專利名稱：發(fā)送裝置、接收裝置及無線通信方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及發(fā)送裝置、接收裝置及無線通信方法，特別涉及在多路徑環(huán) 境下所使用的發(fā)送裝置、接收裝置及無線通信方法。
背景技術(shù)：
一般在多路徑環(huán)境下的無線通信中，由于相同信號在不同通道的多個路 徑被傳輸，因此在接收端直接波和延遲波被混合接收。因而產(chǎn)生作為無線通 信的高速化/寬帶化的障礙的碼間干擾。
為抑制碼間干擾，近年來被稱為塊傳輸方式的OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,正交步貞分復(fù)用)方式和SC(Single Carrier,單 載波)方式備受矚目。在這些方式中，例如如圖1所示，在信號的各個碼元SI ~ S4之間插入保護區(qū)間Gil ~GI4。由于保護區(qū)間Gil GI4分別是接續(xù)其后的 碼元SI ~ S4的末端部分的復(fù)制，因此各個保護區(qū)間的末端和各個碼元的開頭 成為連續(xù)的波形，并具有循環(huán)性。
這樣，通過在所有的碼元之間插入保護區(qū)間，在接收端能夠截取不受碼 間干擾的影響的碼元部分，并能夠僅以線性運算除去多路徑環(huán)境的影響。此 時，通過增加保護區(qū)間的長度，能夠無視于更長的延遲波的影響，提高多路 徑環(huán)境的影響的除去效果。
另一方面，由于保護區(qū)間是不包含應(yīng)傳輸信息的冗余分量，從傳輸效率 的觀點而言，最好是盡可能的短。因此，例如在專利文獻1中，公開了在OFDM 方式中將保護區(qū)間的長度調(diào)整到恰到好處的技術(shù)。特開2004-282182號公報

發(fā)明內(nèi)容
發(fā)明需要解決的問題
然而，保護區(qū)間是為了抑制碼元之間的碼間干擾而配置在所有碼元之間， 因此有下述問題，即，要降低信號整體的保護區(qū)間的比例有一定的限度。換 言之，為了減少某個碼元的延遲波對下一個碼元造成的影響，必須在所有的 碼元之間配置保護區(qū)間，其結(jié)果，在信號整體包含了一定程度以上的冗余分量。
本發(fā)明的目的在于提供發(fā)送裝置、接收裝置及無線通信方法，能夠在抑 制碼間干擾的同時，進一步降低冗余分量在信號中所占的比例，并提高傳輸 效率。
解決該問題的方案
本發(fā)明的發(fā)送裝置采用的結(jié)構(gòu)包括第一生成單元，從信息數(shù)據(jù)生成多 個信息碼元；第二生成單元，從已知且不變的圖案的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)生成導(dǎo)頻碼元； 附加單元，僅在所述導(dǎo)頻碼元的前面附加保護區(qū)間；以及發(fā)送單元，發(fā)送信 號，該信號為在附加了保護區(qū)間的導(dǎo)頻碼元之后接續(xù)所述多個信息碼元的幀 結(jié)構(gòu)。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，由于保護區(qū)間僅被附加在導(dǎo)頻碼元中，在信息碼元中沒有 被附加保護區(qū)間的幀結(jié)構(gòu)的信號被發(fā)送，因此能夠進一步降低冗余分量在信 號所占的比例，從而能夠提高傳輸效率。另外，在接收端，能夠進行使用導(dǎo) 頻碼元的線路估計和頻率均衡，變得即使沒有保護區(qū)間也能夠除去延遲波， 能夠抑制碼間干擾。
本發(fā)明的接收裝置采用的結(jié)構(gòu)包括接收單元，接收信號，該信號為在 由已知且不變的圖案的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)組成的導(dǎo)頻碼元之后接續(xù)多個信息碼元的幀 結(jié)構(gòu)；計算單元，使用與所述導(dǎo)頻碼元對應(yīng)的導(dǎo)頻區(qū)間，計算與所述導(dǎo)頻區(qū) 間以上的時間長度對應(yīng)的每個頻率的線路估計值；以及除去單元，使用計算 出的線路估計值，除去在與所述多個信息碼元對應(yīng)的信息碼元區(qū)間中包含的 延遲波。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，由于使用導(dǎo)頻碼元進行線路估計，并求信息碼元區(qū)間的線 路估計值而除去延遲波，所以即使沒有保護區(qū)間也能夠抑制碼間干擾。另夕卜， 在發(fā)送端不需要附加保護區(qū)間，能夠進一步降低冗余分量在信號所占的比例， 并提高傳輸效率。
本發(fā)明的無線通信系統(tǒng)包括發(fā)送裝置和接收裝置，所采用的結(jié)構(gòu)為，所 述發(fā)送裝置包括第一生成單元，從信息數(shù)據(jù)生成多個信息碼元；第二生成 單元，從已知且不變的圖案的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)生成導(dǎo)頻碼元；以及發(fā)送單元，發(fā)送 信號，該信號為在所述導(dǎo)頻碼元之后接續(xù)所述多個信息碼元的幀結(jié)構(gòu)，所述
接收裝置包括接收單元，接收所述幀結(jié)構(gòu)的信號；估計單元，使用與所述 導(dǎo)頻碼元對應(yīng)的導(dǎo)頻區(qū)間進行線路估計；插值單元，在頻率軸上對所述線路 估計的結(jié)果進行插值，求線路估計值；以及除去單元，使用求出的線路估計 值，除去在與所述多個信息碼元對應(yīng)的信息碼元區(qū)間中包含的延遲波。
本發(fā)明的無線通信方法用于具有發(fā)送裝置和接收裝置的無線通信系統(tǒng)， 所述發(fā)送裝置包括以下步驟從信息數(shù)據(jù)生成多個信息碼元；從已知且不變 的圖案的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)生成導(dǎo)頻碼元；以及發(fā)送信號，該信號為在所述導(dǎo)頻碼元 之后接續(xù)所述多個信息碼元的幀結(jié)構(gòu)，所述接收裝置包括以下步驟接收所 述幀結(jié)構(gòu)的信號；使用與所述導(dǎo)頻碼元對應(yīng)的導(dǎo)頻區(qū)間進行線路估計；在頻 率軸上對所述線路估計的結(jié)果進行插值，求線路估計值；以及使用求出的線 路估計值，除去在與所述多個信息碼元對應(yīng)的信息碼元區(qū)間中包含的延遲波。
根據(jù)這些步驟，發(fā)送裝置發(fā)送幀結(jié)構(gòu)為在導(dǎo)頻碼元之后接續(xù)多個信息碼 元的信號，接收裝置通過插值求介于導(dǎo)頻碼元之間的信息碼元區(qū)間的線路估 計值并除去延遲波，因此即使沒有保護區(qū)間也能夠抑制碼間千擾，同時不需 要附加保護區(qū)間，進一步降低冗余分量在信號中所占的比例，并提高傳輸效 率。
發(fā)明的有益效果
根據(jù)本發(fā)明，能夠在抑制碼間干擾的同時進一步降低冗余分量在信號中 所占的比例，并提高傳輸效率。


圖l是表示插入了保護區(qū)間的信號的一個例子的圖。
圖2是表示本發(fā)明實施方式1的發(fā)送裝置的主要結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖3是表示實施方式1的接收裝置的主要結(jié)構(gòu)的方框圖。圖4是表示實施方式1的發(fā)送信號的結(jié)構(gòu)例子的圖。
圖5A是表示實施方式1的長FFT對象區(qū)間的一個例子的圖。
圖5B是表示實施方式1的長FFT對象區(qū)間的其他例子的圖。
圖6是表示信號的冗余分量的比較結(jié)果的圖。
圖7是表示本發(fā)明實施方式2的接收裝置的主要結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖8是表示實施方式2的發(fā)送信號的結(jié)構(gòu)例子的圖。
圖9是表示實施方式2的長FFT對象區(qū)間的一個例子的圖。
圖10A是表示實際的線路狀態(tài)和線路估計值的一個例子的圖。
圖10B是表示實際的線路狀態(tài)和線路估計值的其他例子的圖。
圖11是表示本發(fā)明實施方式3的接收裝置的主要結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖12A是說明實施方式3的一個處理的圖。
圖12B是說明實施方式3的另一個處理的圖。
圖13是表示實施方式3的線路估計值計算結(jié)果的一個例子的圖。
圖14是表示本發(fā)明實施方式4的接收裝置的主要結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖15A是表示本發(fā)明實施方式5的延遲分布創(chuàng)建單元的內(nèi)部結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖15B是說明實施方式5的FIR的內(nèi)部結(jié)構(gòu)的圖。
圖16是表示本發(fā)明實施方式6的發(fā)送裝置的主要結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖17是表示實施方式6的接收裝置的主要結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖18是表示實施方式6的延遲波除去單元的內(nèi)部結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖19A是表示實施方式6的配置圖案的一個例子的圖。
圖19B是表示實施方式6的配置圖案的其他例子的圖。
圖19C是表示實施方式6的配置圖案的另 一個其他例子的圖。
具體實施例方式
下面，參照附圖詳細說明本發(fā)明的實施方式。 (實施方式1)
本發(fā)明的實施方式1的特征在于，在OFDM方式中，每隔多個信息碼元 周期性地插入相同的導(dǎo)頻碼元，并4又在導(dǎo)頻碼元中附加保護區(qū)間。
圖2是表示實施方式1的發(fā)送裝置的主要結(jié)構(gòu)的方框圖。圖2所示的發(fā) 送裝置包括S/P(Serial/Parallel)變換單元101、 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform:快速傅立葉逆變換)單元102、 R(Ramp:傾斜區(qū)間)插入單元103、 S/P變換單元104、 IFFT單元105、 GI(Guard Interval:保護區(qū)間)插入單元106、 時分合成單元107、以及正交調(diào)制單元108。
S/P變換單元101對信息數(shù)據(jù)進行S/P變換，并將相當(dāng)于副載波數(shù)的并行 的數(shù)據(jù)輸出到IFFT單元102。
IFFT單元102將并行的數(shù)據(jù)分別分配到頻率相互正交的副載波，并在進 行快速傅立葉逆變換后進行P/S變換，將獲得的時域的信息碼元輸出到R插
入單元103。
R插入單元103在信息碼元的開頭和末端插入振幅逐漸增減的傾斜區(qū)間， 抑制與前后碼元之間的波形不連續(xù)的現(xiàn)象。
S/P變換單元104對圖案為已知且不變的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)進行S/P變換，并將相 當(dāng)于副載波數(shù)的并行的數(shù)據(jù)輸出到IFFT單元105。
IFFT單元105將并行的數(shù)據(jù)分別分配到頻率相互正交的副載波，并在進 行快速傅立葉逆變換后進行P/S變換，將獲得的時域的導(dǎo)頻碼元輸出到GI插 入單元106。
GI插入單元106將導(dǎo)頻碼元的末端部分復(fù)制到開頭，插入保護區(qū)間。另 外，這里的保護區(qū)間可以包含與信息碼元同樣的傾斜區(qū)間。
時分合成單元107 —面以時分切換來自R插入單元103輸出和來自GI 插入單元106的輸出并一面輸出到正交調(diào)制單元108，決定信息碼元和導(dǎo)頻 碼元的時間上的排列。此時，時分合成單元107首先輸出一個來自GI插入單 元106的導(dǎo)頻碼元之后，輸出多個來自R插入單元103的信息碼元，之后依 序輸出一個導(dǎo)頻碼元和多個信息碼元。
正交調(diào)制單元108將以時分合成單元107輸出的一個導(dǎo)頻碼元和多個信 息碼元作為1幀的OFDM信號調(diào)制到無線頻帶后，通過天線發(fā)送。
圖3是表示實施方式1的接收裝置的主要結(jié)構(gòu)的方框圖。圖3所示的接 收裝置包括正交解調(diào)單元201、長FFT(Fast Fourier Transform:快速傅立葉 變換)對象區(qū)間獲得單元202、長FFT單元203、頻率均衡單元204、長IFFT 單元205、導(dǎo)頻區(qū)間獲得單元206、 FFT單元207、線路估計單元208、插值 單元209、 GI . R除去單元210、 FFT單元211、數(shù)據(jù)判定單元212、以及 P/S(Parallel/Serial)變換單元213。
正交解調(diào)單元201通過天線接收OFDM信號，并解調(diào)到基帶。
長FFT對象區(qū)間獲得單元202 /人接收到的OFDM信號獲得長FFT對象 區(qū)間，該區(qū)間為使用導(dǎo)頻碼元除去延遲波的對象的區(qū)間。具體而言，長FFT 對象區(qū)間獲得單元202將從緊接在某個導(dǎo)頻碼元之后的包含傾斜區(qū)間的信息 碼元開始至插入在下一個導(dǎo)頻碼元的開頭的保護區(qū)間為止的區(qū)間作為長FFT 對象區(qū)間來獲得。另外，長FFT對象區(qū)間獲得單元202也可以將從某個導(dǎo)頻 碼元開始至插入在下一個導(dǎo)頻碼元的開頭的保護區(qū)間為止的區(qū)間作為長FFT 對象區(qū)間來獲得。
長FFT單元203對長FFT對象區(qū)間進行快速傅立葉變換，將時域的信號 變換為頻域的信號。
頻率均衡單元204使用后述的線路估計值的插值結(jié)果進行長FFT對象區(qū) 間的頻率均衡，除去與延遲波對應(yīng)的頻率分量。
長IFFT單元205對頻率均衡后的長FFT對象區(qū)間進行快速傅立葉逆變 換后進行P/S變換，將頻域的信號恢復(fù)成與接收到的OFDM信號同樣的時域 的信號。
上述的長FFT對象區(qū)間獲得單元202、長FFT單元203、頻率均tf單元 204以及長IFFT單元205形成延遲波除去單元。換言之，即使在各個信息碼 元之間沒有保護區(qū)間，也對長FFT對象區(qū)間進行頻率均衡，并除去與延遲波 對應(yīng)的頻率分量，從而碼間干擾凈皮抑制。
導(dǎo)頻區(qū)間獲得單元206從接收到的OFDM信號獲得與導(dǎo)頻碼元對應(yīng)的導(dǎo) 頻區(qū)間。
FFT單元207對獲得的導(dǎo)頻區(qū)間進行快速傅立葉變換(或離散傅立葉變 換)，將時域的信號變換為頻域的信號。
線路估計單元208使用變換成頻域的信號的導(dǎo)頻區(qū)間進行各個副載波的 線路估計，將獲得的線路估計值輸出到插值單元209。
插值單元209通過例如樣條插值和線性插值等插值算法在頻率軸上對從 導(dǎo)頻區(qū)間獲得的線路估計值進行插值。另外，在此獲得的線路估計值的插值 結(jié)果用于上述的頻率均衡單元204中的頻率均衡。對導(dǎo)頻區(qū)間進行快速傅立 葉變換時，在與采樣頻率相等的頻帶內(nèi)可獲得與l碼元對應(yīng)的樣本數(shù)的頻率 分量，但在對長FFT對象區(qū)間進行快速傅立葉變換時，在相同頻帶內(nèi)存在更 多的頻率分量。因此，在進行頻率均衡時，必須對導(dǎo)頻區(qū)間的線路估計值進 行插值，以在頻率軸上獲得更密集的線路估計值。
對象區(qū)間中除去保護區(qū)間和傾斜區(qū)間(Ramping )。
FFT單元211對除去保護區(qū)間和傾斜區(qū)間而獲得的各個信息碼元分別進 行快速傅立葉變換，從各個信息碼元獲得每個副載波的數(shù)據(jù)。
對于各個信息碼元，數(shù)據(jù)判定單元212對每個副載波的數(shù)據(jù)進行數(shù)據(jù)判 定，并將分配給各個副載波的信息數(shù)據(jù)并行地輸出到P/S變換單元213。
P/S變換單元213對分配給各個副載波的信息數(shù)據(jù)進行P/S變換，將串行
的信息數(shù)據(jù)輸出。
接著，參照圖4和圖5說明如上構(gòu)成的發(fā)送裝置和接收裝置的動作。 首先，由發(fā)送裝置的S/P變換單元104將導(dǎo)頻數(shù)據(jù)S/P變換為相當(dāng)于副 載波數(shù)的并行數(shù)據(jù)，并行數(shù)據(jù)被分配給各個副載波后由IFFT單元105進行快 速傅立葉逆變換。結(jié)果，生成如圖4所示的導(dǎo)頻碼元(在圖中以"P"表示)， 由GI插入單元106將導(dǎo)頻碼元的末端部分復(fù)制到開頭，并插入保護區(qū)間(在 圖中以"GI"表示)。導(dǎo)頻碼元在圖2所示的發(fā)送裝置以及圖3所示的接收裝 置雙方中為已知信號。另外，作為導(dǎo)頻碼元，只要能用于線路估計，可以是 任何信號，但在此為如上述經(jīng)OFDM調(diào)制的信號。
即，在本實施方式中，接收裝置將從緊接在某個導(dǎo)頻碼元之后的包含傾斜區(qū) 間的信息碼元開始到插入在下一個導(dǎo)頻碼元的開頭的保護區(qū)間為止的區(qū)間作 為長FFT對象區(qū)間，并對該區(qū)間進行快速傅立葉變換，以使該長FFT對象區(qū) 間為在換算成快速傅立葉變換的樣本數(shù)時能成為2的冪次方個(或其整數(shù)倍) 的方式?jīng)Q定保護區(qū)間長度較為理想具體而言，例如導(dǎo)頻碼元和信息碼元分別 為256個樣本且傾斜區(qū)間分別為4個樣本，以使(256+4) x (n+l)+(保護區(qū)間長 的樣本數(shù))成為2的冪次方(或其整數(shù)倍)的方式，由GI插入單元106決定保護 區(qū)間的長度較為理想。由此能夠高效率地進行長FFT對象區(qū)間的頻率均衡。 尤其在長FFT對象區(qū)間的樣本數(shù)為1碼元的樣本數(shù)的整數(shù)倍時，能夠通過組 合多個對1碼元的常規(guī)的快速傅立葉變換用電路(或重復(fù)使用)而輕易地實現(xiàn) 對長FFT對象區(qū)間的快速傅立葉變換，因此能夠減少電路規(guī)模。
另一方面，信息數(shù)據(jù)由發(fā)送裝置的S/P變換單元101被S/P變換為相當(dāng) 于副載波數(shù)的并行數(shù)據(jù)，并行數(shù)據(jù)被分配給各個副載波后由IFFT單元102進 行快速傅立葉逆變換。結(jié)果，生成如圖4所示的信息碼元(在圖中以"S, ~ "Sn，，表示)，R插入單元103在各個信息碼元之間插入傾斜區(qū)間(在圖中以"R，， 表示)。在本實施方式中，由于在信息碼元之間沒有插入保護區(qū)間，因此能夠 大幅度地降低冗余分量在整個信號中所占的比例。另外，由于傾斜區(qū)間的長 度與保護區(qū)間長度相比短到可以將其忽略，因此不會增加冗余分量在整個信 號中所占的比例。
通過一面切換對時分合成單元107的輸入一面輸出這些被插入了保護期 間的導(dǎo)頻碼元和被插入了傾斜區(qū)間的信息碼元，成為如圖4最下段所示的幀
結(jié)構(gòu)的OFDM信號輸出到正交調(diào)制單元108。
然后，由正交調(diào)制單元108將OFDM信號調(diào)制到無線頻帶，通過天線發(fā)送。
發(fā)送的OFDM信號通過接收裝置的天線被接收，并由正交解調(diào)單元201 解調(diào)到基帶。然后，由導(dǎo)頻區(qū)間獲得單元206從變成基帶的OFDM信號中獲 得與導(dǎo)頻碼元對應(yīng)的導(dǎo)頻區(qū)間的信號(以下簡稱為"導(dǎo)頻區(qū)間，，)。
獲得的導(dǎo)頻區(qū)間由FFT單元207進行快速傅立葉變換，各個副載波的數(shù) 據(jù)被輸出到線路估計單元208。然后，線路估計單元208估計與導(dǎo)頻碼元對 應(yīng)的每個副載波的傳播路徑上的變動，求每個副載波的線路估計值。具體而 言，使作為導(dǎo)頻碼元發(fā)送的發(fā)送信號為x，并使在該發(fā)送信號x受到衰落的 影響后接收的接收信號為y,在發(fā)送信號x的快速傅立葉逆變換前的信號X 和接收信號y的快速傅立葉變換后的信號Y之間具有下式(l)的關(guān)系。
Y = H' X■ , ■ ( 1 )
其中，在式(1)中，H表示線路估計值。因此，若將實際的接收信號的快 速傅立葉變換結(jié)果(相當(dāng)于式(l)的Y)除以已知的導(dǎo)頻凄t據(jù)(相當(dāng)于式(l)的X), 則可求線^^估計值。
導(dǎo)頻碼元的每個副載波的線路估計值被輸出到插值單元209，通過插值 (例如樣條插值和線性插值)求在頻率方向上密集的線路估計值。通過插值獲得 的線路估計值被輸出到頻率均衡單元204。
另 一方面，長FFT對象區(qū)間獲得單元202從OFDM信號獲得作為通過頻 率均衡除去延遲波的對象的長FFT對象區(qū)間。具體而言，如圖5所示，獲得 在某個幀的導(dǎo)頻碼元301和下一個幀的導(dǎo)頻碼元302之間的區(qū)間303作為長 FFT對象區(qū)間。另外，長FFT對象區(qū)間的長度，如上所述，最好在將其換算 成快速傅立葉變換的樣本數(shù)時為2的冪次方個。
另外，如圖5B所示，作為長FFT對象區(qū)間，可獲得包含導(dǎo)頻碼元301 的區(qū)間304。因此，只要區(qū)間303和區(qū)間304的其中一個為與上述的2的冪 次方個(或其整數(shù)倍)的樣本數(shù)相等的長度，使該區(qū)間為長FFT對象區(qū)間即可。 這里，圖5A和圖5B所示的導(dǎo)頻碼元301和302與導(dǎo)頻區(qū)間獲得單元206獲 得的導(dǎo)頻區(qū)間中包含的導(dǎo)頻碼元相同。
然后，長FFT單元203對長FFT對象區(qū)間進行快速傅立葉變換，將時域 的信號變換為頻域的信號。在本實施方式中，由于在信息碼元之間沒有插入 保護區(qū)間，因此在這個時間點的信號中混合有延遲波，即使在頻域的信號中 也包含與延遲波對應(yīng)的頻率分量。
該快速傅立葉變換后的信號被輸出到頻率均衡單元204,使用從插值單 元209輸出的每個副載波的線路估計值進行頻率均衡。具體而言，基于快速 傅立葉變換后的信號Y，和通過插值單元209的插值求出的線路估計值H，，可 使用下式(2)求出除去衰落的影響之后的信號X，。
X,= Y，/H, …，(2 )
通過上述方式除去與延遲波對應(yīng)的頻率分量的信號X，通過長IFFT單元 205再次恢復(fù)成時域的信號。在這個時間點的信號中沒有混合延遲波，即使 沒有保護區(qū)間也能夠抑制碼間干擾。
FFT對象區(qū)間中，除去保護區(qū)間和傾斜區(qū)間，僅將信息碼元輸出到FFT單元 211。 FFT單元211對信息碼元按每一個碼元進行快速傅立葉變換，獲得每個 副載波的數(shù)據(jù)。然后，數(shù)據(jù)判定單元212對每個副載波的數(shù)據(jù)進行數(shù)據(jù)判定， 并由P/S變換單元213將獲得的并行的信息數(shù)據(jù)變換為串行的信息數(shù)據(jù)并輸 出。
這樣，即使不在信息碼元之間插入保護區(qū)間，也能夠除去延遲波并抑制 碼間干擾，同時如圖6所示，能夠提高傳輸效率。圖6是在使保護區(qū)間長度 改變的情況下，比較在信息碼元之間插入保護區(qū)間的以往方式和不在信息碼 元之間插入保護區(qū)間的實施方式1的方式的幀長度和開銷率的表，數(shù)值僅是 其中的一個例子(作為參數(shù)，假設(shè)釆樣頻率500ns, 1碼元長度256個樣本， 傾斜長度4個樣本，1幀內(nèi)的信息碼元數(shù)14)。如該圖所示，保護區(qū)間長度為 5ps時，相對于在以往方式中幀長度在換算為快速傅立葉變換的樣本數(shù)時為 4200個樣本，在實施方式l的方式中，幀長度為3910個樣本。并且，表示 冗余分量的比例的開銷率在以往方式中為15%左右，但在實施方式1的方式 中則維持在8%左右。另外，保護區(qū)間長度為30las時，在開銷率產(chǎn)生了大約 三倍的差距。
如上所述，根據(jù)本實施方式，發(fā)送裝置不在信息碼元之間附加保護區(qū)間， 而是周期性地插入已知且相同的導(dǎo)頻碼元，并僅對導(dǎo)頻碼元附加保護區(qū)間進 行發(fā)送。并且，接收裝置使用導(dǎo)頻碼元求信息碼元的線路估計值，對信息碼 元進行頻率均衡而除去延遲波。因此，能夠在抑制碼間干擾的同時進一步降
低冗余分量在信號中所占的比例，并提高傳輸效率。
另外，在本實施方式中，雖然僅在導(dǎo)頻碼元的開頭插入保護區(qū)間，但也 可以不在導(dǎo)頻碼元中插入保護區(qū)間。也就是說，只要周期性地在信息碼元之 間插入已知且相同的導(dǎo)頻碼元，就能夠在接收裝置進行頻率均衡，即使沒有 保護區(qū)間也能夠抑制碼間干擾。但是，通過在導(dǎo)頻碼元的開頭插入保護區(qū)間， 能夠防止因為對導(dǎo)頻碼元的碼間干擾而使線路估計的精度降低。
(實施方式2)
本發(fā)明的實施方式2的特征在于，在SC方式中，每隔多個信息碼元周 期性地插入相同的導(dǎo)頻碼元序列，并^f又在導(dǎo)頻碼元序列中附加保護區(qū)間。
實施方式2的發(fā)送裝置的結(jié)構(gòu)是從實施方式1的發(fā)送裝置(圖2)刪除了有 關(guān)OFDM方式的S/P變換單元101和104、 IFFT單元102和105、以及R插 入單元103之后的結(jié)構(gòu)，各個處理部分的結(jié)構(gòu)與實施方式相同，故省略其說 明。但是，在本實施方式中，在導(dǎo)頻碼元序列末端的規(guī)定數(shù)的碼元被復(fù)制到 開頭而成為保護區(qū)間，在導(dǎo)頻碼元序列之后接續(xù)信息碼元序列的幀結(jié)構(gòu)的信 號通過濾波器等進行頻帶限制之后從發(fā)送裝置發(fā)送。
圖7是表示實施方式2的接收裝置的主要結(jié)構(gòu)的方框圖。在該圖中，對 與圖3相同的部分賦予相同的標號，并省略其說明。圖7所示的接收裝置包 括正交解調(diào)單元201、長FFT對象區(qū)間獲得單元202a、長FFT單元203、 頻率均衡單元204、長IFFT單元205、導(dǎo)頻區(qū)間獲得單元206、 FFT單元207、 線路估計單元208、插值單元209、以及數(shù)據(jù)判定單元212。
長FFT對象區(qū)間獲得單元202a從接收信號獲得長FFT對象區(qū)間，該區(qū) 間為使用導(dǎo)頻碼元除去延遲波的對象的區(qū)間。具體而言，長FFT對象區(qū)間獲 得單元202a將緊接在某個導(dǎo)頻碼元序列之后的信息碼元序列和插入在下一個 導(dǎo)頻碼元序列的開頭的保護區(qū)間作為長FFT對象區(qū)間來獲得。另外，長FFT 對象區(qū)間獲得單元202a也可以將從某個導(dǎo)頻碼元序列開始到插入在下一個導(dǎo) 頻碼元序列的開頭的保護區(qū)間為止的區(qū)間作為長FFT對象區(qū)間來獲得。
接著，參照圖8和圖9說明如上構(gòu)成的發(fā)送裝置和接收裝置的動作。
首先，導(dǎo)頻數(shù)據(jù)例如通過QPSK和16QAM等調(diào)制方式調(diào)制后成為如圖8 所示的m個導(dǎo)頻碼元序列(在圖中以"P, ~ "Pm"表示)，末端的k(k〈m) 個導(dǎo)頻碼元(圖中"Pm-k+1" ~ "Pm"的碼元)被復(fù)制到開頭作為保護區(qū)間。導(dǎo) 頻碼元序列在發(fā)送裝置以及接收裝置雙方中為已知信號。另外，作為導(dǎo)頻碼
元序列，只要能用于線路估計，可以是任何信號，但在此為經(jīng)過上述調(diào)制方 式調(diào)制后的信號。
另一方面，信息數(shù)據(jù)成為圖8所示的n個信息碼元序歹'j(在圖中以"sr， ~
"Sn"表示)。在本實施方式中，由于保護區(qū)間沒有被插入在信息碼元序列的 開頭，因此能夠大幅降低冗余分量在整個信號中所占的比例。并且，也可以 視需要而在信息碼元之間插入傾斜區(qū)間。
這些被插入了保護期間的導(dǎo)頻碼元序列和沒有被插入保護區(qū)間的信息碼
元序列，成為如圖8最下段所示的幀結(jié)構(gòu)的信號被輸出。
發(fā)送的信號通過接收裝置的天線被接收，并由正交解調(diào)單元201解調(diào)到 基帶。然后，由導(dǎo)頻區(qū)間獲得單元206從變成基帶的OFDM信號中獲得與導(dǎo) 頻碼元序列對應(yīng)的導(dǎo)頻區(qū)間。
獲得的導(dǎo)頻區(qū)間由FFT單元207進行快速傅立葉變換，導(dǎo)頻碼元序列的 各個副載波分量被輸出到線路估計單元208。然后，由線路估計單元208求 對導(dǎo)頻碼元序列的每個頻率分量的線路估計值。導(dǎo)頻碼元序列的線路估計值 被輸出到插值單元209,通過插值(例如樣條插值和線性插值)求在頻率方向上 密集的線路估計值。通過插值獲得的線路估計值被輸出到頻率均衡單元204。
另 一方面，長FFT對象區(qū)間獲得單元202a從接收信號獲得作為通過頻率 均衡除去延遲波的對象的長FFT對象區(qū)間。具體而言，如圖9所示，獲得跟 在某個幀的保護區(qū)間401之后的導(dǎo)頻碼元序列402與下一個幀的導(dǎo)頻碼元序 列404之間的區(qū)間403作為長FFT對象區(qū)間。在該區(qū)間403中包含信息碼元
序列(圖中的"Si" ~ "Sn")和下一個幀的保護區(qū)間(圖中的"Pm.k+1" ~ "Pm")。
另外，作為長FFT對象區(qū)間，可獲得圖9中合并了導(dǎo)頻碼元序列402和 區(qū)間403的區(qū)間。這里，圖9所示的導(dǎo)頻碼元序列402和404與通過導(dǎo)頻區(qū) 間獲得單元206獲得的導(dǎo)頻碼元序列相同。
然后，長FFT單元203對長FFT對象區(qū)間進行快速傅立葉變換，將時域 的信號變換為頻域的信號。在本實施方式中，由于保護區(qū)間沒有被插入在信 息碼元序列的開頭，因此在這個時間點的信號中混合有延遲波，即使在頻域 的信號中也包含與延遲波對應(yīng)的頻率分量。
該快速傅立葉變換后的信號^皮輸出到頻率均;衡單元204，使用從插值單 元209輸出的線路估計值進行頻率均衡。通過頻率均衡而除去了與延遲波對 應(yīng)的頻率分量的信號通過長IFFT單元205再次恢復(fù)成時域的信號。在這個時
間點的信號中沒有混合延遲波，即使沒有保護區(qū)間也能夠抑制碼間干擾。
FFT對象區(qū)間中，除去保護區(qū)間(即，圖9區(qū)間403的"Pm.k+1" ~ "Pm")以 及傾斜區(qū)間(只在有插入時)，僅將信息碼元(即，圖9區(qū)間403的"Sr， ~ "Sn") 輸出到數(shù)據(jù)判定單元212進行數(shù)據(jù)判定。
如上所述，根據(jù)本實施方式，發(fā)送裝置不在信息碼元序列附加保護區(qū)間， 而是周期性地插入已知且相同的導(dǎo)頻碼元序列，并僅對導(dǎo)頻碼元序列附加保 護區(qū)間進行發(fā)送。并且，接收裝置使用導(dǎo)頻碼元序列求信息碼元序列的線路 估計值，對信息碼元序列進行頻率均衡而除去延遲波。因此，在SC方式， 也能夠在抑制碼間干擾的同時進一步降低冗余分量在信號中所占的比例，并 提高傳輸效率。
另外，在本實施方式中，雖然僅在導(dǎo)頻碼元序列的開頭插入保護區(qū)間， 但也可以不在導(dǎo)頻碼元序列插入保護區(qū)間。也就是說，只要周期性地在信息 碼元序列之間插入已知且相同的導(dǎo)頻碼元序列就能夠在接收裝置中進行頻率 均衡，所以即使沒有保護區(qū)間也能夠抑制碼間干擾。但是，通過在導(dǎo)頻碼元 序列的開頭插入保護區(qū)間，能夠防止因為對導(dǎo)頻碼元序列的碼間干擾而使線 路估計的精度降低。
(實施方式3)
本發(fā)明實施方式3的特征在于，不在接收側(cè)在頻率軸上對線路估計值進 行插值，而是從線路估計值創(chuàng)建與長FFT對象區(qū)間對應(yīng)的延遲分布，通過對 延遲分布進行正交調(diào)制而獲得在頻率軸上密集的線路估計值。
在實施方式1和實施方式2中，通過由接收裝置的插值單元209進行線 路估計值的插值而獲得在頻率軸上密集的線路估計值。此時，所謂"頻率軸 上密集的線路估計值"，具體地是指在用于通信的帶寬中與長FFT對象區(qū)間 對應(yīng)的樣本數(shù)的線路估計值。換言之，例如在圖5B所示的幀結(jié)構(gòu)中，使一個 碼元和一個傾斜區(qū)間的組合的樣本數(shù)為N，并使保護區(qū)間的樣本數(shù)為NG1，則 長FFT對象區(qū)間304對應(yīng)于(N x (n+l)+Na)個樣本。因此，例如如實施方式1 那樣采用OFDM方式時，為了進行頻率均衡，在副載波存在的頻帶內(nèi)需要相 當(dāng)于(N x (n+l)+Nffl)個樣本數(shù)的線路估計值。
并且，由于線路估計單元208實際計算出的是相當(dāng)于與導(dǎo)頻碼元對應(yīng)的 N個樣本數(shù)的線路估計值，因此如上述地通過插值求出相當(dāng)于(Nx (n+l)+N^)
個樣本數(shù)的線路估計值。像這樣通過插值求線路估計值時，例如如圖10A所 示，以實線表示的實際的線路變動值的頻率選擇性較小時，以虛線表示的通 過插值求出的線路估計值與實際的線路變動值之間的差較小，頻率均衡的精 度不會惡化。
可以，例如如圖10B所示，以實線表示的實際的線路變動值的頻率選擇
性較大時，以虛線表示的通過插值求出的線路估計值與實際的線路變動值之 間的差較大，因此頻率均衡的精度惡化。
因此，在本實施方式中，以不進行頻率軸上的插值的方式獲得相當(dāng)于與
長FFT對象區(qū)間對應(yīng)的樣本數(shù)的線路估計值。
實施方式3的發(fā)送裝置與實施方式1的發(fā)送裝置(圖2)相同，故省略其說明。
圖11是表示實施方式3的接收裝置的主要結(jié)構(gòu)的方框圖。在該圖中，對 與圖3相同的部分賦予相同的標號，并省略其說明。圖ll所示的接收裝置包 括正交解調(diào)單元201、長FFT對象區(qū)間獲得單元202、長FFT單元203、頻 率均衡單元204、長IFFT單元205、導(dǎo)頻區(qū)間獲得單元206、 FFT單元207、 線路估計單元208、 GI'R除去單元210、 FFT單元211、數(shù)據(jù)判定單元212、 P/S變換單元213、 IFFT單元501 、延遲分布加工單元502、以及DFT(Discrete Fourier Transform:離散傅立葉變換)單元503 。
IFFT單元501對每個副載波的線路估計值進行快速傅立葉逆變換，將頻 域的信號變換為時域的信號。換言之，IFFT單元501從每個副載波的線路估 計值生成延遲分布。此時，由于IFFT單元501對從導(dǎo)頻區(qū)間獲得的線路估計 值進行快速傅立葉逆變換，因此生成具有導(dǎo)頻碼元的時間長度的延遲分布。 因此，在上述例子中，生成相當(dāng)于N個樣本的區(qū)間的延遲分布。另外，由于 保護區(qū)間長度通常被設(shè)定得比最晚接收的延遲波的延遲時間(下面稱為"最大 延遲時間，，)還要長，所以在相當(dāng)于N個樣本的區(qū)間的延遲分布中，只在相當(dāng) 于從開頭開始的N^個樣本的區(qū)間才會產(chǎn)生表示延遲波的峰值。
延遲分布加工單元502擴展導(dǎo)頻碼元的時間長度的延遲分布，生成與長 FFT對象區(qū)間的時間長度對應(yīng)的延遲分布。此時，延遲分布加工單元502在 導(dǎo)頻碼元的時間長度之后的區(qū)間附加振幅為0的0信號。并且，延遲分布加 工單元502在擴展延遲分布之前，在導(dǎo)頻碼元的時間長度的延遲分布中，將 振幅為規(guī)定值以下的峰值視為噪聲而加以刪除，或?qū)⒄穹鶠橐?guī)定值以上且在
保護區(qū)間長度之后產(chǎn)生的峰值移位到1碼元時間長度之前。延遲分布加工單元502將通過如上加工而獲得的與長FFT對象區(qū)間對應(yīng)的延遲分布輸出到 DFT單元503。
DFT單元503對延遲分布進行離散傅立葉變換，將時域的信號變換為頻 域的信號。換言之，DFT單元503從與長FFT對象區(qū)間的時間長度對應(yīng)的延 遲分布，求相當(dāng)于與長FFT對象區(qū)間對應(yīng)的樣本數(shù)的線路估計值。換言之， 在上述例子中，在副載波的頻帶內(nèi)求出相當(dāng)于(Nx (n+l)+Na)個樣本數(shù)的線路 估計值。
接著，參照圖12和圖13說明如上構(gòu)成的接收裝置的荻得線路估計值的 動作。另外，在下述的說明中，不考慮傾斜區(qū)間，使各個碼元(導(dǎo)頻碼元和信 息碼元)的時間長度為N個樣本時間，并使保護區(qū)間的時間長度為NGI個樣本 時間。
在本實施方式中，與實施方式l同樣地，由導(dǎo)頻區(qū)間獲得單元206 /人4妄 收信號獲得與導(dǎo)頻碼元對應(yīng)的導(dǎo)頻區(qū)間，并由FFT單元207進行快速傅立葉 變換，由線路估計單元208獲得每個副載波的線路估計值。
此時，在整個副載波的帶寬的兩端存在沒有包含導(dǎo)頻碼元的副載波時， FFT單元207進行相當(dāng)于與包含導(dǎo)頻碼元的副載波的帶寬對應(yīng)的樣本數(shù)的快 速傅立葉變換。并且，在整個副載波的帶寬的兩端以外的地方存在沒有包含 導(dǎo)頻碼元的副載波時，不能求該副載波的線路估計值，并且如上述情況，不 能將該副載波排除而進行快速傅立葉變換。因此，線路估計單元208通過例 如插值等來求不包含導(dǎo)頻碼元的副載波的線路估計值。再有，對于線路估計 值低于規(guī)定閾值的副載波以及與最大線路估計值之間的差在規(guī)定閾值以上的 線路估計值所對應(yīng)的副載波，線路估計單元208也可將這些副載波的線路估 計值-f見為噪聲加以刪除。
雖然通過上述方式獲得的線路估計值遍及包含導(dǎo)頻碼元的整個副載波的 頻帶，但由于對導(dǎo)頻碼元進行N個樣本的快速傅立葉變換，因此只能在頻率 軸上獲得N個線路估計值。
而且，通過由IFFT單元501對這些線路估計值執(zhí)行快速傅立葉逆變換而 變換為時域的信號，求導(dǎo)頻碼元的時間長度(相當(dāng)于N個樣本，或者在帶寬的 兩端存在不包含導(dǎo)頻碼元的副載波時，相當(dāng)于與包含導(dǎo)頻碼元的副載波的帶 寬對應(yīng)的樣本數(shù))的延遲分布。求出的延遲分布被輸出到延遲分布加工單元
502,如圖12A所示，在與最大振幅之間的差為規(guī)定的閾值x[dB]以上的振 幅的定時的峰值被視為噪聲而被刪除。另外，延遲分布加工單元502將像圖 12A中的峰值601那樣，在從開頭的峰值開始經(jīng)過相當(dāng)于保護區(qū)間長度的NGI 樣本之后出現(xiàn)且不被視為噪聲的峰值往前移位N個樣本時間，將延遲分布的 范圍變更為從移位后的峰值開始的N個樣本時間。由此，只要將保護區(qū)間長 度設(shè)定得比最大延遲時間長，在N個樣本時間的延遲分布中，只會在從開頭 開始的NGI個樣本時間產(chǎn)生不被^L為噪聲的峰值。另外，在延遲分布的開頭 的區(qū)間僅由可被視為噪聲的峰值構(gòu)成，且在該區(qū)間之后不被視為噪聲的峰值 群連續(xù)到N(^個樣本之后的情況下，延遲分布加工單元502可以刪除開頭的 可^L為噪聲的區(qū)間，并將延遲分布的范圍往后移。
然后，延遲分布加工單元502將延遲分布的范圍從N個樣本時間擴展到 與長FFT對象區(qū)間對應(yīng)的(Nx (n+l)+N(H)個樣本時間。此時，如圖12B所示，
加與4展幅為0的0信號構(gòu)成的(N x n + N(H)個樣本時間對應(yīng)的區(qū)間603，來擴 展延遲分布的范圍。由0信號構(gòu)成區(qū)間603的根據(jù)是因為一般將保護區(qū)間長 度設(shè)定得比最大延遲時間長，從開頭經(jīng)過NGI個樣本時間之后，導(dǎo)頻碼元得 延遲波不會到達接收裝置。換言之，即使實際創(chuàng)建(Nx(n+l) + Nd)個樣本時 間的延遲分布，在區(qū)間603中不會產(chǎn)生表示延遲波的峰值，因此在區(qū)間603 附加0信號。經(jīng)過上述加工而獲得的延遲分布被輸出到DFT單元503。
然后，由DFT單元503對擴展成(N x (n+l) + N(H)個樣本時間的延遲分布 進行離散傅立葉變換，如圖13所示，在頻率軸上獲得相當(dāng)于(Nx(n+l) + N(H) 個樣本數(shù)的線路估計值。由此，能夠獲得可用于頻率均衡單元204中的頻率 均衡的在頻率軸上密集的線路估計值。并且，由于獲得的線路估計值是通過 將與實際的(N x (n+l) + NcjO個樣本時間的延遲分布相近的延遲分布變換為頻 域的信號而獲得的，因此各個頻率的線路估計值的精度在與進行頻率軸上的 插值的情況相比之下較高。
如上所述，根據(jù)本實施方式，基于從導(dǎo)頻區(qū)間獲得的線路估計值創(chuàng)建延 遲分布，將創(chuàng)建的延遲分布的范圍與長FFT對象區(qū)間相對應(yīng)地擴展后變換到 頻域，因此能夠求長FFT對象區(qū)間的各個頻率分量的精度較高的線路估計值， 其結(jié)果，能夠提高頻率均衡的精度。
(實施方式4)
本發(fā)明實施方式4的特征在于，通過從在接收側(cè)獲得的導(dǎo)頻區(qū)間的信號 創(chuàng)建延遲分布，對延遲分布進行傅立葉變換，從而獲得在頻率軸上密集的線 路估計值。
實施方式4的發(fā)送裝置與實施方式1的發(fā)送裝置(圖2)相同，故省略其說明。
圖14是表示實施方式4的接收裝置的主要結(jié)構(gòu)的方框圖。在該圖中，對 與圖2相同的部分賦予相同的標號，并省略其說明。圖14所示的接收裝置包 括正交解調(diào)單元201、長FFT對象區(qū)間獲得單元202、長FFT單元203、頻 率均衡單元204、長IFFT單元205、導(dǎo)頻區(qū)間獲得單元206、 GI . R除去單 元210、 FFT單元211、數(shù)據(jù)判定單元212、 P/S變換單元213、延遲分布加工 單元502a、 DFT單元503、以及延遲分布創(chuàng)建單元701。
延遲分布創(chuàng)建單元701取導(dǎo)頻區(qū)間與已知的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)之間的相關(guān)，創(chuàng)建 在延遲波到達的時間產(chǎn)生峰值的延遲分布。
延遲分布加工單元502a擴展導(dǎo)頻碼元的時間長度的延遲分布，生成與長 FFT對象區(qū)間的時間長度對應(yīng)的延遲分布。此時，延遲分布加工單元502a進 行與實施方式3的延遲分布加工單元502大致相同的處理，但在本實施方式 中，由于基于導(dǎo)頻區(qū)間與導(dǎo)頻數(shù)據(jù)的時間波形的相關(guān)來創(chuàng)建延遲分布，因此 幾乎不會在從開頭開始經(jīng)過NGI個樣本時間之后產(chǎn)生不被視為噪聲的較大的 峰值，沒有必要對圖12A中的峰值601那樣的峰值進行移位。
在本實施方式中，由于取接收信號的導(dǎo)頻區(qū)間與已知的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)的時間 波形的相關(guān)來創(chuàng)建延遲分布，因此在使用自相關(guān)低的時間波形的數(shù)據(jù)作為導(dǎo) 頻數(shù)據(jù)時，僅在導(dǎo)頻區(qū)間和導(dǎo)頻數(shù)據(jù)的定時一致時產(chǎn)生較大的峰值，而生成 正確的延遲分布。
通過上述方式創(chuàng)建的延遲分布與實施方式3同樣地被擴展并被變換為頻 域，由此獲得線路估計值。此時，如果創(chuàng)建的延遲分布是正確的，擴展后的 延遲分布和離散傅立葉變換后的線路估計值的精度變高。
如上所述，根據(jù)本實施方式，由于基于接收信號的導(dǎo)頻區(qū)間與已知的導(dǎo) 頻數(shù)據(jù)的相關(guān)來創(chuàng)建延遲分布，將創(chuàng)建的延遲分布的范圍與長FFT對象區(qū)間 相對應(yīng)地擴展后變換到頻域，因此能夠求長FFT對象區(qū)間的各個頻率分量的 精度較高的線路估計值，其結(jié)果，能夠提高頻率均衡的精度。并且，在導(dǎo)頻 數(shù)據(jù)的自相關(guān)低時，延遲分布的精度變高，能夠進一步提高線路估計值和頻
率均衡的精度。
(實施方式5)
本發(fā)明實施方式5的特征在于，在延遲分布的創(chuàng)建中使用FIR(Finite Impulse Response filter:有限脈沖響應(yīng)濾波器)。
實施方式5的發(fā)送裝置與實施方式1的發(fā)送裝置(圖2)相同，故省略其說明。
另外，實施方式5的接收裝置具有與實施方式4的接收裝置(圖14)同樣 的整體結(jié)構(gòu)，僅有延遲分布創(chuàng)建單元701的內(nèi)部結(jié)構(gòu)與實施方式4不同。 圖15A是表示實施方式5的延遲分布創(chuàng)建單元701的內(nèi)部結(jié)構(gòu)的方框圖。 FIR801使已知的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)延遲并與抽頭系數(shù)相乘，由此生成接收信號的 導(dǎo)頻區(qū)間的復(fù)本，并輸出到比較單元802。具體而言，如圖15B所示，F(xiàn)IR801 由延遲元件801a、乘法器801b以及加法單元801c構(gòu)成。延遲元件801a將導(dǎo) 頻數(shù)據(jù)每次延遲1個樣本時間并保持。各個延遲元件801a所保持的導(dǎo)頻數(shù)據(jù) 分別相當(dāng)于直達波以及樣本時間1 NcH的延遲波。乘法器801b對導(dǎo)頻數(shù)據(jù) 以及延遲元件801a保持的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)乘以抽頭系數(shù)Co-CNGw。抽頭系數(shù)Co Cngw相當(dāng)于對各個延遲波的線路變動。這些抽頭系數(shù)Co ~ Cngw的初始值也 可以是任何數(shù)值，例如通過基于用其他方法求出的線路估計值來設(shè)定初始值， 能夠提高處理精度并縮短時間。加法單元801c對乘法器801b的輸出進行相 加，生成混合了直達波和延遲波的接收信號的導(dǎo)頻區(qū)間的復(fù)本，并輸出到比 較單元802。
另外，在本實施方式中，雖然使FIR801的結(jié)構(gòu)包括每次延遲1個樣本時 間的延遲元件801a，但也可以增加延遲元件801a的數(shù)量，例如生成再現(xiàn)了 1/2個樣本時間或1/4個樣本時間間隔的延遲波的復(fù)本。由此創(chuàng)建更詳細的延 遲分布。
另外，F(xiàn)IR801在所生成的復(fù)本與實際的導(dǎo)頻區(qū)間之間的差成為最小時， 將抽頭系數(shù)Q) ~ CNGNI作為延遲分布輸出。
比較單元802計算由FIR801生成的復(fù)本與實際的接收信號的導(dǎo)頻區(qū)間之 間的差分，將計算出的差分輸出到系數(shù)修正單元803。
系數(shù)修正單元803例如使用LMS(Least Mean Square:最小均方)算法或 RMS(Root Mean Square:均方根)算法等來修正抽頭系數(shù)Q ~ CNGw ，以使從 比較單元802輸出的差分成為最小。
在本實施方式中，由FIR801從已知的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)生成接收信號的導(dǎo)頻區(qū)間 的復(fù)本，由比較單元802比較復(fù)本與實際的接收信號的導(dǎo)頻區(qū)間，并由系數(shù) 修正單元803修正FIR801的抽頭系數(shù)CQ ~ CNGNI ，以使復(fù)本與導(dǎo)頻區(qū)間之間 的差分變小。這些處理被重復(fù)執(zhí)行，復(fù)本與導(dǎo)頻區(qū)間之間的差分逐漸變小。 在這個過程中，也可以將低于規(guī)定的閾值的抽頭系數(shù)視為噪聲，在之后的處 理中使該抽頭系數(shù)為0。由此，能夠減少處理負荷，同時能夠除去噪聲的影 響。
然后，在復(fù)本與導(dǎo)頻區(qū)間變得大致相同時，或復(fù)本與導(dǎo)頻區(qū)間的差分收 斂為充分小的值時，判斷FIR801的抽頭系數(shù)C。-CNGw正確地再現(xiàn)了對各個
延遲波的線路變動，將這些抽頭系數(shù)Q) CNGW作為N^個樣本時間的范圍的
延遲分布輸出。在輸出抽頭系數(shù)Co Cngw時，F(xiàn)IR801也可以將低于規(guī)定閾 值的抽頭系數(shù)視為噪聲而不將其輸出。
通過上述方式創(chuàng)建的延遲分布與實施方式3、 4同樣地被擴展，并被變換 到頻域，由此獲得線路估計值。
如上所述，根據(jù)本實施方式，使用FIR生成導(dǎo)頻區(qū)間的復(fù)本，并使復(fù)本 與實際的導(dǎo)頻區(qū)間之間的差分變得充分小時的抽頭系數(shù)作為延遲分布，將延 遲分布的范圍與長FFT對象區(qū)間相對應(yīng)地擴展后變換為頻域，因此能夠求長 FFT對象區(qū)間的各個頻率分量的精度較高的線路估計值，其結(jié)果，能夠提高 頻率均衡的精度。并且，通過基于用其他方法求出的線路估計值來設(shè)定FIR 的抽頭系數(shù)的初始值，能夠在短時間內(nèi)生成更正確的延遲分布。
另外，在上述實施方式3 5中，雖然在求相當(dāng)于與長FFT對象區(qū)間對 應(yīng)的樣本數(shù)的線路估計值時使用了延遲分布，但除了長FFT對象區(qū)間以外， 在求相當(dāng)于頻域中與規(guī)定時間對應(yīng)的樣本數(shù)的線路估計值時，能夠進行同樣 的處理。換言之，在創(chuàng)建比保護區(qū)間長度更長的任意時間的延遲分布后，擴 展延遲分布的范圍并變換到頻域，由此能夠求正確的線路估計值而不進行插 值。
(實施方式6)
本發(fā)明實施方式6的特征在于，在MIMO通信中，在發(fā)送側(cè)以對應(yīng)于最 大延遲時間的圖案對每個流插入導(dǎo)頻碼元，并且在接收側(cè)從接收信號中減去 每個流的復(fù)本，進行頻率均衡。
圖16是表示實施方式6的發(fā)送裝置的主要結(jié)構(gòu)的方框圖。在該圖中，對
與圖2相同的部分賦予相同的標號，并省略其說明。圖16所示的發(fā)送裝置是
具有兩個天線的MIMO發(fā)送裝置，包括與各個天線對應(yīng)的S/P變換單元101、 IFFT單元102、 R插入單元103、 S/P變換單元104、 IFFT單元105、 GI插入 單元106、時分合成單元107a以及正交調(diào)制單元108，并具有圖案決定單元 901。
時分合成單元107a基于圖案決定單元901的指示以時分切換來自R插入 單元103的輸出以及來自GI插入單元106的輸出，并輸出到正交調(diào)制單元 108。
圖案決定單元卯l例如根據(jù)從接收裝置反饋的最大延遲時間等反饋信 息，來決定每個流的導(dǎo)頻碼元以及信息碼元的配置圖案。具體而言，圖案決 定單元901決定如下的配置圖案，即，在一個流中配置了導(dǎo)頻碼元的時間， 不在其他的流配置導(dǎo)頻碼元和信息碼元的任何一個。換言之，圖案決定單元 901以各個流的導(dǎo)頻碼元的位置相互正交的方式?jīng)Q定配置圖案。
此時，如果最大延遲時間為保護區(qū)間長度以下，則圖案決定單元901決 定以下的配置圖案，即，在由一連串的信息碼元構(gòu)成的數(shù)據(jù)流與下一個數(shù)據(jù) 流之間，以每次1碼元的方式連續(xù)發(fā)送所有流的導(dǎo)頻碼元。另一方面，如果 最大延遲時間超過保護區(qū)間長度，則圖案決定單元卯l決定在數(shù)據(jù)流之間僅 發(fā)送一個流的導(dǎo)頻碼元的配置圖案。另外，在最大延遲時間超過保護區(qū)間長 度時，可以在數(shù)據(jù)流之間重復(fù)配置一個流的導(dǎo)頻碼元。
圖17是表示實施方式6的接收裝置的主要結(jié)構(gòu)的方框圖。在該圖中，對 與圖2相同的部分賦予相同的標號，并省略其說明。圖17所示的接收裝置是 具有兩個天線的MIMO接收裝置，包括與各個天線對應(yīng)的正交調(diào)制單元201、 導(dǎo)頻區(qū)間獲得單元206、 FFT單元207、線路估計單元208a、插值單元209、 GI.R除去單元210、 FFT單元211、導(dǎo)頻復(fù)本生成單元902、延遲波除去單 元903-1和卯3-2、合成單元卯4、復(fù)本生成單元906、開關(guān)907，并具有數(shù)據(jù) 判定單元212、 P/S變換單元213以及比較選擇單元905。
線路估計單元208a使用導(dǎo)頻區(qū)間按發(fā)送側(cè)的每個流進行各個副載波的線 路估計，將獲得的每個流的線路估計值輸出到插值單元209。
導(dǎo)頻復(fù)本生成單元902從每個流的線路估計值和已知的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)生成與 各個流對應(yīng)的導(dǎo)頻碼元的接收復(fù)本(下面稱為"導(dǎo)頻復(fù)本")。換言之，導(dǎo)頻復(fù) 本生成單元902將導(dǎo)頻數(shù)據(jù)與每個流的線路估計值相乘，將獲得的每個流的除去單元903-1和903-2。
延遲波除去單元903-1和903-2與發(fā)送側(cè)的流相對應(yīng)地被設(shè)置，對每個流 除去延遲波。具體而言，延遲波除去單元903-1具有圖18所示的內(nèi)部結(jié)構(gòu)。 在該圖中，對與圖3相同的部分賦予相同的標號，并省略其說明。另外，雖 然延遲波除去單元903-2具有與延遲波除去單元903-1同樣的結(jié)構(gòu)，但在本實 施方式中，由于線路估計單元208a進行每個流的線^各估計，乂人插值單元209 輸出到頻率均衡單元204的線路估計值在延遲波除去單元903-1和延遲波除 去單元903-2之間是不同的。
復(fù)本減法單元908從長FFT對象區(qū)間中減去由導(dǎo)頻復(fù)本生成單元902生 成的導(dǎo)頻復(fù)本和由后述的復(fù)本生成單元卯6生成的復(fù)本。通過從長FFT對象 區(qū)間中減去導(dǎo)頻復(fù)本，能夠除去導(dǎo)頻碼元所造成的碼間干擾的影響。另外， 如后面的詳細說明，通過/人長FFT對象區(qū)間減去由復(fù)本生成單元906生成的 復(fù)本，來除去非對應(yīng)的流的影響，并進行僅與對應(yīng)的流有關(guān)的頻率均衡。
再次參照圖17,合成單元卯4對相同流進行頻率均衡后的數(shù)據(jù)進行合成， 該數(shù)據(jù)為從與各個天線對應(yīng)的FFT單元211輸出的每個副載波的信息碼元的 數(shù)據(jù)。在合成時，使用基于頻率均衡對象流的傳播路徑特性的最大比值合并 等。然后，合成單元904將每個流的合成數(shù)據(jù)輸出到比較選擇單元905。
比較選擇單元905比較每個流的合成數(shù)據(jù)的接收質(zhì)量，將接收質(zhì)量最高 的流的合成數(shù)據(jù)輸出到數(shù)據(jù)判定單元212，同時將接收質(zhì)量的比較結(jié)果通知 給開關(guān)907。
復(fù)本生成單元906將接收質(zhì)量最好的流在數(shù)據(jù)判定單元212的解調(diào)結(jié)果 與對應(yīng)于該流的線路估計值相乘，生成與接收質(zhì)量最高的流對應(yīng)的流(信息碼 元)的復(fù)本。
開關(guān)907基于比較選擇單元905的接收質(zhì)量的比較結(jié)果，將復(fù)本輸出到 延遲波除去單元903-1或延遲波除去單元903-2。具體而言，開關(guān)907將復(fù)本 輸出到與接收質(zhì)量最高的流以外的流對應(yīng)的延遲波除去單元。因此，例如與 延遲波除去單元903-1對應(yīng)的流1的接收質(zhì)量為最高時，開關(guān)907將流1的 數(shù)據(jù)流的復(fù)本輸出到延遲波除去單元903-2。
接著，參照圖19說明如上構(gòu)成的發(fā)送裝置和接收裝置的動作。
首先說明發(fā)送裝置的每個流的導(dǎo)頻碼元的配置。
在本實施方式中，與實施方式l同樣地，；波插入傾斜區(qū)間的信息碼元和被插入保護區(qū)間的導(dǎo)頻碼元被輸出到時分合成單元107a。但是，在本實施方
式中，信息碼元和導(dǎo)頻碼元被輸出到分別與多個天線對應(yīng)的每個流的時分合
成單元107a。
另外，在本實施方式中，從接收裝置反饋例如最大延遲時間等，反饋信 息被輸出到圖案決定單元901。然后，圖案決定單元901判定最大延遲時間 是否超過保護區(qū)間長度，在最大延遲時間為保護區(qū)間長度以下時，決定例如 圖19A所示的每個流的導(dǎo)頻碼元的配置圖案。在圖19A所示的配置圖案中， 在其中一方的流l(圖中上段的流)的導(dǎo)頻碼元Pl之后連續(xù)配置了另一方的流 2(圖中下段的流)的導(dǎo)頻碼元P2，并且在導(dǎo)頻碼元P2之后配置了各個流的數(shù) 據(jù)流1和^:據(jù)流2。
此時，配置了其中 一方的流的導(dǎo)頻碼元的時間成為另 一方的流的非發(fā)送 時間。換言之，例如發(fā)送流2的導(dǎo)頻碼元P2的時間，在流l中為不發(fā)送導(dǎo)頻 碼元以及信息碼元的任何一方的非發(fā)送時間951 。
在最大延遲時間為保護區(qū)間長度以下時，由于數(shù)據(jù)流1和數(shù)據(jù)流2的延 遲波不會對導(dǎo)頻碼元P1產(chǎn)生影響，所以能夠在各個數(shù)據(jù)流之間的時間連續(xù)配 置所有流的導(dǎo)頻碼元。然后，通過采用圖19A所示的配置圖案，由于能夠使 相同流內(nèi)的導(dǎo)頻碼元之間的時間變得最短，因此即使在衰落變動大的情況下 也能夠提高在接收裝置的線路估計的精度。并且，在為圖19A所示的配置圖 案的情況下，從導(dǎo)頻碼元Pl開始到插入在下一個導(dǎo)頻碼元Pl之前的保護區(qū) 間為止的區(qū)間952為接收裝置的長FFT對象區(qū)間。
另一方面，在最大延遲時間超過保護區(qū)間時，如果采用圖19A所示的配 置圖案，則被認為數(shù)據(jù)流1和數(shù)據(jù)流2的延遲波將對導(dǎo)頻碼元P1產(chǎn)生影響， 有關(guān)流1的線路估計的精度惡化。因此，在最大延遲時間超過保護區(qū)間長度 時，由圖案決定單元901決定例如圖19B或圖19C所示的配置圖案。在圖19B 所示的配置圖案中，僅將流1的導(dǎo)頻碼元P1或流2的導(dǎo)頻碼元P2的其中一 個重復(fù)配置在各個數(shù)據(jù)流之間的時間。因此，重復(fù)發(fā)送例如流2的導(dǎo)頻碼元 P2的時間，在流l中為不發(fā)送導(dǎo)頻碼元以及信息碼元的任何一方的非發(fā)送時 間953。
在最大延遲時間超過保護區(qū)間長度時，由于數(shù)據(jù)流1和數(shù)據(jù)流2的延遲 波將對這些數(shù)據(jù)流之后的導(dǎo)頻碼元產(chǎn)生影響，因此在各個數(shù)據(jù)流之間的時間 重復(fù)配置相同流的導(dǎo)頻碼元。由此，實際上的保護區(qū)間長度被延長為區(qū)間954。
另外，在發(fā)送裝置具有三個以上的天線時，如果在任意一個流中，配置導(dǎo)頻 碼元的時間為其他流的非發(fā)送時間，則也可以在各個數(shù)據(jù)流之間的時間，在 多個流中重復(fù)配置導(dǎo)頻碼元。
通過釆用如圖19B所示的配置圖案，雖然相同流內(nèi)的導(dǎo)頻碼元之間的時 間變長，但如上所述，由于能夠延長實際上的保護區(qū)間長度，從而能夠除去 不在保護區(qū)間長度以下的數(shù)據(jù)流的延遲波的影響。再有，關(guān)于數(shù)據(jù)流之后的 導(dǎo)頻碼元，雖然受到了數(shù)據(jù)流的延遲波的影響，但可用于例如接收裝置中的 同步確立等。
另外，在為圖19B所示的配置圖案的情況下，為了確保相同流內(nèi)的導(dǎo)頻碼元的周期性，從當(dāng)前數(shù)據(jù)流之前的導(dǎo)頻碼元P1開始到插入在位于相同位置的下一個導(dǎo)頻碼元P1之前的保護區(qū)間為止的區(qū)間955為接收裝置的長FFT 對象區(qū)間。但是，在接收裝置中減去導(dǎo)頻碼元的復(fù)本進行頻率均衡的情況下， 變得不一定需要在相同流內(nèi)的導(dǎo)頻碼元的周期性，也可以使從當(dāng)前數(shù)據(jù)流之 前的導(dǎo)頻碼元Pl開始到插入在下一個數(shù)據(jù)流之前的導(dǎo)頻碼元P2之前的保護 區(qū)間為止的區(qū)間956為長FFT對象區(qū)間。
再有，在圖19C所示的配置圖案中，僅將流1的導(dǎo)頻碼元Pl或流2的 導(dǎo)頻碼元P2的其中一個配置在各個數(shù)據(jù)流之前，在插入在各個導(dǎo)頻碼元的保 護區(qū)間之前設(shè)置了雙方的流的非發(fā)送時間。在這樣的情況下，包含雙方的流 中的非發(fā)送時間的區(qū)間957成為實際上的保護區(qū)間長度。然后，在與圖19B 所示的配置圖案比較時，非發(fā)送時間變多，能夠減少消耗功率。
這樣，發(fā)送裝置根據(jù)來自接收裝置的反饋信息判定最大延遲時間是否超 過保護區(qū)間長度，切換每個流的導(dǎo)頻碼元的配置圖案。由此，能夠提高接收 裝置中的線路估計的精度，作為其結(jié)果，接收裝置能夠正確地進行使用頻率 均衡的延遲波去除。
接下來說明接收裝置中的每個流的延遲波除去。
通過接收裝置的各個天線接收到的OFDM信號，由正交解調(diào)單元201解 調(diào)到基帶。在接收裝置的各個天線接收到的OFDM信號中混合了發(fā)送裝置中 所有的流的信號。變成基帶的OFDM信號被輸出到延遲波除去單元903-1和 903-2中的長FFT對象區(qū)間獲得單元202，同時通過導(dǎo)頻區(qū)間獲得單元206從 變成基帶的OFDM信號中獲得與每個流的導(dǎo)頻碼元對應(yīng)的導(dǎo)頻區(qū)間。
獲得的每個流的導(dǎo)頻區(qū)間與實施方式1同樣地，由FFT單元207進行快
速傅立葉變換，各個副載波的數(shù)據(jù)被輸出到線路估計單元208a。然后，線路 估計單元208a對每個流求每個副載波的線路估計值。換言之，與接收裝置的 各個天線對應(yīng)的線路估計單元208a對與發(fā)送裝置的所有天線之間的傳播路徑 上的每個副載波的線路估計值進行估計。
每個流和每個副載波的線路估計值被輸出到插值單元209，通過插值求 在頻率方向上密集的線路估計值。通過插值獲得的線路估計值被輸出到導(dǎo)頻 復(fù)本生成單元902和延遲波除去單元903-1和903-2中的頻率均衡單元204。 然后，由導(dǎo)頻復(fù)本生成單元902將各個流的已知且不變的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)與各個流 的線路估計值相乘，生成導(dǎo)頻數(shù)據(jù)的接收復(fù)本(導(dǎo)頻復(fù)本)。生成的導(dǎo)頻復(fù)本被 輸出到延遲波除去單元903-1和903-2中的復(fù)本減法單元908。
然后，延遲波除去單元903-1和903-2通過頻率均衡除去發(fā)送裝置中各個 流的延遲波。換言之，長FFT對象區(qū)間獲得單元202從OFDM信號獲得長 FFT對象區(qū)間，由長FFT單元203進行對長FFT對象區(qū)間的快速傅立葉變換， 快速傅立葉變換后的信號被輸出到復(fù)本減法單元908。然后，復(fù)本減法單元 908從快速傅立葉變換后的信號減去每個流的導(dǎo)頻復(fù)本。
具體而言，例如發(fā)送裝置的導(dǎo)頻碼元的配置圖案為如圖19A所示時，由 延遲波除去單元903-1和903-2中的復(fù)本減法單元908減去流1的導(dǎo)頻碼元 Pl的復(fù)本和流2的導(dǎo)頻碼元P2的復(fù)本。另外，在本實施方式中，由于進行 導(dǎo)頻復(fù)本的減法，如上所述，即使在以圖19B所示的配置圖案發(fā)送導(dǎo)頻碼元 的情況下，也能夠使長FFT對象區(qū)間為區(qū)間956。
然后，延遲波除去單元903-1和903-2的各個復(fù)本減法單元908將導(dǎo)頻復(fù) 本減法運算后的信號暫時存儲而為之后的復(fù)本減法運算作準備，并輸出到頻 率均衡單元204。頻率均衡單元204對減去導(dǎo)頻復(fù)本之后的信號使用各個流 的線路估計值進行頻率均衡，除去與各個流的延遲波對應(yīng)的頻率分量。換言 之，延遲波除去單元903-1中的頻率均衡單元204進行流1的頻率均衡，延 遲波除去單元903-2中的頻率均衡單元204進行流2的頻率均^f。此時，由 延遲波除去單元903-1和903-2的各個頻率均衡單元204進行的頻率均衡是對 混合了發(fā)送裝置中的所有流的信號進行。但是，因為用于頻率均衡的線路估 計值是各個流固有的值，因此頻率均衡對象之外的流的碼間干擾不被除去。
的信號(流信號)，并由GI R除去單元210從延遲波除去后的流信號中除去
保護區(qū)間以及傾斜區(qū)間，各個流的信息碼元以每次一個碼元的方式被輸出到
FFT單元211。 FFT單元211對分別對應(yīng)的各個流的信息碼元進行快速傅立葉 變換，而每個副載波的數(shù)據(jù)分別被輸出到對應(yīng)的合成單元904。
然后，各個合成單元卯4對每個副載波的數(shù)據(jù)進行合成，而每個流的合 成數(shù)據(jù)被輸出到比較選擇單元卯5，對每個流的合成數(shù)據(jù)的接收質(zhì)量進行比 較。該比較的結(jié)果被通知給開關(guān)907，同時接收質(zhì)量最高的流的合成數(shù)據(jù)被 輸出到數(shù)據(jù)判定單元212。
在比較的結(jié)果被通知給開關(guān)907之后，各個開關(guān)907進行切換，以使復(fù) 本生成單元906與對應(yīng)于接收質(zhì)量最高的流以外的流的復(fù)本減法單元908相 連接。換言之，例如在流2的合成數(shù)據(jù)的接收質(zhì)量為最高時，如圖17所示， 各個開關(guān)907將復(fù)本生成單元906和與流1對應(yīng)的延遲波除去單元903-1中 的復(fù)本減法單元卯8相連接。
另一方面，接收質(zhì)量最高的流的合成數(shù)據(jù)被輸出到數(shù)據(jù)判定單元212之 后，由其進行對合成數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)判定，將獲得的信息數(shù)據(jù)輸出到P/S變換單 元213和復(fù)本生成單元906。然后，復(fù)本生成單元906將信息數(shù)據(jù)與流的線 路估計值相乘，生成接收質(zhì)量最高的流的信息碼元的復(fù)本。生成的復(fù)本經(jīng)過 進行上述切換后的開關(guān)907,被輸出到與接收質(zhì)量最高的流以外的流對應(yīng)的 復(fù)本減法單元908。換言之，例如在流2的合成數(shù)據(jù)的接收質(zhì)量為最高時， 流2的信息碼元的復(fù)本被輸出到與流1對應(yīng)的延遲波除去單元903-1中的復(fù) 本減法單元908。
由于復(fù)本減法單元908中存儲著導(dǎo)頻復(fù)本減法運算后的信號，從復(fù)本生 成單元906輸入復(fù)本的復(fù)本減法單元908還從所存儲的信號中減去復(fù)本。換 言之，復(fù)本減法單元908減去非對應(yīng)的流的信息碼元的復(fù)本，分離對應(yīng)的流 的信息碼元。換言之，在上述例子中，延遲波除去單元卯3-l中的復(fù)本減法 單元908對流2的信息碼元的復(fù)本進行減法運算，由此分離流1的信息碼元。 然后，由于被輸出到復(fù)本減法單元908的復(fù)本是接收質(zhì)量最高的流的信息碼 元的復(fù)本，信息碼元的分離被高精度地進行。
然后，由復(fù)本減法單元908減去導(dǎo)頻復(fù)本和復(fù)本之后的信號，再次通過 頻率均衡單元204進行頻率均衡。此時，對發(fā)送裝置的流之中接收質(zhì)量最高 的流進行分離/除去之后的信號進行頻率均衡單元204的頻率均衡。
然后，重復(fù)進行上述處理直到發(fā)送裝置的所有流都被分離為止，由此即
使在對混合了發(fā)送裝置的多個流的信號進行頻率均衡的情況下，也能夠精度 良好地進行流的分離并除去延遲波分量。
如上所述，根據(jù)本實施方式，在進行MIMO通信時，發(fā)送裝置決定基于 最大延遲時間的每個流的導(dǎo)頻碼元的配置，并僅在各個導(dǎo)頻碼元插入保護區(qū) 間后發(fā)送，接收裝置依次生成接收質(zhì)量最高的流的信息碼元的復(fù)本，重復(fù)進
行對接收信號的復(fù)本的減法運算和頻率均衡。因此，在MIMO通信中能夠在 相互正交的位置上配置各個流的導(dǎo)頻碼元并提高在接收裝置的線路估計和頻 率均衡的精確度，同時能夠高精度地進行流的分離。
再有，在上述各個實施方式中，雖然說明了采用OFDM方式和SC方式 的情況，但本發(fā)明也可適用于CDM(Code Division Multiplexing:碼分復(fù)用) 方式的無線通信。
本發(fā)明的第1方案的發(fā)送裝置所采用的結(jié)構(gòu)包括第一生成單元，從信 息數(shù)據(jù)生成多個信息碼元；第二生成單元，從已知且不變的圖案的導(dǎo)頻數(shù)據(jù) 生成導(dǎo)頻碼元；附加單元，僅在所述導(dǎo)頻碼元的前面附加保護區(qū)間；以及發(fā) 送單元，發(fā)送信號，該信號為在附加了保護區(qū)間的導(dǎo)頻碼元之后接續(xù)所述多 個信息碼元的幀結(jié)構(gòu)。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，由于僅在導(dǎo)頻碼元附加保護區(qū)間，并發(fā)送在信息碼元沒有 附加保護區(qū)間的幀結(jié)構(gòu)的信號，因此能夠進一步降低冗余分量在信號中所占 的比例，從而能夠提高傳輸效率。另外，在接收端，能夠進行使用導(dǎo)頻碼元 的線路估計和頻率均衡，變得即使沒有保護區(qū)間也能夠除去延遲波，能夠抑 制碼間干擾。
本發(fā)明的第2方案的發(fā)送裝置所采用的結(jié)構(gòu)為，在上述第l方案中，所 述第一生成單元包括S/P變換單元，對信息數(shù)據(jù)進行S/P變換；以及變換單 元，將經(jīng)S/P變換而獲得的并行數(shù)據(jù)分配給頻率互不相同的多個副載波，并 變換到時域的信息碼元。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，由于對信息數(shù)據(jù)進行S/P變換，并分配多個副載波變換為 時域的信息碼元，因此信息數(shù)據(jù)被進行OFDM調(diào)制，在OFDM方式中也能 夠不在信息碼元之間插入保護區(qū)間而提高傳輸效率。
本發(fā)明的第3方案的發(fā)送裝置所采用的結(jié)構(gòu)為，在上述第1方案中，所 述第 一生成單元在信息碼元之間插入振幅逐漸增減的傾斜區(qū)間。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，由于在信息碼元之間插入振幅逐漸增減的傾斜區(qū)間，能夠
抑制在連續(xù)的信息碼元之間的波形變得不連續(xù)。
本發(fā)明的第4方案的發(fā)送裝置所采用的結(jié)構(gòu)為，在上述第l方案中，在 通信對方臺中進行伴隨頻率均衡的正交調(diào)制時，所述附加單元在下一個幀的 導(dǎo)頻碼元之前附加保護區(qū)間，該保護區(qū)間的長度使從所述導(dǎo)頻碼元之后開始 到所述下一個幀的導(dǎo)頻碼元之前為止的長度在換算成所述正交調(diào)制的樣本數(shù)
時成為2的冪次方或2的冪次方的整數(shù)倍的長度。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，由于連續(xù)的兩個幀的導(dǎo)頻碼元之間的長度在換算成通信對 方臺進行的正交調(diào)制的樣本數(shù)時成為2的冪次方或2的冪次方的整數(shù)倍，所 以能夠在通信對方臺進行高效率的頻率均衡。
本發(fā)明的第5方案的發(fā)送裝置所采用的結(jié)構(gòu)為，在上述第1方案中，在 通信對方臺中進行伴隨頻率均衡的正交調(diào)制時，所述附加單元在下一個幀的 導(dǎo)頻碼元之前附加保護區(qū)間，該保護區(qū)間的長度使從所述導(dǎo)頻碼元的開頭開 始到所述下一個幀的導(dǎo)頻碼元之前為止的長度在換算成所述正交調(diào)制的樣本 數(shù)時成為1個信息碼元的樣本數(shù)的整數(shù)倍的長度。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，由于在連續(xù)的兩個幀的導(dǎo)頻碼元之間的長度換算成通信對 方臺進行的正交調(diào)制的樣本數(shù)時成為1個信息碼元的樣本數(shù)的整數(shù)倍，所以 能夠通過組合多個對1碼元的常規(guī)的快速傅立葉變換用電路(或重復(fù)使用)而 輕易地實現(xiàn)對通信對方臺的信息碼元區(qū)間的快速傅立葉變換，因此能夠減少 通信對方臺的電路規(guī)模。
本發(fā)明的第6方案的發(fā)送裝置所采用的結(jié)構(gòu)為，在上述第1方案中還包 括多個發(fā)送天線；以及決定單元，決定與各個發(fā)送天線對應(yīng)的導(dǎo)頻碼元的 配置為相互正交的導(dǎo)頻碼元的配置圖案，所述發(fā)送單元從所述多個發(fā)送天線 分別發(fā)送流，該流為基于所決定的配置圖案配置被附加了保護區(qū)間的導(dǎo)頻碼 元，并在所迷導(dǎo)頻碼元之后配置所述多個信息碼元而成。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，由于分別從發(fā)送天線發(fā)送流，該流的配置圖案為與多個發(fā) 送天線對應(yīng)的導(dǎo)頻碼元的配置為相互正交的配置圖案，能夠防止導(dǎo)頻碼元的 流之間的干擾，并提高接收側(cè)的線路估計的精度。
本發(fā)明的第7方案的發(fā)送裝置所采用的結(jié)構(gòu)為，在上述第6方案中，前 述決定單元決定配置圖案，該配置圖案為在配置了與任意一個發(fā)送天線對應(yīng) 的導(dǎo)頻碼元的時間，不配置與其他的發(fā)送天線對應(yīng)的導(dǎo)頻碼元以及信息碼元 的配置圖案。
才艮據(jù)該結(jié)構(gòu)，在從一個發(fā)送天線發(fā)送導(dǎo)頻碼元的時間，其他發(fā)送天線不 進行任何發(fā)送，因此能夠可靠地防止導(dǎo)頻碼元的流之間的干擾。
本發(fā)明的第8方案的發(fā)送裝置所采用的結(jié)構(gòu)為，在上述第6方案中，在 最大延遲時間為所述保護區(qū)間長度以下時，前述決定單元決定配置圖案，該 配置圖案為以每次1碼元的方式連續(xù)配置所有與發(fā)送天線對應(yīng)的導(dǎo)頻碼元， 并在配置的導(dǎo)頻碼元群之后配置所述多個信息碼元的配置圖案。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，由于在最大延遲時間為保護區(qū)間長度以下時，以每次1碼 元的方式連續(xù)配置所有的導(dǎo)頻碼元，并在其后配置信息碼元，因此能夠使乂人 各個發(fā)送天線發(fā)送導(dǎo)頻碼元的間隔最短，即使在衰落變動大的情況下也能夠 在接收側(cè)進行正確的線路估計。
本發(fā)明的第9方案的發(fā)送裝置所采用的結(jié)構(gòu)為，在上述第6方案中，在 最大延遲時間超過所述保護區(qū)間長度時，前述決定單元決定配置圖案，該配 置圖案為在所述多個信息碼元之前且最近的導(dǎo)頻碼元的緊前配置與相同的發(fā) 送天線對應(yīng)的導(dǎo)頻碼元或非發(fā)送時間的配置圖案。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，由于在最大延遲時間超過保護區(qū)間長度時，在信息碼元之 前且最近的導(dǎo)頻碼元的緊前配置與相同的發(fā)送天線對應(yīng)的導(dǎo)頻碼元或非發(fā)送 時間，因此實際上的保護區(qū)間長度增加相當(dāng)于導(dǎo)頻碼元的碼元長度或非發(fā)送 時間的長度，能夠在接收側(cè)除去導(dǎo)頻碼元的碼間千擾。
本發(fā)明的第10方案的接收裝置所采用的結(jié)構(gòu)包括接收單元，接收信號， 該信號為在由已知且不變的圖案的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)組成的導(dǎo)頻碼元之后接續(xù)多個信 息碼元的幀結(jié)構(gòu)；計算單元，使用與所述導(dǎo)頻碼元對應(yīng)的導(dǎo)頻區(qū)間，計算與 所述導(dǎo)頻區(qū)間以上的時間長度對應(yīng)的每個頻率的線路估計值；以及除去單元， 使用計算出的線路估計值，除去在與所述多個信息碼元對應(yīng)的信息碼元區(qū)間 中包含的延遲波。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，由于使用導(dǎo)頻碼元進行線路估計，并求信息碼元區(qū)間的線 路估計值而除去延遲波，所以即使沒有保護區(qū)間也能夠抑制碼間干擾。另夕卜， 在發(fā)送端不需要附加保護區(qū)間，就能夠進一步降低冗余分量在信號中所占的 比例，從而能夠提高傳輸效率。
本發(fā)明的第11方案的接收裝置所采用的結(jié)構(gòu)為，在上述第IO方案中， 所述計算單元包括估計單元，使用所述導(dǎo)頻區(qū)間進行線路估計；以及插值 單元，在頻率軸上對所述線路估計的結(jié)果進行插值求線路估計值。根據(jù)該結(jié)構(gòu)，由于通過插值求線路估計值，所以能夠以簡單的處理獲得 與導(dǎo)頻區(qū)間以上的時間長度對應(yīng)的每個頻率的線路估計值。
本發(fā)明的第12方案的接收裝置所采用的結(jié)構(gòu)為，在上述第IO方案中，
所述除去單元包括荻得單元，從接收信號獲得所述信息碼元區(qū)間；正交調(diào) 制單元，進行對所述信息碼元區(qū)間的正交調(diào)制，變換為頻域的信號；頻率均 衡單元，使用通過所述計算單元求出的線路估計值，從所述頻域的信號除去 與延遲波對應(yīng)的頻率分量；以及逆正交變換單元，對除去與延遲波對應(yīng)的頻 率分量之后的信號進行逆正交變換，變換為時域的信號。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，由于將信息碼元區(qū)間變換為頻域的信號，并在進行頻率均 衡之后回復(fù)成時域的信號，所以能夠使用通過插值求出的信息碼元區(qū)間的線 路估計值有效地除去延遲波。
本發(fā)明的第13方案的接收裝置所采用的結(jié)構(gòu)包括接收單元，接收包含 由已知的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)構(gòu)成的導(dǎo)頻碼元的信號；創(chuàng)建單元，使用與所述導(dǎo)頻碼元 對應(yīng)的導(dǎo)頻區(qū)間，創(chuàng)建最大延遲時間以上的范圍的延遲分布；擴展單元，對 創(chuàng)建的延遲分布附加振幅為0的區(qū)間來進行擴展；以及變換單元，進行對擴 展后的延遲分布的正交調(diào)制，變換為頻域的線路估計值。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，由于對使用導(dǎo)頻區(qū)間創(chuàng)建的最大延遲時間以上的范圍的延 遲分布進行擴展，變換為線路估計值，因此能夠在頻率軸上密集地計算與實 際的線路狀態(tài)接近的線路估計值，其結(jié)果，能夠提高例如使用線路估計值的 頻率均衡等的精度。
本發(fā)明的第14方案的接收裝置所采用的結(jié)構(gòu)為，在上述第13方案中， 所述創(chuàng)建單元包括線路估計單元，使用所述導(dǎo)頻區(qū)間進行線路估計；以及 逆正交變換單元，進行對所述線路估計的結(jié)果的逆正交變換，，變換為延遲分 布。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，由于對使用導(dǎo)頻區(qū)間的線路估計結(jié)果進行逆正交變換，變 換為延遲分布，因此能夠以較少的處理量高效地創(chuàng)建延遲分布。
本發(fā)明的第15方案的接收裝置所采用的結(jié)構(gòu)為，在上述第13方案中， 所述創(chuàng)建單元通過取所述導(dǎo)頻區(qū)間和所述導(dǎo)頻數(shù)據(jù)之間的時間波形的相關(guān)來 創(chuàng)建延遲分布。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，由于通過導(dǎo)頻區(qū)間的時間波形的相關(guān)來創(chuàng)建延遲分布，在 已知的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)的自相關(guān)低時，延遲分布的精度變高。
本發(fā)明的第16方案的接收裝置所采用的結(jié)構(gòu)為，在上述第13方案中，
所述創(chuàng)建單元包括濾波器，通過將所述導(dǎo)頻數(shù)據(jù)延遲并與系數(shù)相乘來生成 所述導(dǎo)頻區(qū)間的復(fù)本；比較單元，計算所生成的復(fù)本與實際的導(dǎo)頻區(qū)間之間 的差分；以及系數(shù)修正單元，修正所述濾波器的系數(shù)以使計算出的差分變小， 在所述差分變成最小時，所述濾波器將所述系數(shù)作為延遲分布輸出。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，由于使導(dǎo)頻區(qū)間的復(fù)本的精度變成最高時的FIR的系數(shù)作 為延遲分布，例如通過基于用其他方法求出的線路估計值來設(shè)定FIR的系數(shù) 的初始值，能夠在短時間內(nèi)生成更正確的延遲分布。
本發(fā)明的第17方案的接收裝置為具有多個接收天線并進行MIMO通信 的接收裝置，所采用的結(jié)構(gòu)包括接收單元，從多個接收天線接收混合了多 個流的信號，該流為在由已知且不變的圖案的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)構(gòu)成的導(dǎo)頻碼元之后 配置了多個信息碼元的流；計算單元，使用與所述導(dǎo)頻碼元對應(yīng)的每個流的 導(dǎo)頻區(qū)間，對所述流和所述接收天線的每個組合，計算與所述導(dǎo)頻區(qū)間以上 的時間長度對應(yīng)的每個頻率的線路估計值；除去單元，使用計算出的線路估 計值，除去在與所述多個信息碼元對應(yīng)的每個流的信息碼元區(qū)間中包含的延 遲波；以及生成單元，使用在未解調(diào)的流中與接收質(zhì)量最高的流對應(yīng)的延遲 波除去結(jié)果，對該流的信息碼元區(qū)間進行解調(diào)，并生成接收復(fù)本，所述除去 單元從接收信號減去所生成的接收復(fù)本，并除去在所述接收質(zhì)量最高的流以 外的流的信息碼元區(qū)間中包含的延遲波。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，使用線路估計值除去包含在每個流的信息碼元區(qū)間中的延 遲波，使用與接收質(zhì)量最高的流對應(yīng)的延遲波除去結(jié)果生成該流的信息碼元 的接收復(fù)本，并從接收信號減去接收復(fù)本而再次除去信息碼元中包含的延遲 波。因此，能夠從接收質(zhì)量良好的流開始依次進行延遲波除去，能夠進行精 度良好的流的分離并除去延遲波分量。
本發(fā)明的第18方案的無線通信系統(tǒng)包括發(fā)送裝置和接收裝置，所采用的 結(jié)構(gòu)為，所述發(fā)送裝置包括第一生成單元，從信息數(shù)據(jù)生成多個信息碼元； 第二生成單元，從已知且不變的圖案的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)生成導(dǎo)頻碼元；以及發(fā)送單 元，發(fā)送信號，該信號為在所述導(dǎo)頻碼元之后接續(xù)所述多個信息碼元的幀結(jié) 構(gòu)，所述接收裝置包括接收單元，接收所述幀結(jié)構(gòu)的信號；估計單元，使 用與所述導(dǎo)頻碼元對應(yīng)的導(dǎo)頻區(qū)間進行線路估計；插值單元，在頻率軸上對 所述線路估計的結(jié)果進行插值，求線路估計值；以及除去單元，使用求出的
線路估計值，除去在與所述多個信息碼元對應(yīng)的信息碼元區(qū)間中包含的延遲 波。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，發(fā)送裝置發(fā)送幀結(jié)構(gòu)為在導(dǎo)頻碼元之后接續(xù)多個信息碼元 的信號，接收裝置通過插值求介于導(dǎo)頻碼元之間的信息碼元區(qū)間的線路估計 值并除去延遲波，因此即使沒有保護區(qū)間也能夠抑制碼間干擾，同時沒有必 要附加保護區(qū)間，進一步降低冗余分量在信號中所占的比例，從而提高傳輸 效率。
本發(fā)明的第19方案的無線通信方法用于具有發(fā)送裝置和接收裝置的無 線通信系統(tǒng)，所述發(fā)送裝置包括以下步驟從信息數(shù)據(jù)生成多個信息碼元； 從已知且不變的圖案的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)生成導(dǎo)頻碼元；以及發(fā)送信號，該信號為在 所述導(dǎo)頻碼元之后接續(xù)所述多個信息碼元的幀結(jié)構(gòu)，所述接收裝置包括以下 步驟接收所述幀結(jié)構(gòu)的信號；使用與所述導(dǎo)頻碼元對應(yīng)的導(dǎo)頻區(qū)間進行線 路估計；在頻率軸上對所述線路估計的結(jié)果進行插值，求線路估計值；以及 使用求出的線路估計值，除去在與所述多個信息碼元對應(yīng)的信息碼元區(qū)間中 包含的延遲波。
根據(jù)該方法，發(fā)送裝置發(fā)送幀結(jié)構(gòu)為在導(dǎo)頻碼元之后接續(xù)多個信息碼元 的信號，接收裝置通過插值求介于導(dǎo)頻碼元之間的信息碼元區(qū)間的線路估計 值并除去延遲波，因此即使沒有保護區(qū)間也能夠抑制碼間干擾，同時沒有必 要附加保護區(qū)間，進一步降低冗余分量在信號中所占的比例，從而提高傳輸 效率。
本發(fā)明的第20方案的無線通信方法包括以下步驟接收包含由已知的導(dǎo) 頻數(shù)據(jù)構(gòu)成的導(dǎo)頻碼元的信號；使用與所述導(dǎo)頻碼元對應(yīng)的導(dǎo)頻區(qū)間，創(chuàng)建 最大延遲時間以上的范圍的延遲分布；對創(chuàng)建的延遲分布附加振幅為0的區(qū) 間來進行擴展；以及進行對擴展后的延遲分布的正交調(diào)制，變換為頻域的線 路估計值。
根據(jù)該方法，由于對使用導(dǎo)頻區(qū)間創(chuàng)建的最大延遲時間以上的范圍的延 遲分布進行擴展，變換為線路估計值，因此能夠在頻率軸上密集地計算與實 際的線路狀態(tài)接近的線路估計值，其結(jié)果，能夠提高例如使用線路估計值的 頻率均衡等的精度。
本發(fā)明的第21方案的無線通信方法包括以下步驟從多個接收天線接收 混合了多個流的信號，該流為在由已知且不變的圖案的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)構(gòu)成的導(dǎo)頻 碼元之后配置了多個信息碼元的流；使用與所述導(dǎo)頻碼元對應(yīng)的每個流的導(dǎo) 頻區(qū)間，對所述流和所述接收天線的每個組合，計算與所述導(dǎo)頻區(qū)間以上的
時間長度對應(yīng)的每個頻率的線路估計值；使用計算出的線路估計值，除去在 與所述多個信息碼元對應(yīng)的每個流的信息碼元區(qū)間中包含的延遲波；使用在 未解調(diào)的流中與接收質(zhì)量最高的流對應(yīng)的延遲波除去結(jié)果，對該流的信息碼 元區(qū)間進行解調(diào)，并生成接收復(fù)本；以及從接收信號減去所生成的接收復(fù)本， 并除去在所述接收質(zhì)量最高的流以外的流的信息碼元區(qū)間中包含的延遲波。
根據(jù)該方法，使用線路估計值除去包含在每個流的信息碼元區(qū)間中的延 遲波，使用與接收質(zhì)量最高的流對應(yīng)的延遲波除去結(jié)果生成該流的信息碼元 的接收復(fù)本，并從接收信號減去接收復(fù)本而再次除去信息碼元中包含的延遲 波。因此，能夠從接收質(zhì)量良好的流開始依次進行延遲波除去，能夠高精度 地進行流的分離并除去延遲波分量。
本說明書是基于2005年1月20日申請的日本專利申請第2005 -013162 號、2005年2月25日申請的日本專利申請第2005 -051204號以及2005年3 月15日申請的日本專利申請第2005 -073366號。其內(nèi)容全部包含于此。
工業(yè)實用性
本發(fā)明的發(fā)送裝置、接收裝置及無線通信方法，能夠在抑制碼間干擾的 同時，進一步降低冗余分量在信號中所占的比例，并提高傳輸效率，作為例 如在多路徑環(huán)境下使用的發(fā)送裝置、接收裝置及無線通信方法極為有用。
權(quán)利要求
1.一種發(fā)送裝置，包括第一生成單元，從信息數(shù)據(jù)生成多個信息碼元；第二生成單元，從已知且不變的圖案的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)生成導(dǎo)頻碼元；附加單元，僅在所述導(dǎo)頻碼元的前面附加保護區(qū)間；以及發(fā)送單元，發(fā)送信號，該信號為在附加了保護區(qū)間的導(dǎo)頻碼元之后接續(xù)所述多個信息碼元的幀結(jié)構(gòu)。
2. 如權(quán)利要求1所述的發(fā)送裝置，其中，所述第一生成單元包括 S/P變換單元，對信息數(shù)據(jù)進行S/P變換；以及變換單元，將經(jīng)S/P變換而獲得的并行數(shù)據(jù)分配給頻率互不相同的多個 副載波，并變換為時域的信息碼元。
3. 如權(quán)利要求1所述的發(fā)送裝置，其中，所述第一生成單元在信息碼元之間插入振幅逐漸增減的傾斜區(qū)間。
4. 如權(quán)利要求1所述的發(fā)送裝置，其中，在通信對方臺中進行伴隨頻率均衡的正交調(diào)制時，所述附加單元在下一 個幀的導(dǎo)頻碼元之前附加保護區(qū)間，該保護區(qū)間的長度使從所述導(dǎo)頻碼元之 后開始到所述下一個幀的導(dǎo)頻碼元之前為止的長度在換算成所述正交調(diào)制的 樣本數(shù)時成為2的冪次方或2的冪次方的整數(shù)倍的長度。
5. 如權(quán)利要求1所述的發(fā)送裝置，其中，在通信對方臺中進行伴隨頻率均衡的正交調(diào)制時，所述附加單元在下一 個幀的導(dǎo)頻碼元之前附加保護區(qū)間，該保護區(qū)間的長度使從所述導(dǎo)頻碼元的 開頭開始到所述下一個幀的導(dǎo)頻碼元之前為止的長度在換算成所述正交調(diào)制 的樣本數(shù)時成為1個信息碼元的樣本數(shù)的整數(shù)倍的長度。
6. 如權(quán)利要求1所述的發(fā)送裝置，其中，還包括 多個發(fā)送天線；以及決定單元，決定與各個發(fā)送天線對應(yīng)的導(dǎo)頻碼元的配置為相互正交的導(dǎo) 頻碼元的配置圖案，所述發(fā)送單元從所述多個發(fā)送天線分別發(fā)送流，該流為基于所決定的配 置圖案配置被附加了保護區(qū)間的導(dǎo)頻碼元，并在所述導(dǎo)頻碼元之后配置所述 多 個信息碼元而成。
7. 如權(quán)利要求6所述的發(fā)送裝置，其中，前述決定單元決定配置圖案，該配置圖案為在配置了與任意一個發(fā)送天 線對應(yīng)的導(dǎo)頻碼元的時間中，不配置與其他的發(fā)送天線對應(yīng)的導(dǎo)頻碼元以及 信息碼元的配置圖案。
8. 如權(quán)利要求6所述的發(fā)送裝置，其中，在最大延遲時間為所述保護區(qū)間長度以下時，前述決定單元決定配置圖 案，該配置圖案為以每次1碼元的方式連續(xù)配置所有與發(fā)送天線對應(yīng)的導(dǎo)頻 碼元，并在配置的導(dǎo)頻碼元群之后配置所述多個信息碼元的配置圖案。
9. 如權(quán)利要求6所述的發(fā)送裝置，其中，在最大延遲時間超過所述保護區(qū)間長度時，前述決定單元決定配置圖案， 該配置圖案為在所述多個信息碼元之前且最近的導(dǎo)頻碼元的緊前配置與相同 的發(fā)送天線對應(yīng)的導(dǎo)頻碼元或非發(fā)送時間的配置圖案。
10. —種接收裝置，包括接收單元，接收信號，該信號為在由已知且不變的圖案的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)組成 的導(dǎo)頻碼元之后接續(xù)多個信息碼元的幀結(jié)構(gòu)；計算單元，使用與所述導(dǎo)頻碼元對應(yīng)的導(dǎo)頻區(qū)間，計算與所述導(dǎo)頻區(qū)間 以上的時間長度對應(yīng)的每個頻率的線路估計值；以及除去單元，使用所算出的線路估計值，除去在與所述多個信息碼元對應(yīng) 的信息碼元區(qū)間中包含的延遲波。
11. 如權(quán)利要求IO所述的接收裝置，其中，所述計算單元包括 估計單元，使用所述導(dǎo)頻區(qū)間進行線路估計；以及插值單元，在頻率軸上對所述線路估計的結(jié)果進行插值而求線路估計值。
12. 如權(quán)利要求IO所述的接收裝置，其中，所述除去單元包括 獲得單元，從接收信號獲得所述信息碼元區(qū)間；正交調(diào)制單元，進行對所述信息碼元區(qū)間的正交調(diào)制，變換為頻域的信號；頻率均衡單元，使用由所述計算單元求出的線路估計值，從所述頻域的 信號中除去與延遲波對應(yīng)的頻率分量；以及逆正交變換單元，對除去與延遲波對應(yīng)的頻率分量之后的信號進行逆正 交變換，變換為時域的信號。
13. —種接收裝置，包括 接收單元，接收包含了由已知的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)構(gòu)成的導(dǎo)頻碼元的信號；創(chuàng)建單元，使用與所述導(dǎo)頻碼元對應(yīng)的導(dǎo)頻區(qū)間，創(chuàng)建最大延遲時間以上的范圍的延遲分布；擴展單元，對創(chuàng)建的延遲分布附加振幅為0的區(qū)間來進行擴展；以及 變換單元，進行對擴展后的延遲分布的正交調(diào)制，變換為頻域的線路估計值。
14. 如權(quán)利要求13所述的接收裝置，其中，所述創(chuàng)建單元包括 線路估計單元，使用所述導(dǎo)頻區(qū)間進行線路估計；以及 逆正交變換單元，進行對所述線路估計的結(jié)果的逆正交變換，變換為延遲分布。
15. 如權(quán)利要求13所述的接收裝置，其中，所述創(chuàng)建單元通過取所述導(dǎo)頻區(qū)間和所述導(dǎo)頻數(shù)據(jù)之間的時間波形的相 關(guān)而創(chuàng)建延遲分布。
16. 如權(quán)利要求13所述的接收裝置，其中，所述創(chuàng)建單元包括 濾波器，通過將所述導(dǎo)頻數(shù)據(jù)延遲并與系數(shù)相乘而生成所述導(dǎo)頻區(qū)間的復(fù)本；比較單元，計算所生成的復(fù)本與實際的導(dǎo)頻區(qū)間之間的差分；以及 系數(shù)修正單元，修正所述濾波器的系數(shù)以使計算出的差分變小， 在所述差分變成最小時，所述濾波器將所述系數(shù)作為延遲分布輸出。
17. —種接收裝置，具有多個接收天線并進行MIMO通信，該接收裝置 包括接收單元，從多個接收天線接收混合了多個流的信號，該流為在由已知 且不變的圖案的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)構(gòu)成的導(dǎo)頻碼元之后配置了多個信息碼元的流； 計算單元，使用與所述導(dǎo)頻碼元對應(yīng)的每個流的導(dǎo)頻區(qū)間，對所述流和所述接收天線的每個組合，計算與所述導(dǎo)頻區(qū)間以上的時間長度對應(yīng)的每個 頻率的線路估計值；除去單元，使用計算出的線路估計值，除去在與所述多個信息碼元對應(yīng) 的每個流的信息碼元區(qū)間中包含的延遲波；以及生成單元，使用在未解調(diào)的流中與接收質(zhì)量最高的流對應(yīng)的延遲波除去 結(jié)果，對該流的信息碼元區(qū)間進行解調(diào)，并生成接收復(fù)本，所述除去單元從接收信號中減去所生成的接收復(fù)本，除去在所述接收質(zhì) 量最高的流以外的流的信息碼元區(qū)間中包含的延遲波。
18. —種無線通信系統(tǒng)，包括發(fā)送裝置和接收裝置， 所述發(fā)送裝置包括第一生成單元，從信息數(shù)據(jù)生成多個信息碼元；第二生成單元，從已知且不變的圖案的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)生成導(dǎo)頻碼元；以及 發(fā)送單元，發(fā)送信號，該信號為在所述導(dǎo)頻碼元之后接續(xù)所述多個信息 碼元的幀結(jié)構(gòu)，所述接收裝置包括接收單元，接收所述幀結(jié)構(gòu)的信號；估計單元，使用與所述導(dǎo)頻碼元對應(yīng)的導(dǎo)頻區(qū)間進行線路估計； 插值單元，在頻率軸上對所述線路估計的結(jié)果進行插值，求線路估計值；以及除去單元，使用求出的線路估計值，除去在與所述多個信息碼元對應(yīng)的 信息碼元區(qū)間中包含的延遲波。
19. 一種無線通信方法，用于具有發(fā)送裝置和接收裝置的無線通信系統(tǒng)， 所述發(fā)送裝置包括以下步驟從信息數(shù)據(jù)生成多個信息碼元；從已知且不變的圖案的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)生成導(dǎo)頻碼元；以及發(fā)送信號，該信號為在所述導(dǎo)頻碼元之后接續(xù)所述多個信息碼元的幀結(jié)構(gòu)，所述接收裝置包括以下步驟 接收所述幀結(jié)構(gòu)的信號；使用與所述導(dǎo)頻碼元對應(yīng)的導(dǎo)頻區(qū)間進行線路估計； 在頻率軸上對所述線路估計的結(jié)果進行插值，求線路估計值；以及 使用求出的線路估計值，除去在與所述多個信息碼元對應(yīng)的信息碼元區(qū) 間中包含的延遲波。
20. —種無線通信方法，包括以下步驟 接收包含了由已知的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)構(gòu)成的導(dǎo)頻碼元的信號；使用與所述導(dǎo)頻碼元對應(yīng)的導(dǎo)頻區(qū)間，創(chuàng)建最大延遲時間以上的范圍的 延遲分布；對創(chuàng)建的延遲分布附加振幅為0的區(qū)間來進行擴展；以及 進行對擴展后的延遲分布的正交調(diào)制，變換為頻域的線路估計值。
21. —種無線通信方法，包括以下步驟從多個接收天線接收混合了多個流的信號，該流為在由已知且不變的圖 案的導(dǎo)頻lt據(jù)構(gòu)成的導(dǎo)頻碼元之后配置了多個信息碼元的流；使用與所述導(dǎo)頻碼元對應(yīng)的每個流的導(dǎo)頻區(qū)間，對所述流和所述接收天估計值；使用計算出的線路估計值，除去在與所述多個信息碼元對應(yīng)的每個流的 信息碼元區(qū)間中包含的延遲波；使用在未解調(diào)的流中與接收質(zhì)量最高的流對應(yīng)的延遲波除去結(jié)果，對該 流的信息碼元區(qū)間進行解調(diào)，生成接收復(fù)本；以及從接收信號中減去所生成的接收復(fù)本，除去在所述接收質(zhì)量最高的流以 外的流的信息碼元區(qū)間中包含的延遲波。
全文摘要
公開了發(fā)送裝置、接收裝置及無線通信方法，能夠在抑制碼間干擾的同時，進一步降低冗余分量在信號中所占的比例，并提高傳輸效率。該發(fā)送裝置(100)發(fā)送在附加了保護區(qū)間的導(dǎo)頻碼元之后接續(xù)多個碼元的幀結(jié)構(gòu)的信號。在接收該信號的接收裝置(200)中，長FFT對象區(qū)間獲得單元(202)從接收到的OFDM信號獲得長FFT對象區(qū)間，該區(qū)間為使用導(dǎo)頻碼元除去延遲波的對象的區(qū)間。長FFT單元(203)對長FFT對象區(qū)間進行快速傅立葉變換，變換為頻域的信號。頻率均衡單元(204)使用線路估計值的插值結(jié)果進行長FFT對象區(qū)間的頻率均衡。長IFFT單元(205)對頻率均衡后的長FFT對象區(qū)間進行快速傅立葉逆變換，變換為時域的信號。
文檔編號H04J11/00GK101103572SQ20058004699
公開日2008年1月9日 申請日期2005年12月27日 優(yōu)先權(quán)日2005年1月20日
發(fā)明者上杉充, 太田英司, 蛯子惠介, 須增淳 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社