專利名稱：用于mimo cdma下行鏈路的基于傅立葉變換的線形均衡的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及在移動(dòng)CDMA電話系統(tǒng)中的MIMO接收方法，其中借助于避免矩陣求逆的線性均衡算法將所需信號(hào)與其它干擾信號(hào)相分離。
背景技術(shù)：
在設(shè)計(jì)和實(shí)施數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)時(shí)的主要問題是同時(shí)傳輸和接收來自數(shù)個(gè)同時(shí)用戶的信號(hào)使得信號(hào)盡可能小地相互干擾。由于此問題和所用的傳輸容量，已經(jīng)使用了各種傳輸協(xié)議和多址接入方法，尤其在移動(dòng)電話業(yè)務(wù)中最為普遍的是FDMA(頻分多址)和TDMA(時(shí)分多址)以及新近的CDMA(碼分多址)。
CDMA是基于擴(kuò)展頻譜技術(shù)的多址接入方法，而且除了先前使用的FDMA和TDMA之外CDMA最近也已經(jīng)投入于蜂窩無線系統(tǒng)中使用。CDMA與先前的方法相比具有許多優(yōu)點(diǎn)，比如頻率規(guī)劃簡易性和頻譜高效性。
在CDMA方法中，用戶的窄帶數(shù)據(jù)信號(hào)與具有比該數(shù)據(jù)信號(hào)更寬頻帶的擴(kuò)頻碼相乘到相對(duì)寬的頻帶。在已知測試系統(tǒng)中使用的帶寬例如包括1.25MHz、10MHz和25MHz。該相乘將數(shù)據(jù)信號(hào)擴(kuò)頻到要使用的整個(gè)頻帶。所有用戶在同一頻帶上同時(shí)發(fā)射。在基站與移動(dòng)臺(tái)之間的每個(gè)連接上使用不同的擴(kuò)頻碼，而在接收器中可以基于用戶的擴(kuò)頻碼對(duì)用戶的信號(hào)進(jìn)行區(qū)分。如果可能，選擇擴(kuò)頻碼使得它們相互正交，即它們彼此不相關(guān)。
在常規(guī)實(shí)施的CDMA接收器中的相關(guān)器與它們基于擴(kuò)頻碼而識(shí)別的所需信號(hào)相同步。在接收器中通過將數(shù)據(jù)信號(hào)與同在傳輸步驟中相同的擴(kuò)頻碼相乘來將該數(shù)據(jù)信號(hào)恢復(fù)成原信號(hào)。從理想意義上說，與某一其它擴(kuò)頻碼相乘的信號(hào)并不相關(guān)而且無法恢復(fù)到窄帶。因此這些信號(hào)在所需信號(hào)看來就如同噪聲一樣。目的在于從多個(gè)干擾信號(hào)之中檢測預(yù)期用戶的信號(hào)。在實(shí)踐中，擴(kuò)頻碼確實(shí)在某種程度上相關(guān)，而其它用戶的信號(hào)使得通過使接收信號(hào)發(fā)生失真來檢測所需信號(hào)更加困難。由用戶對(duì)于彼此所造成的干擾被稱為多址接入干擾。
該情形在一個(gè)或數(shù)個(gè)用戶以比其它用戶大得多的信號(hào)強(qiáng)度進(jìn)行發(fā)射時(shí)尤其成問題。利用較大信號(hào)強(qiáng)度的這些用戶相當(dāng)大地干擾其它用戶的連接。這樣的情形被稱為遠(yuǎn)近問題，并且當(dāng)一個(gè)或數(shù)個(gè)用戶距離基站較近而一些用戶距離較遠(yuǎn)時(shí)例如可能在蜂窩無線系統(tǒng)中出現(xiàn)該問題，于是如果系統(tǒng)的功率控制算法不是非?？焖俸透咝В瑒t距離更近的用戶會(huì)掩蔽其它用戶在基站接收器中的信號(hào)。
在異步系統(tǒng)，即用戶的信號(hào)沒有相互同步的系統(tǒng)中，可靠的信號(hào)接收尤其成問題，因?yàn)橛脩舻姆?hào)被其它用戶的數(shù)個(gè)符號(hào)擾亂。然而在常規(guī)接收器中，均用作檢測器的與擴(kuò)頻碼相匹配的濾波器和滑動(dòng)相關(guān)器在遠(yuǎn)近情形中不能很好地工作。在已知方法之中，最佳結(jié)果由如下去相關(guān)檢測器來提供，該去相關(guān)檢測器通過將收到的信號(hào)與所用擴(kuò)頻碼的互相關(guān)矩陣相乘從而將多址接入干擾從該信號(hào)中消除。去相關(guān)檢測器在如下文獻(xiàn)中有具體的描述Lupas，Verdu，‘Linear multiuserdetectors for synchronous code-division multiple access channels’，IEEETransactions on Information Theory，1989年1月第35卷第1期第123-136頁；以及Lupas，Verdu，‘Near-far resistance of multiuser detectorsin asynchronous channels’，IEEE Transactions on Communication，1990年4月第38卷。然而，這些方法同樣涉及到許多運(yùn)算如矩陣求逆運(yùn)算，這些運(yùn)算要求大計(jì)算容量而且當(dāng)例如就像在蜂窩無線系統(tǒng)中那樣傳輸信道的質(zhì)量和用戶數(shù)目持續(xù)地變化時(shí)尤其需要。
信道均衡是在頻率選擇性的CDMA下行鏈路中提高下行鏈路接收器性能的頗有希望的一種手段。當(dāng)前的研究涵蓋了兩類線性均衡，即非自適應(yīng)線性均衡和自適應(yīng)線性均衡。非自適應(yīng)線性均衡器通常假設(shè)信道的“逐段(piece-wise)的”平穩(wěn)性，而且根據(jù)某一優(yōu)化標(biāo)準(zhǔn)如LMMSE(最小均方誤差)或者迫零來設(shè)計(jì)均衡器，其中一般通過矩陣求逆來求解線性方程組。這可能在計(jì)算成本上很高，當(dāng)信道的相干時(shí)間短而均衡器必須頻繁更新時(shí)更是如此。另一方面，自適應(yīng)算法借助于隨機(jī)梯度算法來解決類似的LMMSE或者迫零優(yōu)化問題而且避免直接的矩陣求逆。雖然在計(jì)算上可能更易于管理，但是自適應(yīng)算法并不那么魯棒，因?yàn)樗鼈兊氖諗啃袨楹托阅芤蕾囉趯?duì)參數(shù)如步長大小的選擇。
已經(jīng)在各種背景中利用多發(fā)射、多接收系統(tǒng)，而且在獨(dú)立的平坦衰落環(huán)境中已經(jīng)表明MIMO系統(tǒng)的容量隨著天線的數(shù)目線性地增加。
將MIMO配置應(yīng)用于CDMA下行鏈路對(duì)接收器設(shè)計(jì)者提出了重大挑戰(zhàn)，因?yàn)榻邮掌鞅仨殤?yīng)對(duì)碼片間(inter-chip)干擾(ICI)和協(xié)信道干擾(CCI)以便實(shí)現(xiàn)可靠通信。
本領(lǐng)域仍然需要一種既魯棒又不消耗大量計(jì)算能力的均衡處理。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種用于下行鏈路MIMO CDMA信號(hào)的均衡方法，該方法避免了計(jì)算密集的矩陣求逆。
本發(fā)明的特征在于一種僅使用FFT和IFFT作為濾波器系數(shù)生成處理中的步驟的線性濾波器處理。
本發(fā)明的特征在于利用由DFT運(yùn)算所對(duì)角化的塊輪換矩陣對(duì)相關(guān)矩陣的逼近。


圖1針對(duì)一般情況示出了接收器的框圖。
圖2示出了在本發(fā)明的分析中使用的各種方程。
圖3示出了根據(jù)本發(fā)明的MIMO系統(tǒng)的總體視圖。
圖4針對(duì)MIMO情況示出了對(duì)應(yīng)于圖1的框圖。
圖5針對(duì)QPSK例子示出了準(zhǔn)確的求解與根據(jù)本發(fā)明的求解的比較。
圖6針對(duì)16QAM例子示出了準(zhǔn)確的求解與根據(jù)本發(fā)明的求解的比較。
圖7示出了根據(jù)本發(fā)明的處理步驟的流程圖。
具體實(shí)施例方式
在涵蓋單輸入/單輸出(SISO)和多輸入/多輸出(MIMO)二者的初步討論中，考慮如下情況CDMA下行鏈路具有至少一個(gè)(M個(gè))天線和J個(gè)現(xiàn)行用戶，每個(gè)用戶分配有多個(gè)代碼Kj，其中j＝1--J。令K為現(xiàn)行擴(kuò)頻碼的總數(shù)(針對(duì)Kj進(jìn)行求和)。需要說明的是，在討論中，使用擴(kuò)頻碼索引而不是用戶索引以便簡化記法。在發(fā)射器處，通過圖2中的等式(1)來給定碼片級(jí)信號(hào)表示，其中i、m和k是碼片、符號(hào)和擴(kuò)頻碼索引?；緮_頻代碼標(biāo)記為c(i)同時(shí)，ak表示分配給擴(kuò)頻碼k的功率，bk是用于擴(kuò)頻碼k的信息符號(hào)序列，而sk(i)是擴(kuò)頻碼k。
令h＝[h0；:::hL]是擴(kuò)頻碼k的合成碼片級(jí)信道脈沖矢量。需要說明的是，h包括來自發(fā)射脈沖整形器、無線傳播信道和接收濾波器的分量，使得它將隨著環(huán)境改變而改變。還需要說明的是，由于在整個(gè)討論中，僅考慮擴(kuò)頻碼k，所以使用h而不是hk以求簡潔。在圖2的等式2中給定了接收信號(hào)的矩陣矢量表示。為了便于對(duì)線性均衡的討論，在接收矢量r中堆疊F+1個(gè)碼片，使得r(i)＝[r(i+F)；:::；r(i)；:::；r(i-F)]T＝H(i)d(i)+n(i)，其中d(i)＝E[d(i)dH(i)]是發(fā)射的碼片功率，而h(i)是H(i)中的第(F+1)列。這一形式的求解是不合乎需要的，因?yàn)樗蕾囉诖a片索引i而且隨時(shí)間改變。然而，如果以下兩個(gè)假設(shè)成立則可以去除對(duì)于i的依賴性。
a)信道矢量h(i)在碼片塊之上是平穩(wěn)的。通過選擇塊大小使得塊的時(shí)間跨度是信道相干時(shí)間的小部分從而滿足此條件。利用此條件，從h(i)和H(i)中去除對(duì)于i的依賴性。
b)碼片級(jí)發(fā)射信號(hào)d(i)是白的和廣義平穩(wěn)的?？梢员砻魅绻到y(tǒng)是滿負(fù)載的，即在K＝G時(shí)，而且每個(gè)擴(kuò)頻碼分配有相等功率，則嚴(yán)格地滿足此條件。否則，除負(fù)載很輕的系統(tǒng)，即在K＜＜G時(shí)之外，此條件以合理的程度成立。于是以下求解有悖于直覺，因?yàn)榕c條件在常規(guī)上“ 較佳”，即信號(hào)從背景中鮮明地突顯出來時(shí)相比，該求解在小的信噪比時(shí)更佳。
去除了對(duì)于時(shí)間的依賴性，對(duì)于濾波器矢量w的求解變成圖2中的等式4，其中σ是表示發(fā)射功率的常數(shù)，而R是來自等式3的相關(guān)矩陣。本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識(shí)到，在均衡之后的估計(jì)數(shù)據(jù)表示為d(i)＝wHr(i)，其中r是等式2中的接收信號(hào)，而w相對(duì)緩慢地變化。已經(jīng)觀察到如在等式5中所示，R在形式上是帶狀托普利茨(Toeplitz)矩陣，其中由等式6給定的單獨(dú)元素依賴于信道脈沖矢量h和一些常數(shù)。
本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識(shí)到，針對(duì)先前問題(根據(jù)其它觀察到的參數(shù)來表達(dá)w)的對(duì)于w的分析求解要求對(duì)相關(guān)矩陣R求逆。求逆計(jì)算要求計(jì)算資源和時(shí)間。在移動(dòng)電話手機(jī)中提供所需計(jì)算資源是困難的，就如同利用有限硬件資源足夠快速地執(zhí)行計(jì)算以提供令人滿意的求解一樣困難。因此，本發(fā)明很好地適于使用在CDMA蜂窩系統(tǒng)內(nèi)的移動(dòng)手機(jī)的接收器中。
矩陣求逆的復(fù)雜度是LF3階，其中LF＝2F+1是濾波器長度。另外，矩陣求逆運(yùn)算在固定點(diǎn)實(shí)施的經(jīng)常情況下可能在數(shù)值上不穩(wěn)定和不準(zhǔn)確。
本發(fā)明的有利特征在于通過一種將矩陣求逆取代為傅立葉變換的處理來避免矩陣求逆。在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例中，相關(guān)矩陣的求逆被兩個(gè)FFT(快速傅立葉變換)和一個(gè)逆FFT所取代。
如果LF＞2L，可以根據(jù)等式7與矩陣C相加將R轉(zhuǎn)換成輪換(circulant)矩陣S，其中C是在等式2中定義的上三角“拐角”矩陣。這一改變的目的在于利用每個(gè)輪換矩陣可以通過DFT(離散傅立葉變換)矩陣來對(duì)角化這一性質(zhì)，即S＝DH(Λ)D，其中D在等式9中定義，而Λ是通過對(duì)S的第一列進(jìn)行DFT而獲得的對(duì)角矩陣。
根據(jù)等式10定義V，本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識(shí)到，對(duì)LF×LF矩陣R求逆的問題已經(jīng)減化為對(duì)2L×2L矩陣J2L-VS-1VH求逆，其中J2L是2L×2L“交換”矩陣(在反對(duì)角上是一)。
另外，如果濾波器長度遠(yuǎn)遠(yuǎn)長于信道相關(guān)長度，即LF＞＞2L，則將兩個(gè)拐角與相關(guān)矩陣R相加不會(huì)顯著地改變矩陣的特征結(jié)構(gòu)。因而，R的逆近似地等于S的逆。于是無需直接的矩陣求逆，因?yàn)榭梢岳靡恍〧FT和IFF運(yùn)算來獲得S的逆。
回到隔離所需信號(hào)的問題，該求解變成w＝S-1h＝DH(Λ)-1Dh，其中D和DH運(yùn)算分別代表DFT和IDFT運(yùn)算。作為又一簡化，DFT運(yùn)算可以被計(jì)算更為簡易的FFT運(yùn)算所取代。
信號(hào)識(shí)別處理然后變成根據(jù)接收信號(hào)來估計(jì)相關(guān)矩陣R；通過添加兩個(gè)拐角矩陣將R轉(zhuǎn)換成輪換矩陣S；進(jìn)行FFT(s)，其中s是S的第一列，而且生成Λ；計(jì)算Dh＝Fft(h)和(Λ)-1Dh，以及變換回到時(shí)域，其中w＝DH(Λ)-1Dh＝1FFT((Λ)-1Dh)；將所得w施加到接收矢量r以計(jì)算所估計(jì)的碼片d。
量(Λ)-1Dh的元素也將稱為頻域?yàn)V波器抽頭。然后常規(guī)地處理所估計(jì)的碼片d以生成模擬語音信號(hào)(或者數(shù)據(jù))。
由于濾波器對(duì)于N個(gè)碼片的塊而言是不變的，所以每個(gè)碼片的計(jì)算負(fù)荷被N正規(guī)化。作為說明，N可以是1024。每個(gè)碼片的總體復(fù)雜度然后變成(LF+(3LF/2N)log2LF)階，這與用于直接矩陣求逆方法的(LF+(1/N)LF3)階復(fù)雜度相比較更勝一籌。
現(xiàn)在參照?qǐng)D1，示出了在蜂窩CDMA系統(tǒng)中的廣義接收器，作為說明是移動(dòng)手機(jī)的框圖，其中天線105接收傳遞到信道估計(jì)器110和傳遞到均衡器120的輸入信號(hào)，該信道估計(jì)器為計(jì)算中所用的參數(shù)生成初始估計(jì)，而該均衡器代表了執(zhí)行下述各種計(jì)算的電路。在這一算法中，根據(jù)任何便利的常規(guī)方法，比如在Louis Scharf、Addison Wesley的著作“Statistical Signal Processing(統(tǒng)計(jì)信號(hào)處理)”中說明的方法來執(zhí)行估計(jì)相關(guān)矩陣元素的處理?？梢栽诎〝?shù)字信號(hào)處理器芯片和/或通用設(shè)備如微處理器在內(nèi)的專用設(shè)備中實(shí)現(xiàn)計(jì)算。可以在任何便利的介質(zhì)如機(jī)器可讀的只讀存儲(chǔ)器芯片中存儲(chǔ)用于實(shí)現(xiàn)該處理的指令。
均衡器的功能在于部分地或者很大程度地對(duì)代表各種“信道”的單獨(dú)擴(kuò)頻碼—一個(gè)代碼用于一個(gè)用戶—的正交性進(jìn)行恢復(fù)。
在均衡器之后，如本領(lǐng)域技術(shù)人員所知的常規(guī)代碼相關(guān)器，比如在John Proakis、McGraw Hill的著作“Digital Communication(數(shù)字通信)”中示出的相關(guān)器分離出與攜帶有關(guān)注的數(shù)據(jù)的特定代碼相關(guān)聯(lián)的功率。常規(guī)的解交織器選擇特定的關(guān)注的數(shù)據(jù)。標(biāo)記為音頻的方框150示意性地代表了將處理至此的數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換成模擬音頻的常規(guī)電路(或者在數(shù)據(jù)情況下將該數(shù)據(jù)傳遞到下一步驟)。為了便于表達(dá)權(quán)利要求，離開解交織器140的信號(hào)將被稱為輸出信號(hào)，而由方框150代表的處理(對(duì)數(shù)據(jù)塊進(jìn)行求和、執(zhí)行數(shù)字到模擬轉(zhuǎn)換、平滑、放大等)將被稱為處理所述輸出信號(hào)。
數(shù)值計(jì)算技術(shù)已經(jīng)發(fā)現(xiàn)兩種計(jì)算技術(shù)用以提高所用逼近的準(zhǔn)確度和結(jié)果的穩(wěn)定性。通過添加與小的常數(shù)相乘的單位矩陣，將人為的噪聲本底添加到矩陣S，從而當(dāng)矩陣的特征值在FFT中用作除數(shù)時(shí)防止了與小的數(shù)相除。這等效于假設(shè)噪聲比它實(shí)際上的要更壞。
此外，由于脈沖矢量h的長度是由信道分布(channel profile)所固定的常數(shù)，所以可以通過增加濾波器長度LF來提高逼近的準(zhǔn)確度。這具有減少不準(zhǔn)確度的效果，該不準(zhǔn)確度是由在計(jì)算特征值時(shí)在拐角矩陣CL中執(zhí)行加法而引入的。由于增加濾波器長度意味著較高的濾波器復(fù)雜度，所以在執(zhí)行頻域計(jì)算時(shí)通過使用雙倍長度(2LF)矢量來提供較佳的折衷。在接收矢量中的初始碼片集被擴(kuò)展到長度2LF。這一擴(kuò)展的矢量被變換到傅立葉域并用于計(jì)算。在逆傅立葉變換之后，截短在兩側(cè)上的額外LF/2個(gè)抽頭而僅使用在中央的LF個(gè)抽頭。
多信道分集多信道分集接收是提高接收器性能的一種重要手段。分集接收的益處是雙重的第一，斷訊(outage)概率有所減少，因?yàn)樗蟹旨方?jīng)歷深度衰落的可能性較??；第二，附加的分集支路提供了可以用來增強(qiáng)SNR、抑制ISI和MAI等的額外信號(hào)維度。
多信道分集接收以多種形式進(jìn)行表現(xiàn)。在這些形式之中，過采樣、多接收天線和天線極化是最為常用的。
這些方法的性能關(guān)鍵地依賴于不同分集支路之間的統(tǒng)計(jì)相關(guān)。一般而言，不同分集支路之間的相關(guān)越小，總體接收器性能就越佳。
在這一部分中，將基于FFT的線性均衡方法擴(kuò)展到具有分集接收的單天線系統(tǒng)。以下處理沒有區(qū)分不同的分集方法，因?yàn)樗鼈兌脊灿猛粩?shù)學(xué)形式。對(duì)此，令M表示分集支路的總數(shù)目(通常是2或者4)，而且通過用小的矢量hi代替先前討論的標(biāo)量hi來擴(kuò)展等式2的接收信號(hào)模型。
相關(guān)矩陣同樣是帶狀塊托普利茨矩陣，不同的是元素現(xiàn)在是小型矩陣，如等式11和12中所示。針對(duì)信號(hào)矢量w求解矩陣方程這一問題變得更為復(fù)雜，因?yàn)橄嚓P(guān)矩陣R現(xiàn)在是MLF×MLF，而且相應(yīng)地更加難以直接求逆。
繼前一部分的過程之后是利用塊輪換矩陣S對(duì)塊托普利茨矩陣R進(jìn)行逼近。為了對(duì)S求逆，引入根據(jù)等式13的循環(huán)移位矩陣P，其中I是單位矩陣。然后可以將S表示為等式14，其中符號(hào)表示克羅內(nèi)克爾積(Kronecker product)，而E0--ELF-1形成矩陣S中的第一“塊”列。與先前討論相類似地進(jìn)行下去，可以通過DFT P＝DHWD將P對(duì)角化，其中D是DFT矩陣，而W是形式為W＝diag(11WLF-1，...WLF-(LF-1))的對(duì)角，其中WLF＝ej(2ouLF)。在一些代入之后，S可以表達(dá)為等式15，其中表達(dá)式15-1表示逐個(gè)維度的IDFT，而表達(dá)式15-3表示逐個(gè)維度(dimension-wise)的DFT，意味著對(duì)M個(gè)分集維度中的每個(gè)維度施加DFT或者IDFT。中央表達(dá)式15-2是塊對(duì)角矩陣，該矩陣的對(duì)角塊是矩陣E0，...，ELF-1這一陣列的逐個(gè)元素的DFT，如等式16中所示，其中F是由等式17定義的M×M矩陣。因此S的逆由等式18給定。F的逆減化為LF個(gè)小型M×M矩陣的逆，因?yàn)镕是塊對(duì)角的。
用于多維度傳輸?shù)倪^程可以總結(jié)如下
1)根據(jù)接收信號(hào)來估計(jì)相關(guān)矩陣R；2)通過添加兩個(gè)“拐角”轉(zhuǎn)換成塊輪換矩陣S；3)對(duì)S的第一“塊”列進(jìn)行“逐個(gè)元素的”FFT以及形成F，求逆并獲得F-1；4)計(jì)算h的“逐個(gè)維度的”FFT或者(DI)h和F-1(DI)h；5)計(jì)算F-1(DI)的“逐個(gè)維度的”IFFT以獲得加權(quán)矢量w＝(DHI)F-1(DI)h。
此算法涉及到對(duì)大小為MLF×1的矢量所進(jìn)行的一個(gè)“逐個(gè)維度的”FFT和IFFT(等效于M個(gè)長度LF的FFT/IFFT)、對(duì)大小為M×M的矩陣所進(jìn)行的一個(gè)“逐個(gè)元素的”FFT(等效于M2個(gè)長度LF的FFT)和LF個(gè)大小為M×M的矩陣求逆。與R的直接矩陣求逆高得多的(MLF)3階復(fù)雜度相比較，此算法的復(fù)雜度是(LFM3+(M2+2M)/2LFlog2LF)階。
多發(fā)射、多接收天線MIMO系統(tǒng)為實(shí)現(xiàn)無線通信系統(tǒng)的高頻譜效率提供了可能。
將MIMO配置應(yīng)用于CDMA下行鏈路對(duì)接收器設(shè)計(jì)提出了重大挑戰(zhàn)，因?yàn)榻邮掌鞅仨殤?yīng)對(duì)碼片問干擾(ICI)和CCI以便實(shí)現(xiàn)可靠通信。本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識(shí)到常規(guī)的LMMSE算法和卡爾曼濾波器算法二者可以擴(kuò)展到MIMO系統(tǒng)。在文獻(xiàn)中也發(fā)現(xiàn)了試圖將非線性判決反饋干擾消隱與LMMSE均衡相組合。然而，這些算法直接地在接收信號(hào)處執(zhí)行判決反饋，因此需要不切實(shí)際的假設(shè)所有現(xiàn)行沃爾什代碼在移動(dòng)接收器處都是已知的以便重構(gòu)所發(fā)射的碼片序列。
考慮如圖3中所示的M個(gè)發(fā)射天線、N個(gè)接收天線的MIMOCDMA系統(tǒng)。輸入數(shù)據(jù)在線路302上進(jìn)入并在單元310中從串行轉(zhuǎn)換成并行。已經(jīng)假設(shè)相當(dāng)簡易的“串行到并行拆分”發(fā)射多路復(fù)用以便使得接收器解決方案對(duì)于所有可能的MIMO發(fā)射多路復(fù)用方法都是足夠通用的。調(diào)制的符號(hào)流在通過M個(gè)發(fā)射天線315進(jìn)行發(fā)射之前在發(fā)射器處的單元310-1至130-M中被拆分成M個(gè)子流。
輸入天線325拾取由檢測器330-1檢測和由單元350處理的信號(hào)。
如圖4中所示，在第m個(gè)發(fā)射天線處的信號(hào)模型給定如下，假設(shè)在系統(tǒng)中有K個(gè)現(xiàn)行沃爾什代碼dm(i)=c(i)Σk-1kΣmakak_m(j)sk(i-jG)---(1)]]>其中i、j、m和k是碼片、符號(hào)、發(fā)射天線和擴(kuò)頻碼的索引?；緮_頻代碼表示為c(i)。同時(shí)，ak表示分配給擴(kuò)頻碼k的功率(對(duì)于所有天線都相同)，ak，m是在天線m處用于擴(kuò)頻碼k的信息符號(hào)序列，而sk是第k擴(kuò)頻碼。需要說明的是，在這一模型中已經(jīng)隱含地假設(shè)針對(duì)所有發(fā)射天線都使用同一沃爾什代碼集。
發(fā)射信號(hào)傳播經(jīng)過表示為H0，…HL的MIMO多徑衰落信道，其中每個(gè)矩陣Hl具有NΔ×M的維度，其中Δ表示每個(gè)碼片的采樣數(shù)目。因此，在針對(duì)第i碼片間隔堆疊通過所有接收天線接收的采樣之后，在接收天線處的信號(hào)模型通過以下等式來給定。
yi=Σi=0lHldi-1+ni---(2)]]>需要說明的是，yi=[yi,1T,...,yi,NT]T]]>具有NΔ的長度，而每個(gè)小的矢量yi，n包括在第i個(gè)碼片間隔之內(nèi)的所有時(shí)間采樣。同時(shí)，L是信道存儲(chǔ)器長度，di-1＝[d1(i-1)，...，dM(i-1)]T是在時(shí)刻i-l發(fā)射的碼片矢量，而ni是(NΔ)×1維度的白高斯噪聲矢量，其中ni□N(0，σ2I)。需要說明的是，σ2表示噪聲方差，而I是單位矩陣。另外，為了便于對(duì)LMMSE接收器的討論，堆疊2F+1個(gè)接收矢量的塊yi+Fi-F＝Hdi+F1-F-L+ni+Fi-F(3)其中2F+1表示LMMSE均衡濾波器的長度，以及yi+Fi-F=[yi+FT,...,yi-FT]T,((2F+1)NΔ×1)]]>ni+Fi-F=[ni+FT,...,ni-FT]T,((2F+1)NΔ×1)]]>di+Fi-F-L=[di+FT,...,di-F-LT]T((2F+L+1)M×1).]]> 其中矩陣的維度緊鄰于它們來給定。需要說明的是，為了保持記法更為直觀，保持了“塊”級(jí)的下標(biāo)。例如，yi+Fi-F是包含塊yi+F，...，yi-F的矢量，其中每個(gè)塊是大小為NΔ×1的矢量。
在圖4中示出了具有碼片級(jí)均衡器的MIMO接收器的框圖。在天線405-1至405-N上接收信號(hào)。信道估計(jì)器410類似于圖1中的估計(jì)器110進(jìn)行工作，并且為多個(gè)信道估計(jì)參數(shù)。碼片級(jí)均衡器420根據(jù)來自估計(jì)器的輸入對(duì)原始數(shù)據(jù)進(jìn)行處理，此后部分地重新設(shè)置沃爾什代碼的正交性。解擾頻器430檢測來自每個(gè)與所需擴(kuò)頻碼相關(guān)的發(fā)射天線的所需符號(hào)。需要說明的是，解擾頻處理也包含于代碼相關(guān)器430中。最后，單元440執(zhí)行解交織和解碼的功能。
所有這些塊對(duì)于來自N個(gè)接收天線的N個(gè)輸入信號(hào)進(jìn)行操作。例如，圖中的信號(hào)線路代表了并行地承載信號(hào)的線路集。
定義了誤差矢量z＝di-WNyi+F；i-F和誤差協(xié)方差矩陣Ru＝E[zzH]，MIMOLMMSE碼片級(jí)均衡器W是以下問題的求解Wopt=argminwTrace(Ru)=argminwE||d1-Wnyi+F,i-F||2,---(6)]]>其優(yōu)化解給定如下Wopt=σd2R-1Hw---(7)]]>其中R=E[yi+Fi-Fyi+Fi-FH]]]>是接收信號(hào)的相關(guān)矩陣，σd2是發(fā)射碼片功率。
同時(shí)，雖然H對(duì)于給定的信道實(shí)現(xiàn)而言是固定的而且不是符號(hào)索引的函數(shù)，但是這里在矩陣矢量積的擴(kuò)展中使用了記法Hi+Fi-L，Hw和Hi-Fi-F-L來代表與di+Fi+L，di和di-Fi-F-L相關(guān)聯(lián)的H的子矩陣Hdi-Fi-F=0[Hi+Fi+LHwHi-Fi-F-L]di+Fi-Ldidi-Fi-F-L]]>=Hi+Fi-Ldi-Fi+L+Hwdi+Hi-Fi-Ldi+Fi-L---(10)]]>MIMO LMMSE解決方案涉及到具有復(fù)雜度O((LFNΔ)3)的對(duì)接收信號(hào)R的相關(guān)矩陣的求逆，其中LF＝(2F+1)是濾波器的時(shí)間長度。此復(fù)雜度隨著濾波器長度增加而快速地增長，導(dǎo)致直接的LMMSE方法不切實(shí)際，尤其對(duì)于要求濾波器頻繁更新的快速衰落信道情形而言更是如此。為了減少LMMSE算法的復(fù)雜度，在原情況中提出過基于FFT的方法以便在SISO/SIMO LMMSE均衡中避免直接的矩陣求逆。這里表明這一基于FFT的低復(fù)雜度方式可以擴(kuò)展到所關(guān)注的MIMO系統(tǒng)，而且將整個(gè)算法命名為MIMO LMMSE-FFT。
先針對(duì)所關(guān)注的準(zhǔn)平穩(wěn)接收信號(hào)說明如下，相關(guān)矩陣采用如下塊托普利茨結(jié)構(gòu) 其中在白噪聲情況下，每個(gè)El是通過下式來給定的小型NΔ×NΔ矩陣El=σd2Σi=0lHiHi,lH+δσiσd2I,l=0,...,L]]>再次關(guān)注于求解W=σd2R-1Hw.]]>需要說明的是，R是(LFNΔ)×(LFNΔ)矩陣。雖然這種大型矩陣的直接求逆是困難的，但是表明利用輪換逼近和借助于FFT運(yùn)算，能夠?qū)?LFNΔ)×(LFNΔ)矩陣求逆這一復(fù)雜的問題減化成對(duì)大小為NΔ×NΔ的LF個(gè)小型矩陣求逆這一簡易得多的問題。
遵循與針對(duì)SISO情況的過程相類似的過程，可以通過塊輪換矩陣S對(duì)塊托普利茨矩陣R進(jìn)行逼近。另外，為了對(duì)S求逆，定義了大小為LF×LF的循環(huán)移位矩陣PP=0110---(12)]]>其中I是單位矩陣。利用這一定義，可以表明S采納了如下多項(xiàng)式表示S=I⊗E0+P⊗El+...+PLF-1⊗ELF-1---(13)]]>需要說明的是，符號(hào)表示克羅內(nèi)克爾積，而E0，...，ELF-1形成矩陣S中的第一“塊”列。由于P是輪換矩陣，所以已知P采納了如下對(duì)角化形式P＝DHUD(14)其中D是DFT矩陣，而U是對(duì)角矩陣。另外，對(duì)于這一特別情況而言，可以表明U=diog(1,ULF-1,...,ULF-(LF-1)),]]>其中ULF=ej(2lf1-p).]]>將(14)代入(13)，得到
S=Σi=0LF-1(DHUD)l⊗Ei]]>Σi=0LF-1(DHUiD)⊗Ei]]>=(DH⊗I)(Σi=0LF-1Ui⊗Ei)(D⊗I)---(15)]]>需要說明的是，已經(jīng)運(yùn)用了恒等式(AB)(DG)＝(AD)(BG)。在(15)中，DI和DHI分別定義了逐個(gè)維度的DFT和IDFT，意味著對(duì)M個(gè)分集維度中的每個(gè)維度施加DFT或者IDFT。另一方面，∑i=0LF-1UiE1是塊對(duì)角矩陣，該矩陣的對(duì)角塊是矩陣E0，...，ELF-1這一陣列的逐個(gè)元素的DFT?；蛘咴跀?shù)學(xué)上 其中Fk(k＝0，...LF-1)是定義如下的NΔ×NΔ矩陣Fk=Σi=0Lf-1U-1k⊗Ei,k=0,...,LF-1---(17)]]>最后，S的逆矩陣給定如下S-1＝(DHI)F-1(DI) (18)其中借助了恒等式(NM)-1＝N-1M-1。需要說明的是，在這一情況下F的逆矩陣減縮成LF個(gè)小型NΔ×NΔ矩陣的逆矩陣，因?yàn)樗菈K對(duì)角矩陣。最后，優(yōu)化的濾波器矩陣Wopt給定如下Wopt=σd2R-1HH]]>≈σd2S-1HH]]>=σd2(DH⊗I)F-1(D⊗I)Hw.---(19)]]>用于多信道系統(tǒng)的整個(gè)濾波器設(shè)計(jì)算法可以在圖7中總結(jié)如下根據(jù)接收信號(hào)估計(jì)相關(guān)矩陣R。
通過添加兩個(gè)“拐角”轉(zhuǎn)換成塊輪換矩陣S。
對(duì)S的第一“ 塊”列進(jìn)行逐個(gè)元素的FFT以及形成F，求逆并獲得F-1。
計(jì)算HLi的“ 逐個(gè)維度的”FFT或者(DI)HLi以及進(jìn)而F-1(DI)HLi。
最后，計(jì)算F-1(DI)HLi的“逐個(gè)維度的”IFFT以獲得加權(quán)矢量
W=σd2(DH⊗I)F-1(D⊗I)Hw.]]>上述算法涉及到對(duì)大小為NΔLF×1的矢量所進(jìn)行的一個(gè)“逐個(gè)維度的”FFT和IFFT(等效于NΔ個(gè)長度LF的FFT/IFFT)、對(duì)大小為NΔ×NΔ的矩陣所進(jìn)行的一個(gè)“逐個(gè)元素的”FFT(等效于(NΔ)2個(gè)長度LF的FFT)和LF個(gè)大小為NΔ×NΔ的矩陣求逆。與R的直接矩陣求逆高得多的O((NΔLF)3)階復(fù)雜度相比較，此算法的復(fù)雜度是O(LF(NΔ)3+(NΔ)2-2(NΔ)2LFlog2LF)]]>階。
MIMO結(jié)果的仿真

雖然已經(jīng)關(guān)于有限數(shù)目的實(shí)施例描述了本發(fā)明，但是本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識(shí)到，可以在所附權(quán)利要求的精神和范圍之內(nèi)構(gòu)造其它實(shí)施例。
權(quán)利要求
1.一種接收MIMO CDMA信號(hào)的方法，包括以下步驟在(M個(gè))輸入天線的集上接收包含目標(biāo)信號(hào)的擴(kuò)展頻譜接收信號(hào)，以及對(duì)所述M個(gè)接收信號(hào)施加信道均衡處理以生成M個(gè)均衡信號(hào)，其中M至少為一，其中所述施加均衡處理的步驟包括以下步驟估計(jì)所述接收信號(hào)的信道相關(guān)矩陣R；將R轉(zhuǎn)換成塊輪換矩陣S；進(jìn)行S中的第一列的傅立葉變換(FT)以及形成對(duì)角矩陣F；進(jìn)行M個(gè)信道脈沖矢量的FT并且乘以矩陣F的逆矩陣以生成頻域?yàn)V波器抽頭；以及進(jìn)行所述頻域?yàn)V波器抽頭的逆FT以生成被施加到所述M個(gè)接收信號(hào)的濾波器加權(quán)從而生成所述M個(gè)均衡信號(hào)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中所述FT是DFT。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中所述FT是FFT(快速傅立葉變換)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，還包括以下步驟將常數(shù)添加到所述塊輪換矩陣的對(duì)角元素。
5.根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，還包括以下步驟將常數(shù)添加到所述塊輪換矩陣的對(duì)角元素。
6.根據(jù)權(quán)利要求3所述的方法，還包括以下步驟將常數(shù)添加到所述塊輪換矩陣的對(duì)角元素。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中所述M個(gè)接收信號(hào)中的每個(gè)接收信號(hào)的形式是NΔLFΔ個(gè)元素的矢量，其中N是接收天線的數(shù)目，而Δ是每個(gè)碼片的采樣數(shù)目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個(gè)元素的對(duì)應(yīng)矢量在頻域中執(zhí)行計(jì)算，此后通過去除前NΔLF/2個(gè)和后NΔLF/2個(gè)元素來截短時(shí)域中的變換矢量。
8.根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其中所述M個(gè)接收信號(hào)中的每個(gè)接收信號(hào)的形式是NΔLFΔ個(gè)元素的矢量，其中N是接收天線的數(shù)目，而Δ是每個(gè)碼片的采樣數(shù)目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個(gè)元素的對(duì)應(yīng)矢量在頻域中執(zhí)行計(jì)算，此后通過去除前NΔLF/2個(gè)和后NΔLF/2個(gè)元素來截短時(shí)域中的變換矢量。
9.根據(jù)權(quán)利要求3所述的方法，其中所述M個(gè)接收信號(hào)中的每個(gè)接收信號(hào)的形式是NΔLFΔ個(gè)元素的矢量，其中N是接收天線的數(shù)目，而Δ是每個(gè)碼片的采樣數(shù)目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個(gè)元素的對(duì)應(yīng)矢量在頻域中執(zhí)行計(jì)算，此后通過去除前NΔLF/2個(gè)和后NΔLF/2個(gè)元素來截短時(shí)域中的變換矢量。
10.根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，其中所述M個(gè)接收信號(hào)中的每個(gè)接收信號(hào)的形式是NΔLFΔ個(gè)元素的矢量，其中N是接收天線的數(shù)目，而Δ是每個(gè)碼片的采樣數(shù)目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個(gè)元素的對(duì)應(yīng)矢量在頻域中執(zhí)行計(jì)算，此后通過去除前NΔLF/2個(gè)和后NΔLF/2個(gè)元素來截短時(shí)域中的變換矢量。
11.根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其中所述M個(gè)接收信號(hào)中的每個(gè)接收信號(hào)的形式是NΔLFΔ個(gè)元素的矢量，其中N是接收天線的數(shù)目，而Δ是每個(gè)碼片的采樣數(shù)目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個(gè)元素的對(duì)應(yīng)矢量在頻域中執(zhí)行計(jì)算，此后通過去除前NΔLF/2個(gè)和后NΔLF/2個(gè)元素來截短時(shí)域中的變換矢量。
12.根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其中所述M個(gè)接收信號(hào)中的每個(gè)接收信號(hào)的形式是NΔLFΔ個(gè)元素的矢量，其中N是接收天線的數(shù)目，而Δ是每個(gè)碼片的采樣數(shù)目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個(gè)元素的對(duì)應(yīng)矢量在頻域中執(zhí)行計(jì)算，此后通過去除前NΔLF/2個(gè)和后NΔLF/2個(gè)元素來截短時(shí)域中的變換矢量。
13.一種響應(yīng)于M個(gè)信道在多信道裝置中接收MIMO CDMA信號(hào)的方法，包括以下步驟在M個(gè)輸入天線的集上接收包含目標(biāo)信號(hào)的擴(kuò)展頻譜信號(hào)以及對(duì)所述M個(gè)接收信號(hào)施加信道均衡處理以生成均衡信號(hào)，其中M至少為一；對(duì)所述均衡信號(hào)執(zhí)行代碼相關(guān)操作以生成代表所述目標(biāo)信號(hào)的輸出信號(hào)；以及處理所述輸出信號(hào)，其中所述施加均衡處理的步驟包括以下步驟估計(jì)所述接收信號(hào)的信道相關(guān)矩陣R，其中R具有的形式是帶狀塊托普利茨矩陣，該帶狀塊托普利茨矩陣包括維度為M×M的子矩陣的集；將R轉(zhuǎn)換成具有克羅內(nèi)克爾積的多項(xiàng)式表示的塊輪換矩陣S；進(jìn)行S中的第一塊列的逐個(gè)元素的傅立葉變換FT以及形成塊對(duì)角矩陣F；進(jìn)行信道脈沖矢量的逐個(gè)維度的FT并且乘以F的逆矩陣以生成頻域?yàn)V波器抽頭；以及進(jìn)行所述頻域?yàn)V波器抽頭的逆FT以生成被施加到所述M個(gè)接收信號(hào)的濾波器加權(quán)從而生成所述M個(gè)均衡信號(hào)。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的方法，其中所述FT是DFT。
15.根據(jù)權(quán)利要求13所述的方法，其中所述FT是FFT。
16.根據(jù)權(quán)利要求13所述的方法，還包括以下步驟將常數(shù)添加到所述塊輪換矩陣的對(duì)角元素。
17.根據(jù)權(quán)利要求14所述的方法，還包括以下步驟將常數(shù)添加到所述塊輪換矩陣的對(duì)角元素。
18.根據(jù)權(quán)利要求15所述的方法，還包括以下步驟將常數(shù)添加到所述塊輪換矩陣的對(duì)角元素。
19.根據(jù)權(quán)利要求13所述的方法，其中所述M個(gè)接收信號(hào)中的每個(gè)接收信號(hào)的形式是NΔLFΔ個(gè)元素的矢量，其中N是接收天線的數(shù)目，而Δ是每個(gè)碼片的采樣數(shù)目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個(gè)元素的對(duì)應(yīng)矢量在頻域中執(zhí)行計(jì)算，此后通過去除前NΔLF/2個(gè)和后NΔLF/2個(gè)元素來截短時(shí)域中的變換矢量。
20.根據(jù)權(quán)利要求14所述的方法，其中所述M個(gè)接收信號(hào)中的每個(gè)接收信號(hào)的形式是NΔLFΔ個(gè)元素的矢量，其中N是接收天線的數(shù)目，而Δ是每個(gè)碼片的采樣數(shù)目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個(gè)元素的對(duì)應(yīng)矢量在頻域中執(zhí)行計(jì)算，此后通過去除前NΔLF/2個(gè)和后NΔLF/2個(gè)元素來截短時(shí)域中的變換矢量。
21.根據(jù)權(quán)利要求16所述的方法，其中所述M個(gè)接收信號(hào)中的每個(gè)接收信號(hào)的形式是NΔLFΔ個(gè)元素的矢量，其中N是接收天線的數(shù)目，而Δ是每個(gè)碼片的采樣數(shù)目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個(gè)元素的對(duì)應(yīng)矢量在頻域中執(zhí)行計(jì)算，此后通過去除前NΔLF/2個(gè)和后NΔLF/2個(gè)元素來截短時(shí)域中的變換矢量。
22.根據(jù)權(quán)利要求17所述的方法，其中所述M個(gè)接收信號(hào)中的每個(gè)接收信號(hào)的形式是NΔLFΔ個(gè)元素的矢量，其中N是接收天線的數(shù)目，而Δ是每個(gè)碼片的采樣數(shù)目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個(gè)元素的對(duì)應(yīng)矢量在頻域中執(zhí)行計(jì)算，此后通過去除前NΔLF/2個(gè)和后NΔLF/2個(gè)元素來截短時(shí)域中的變換矢量。
23.根據(jù)權(quán)利要求18所述的方法，其中所述M個(gè)接收信號(hào)中的每個(gè)接收信號(hào)的形式是NΔLFΔ個(gè)元素的矢量，其中N是接收天線的數(shù)目，而Δ是每個(gè)碼片的采樣數(shù)目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個(gè)元素的對(duì)應(yīng)矢量在頻域中執(zhí)行計(jì)算，此后通過去除前NΔLF/2個(gè)和后NΔLF/2個(gè)元素來截短時(shí)域中的變換矢量。
24.根據(jù)權(quán)利要求19所述的方法，其中所述M個(gè)接收信號(hào)中的每個(gè)接收信號(hào)的形式是NΔLFΔ個(gè)元素的矢量，其中N是接收天線的數(shù)目，而Δ是每個(gè)碼片的采樣數(shù)目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個(gè)元素的對(duì)應(yīng)矢量在頻域中執(zhí)行計(jì)算，此后通過去除前NΔLF/2個(gè)和后NΔLF/2個(gè)元素來截短時(shí)域中的變換矢量。
25.一種用于接收MIMO CDMA信號(hào)的系統(tǒng)，包括用于在M個(gè)輸入天線的集上接收包含目標(biāo)信號(hào)的擴(kuò)展頻譜信號(hào)以及對(duì)所述M個(gè)接收信號(hào)施加信道均衡處理以生成M個(gè)均衡信號(hào)的裝置，其中M至少為一；用于對(duì)所述M個(gè)均衡信號(hào)執(zhí)行代碼相關(guān)操作以生成代表所述目標(biāo)信號(hào)的輸出信號(hào)的裝置；以及用于處理所述輸出信號(hào)的裝置，其中所述用于施加均衡處理的裝置包括用于執(zhí)行以下步驟的裝置估計(jì)所述接收信號(hào)的信道相關(guān)矩陣R；將R轉(zhuǎn)換成塊輪換矩陣S；進(jìn)行S中的第一列的傅立葉變換(FT)以及形成對(duì)角矩陣F；進(jìn)行信道脈沖矢量的FT并且乘以F的逆矩陣以生成頻域?yàn)V波器抽頭；以及進(jìn)行所述頻域?yàn)V波器抽頭的逆FT以生成被施加到所述M個(gè)接收信號(hào)的濾波器加權(quán)從而生成所述M個(gè)均衡信號(hào)。
26.根據(jù)權(quán)利要求25所述的系統(tǒng)，還包括用于執(zhí)行以下步驟的裝置將常數(shù)添加到所述塊輪換矩陣的對(duì)角元素。
27.根據(jù)權(quán)利要求26所述的系統(tǒng)，其中所述M個(gè)接收信號(hào)中的每個(gè)接收信號(hào)的形式是NΔLFΔ個(gè)元素的矢量，其中N是接收天線的數(shù)目，而Δ是每個(gè)碼片的采樣數(shù)目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個(gè)元素的對(duì)應(yīng)矢量在頻域中執(zhí)行計(jì)算，此后通過去除前NΔLF/2個(gè)和后NΔLF/2個(gè)元素來截短時(shí)域中的變換矢量。
28.一種用于響應(yīng)于M個(gè)信道在多信道裝置中接收具有M個(gè)發(fā)射信號(hào)的MIMO CDMA信號(hào)的系統(tǒng)，包括用于在M個(gè)輸入天線的集上接收包含目標(biāo)信號(hào)的擴(kuò)展頻譜信號(hào)以及對(duì)所述M個(gè)發(fā)射和接收信號(hào)施加信道均衡處理以生成M個(gè)均衡信號(hào)的裝置，其中M至少為一；用于對(duì)所述均衡信號(hào)執(zhí)行代碼相關(guān)操作以生成代表所述目標(biāo)信號(hào)的輸出信號(hào)的裝置；以及用于處理所述輸出信號(hào)的裝置，其中所述用于施加均衡處理的裝置包括用于執(zhí)行以下步驟的裝置估計(jì)所述接收信號(hào)的信道相關(guān)矩陣R，其中R具有的形式是帶狀塊托普利茨矩陣，該帶狀塊托普利茨矩陣包括維度為M×M的子矩陣的集；將R轉(zhuǎn)換成具有克羅內(nèi)克爾積的多項(xiàng)式表示的塊輪換矩陣S；進(jìn)行S中的第一塊列的逐個(gè)元素的傅立葉變換FT以及形成塊對(duì)角矩陣F；進(jìn)行M個(gè)信道脈沖矢量的逐個(gè)維度的FT并且乘以F的逆矩陣以生成頻域?yàn)V波器抽頭；以及進(jìn)行所述頻域?yàn)V波器抽頭的逆FT以生成被施加到所述M個(gè)接收信號(hào)的濾波器加權(quán)從而生成所述M個(gè)均衡信號(hào)。
29.根據(jù)權(quán)利要求28所述的系統(tǒng)，還包括用于執(zhí)行以下步驟的裝置將常數(shù)添加到所述塊輪換矩陣的對(duì)角元素。
30.根據(jù)權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，其中所述M個(gè)接收信號(hào)中的每個(gè)接收信號(hào)的形式是NΔLFΔ個(gè)元素的矢量，其中N是接收天線的數(shù)目，而Δ是每個(gè)碼片的采樣數(shù)目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個(gè)元素的對(duì)應(yīng)矢量在頻域中執(zhí)行計(jì)算，此后通過去除前NΔLF/2個(gè)和后NΔLF/2個(gè)元素來截短時(shí)域中的變換矢量。
31.一種機(jī)器可讀指令的程序，有形地實(shí)施于程序存儲(chǔ)介質(zhì)上而且可由計(jì)算機(jī)處理器執(zhí)行用以執(zhí)行如下動(dòng)作，所述動(dòng)作用于對(duì)在M個(gè)天線處接收的M個(gè)擴(kuò)展頻譜信號(hào)施加信道均衡處理以生成M個(gè)均衡信號(hào)，所述動(dòng)作包括估計(jì)所述接收信號(hào)的信道相關(guān)矩陣R；針對(duì)所述M個(gè)信號(hào)中的每個(gè)信號(hào)，將R轉(zhuǎn)換成塊輪換矩陣S；進(jìn)行S中的第一列的FT以及形成對(duì)角矩陣Δ；進(jìn)行信道脈沖矢量的FT并且乘以Δ的逆矩陣以生成頻域?yàn)V波器抽頭；以及進(jìn)行所述頻域?yàn)V波器抽頭的逆FT以生成被施加到所述M個(gè)發(fā)射信號(hào)的濾波器加權(quán)從而生成所述M個(gè)均衡信號(hào)。
32.根據(jù)權(quán)利要求31所述的程序，其中所述動(dòng)作還包括將常數(shù)添加到所述塊輪換矩陣的對(duì)角元素。
33.根據(jù)權(quán)利要求29所述的程序，其中所述M個(gè)擴(kuò)頻信號(hào)中的每個(gè)擴(kuò)頻信號(hào)的形式是NΔLFΔ個(gè)元素的矢量，其中N是接收天線的數(shù)目，而Δ是每個(gè)碼片的采樣數(shù)目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個(gè)元素的對(duì)應(yīng)矢量在頻域中執(zhí)行計(jì)算，此后通過去除前NΔLF/2個(gè)和后NΔLF/2個(gè)元素來截短時(shí)域中的變換矢量。
34.一種用于接收CDMA信號(hào)的制造產(chǎn)品，包括M個(gè)接收天線，用于接收包含目標(biāo)信號(hào)的擴(kuò)展頻譜信號(hào)；計(jì)算機(jī)和計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，用于對(duì)所述接收信號(hào)施加信道均衡處理以生成均衡信號(hào)；其中所述均衡處理包括估計(jì)所述接收信號(hào)的信道相關(guān)矩陣R，其中R具有的形式是帶狀塊托普利茨矩陣，該帶狀塊托普利茨矩陣包括維度為M×M的子矩陣的集；對(duì)于在M個(gè)天線處接收的每個(gè)目標(biāo)信號(hào)，將R轉(zhuǎn)換成具有克羅內(nèi)克爾積的多項(xiàng)式表示的塊輪換矩陣S；進(jìn)行S中的第一塊列的逐個(gè)元素的FT并且求逆以形成塊對(duì)角矩陣F；進(jìn)行信道脈沖矢量的逐個(gè)維度的FT并且乘以取逆的塊對(duì)角矩陣F-1以生成頻域?yàn)V波器抽頭；以及進(jìn)行所述頻域?yàn)V波器抽頭的逆FT以生成被施加到所述接收信號(hào)的濾波器加權(quán)從而生成所述均衡信號(hào)。
35.根據(jù)權(quán)利要求34所述的制造產(chǎn)品，其中所述均衡處理還包括將常數(shù)添加到所述塊輪換矩陣的對(duì)角元素。
36.根據(jù)權(quán)利要求35所述的制造產(chǎn)品，其中所述接收信號(hào)的形式是LF個(gè)元素的矢量，其中所述均衡處理還包括利用2LF個(gè)元素的對(duì)應(yīng)矢量在頻域中執(zhí)行計(jì)算，此后通過去除前(LF/2)個(gè)和后(LF/2)個(gè)元素來截短時(shí)域中的變換矢量。
全文摘要
在接收下行鏈路MIMO CDMA信號(hào)時(shí)，接收單元執(zhí)行一種線性均衡的簡化處理，該處理消除了對(duì)相關(guān)矩陣求逆的需要。通過由FFT運(yùn)算所對(duì)角化的輪換矩陣將相關(guān)矩陣逼近到良好程度，由此以具有公式(I)復(fù)雜度的兩個(gè)FFT和一個(gè)IFFT取代具有O(L
文檔編號(hào)H04L25/03GK1989750SQ200580024683
公開日2007年6月27日 申請(qǐng)日期2005年5月24日 優(yōu)先權(quán)日2004年6月4日
發(fā)明者張建中, 吉里德哈·曼德亞姆, 郭遠(yuǎn)斌 申請(qǐng)人:諾基亞公司