèi)；時間變換部件，將所述被限制的信號變換為時域的信號；以及路徑搜索部件，根據(jù)所述時間變換后的結(jié)果，進行所述多個信道的路徑的搜索。
本發(fā)明的同步檢測裝置包括將接收信號(例如，前置碼信號)和解擴用碼在頻域進行相乘的部件；檢索乘法結(jié)果的最大值的檢索部件；根據(jù)所述最大值，決定增益值的增益值決定部件；用所述增益值，在頻域進行所述乘法結(jié)果的增益控制的增益控制部件；以及根據(jù)所述最大值，決定在同步檢測中使用的閾值的閾值決定部件。
優(yōu)選是所述增益值決定部件根據(jù)所述最大值的位數(shù)，動態(tài)地決定增益值。
優(yōu)選是所述閾值決定部件根據(jù)所述最大值的位數(shù)，動態(tài)地決定在同步檢測中使用的閾值。
根據(jù)本發(fā)明的基站裝置，可以軟件方式簡易地實現(xiàn)對多個信道的大規(guī)模的搜索處理。
此外，根據(jù)本發(fā)明的同步檢測裝置，可以擴寬動態(tài)范圍。


圖1是例示W(wǎng)-CDMA方式的移動通信系統(tǒng)1的圖。
圖2是表示第1基站2的結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖3是表示本發(fā)明的第1基站2的第1延遲分布檢測部22的結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖4是表示本發(fā)明的實現(xiàn)基站2的基帶部20的硬件結(jié)構(gòu)的圖。
圖5是表示匹配濾波器的結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖6是表示卷積運算和延遲分布的關(guān)系的圖。
圖7是表示FFT/IFFT處理和延遲分布的關(guān)系的圖。
圖8(a)～圖8(b)是說明有關(guān)由FFT產(chǎn)生的冗余分量的圖。
圖9是說明在FFT處理中出現(xiàn)的DFT的特征的圖。
圖10是說明相對于兩個天線的接收的相關(guān)運算的圖，圖10(a)例示數(shù)據(jù)和碼的關(guān)系，圖10(b)例示延遲分布的相關(guān)增益。
圖11是表示基于定時的碼的配置的圖。
圖12是表示使用4N點的FFT的FFT處理的流程圖。
圖13是表示使用N點的FFT的FFT處理的流程圖。
圖14是表示對于FFT處理后的數(shù)據(jù)進行乘法運算的方形波窗口的圖。
圖15是表示對于將頻域的接收數(shù)據(jù)和碼進行乘法運算而求出的相關(guān)值進行乘法運算的漢明(Hamming)窗口的圖。
圖16是表示基站2的搜索處理的流程圖。
圖17(a)～圖17(d)是表示延遲分布的狀況的圖。
圖18(a)～圖18(c)是表示進行了增益調(diào)整的延遲分布的狀況的圖。
圖19(a)～圖19(b)是表示使增益改變的情況下的延遲分布的狀況的圖。
圖20是表示采用本發(fā)明的無線基站裝置(接收端)的結(jié)構(gòu)的圖。
圖21是表示基帶信號處理部的功能結(jié)構(gòu)的圖。
圖22是表示基帶信號處理部中的同步檢測處理的流程的流程圖。
圖23(a)～圖23(c)是表示頻域中的延遲分布的狀況的圖。
具體實施例方式
在說明本發(fā)明的實施方式之前，為了有助于其理解，說明直至本發(fā)明為止的背景。
圖1是例示W(wǎng)-CDMA方式的移動通信系統(tǒng)1的圖。
如圖1所示，在移動通信系統(tǒng)1中，包含有經(jīng)由網(wǎng)絡(luò)10連接的基站2-1～2-3、以及與基站進行通信的移動臺12-1～12-n。
再有，在沒有確定基站2-1～2-3等多個裝置的哪一個時，有時簡單地略記為基站2等。
以下，在各圖中，對實質(zhì)上相同的結(jié)構(gòu)部分附加相同的標(biāo)號。
在移動通信系統(tǒng)1，因基站2和移動臺12之間的距離、它們之間存在的建筑物等而產(chǎn)生傳播時間不同的多個路徑。
此外，因建筑物等造成的反射、無序，產(chǎn)生被稱為衰落的隨機的電場強度的變動。
以下，說明本發(fā)明第1實施方式的第1基站2。
圖2是表示第1基站2的結(jié)構(gòu)的方框圖。
如圖2所示，第1基站2具有第1基帶部20、D/A變換器264、無線調(diào)制解調(diào)部266、A/D變換器268，基帶部20具有調(diào)制部260、擴頻部262、第1延遲分布檢測部22、第1路徑搜索部270、解擴部272、解調(diào)部274。
基站2通過這些結(jié)構(gòu)部分對移動臺12發(fā)送經(jīng)由網(wǎng)絡(luò)10獲取的數(shù)據(jù)，從移動臺12接收信號，從而從該接收信號中檢測接收數(shù)據(jù)而對網(wǎng)絡(luò)10輸出。
調(diào)制部260對從網(wǎng)絡(luò)10獲取的發(fā)送數(shù)據(jù)進行調(diào)制后，對擴頻部262輸出。
擴頻部262對調(diào)制后的發(fā)送數(shù)據(jù)進行擴頻后，對D/A變換器264輸出。
D/A變換器264將擴頻后的發(fā)送數(shù)據(jù)進行模擬化后，對無線調(diào)制解調(diào)部266輸出。
無線調(diào)制解調(diào)部266將模擬化過的發(fā)送數(shù)據(jù)變換為無線頻帶的無線信號后，對移動臺12輸出。
此外，無線調(diào)制解調(diào)部266接收從移動臺12發(fā)送的無線頻帶的信號，將其變換為基帶信號后，對A/D變換器268輸出。
A/D變換器268將基帶信號進行數(shù)字化后，對基帶部20輸出。
在基帶部20中，第1延遲分布檢測部22將識別各個移動臺12的擴頻碼的定時各錯開一碼片，通常為了過采樣而將其按這種程度細微地錯開，從而生成延遲分布(后面參照圖5和圖6論述)。
路徑搜索部270從生成的延遲分布中，以從接收功率大的路徑開始的順序來檢測路徑。
解擴部272對于檢測出的各個路徑，將接收信號進行解擴。
解調(diào)部274對解擴后的數(shù)據(jù)進行解調(diào)后，對網(wǎng)絡(luò)10輸出。
圖3是表示本發(fā)明的第1基站2的第1延遲分布檢測部22的結(jié)構(gòu)的方框圖。
如圖3所示，第1延遲分布檢測部22具有第1FFT部220(第1頻率變換部件)、第1濾波部222(限制部件)、碼存儲部224、第2FFT部226(第2頻率變換部件)、乘法部228、第2濾波部230(限制部件)、平均化部232和IFFT部234(時間變換部件)。
第1FFT部220從A/D變換器獲取接收數(shù)據(jù)，對接收數(shù)據(jù)進行FFT處理，將接收數(shù)據(jù)的頻率分量對第1濾波部222輸出。
具體地說，第1FFT部220無論多個信道的定時如何，都以固定的定時對接收數(shù)據(jù)進行FFT處理。
此外，第1FFT部220對接收數(shù)據(jù)插入冗余數(shù)據(jù)，從而應(yīng)對過采樣，對插入后的數(shù)據(jù)進行FFT處理。
再有，F(xiàn)FT處理的細節(jié)后面論述。
第2FFT部226對存儲在碼存儲部224中的與各個信道對應(yīng)的碼(擴頻碼；規(guī)定的符號)進行FFT處理，將碼的頻率分量對乘法部228輸出。
此外，第2FFT部226將FFT處理的結(jié)果存儲在碼存儲部224中，對于進行了一次FFT處理的碼，參照FFT處理后的結(jié)果后，從碼存儲部224對乘法部228輸出。
第2FFT部226將與各個碼對應(yīng)的FFT處理的定時根據(jù)對各個信道確定的定時偏移量來變更。
此外，第2FFT部226使用N點(例如N＝1024)的FFT，對碼進行FFT處理。
再有，第2FFT部226的FFT處理的細節(jié)后面論述。
碼存儲部224存儲有碼和對碼進行FFT處理后的頻域的數(shù)據(jù)。
碼存儲部224通過在RAM204(后面參照圖4來論述)存儲碼等來實現(xiàn)。
第1濾波部222將通過第1FFT部220進行了FFT處理后的數(shù)據(jù)在頻域中進行濾波后，對乘法部228輸出。
第1濾波部222對在頻域中FFT處理后的數(shù)據(jù)，例如乘以方形窗口后，對乘法部228輸出截斷了高頻分量和低頻分量的數(shù)據(jù)。
在第1FFT部以前對數(shù)據(jù)實施滾降濾波器等的濾波的情況下，沒有第1濾波部也可以。
再有，后面論述濾波的細節(jié)。
乘法部228將通過第1濾波部222濾波后的頻域的接收數(shù)據(jù)和通過第2FFT部226進行了FFT處理的頻域的碼相乘后，對第2濾波部230輸出。
第2濾波部230對從乘法部228輸出的接收數(shù)據(jù)和碼的相關(guān)值濾波后，對平均化部232輸出。
平均化部232對從第2濾波部230獲取的數(shù)據(jù)進行平均后，對IFFT部234輸出。
再有，平均化部232也可以不設(shè)置在第2濾波部230之后，而設(shè)置在IFFT部234之后。
IFFT部234獲取由平均化部232平均化過的頻域的數(shù)據(jù)，進行IFFT處理并生成延遲分布。
路徑搜索部270(圖2)按照從接收數(shù)據(jù)和反映了各個信道的定時的各個碼的相關(guān)值求出的各個延遲分布，進行多個信道的各個路徑的搜索處理。
由此，基站2進行對多個信道的搜索處理。
圖4是表示本發(fā)明的實現(xiàn)基站2的基帶部20(圖2)的硬件結(jié)構(gòu)的圖。
如圖4所示，在基站2中，包含有DSP200、ROM202和RAM204。
基帶部20作為由ROM202存儲、由DSP200執(zhí)行的軟件來實現(xiàn)。
調(diào)制部260、擴頻部262、延遲分布檢測部22、路徑搜索部270、解擴部272和解調(diào)部274通過由DSP200執(zhí)行的軟件和專用硬件或它們的其中之一來適當(dāng)實現(xiàn)。
這些軟件作為分別獨立的軟件模塊來實現(xiàn)，根據(jù)需要，適當(dāng)追加或削除，通過OS(未圖示)等能以任意的定時被起動。
此外，DSP200具有經(jīng)由網(wǎng)絡(luò)10的通信功能、以及與D/A變換器264、A/D變換器268等其他的硬件結(jié)構(gòu)的輸入輸出功能。
參照圖5和圖6，說明有關(guān)延遲分布的生成。
圖5是表示匹配濾波器的結(jié)構(gòu)的方框圖。
如圖5所示，匹配濾波器進行解擴處理，并求接收信號和擴頻碼的相關(guān)值。
匹配濾波器獲得接收數(shù)據(jù)和擴頻碼的多個乘法結(jié)果的總和并求1點(相關(guān)運算)。
接著，匹配濾波器在將接收數(shù)據(jù)移動一位的狀態(tài)下，同樣地進行相關(guān)運算。
匹配濾波器使接收數(shù)據(jù)再次移位，重復(fù)進行相關(guān)運算(卷積運算)。
這樣，匹配濾波器的卷積運算對同一擴頻碼錯開定時而求相關(guān)值。
圖6是表示卷積運算和延遲分布的關(guān)系的圖。
如圖6所示，延遲分布通過將擴頻碼的定時各錯開一碼片而在整個一碼元區(qū)間(N碼片)進行解擴來生成。
延遲分布通過將通過接收數(shù)據(jù)和延遲了0～N碼片的各個擴頻碼的相關(guān)運算和卷積運算獲得的值進行平均，作為功率化而繪制在時間軸上來獲得。
使用匹配濾波器，增大要搜索的范圍，吸收基站2和移動臺12之間產(chǎn)生的延遲時，抽頭(tap)數(shù)增大，匹配濾波器的電路規(guī)模非常大。
因此，期望使用DSP的軟件方式的搜索處理。
為了搜索處理，抑制干擾和噪聲在無線特性上是很重要的。
在使用匹配濾波器的處理中，基站2將相關(guān)運算的輸出電平固定地下降，從而防止最大輸入字長的溢出。
因此，在輸入字長小的情況下，輸出電平被削減，有效字長沒有被充分地靈活使用，有干擾和噪聲的抑制效果劣化的情況。
此外，還有數(shù)字噪聲(在數(shù)字運算中產(chǎn)生的零的誤差等)產(chǎn)生影響的情況。
而且，有僅由FIR(Finite Impulse Response)濾波器進行各種各樣的干擾的抑制不充分的情況。
圖7是表示FFT/IFFT處理和延遲分布的關(guān)系的圖。
如圖7所示，基站2將接收數(shù)據(jù)的頻率分量和擴頻碼的頻率分量相乘而求相關(guān)值的頻率分量，將該值進行平均，并進行IFFT處理，并進行功率化來提取延遲分布。
這里，詳述平均化部232的平均化處理。
在平均化處理中，有使相位一致的同相加法運算(也稱為電壓加法運算平均)、以及獲得作為復(fù)數(shù)信號的信號平方和后進行的功率加法運算平均。
在路徑的變動不大的情況下，噪聲抑制效果是電壓加法運算的方法更大。
但是，在路徑產(chǎn)生有偏移(相位平面中的旋轉(zhuǎn))等的情況下，由于電壓加法運算時路徑本身的精度劣化，所以通過功率加法運算可獲得更好的特性。
哪種程度才使用它們，需要根據(jù)無線環(huán)境而對每個系統(tǒng)進行設(shè)置。
在FFT方式情況下的電壓加法運算平均中，可考慮在IFFT處理前進行的頻域中的電壓加法運算、以及在IFFT處理后進行的時域中的普通的電壓加法運算。
本例依據(jù)處理量的觀點及特性的觀點，選擇頻域中的電壓加法運算。
此外，圖7所示的FFT方式與匹配濾波器方式相比，是可高速處理的技術(shù)。
但是，IFFT處理本身不是負(fù)載輕的處理。
在時域中進行電壓加法運算的情況下，時域的返回處理、即IFFT的運算次數(shù)會增加。
因此，在頻域中進行電壓加法運算不需要IFFT的運算，所以有助于進一步高速化。
此外，在時域進行電壓加法運算的情況下，在延遲分布中峰值產(chǎn)生在路徑位置，能量集中，所以有可能在平均化處理中引起溢出。
因此，為了不引起溢出，需要將運算結(jié)果不斷右位移位來進行抑制，所以與實際可獲得的SN比相比，特性劣化。
在FFT方式，由于路徑的峰值能量擴展到整個頻域，所以FFT方式可抑制溢出的產(chǎn)生。
此外，F(xiàn)FT方式在頻域抑制噪聲分量并改善SN比，所以可以通過IFFT返回到時域。
再有，平均化處理在IFFT處理之前進行，但在IFFT處理后或功率化處理后進行也可以。
FFT的運算與匹配濾波器的卷積運算(圖5)比較，運算量小。
在窗口尺寸為N碼片，有4倍過采樣量的乘法運算的情況下，與匹配濾波器的時域中的相關(guān)檢測處理、即卷積運算相比，F(xiàn)FT的頻域中的相關(guān)檢測處理、即乘法運算為1/(4N)的處理量。
例如，在基站2以點數(shù)為4096進行FFT/IFFT處理，將接收數(shù)據(jù)以4倍過采樣量進行量化的情況下，基站2中的處理量和匹配濾波器的卷積運算的處理量之比為1∶4096。
如上述那樣，匹配濾波器的處理因處理量大，所以對于搜索窗口尺寸以上的范圍不進行相關(guān)運算。
另一方面，使用FFT的處理因FFT的尺寸為固定長度，所以在用于獲得目標(biāo)搜索窗口尺寸的FFT中，伴隨有其以上的冗余性。
因此，基站2通過使用一致點數(shù)的FFT，可容易地取得窗口尺寸大的延遲分布。
例如，在必要的搜索窗口為1024點(即，256碼片×4倍過采樣)的情況下，F(xiàn)FT/IFFT在基數(shù)4的FFT中可從1024、4096點、或其以上(4的倍數(shù))的FFT/IFFT中選擇。
在求出的相關(guān)運算結(jié)果中，會產(chǎn)生包含有噪聲的區(qū)域。
這種噪聲因FFT為固定長度而被包含。
因此，需要通過舍棄后半部分來除去這種噪聲。
例如，以1024點的FFT為例，即使包含噪聲的部分被除去，2048點也是有效的。
即，必要的窗口尺寸的2倍的冗余性自然產(chǎn)生。
因此，在路徑變動而產(chǎn)生將搜索窗口移動的必要性的情況下，由于移動部分的相關(guān)運算通過其冗余性已經(jīng)進行，所以只錯開切除的位置作為搜索窗口就可以完成控制。
即，進行FFT處理和IFFT處理而計算的區(qū)域比必要的延遲分布大，所以基站2中的路徑搜索處理從算出的區(qū)域中提取必要的部分，從而容易進行。
而且，路徑搜索處理根據(jù)路徑的變動也容易對搜索窗口位置的變動進行跟蹤。
例如，在基站2中，F(xiàn)FT/IFFT處理的輸出數(shù)據(jù)為1024碼片量的數(shù)據(jù)的情況下，將后半部分512碼片作為冗余部分舍棄，將前半部分512碼片部分作為輸出數(shù)據(jù)來處理。
此外，例如，在由基站2實際使用的延遲分布為256碼片長度的情況下，基站2還將256碼片部分作為冗余部分來處理，用于搜索窗口位置的變動和后述的碼片偏移的吸收。
如上述那樣，F(xiàn)FT方式是對固定長度的數(shù)據(jù)和擴頻碼進行FFT處理，進行乘法運算來進行IFFT處理，并求延遲分布的處理。
FFT方式進行的計算與時域中的卷積運算等效。
這里，詳述有關(guān)因FFT產(chǎn)生的噪聲區(qū)域。
圖8是說明有關(guān)因FFT產(chǎn)生的冗余分量的圖。
如圖8(a)所示，在數(shù)據(jù)和擴頻碼為相同長度的情況下，在延遲分布的每個點上，積和運算上有貢獻的各個數(shù)據(jù)、碼的點數(shù)有所不同，所以增益不公平。
如圖8(b)所示，在擴頻碼例如為數(shù)據(jù)的一半長度的情況下，由于在前半部分中獲得公平的增益，所以將后半部分作為冗余部分舍棄并僅利用前半部分，從而擴頻增益無論位置如何都是一定的。
進一步詳述有關(guān)FFT方式。
FFT處理是將DFT(有限傅立葉變換)運算高速化的處理。
因此，在FFT中，呈現(xiàn)DFT的特征。
圖9是說明FFT處理中呈現(xiàn)的DFT的特征的圖。
如圖9所示，在FFT處理中，本來應(yīng)為無限的波形被作為有限來計算，所以相同的波形重復(fù)來進行計算。
因此，與作為尋求對象的延遲分布區(qū)域相比，應(yīng)位于前面的信息混入在后半部分。
另一方面，在已知后半部分中沒有路徑(沒有混合)的情況下，通過利用該FFT處理的運算特性，可以獲得比前半部分更前的信息。
下面進一步說明FFT處理的例子。
圖10是說明對兩個天線的接收的相關(guān)運算的圖，圖10(a)例示數(shù)據(jù)和碼的關(guān)系，圖10(b)例示延遲分布的相關(guān)增益。
如圖10(a)及圖10(b)例示的那樣，在無線系統(tǒng)中，有時通過具備兩個以上的接收天線，抑制在電波傳播中產(chǎn)生的衰落的影響的方法。
再有，圖10以2倍過采樣的情況為例。
圖11是表示基于定時的碼的配置的圖。
如圖11所示，在移動通信系統(tǒng)1中，碼長度是以150碼元為一周的長度。
這里，1碼元為256碼片。
在移動通信系統(tǒng)1中，數(shù)據(jù)發(fā)送接收的定時與碼元同步。
信道有所不同時，定時偏移有所不同，定時偏移在碼元中被填入零。
因此，如圖11所示，第2FFT部226將碼的開頭錯開偏移量，從而應(yīng)對定時偏移的不同。
此外，在基站2和移動臺12之間存在傳播延遲的情況下，數(shù)據(jù)發(fā)送接收的定時在僅從碼元錯開傳播延遲的位置進行同步。
這種情況下，基站2在IFFT處理后的數(shù)據(jù)中，例如通過將256碼片部分處理為冗余部分(圖7)，從而吸收因傳播延遲造成的來自碼元的錯位。
在CDMA方式中，在CDMA方式的特性上，在相對于多個信道的擴頻碼中，尋求正交性。
定時偏移位于信道間，但為了維持正交性，這種基準(zhǔn)需要以256碼片為單位(碼元)來進行同步。
從基站2發(fā)送的多個信道在碼元中進行同步。
但是，由于移動臺12和基站2之間存在傳播延遲，所以在來自移動臺12的發(fā)送(即，由基站2接收)上存在傳播延遲，從該部分碼元點起錯開的位置成為同步點(路徑位置)。
在本實施例，碼元單位的定時偏移，通過將碼的配置錯開來應(yīng)對，對于同一接收數(shù)據(jù)，可取得延遲分布。
圖12是表示使用了4N點FFT的FFT處理的流程圖。
如圖12所示，在步驟100(S100)中，第2FFT部226從碼存儲部224讀出碼，并在該碼中插入冗余數(shù)據(jù)(例如0)。
在步驟102(S102)中，第2FFT部226對于插入0后的數(shù)據(jù)，以基數(shù)為4，點數(shù)為4N(例如4096；N＝1024)，進行FFT處理。
第2FFT部226對乘法部228輸出FFT處理后的頻域的數(shù)據(jù)。
下面，更具體地說明有關(guān)基數(shù)4的FFT處理。
此時，F(xiàn)FT處理后的數(shù)據(jù)是進行IFFT處理的情況下的位反轉(zhuǎn)后的排列。
在這種排列中，相對于大于等于4n倍、低于4n+1倍(n為大于等于1的整數(shù)，不超過FFT的尺寸)的過采樣的FFT運算的結(jié)果，成為相同的值各重復(fù)4n次的形式。
具體地說，重復(fù)例如在4倍或8倍過采樣中各為4次，在16倍或32倍過采樣中各為16次。
更一般化時，在基數(shù)S的FFT處理中，相對于大于等于Sn倍、低于Sn+1倍(n為大于等于1的整數(shù)，不超過FFT的尺寸)的過采樣的FFT運算的結(jié)果，成為將IFFT處理前的位反轉(zhuǎn)后的排列相同的值各重復(fù)Sn次的形式。
在基數(shù)4的FFT中，在2倍過采樣的情況下，成為組的值為各兩次重復(fù)的形式，但壓縮的程度與n＝1的情況相同。
利用這種性質(zhì)時，如果使用的FFT為4N點，則對于大于等于4n倍、低于4n+1倍過采樣，通過使用比4N-n點更小的FFT，同一結(jié)果作為被壓縮1/4n的數(shù)據(jù)而獲得，存儲器被削減，并且處理時間也被削減。
例如，在擴頻碼為{a，b，c，d，…}，使用4倍過采樣的情況下，第2FFT部226在擴頻碼中插入0，使包含于擴頻碼中的信息每隔四個來呈現(xiàn)，并使所有后半部分的數(shù)據(jù)為0。
這種情況下，插入0后的擴頻碼為{a，0，0，0，b，0，0，0，c，0，0，0，d，0，0，0，…，0，0，0，0，0，0，0}。
第2FFT部226對插入0后的擴頻碼，進行基數(shù)4的FFT處理。
FFT處理后的數(shù)據(jù)是將相同的值各重復(fù)四次形式的頻率分量，成為{A，A，A，A，B，B，B，B，C，C，C，C，D，D，D，D，…}。
此外，例如，在擴頻碼為{a，b，c，d，…}，使用2倍過采樣的情況下，第2FFT部226在擴頻碼中插入0，使包含于擴頻碼中的信息每隔兩個來呈現(xiàn)，并使所有后半部分的數(shù)據(jù)為0。
這種情況下，插入0后的擴頻碼為{a，0，b，0，c，0，d，0…，0，0，0，0，0，0，0}，F(xiàn)FT處理后的擴頻碼是將相同的值各重復(fù)兩次形式的頻率分量，成為{A，C，A，C，L，K，L，K，B，D，B，D，…}。
圖13是表示使用N點FFT的FFT處理的流程的圖。
如圖13所示，在步驟200(S200)中，第2FFT部226從碼存儲部224中讀出碼，并對于該碼，以基數(shù)為4、點數(shù)為N來進行FFT處理。
在步驟202(S202)中，第2FFT部226將FFT處理后的數(shù)據(jù)僅重復(fù)過采樣的倍數(shù)(例如4倍)后，對乘法部228輸出。
例如，在碼為{a，b，c，d，…}的情況下，F(xiàn)FT處理后的數(shù)據(jù)為{A，B，C，D，…}。
即，F(xiàn)FT處理后的數(shù)據(jù)是扣除了重復(fù)部分的形式，成為相同的值被壓縮的形式。
FFT處理后的數(shù)據(jù)是被壓縮的形式，但第2FFT部226將該數(shù)據(jù)例如在4倍過采樣的情況下各重復(fù)4次后輸出，在2倍過采樣的情況下各重復(fù)2次后輸出。
在要獲得相同的結(jié)果時，F(xiàn)FT處理是點數(shù)越小，處理越快。
例如，點數(shù)為1024的FFT處理的處理時間與點數(shù)為4096的FFT處理的處理時間相比，處理時間為四分之一以下。
而且，F(xiàn)FT處理后的數(shù)據(jù)的大小被壓縮到四分之一，所以RAM204(圖4)的容量小也可以。
由此，第2FFT部226高速地執(zhí)行對碼的FFT處理。
圖14是表示對FFT處理后的數(shù)據(jù)乘以的方形波窗口的圖。
如圖14所示，方形波窗口在頻域中是將大于等于規(guī)定值(fc)的高頻分量、和小于等于規(guī)定值(-fc)的低頻分量截斷的形狀。
FFT處理后的數(shù)據(jù)在頻域中，通過第1濾波部222被乘以方形波窗口，將高頻分量和低頻分量截斷后，對乘法部228輸出。
這樣，通過設(shè)有規(guī)定的截斷頻率(fc)，包含許多噪聲的頻率分量被除去。
此時，產(chǎn)生急劇的頻率特性時，在時域中沖擊響應(yīng)擴大，有容易產(chǎn)生碼片間干擾的可能性，這種情況下，進行滾降濾波，以成為平緩的截斷。
圖15是表示對于將頻域的接收數(shù)據(jù)和碼相乘而求出的相關(guān)值乘以漢明窗口的圖。
如圖15所示，漢明窗口在頻域中是除去高頻側(cè)和低頻側(cè)的誤差的形狀。
FFT處理是限制到有限長度的近似的高速處理算法，所以在FFT處理后的數(shù)據(jù)中，在高頻側(cè)和低頻側(cè)，混入誤差。
第2濾波部230通過使FFT處理后求出的相關(guān)值通過漢明窗口，除去這些誤差。
圖16是表示基站2的搜索處理的流程的圖。
如圖16所示，在步驟300(S300)中，第1FFT部220(圖3)獲取由A/D變換器268(圖2)變換過的接收數(shù)據(jù)，進行FFT處理，并對第1濾波部222輸出頻域的數(shù)據(jù)。
在步驟302(S302)中，第1濾波部222對從第1FFT部220獲取的頻域的數(shù)據(jù)，乘以方形波窗口后，將濾波后的數(shù)據(jù)對乘法部228輸出。
在步驟304(S304)中，第2FFT部226從碼存儲部參照各個碼，對碼進行FFT處理，并對乘法部228輸出頻域的數(shù)據(jù)。
在步驟306(S306)中，乘法部228將FFT處理過的接收數(shù)據(jù)和碼相乘而求相關(guān)值，并對第2濾波部230輸出。
在步驟308(S308)中，第2濾波部230使求出的相關(guān)值通過漢明窗口后，將濾波后的數(shù)據(jù)對平均化部232輸出。
在步驟310(S310)中，平均化部232將濾波后的數(shù)據(jù)平均后，對IFFT部234輸出。
在步驟312(S312)中，IFFT部234對平均化后的數(shù)據(jù)進行IFFT處理，生成延遲分布。
在步驟314(S314)中，路徑搜索部270(圖2)從延遲分布中搜索該信道的各個路徑。
在步驟316(S316)中，路徑搜索部270對所有不同的信道判斷是否搜索了路徑。
在對所有信道進行了路徑搜索處理的情況下，結(jié)束路徑搜索處理，在不是的情況下，返回到S306的處理。
如以上說明的那樣，基站2進行對多個信道的搜索處理。
基站2將對接收數(shù)據(jù)的FFT處理的定時固定，將對于各個碼的FFT處理的定時根據(jù)對于各個信道確定的定時偏移進行變更，所以可以高速地進行對多個信道的搜索處理。
此外，基站2將FFT處理后的數(shù)據(jù)重復(fù)使用，所以可以用小規(guī)模的結(jié)構(gòu)高速地進行對碼的FFT處理。
而且，基站2在FFT處理后，在頻域中對數(shù)據(jù)進行濾波，所以可提高無線特性。
以下，說明本發(fā)明的第2實施方式的第2基站4。
在采用了W-CDMA方式的無線基站裝置等的接收部中，使用DSP(Digital Signal Processor)等，為了軟件方式地進行解擴處理(相關(guān)檢測處理)，例如提出以下方法使用快速傅立葉變換(FFT)及快速傅立葉逆變換(IFFT)，軟件方式地進行解擴處理。
采用這樣的方法的無線基站裝置中的擴頻碼的同步檢測處理，例如如下進行。
首先，無線基站裝置對從移動終端(移動臺)傳送來的接收數(shù)據(jù)(前置碼)進行FFT處理。此外，對在無線基站裝置側(cè)準(zhǔn)備的擾頻碼(scrambling code)也進行FFT處理。
接著，對每個頻率分量求將接收數(shù)據(jù)由FFT處理變換到頻域的結(jié)果和將擾頻碼由FFT處理變換到頻域的結(jié)果之積。即，求頻域中的相關(guān)值。
接著，對于獲得的頻域中的相關(guān)值，通過進行IFFT處理而返回到時域，并求接收數(shù)據(jù)和擾頻碼的相關(guān)值。然后，使用預(yù)定的增益值，對求出的相關(guān)值進行增益調(diào)整，之后，通過進行功率化而生成延遲分布。然后，通過將獲得的延遲分布和預(yù)定的閾值進行比較來進行路徑的檢測，并檢測同步。
圖17是表示延遲分布的狀況的圖。
如圖17(a)所示，在接收信號時，在與直至輸出信號的移動終端為止的距離相當(dāng)?shù)难舆t時間中出現(xiàn)峰值，所以與預(yù)定的閾值(Threshold)比較，如果超過閾值則看作路徑，并檢測同步。但是，如圖17(b)所示，在從移動終端以過輸入電平接收了信號的情況下，在DSP等的運算器內(nèi)產(chǎn)生溢出，與閾值的相對關(guān)系受到破壞，可能將不是期望的信號誤檢測為路徑。
此外，如圖17(c)所示，在信號小的情況下，閾值越小，越可以期待提高同步檢測性能，但在減小了閾值時，如果以大的信號電平進行輸入，則如圖17(d)所示，產(chǎn)生誤檢測。
此外，通常，對于延遲分布，進行增益的調(diào)整。
圖18是表示進行了增益調(diào)整的延遲分布的狀況的圖。在該圖中，用虛線表示進行增益調(diào)整前的延遲分布，用實線表示進行了增益調(diào)整后的延遲分布。
在圖18(a)中，通過調(diào)整增益(gain)，可進行峰值的檢測。但是，在圖18(b)中，由于原來的輸入信號小，所以在與圖18(a)同等的增益下不能檢測峰值。另一方面，在圖18(c)中，由于輸入信號大，所以因提供增益而在期望的峰值中產(chǎn)生溢出，對于不是期望的信號產(chǎn)生誤檢測。
為了防止這樣的情況，考慮根據(jù)接收狀況來使增益改變。
圖19是表示使增益改變的情況下的延遲分布的狀況的圖。在該圖中，也用虛線表示進行增益調(diào)整前的延遲分布，用實線表示進行了增益調(diào)整后的延遲分布。此外，用細實線(濃的實線)表示增益小的情況下的延遲分布，用粗實線(淡的實線)表示增益大的情況下的延遲分布。
如圖19(a)所示，在增益小的情況下不能檢測峰值，但通過提高增益，可進行峰值的檢測。另一方面，如圖19(b)所示，在增益調(diào)整前的功率比圖19(a)更大的情況下，即使是增益小的情況，也能夠檢測峰值，但如果增益過大，則引起溢出，產(chǎn)生誤檢測。
這里，將時域中的延遲分布的功率值作為增益調(diào)整的判斷基準(zhǔn)，但在這種方法中存在問題。作為對過輸入的對策，抑制溢出是一個條件，為了不對延遲分布中的最大值產(chǎn)生溢出，稍小地設(shè)定增益即可。但是，在簡單地以最大值為對象的增益控制中，對于表示峰值是非常大的值的情況是有效的，但在峰值沒有那么大，輸入信號電平低的情況等時，由于增益小，所以同步檢測性能差。
另一方面，由于接收環(huán)境的劣化等而使輸入信號下降時的性能提高，所以稍大地設(shè)定增益時，過輸入對策不充分，溢出沒有被充分抑制。這樣，在時域進行增益控制的情況下，難以兼顧過輸入對策和確保充分的同步檢測性能。
如以上說明的那樣，在上述同步檢測方法中，無論輸入信號的大小，都難以確保同步檢測能力，即難以確保寬的動態(tài)范圍。
采用以下所示的本發(fā)明的基站裝置中的同步檢測，無論輸入信號的大小，都能夠確保充分的同步檢測能力，可以確保寬的動態(tài)范圍。
圖20是表示第2基站4的結(jié)構(gòu)的方框圖。
第2基站4在圖1所示的W-CDMA方式的移動通信系統(tǒng)1中，用于取代圖2所示的第1基站2。
如圖20所示，第2基站4采用將第1基站2的第1基帶部20置換為第2基帶部40的結(jié)構(gòu)，第2基帶部40采用將第1基帶部20的延遲分布檢測部22和第1路徑搜索部270置換為第2路徑搜索部42的結(jié)構(gòu)。
圖21是表示路徑搜索部42的功能結(jié)構(gòu)的圖。
如該圖所示，路徑搜索部42具備FFT部220、碼存儲部224、FFT部226、乘法部228、增益調(diào)整部424、IFFT部234、路徑檢測部428、最大值檢索部420、增益值決定部422、以及閾值決定部426。
各結(jié)構(gòu)元素例如通過DSP執(zhí)行存儲器(ROM等)中存儲的程序來實現(xiàn)。
FFT部220對接收數(shù)據(jù)進行FFT處理。
碼存儲部224存儲擴頻碼。
FFT部226對存儲于碼存儲部224中的擴頻碼進行FFT處理。
乘法部228將從FFT部228輸出的接收數(shù)據(jù)的FFT處理結(jié)果和從FFT部226輸出的擾頻碼的FFT處理結(jié)果相乘。
最大值檢索部420從乘法部228輸出的乘法結(jié)果(多個值)之中檢索最大值。
即，最大值檢索部420求頻域中的接收數(shù)據(jù)和擾頻碼的相關(guān)值的最大值。
增益決定部422根據(jù)由最大值檢索部420求出的相關(guān)值的最大值，決定增益值。
例如，增益值決定部422求最大值的位數(shù)，根據(jù)該位數(shù)來決定增益值。
再有，增益值決定部422也可以根據(jù)最大值本身而不是最大值的位數(shù)來決定增益值。
由此，通過基于最大值本身，可進行更細致的增益控制。
增益調(diào)整部424使用由增益值決定部422決定的增益值，進行從乘法部228輸出的乘法結(jié)果的增益控制。
即，增益調(diào)整部424進行頻域中的相關(guān)值的增益調(diào)整。
IFFT部234對增益調(diào)整后的頻域中的相關(guān)值，通過進行IFFT處理而返回到時域，并求接收數(shù)據(jù)和擾頻碼的相關(guān)值，通過功率化來生成延遲分布。
此外，IFFT部234進行增益的調(diào)整。
閾值決定部426根據(jù)最大值檢索部420求出的相關(guān)值的最大值，決定用于路徑檢測的閾值。
例如，閾值決定部426求最大值檢索部420求出的最大值的位數(shù)，根據(jù)該位數(shù)，決定用于路徑檢測的閾值。
再有，閾值決定部426也可以不是根據(jù)最大值的位數(shù)而是根據(jù)最大值本身，決定用于路徑檢測的閾值。
由此，通過根據(jù)最大值本身，可進行更細致的閾值控制。
路徑檢測部428通過比較由IFFT部234生成的延遲分布和由閾值決定部426決定的閾值，進行路徑的檢測。
下面，說明有關(guān)具有以上那樣的結(jié)構(gòu)的路徑搜索部42中的同步檢測處理。
圖22是表示路徑搜索部42中的同步檢測處理的流程的流程圖。
如該圖所示，首先，在FFT部220中，對從移動終端接收的接收數(shù)據(jù)(前置碼)，進行FFT處理(S400)。
接著，在FFT部226中，對無線基站裝置100內(nèi)(碼存儲部224)準(zhǔn)備的擾頻碼，進行FFT處理(S402)。
接著，在乘法部228中，對每個頻率分量求將接收數(shù)據(jù)通過FFT處理變換到頻域的結(jié)果和將擾頻碼通過FFT處理變換到頻域的結(jié)果之積(S404)。即，求頻域中的相關(guān)值。
接著，在最大值檢索部420中，檢索頻域中的接收信號和擾頻碼之積、即頻域中的相關(guān)值的最大值(S406)。
接著，根據(jù)S406中求出的最大值的位數(shù)，在增益值決定部422中，決定頻域中的增益值(S408)。這里，根據(jù)最大值的位數(shù)來決定增益，是因為在許多情況下，增益控制通過使DSP等的運算器內(nèi)的寄存器進行位移位來實現(xiàn)。如果知道位數(shù)，則通過指定移位量，可以進行增益控制，以使位數(shù)達到一定位數(shù)。
圖23是表示頻域中的延遲分布的狀況的圖。
如圖23(a)所示，在頻域中與時域有所不同，無論有無輸入信號，都不呈現(xiàn)大的峰值。因此，各頻率分量根據(jù)輸入信號電平而增大，即使是最大值，也難以產(chǎn)生溢出。因此，如圖23(b)所示，在電平小的情況下提高增益，如圖23(c)所示，在電平大的情況下，降低增益，從而可進行調(diào)整，以使頻率分量始終為一定的電平。再有，在圖23(b)和圖23(c)中，用虛線表示進行增益調(diào)整前的延遲分布，用實線表示進行了增益調(diào)整后的延遲分布。
接著，根據(jù)由S406求出的最大值的位數(shù)，在閾值決定部426中，決定用于路徑檢測的閾值(S410)。就提高信號檢測能力來說，根據(jù)輸入信號，實施用于設(shè)定合適的閾值的處理即可。在使用FFT的同步檢測處理中，通過確認(rèn)頻域中的電平，并基于該電平來決定閾值，從而可設(shè)定合適的閾值。
接著，使用由S408決定的增益值，在增益調(diào)整部424中，進行頻域中的相關(guān)值的增益控制，此外，在IFFT部234中也進行增益調(diào)整(S412)。接著，在IFFT部234中，對于增益調(diào)整過的相關(guān)值，通過進行IFFT處理而返回到時域，求接收數(shù)據(jù)和擾頻碼的相關(guān)值，通過進行功率化而形成延遲分布(S414)。然后，在路徑檢測部428中，通過比較由S414獲得的延遲分布和由S410決定的閾值，進行路徑的檢測，并檢測同步(S416)。
如以上說明的那樣，根據(jù)本發(fā)明，在同步檢測中，可以利用FFT的特性，并對應(yīng)于輸入信號電平而使信號增益值或路徑檢測中使用的閾值動態(tài)地改變，所以無論信號電平的大小，都可合適地進行同步檢測，可實現(xiàn)寬的動態(tài)范圍。
CDMA方式中的搜索處理通常通過大規(guī)模集成電路(LSI)來實現(xiàn)，但為了確保寬的動態(tài)范圍，需要細致的AGC控制，而根據(jù)本發(fā)明，通過軟件方式地執(zhí)行解擴處理，可以大幅度地削減硬件部分，并實現(xiàn)寬的動態(tài)范圍，可以對于小型化、低價格化產(chǎn)生極大貢獻。
權(quán)利要求
1.一種基站裝置，進行在時域中被賦予不同定時的多個信道的搜索，它包括第1頻率變換部件，對包含有與所述信道分別對應(yīng)的規(guī)定的碼的時域的信號進行頻率變換；第2頻率變換部件，根據(jù)所述定時，對所述規(guī)定的碼進行頻率變換；以及搜索部件，根據(jù)所述頻率變換后的信號和規(guī)定的碼的相關(guān)，進行所述多個信道的搜索。
2.如權(quán)利要求1所述的基站裝置，其中所述第1頻率變換部件將所述信號按規(guī)定的量化數(shù)進行頻率變換，所述第2頻率變換部件將所述規(guī)定的碼按倍增了所述規(guī)定的量化數(shù)的量化數(shù)進行頻率變換，并重復(fù)所述倍增數(shù)來輸出該頻率變換結(jié)果。
3.如權(quán)利要求1所述的基站裝置，其中所述搜索部件具有限制部件，將所述頻率變換后的信號限制在規(guī)定的頻域內(nèi)；時間變換部件，將所述被限制的信號變換為時域的信號；以及路徑搜索部件，根據(jù)所述時間變換后的結(jié)果，進行所述多個信道的路徑的搜索。
4.一種同步檢測裝置，包括將接收信號和解擴用碼在頻域進行相乘的部件；檢索乘法結(jié)果的最大值的檢索部件；根據(jù)所述最大值，決定增益值的增益值決定部件；用所述增益值，在頻域進行所述乘法結(jié)果的增益控制的增益控制部件；以及根據(jù)所述最大值，決定在同步檢測中使用的閾值的閾值決定部件。
5.如權(quán)利要求4所述的同步檢測裝置，其中，所述增益值決定部件根據(jù)所述最大值的位數(shù)，動態(tài)地決定增益值。
6.如權(quán)利要求5所述的同步檢測裝置，其中，所述閾值決定部件根據(jù)所述最大值的位數(shù)，動態(tài)地決定在同步檢測中使用的閾值。
全文摘要
提供一種基站裝置，能夠軟件方式簡易地實現(xiàn)對多個信道的大規(guī)模的搜索處理。第1濾波部(222)將FFT處理后的接收數(shù)據(jù)乘以方形波窗口而進行濾波。第2FFT部(226)對碼存儲部(224)的各個碼進行FFT處理。乘法部(228)將FFT處理過的接收數(shù)據(jù)和碼相乘而求相關(guān)值。第2濾波部(230)使求出的相關(guān)值通過漢明窗口來進行濾波。平均化部(232)對濾波過的數(shù)據(jù)進行平均。IFFT部(234)對平均過的數(shù)據(jù)進行IFFT處理并生成延遲分布。路徑搜索部(270)從對不同信道生成的延遲分布來搜索這些信道的各自路徑。
文檔編號H04W88/08GK1842184SQ20061006813
公開日2006年10月4日 申請日期2006年3月21日 優(yōu)先權(quán)日2005年3月29日
發(fā)明者四本宏二, 串岡洋一 申請人:株式會社日立國際電氣