專利名稱：使用來自長和短回溯格型解碼器的判決的判決反饋均衡器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及用于判決反饋均衡器的對信道沖激響應的估計。
背景技術：
自從于1996年采用ATSC數字電視(DTV)標準以來，已進行了持續(xù)的努力以改進為ATSC DTV信號構建的接收器的設計。設計者在設計接收器以使它們實現良好接收時面臨的主要障礙是廣播電視信道中存在多徑干擾。
由于在信道中和在接收器處遇到的多種條件，廣播電視信道是相對苛刻的多徑環(huán)境。強干擾信號可在最大幅度信號之前和之后到達接收器。另外，通過信道傳輸的信號受制于隨時間變化的信道條件，這歸因于發(fā)射器和信號反射器的移動、飛機顫動以及對于室內接收而言繞房間走動的人。如果需要移動接收，則還必須考慮接收器的移動。設計者將均衡器添加到接收器以便消除多徑干擾的效應并由此改進信號接收。
由于信道在接收器處不是先驗已知的，所以均衡器必須能夠使它的響應適應于它遇到的信道條件以及那些信道條件的變化。為了有助于自適應均衡器收斂于信道條件，必須將如在ATSC標準中定義的幀的字段同步段用作為針對均衡器的訓練序列。
如在ATSC標準中定義的幀在圖1中示出。每幀包含兩個數據字段，每個數據字段包含313個段，而每段包含832個符號。每段中這些符號的前四個符號是具有預定義符號序列[+5，-5，-5，+5]的段同步符號。
每個字段中的第一段是字段同步段。如圖2中所示，字段同步段包括上述四個段同步符號，接著是長度為511個符號的偽噪聲序列(PN511)，再接著是各自長度為63個符號的三個偽噪聲序列(PN63)。與段同步符號相似，所有四個偽噪聲序列是由來自預定義符號集{+5，-5}中的符號組成。在交替字段中，三個PN63序列雷同；在其余字段中，中央PN63序列被反轉。接著偽噪聲序列的是由各種模式符號、保留符號和預編碼符號組成的128個符號。字段的接下來312個段各自包括四個段同步符號，接著是已經用12相的格型(trellis)編碼器進行編碼的828個8級符號。
由于每個字段同步段的前704個符號是已知的，所以可以將如上所述的這些符號用作自適應均衡器的訓練序列。原來的Grand Alliance接收器使用具有256個抽頭的自適應判決反饋均衡器(DFE)。該自適應判決反饋均衡器適應于使用標準最小均方(LMS)算法的信道，并且利用發(fā)射幀的字段同步段來訓練。
然而，由于相對不頻繁(約每260,000個符號)地發(fā)射字段同步段，所以如果均衡器在收斂之前僅根據訓練符號進行適應，則這一均衡器的總收斂時間很長。因此已知使用由接收器進行的符號判決以便使均衡器適應于遵循在訓練序列之間出現的信道變化。
在8VSB接收器中的自適應判決反饋均衡器將有望使用8級限幅器來進行符號判決，該符號判決將被用來使均衡器適應于在訓練序列發(fā)射之間的信道。然而，當信道具有顯著的多徑失真或低的信噪比時，符號限幅器的使用造成了向判決反饋均衡器的反饋濾波器饋送的許多符號判決誤差。這些誤差引起了在判決反饋均衡器之內造成所謂誤差傳播的進一步誤差。誤差傳播極大地使判決反饋均衡器的性能劣化。
本發(fā)明代之以依賴解碼器以避免先前判決反饋均衡器的收斂和跟蹤問題。

發(fā)明內容
根據本發(fā)明的一方面，一種操作判決反饋均衡器的方法包括以下步驟根據判決反饋均衡器的輸出來進行第一符號判決，其中第一符號判決的特征在于相對長的處理延遲；根據判決反饋均衡器的輸出來進行第二符號判決，其中第二符號判決的特征在于相對短的處理延遲；以及基于第一符號判決和第二符號判決來為判決反饋均衡器確定抽頭加權。
根據本發(fā)明的另一方面，一種判決反饋均衡器包括前饋濾波器、反饋濾波器、加法器、第一解碼器、第二解碼器和抽頭加權控制器。前饋濾波器接收待均衡的數據。加法器組合來自前饋濾波器和反饋濾波器的輸出以提供均衡器輸出。第一解碼器的特征在于相對短的處理延遲，而且第一解碼器對均衡器輸出進行解碼以提供第一解碼的均衡器輸出，以及將第一解碼的均衡器輸出作為輸入供應到反饋濾波器、第二解碼器的特征在于相對長的處理延遲，而且第二解碼器對均衡器輸出進行解碼以提供第二解碼的均衡器輸出。抽頭加權控制器基于第一解碼的均衡器輸出和第二解碼的均衡器輸出來確定抽頭加權，以及將抽頭加權供應到前饋濾波器和反饋濾波器。
根據本發(fā)明的又一方面，一種判決反饋均衡器包括前饋濾波器、反饋濾波器、加法器、第一解碼器、第二解碼器和抽頭加權控制器。前饋濾波器接收待均衡的數據。加法器組合來自前饋濾波器和反饋濾波器的輸出以提供均衡器輸出。第一解碼器對均衡器輸出進行解碼以提供第一解碼的均衡器輸出，以及將第一解碼的均衡器輸出作為輸入供應到反饋濾波器。第二解碼器的特征在于相對長的處理延遲和相對較短的處理延遲，第二解碼器對均衡器輸出進行解碼，以根據相對長的處理延遲來提供第二解碼的均衡器輸出以及根據相對較短的處理延遲來提供第三解碼的均衡器輸出。抽頭加權控制器基于第二解碼的均衡器輸出和第三解碼的均衡器輸出來確定抽頭加權，以及將抽頭加權供應到前饋濾波器和反饋濾波器。


通過結合附圖詳細考慮本發(fā)明，這些和其它特征和優(yōu)點將變得更加清楚明顯，在附圖中圖1圖示了根據ATSC DTV標準的數據幀；圖2圖示了包括圖1的數據幀在內的字段的字段同步段；圖3圖示了根據本發(fā)明實施例的跟蹤判決反饋均衡器系統(tǒng)；圖4是時序圖，該時序示了對信道沖激估計和更新的抽頭加權進行計算所要求的非零時間期間；圖5是用于圖示第一方法的時序圖，該第一方法用于在存在隨時間變化的信道沖激響應時改進判決反饋均衡器的性能；以及圖6是用于圖示第二方法的時序圖，該第二方法用于在存在隨時間變化的信道沖激響應時改進判決反饋均衡器的性能。
具體實施例方式
圖3圖示了判決反饋均衡器系統(tǒng)10，該系統(tǒng)避免和/或減輕先前判決反饋均衡器的收斂和/或跟蹤問題。基于信道沖激響應的估計來計算抽頭加權。這一裝置利用了兩個解碼器，例如短回溯格型解碼器12和長回溯格型解碼器14。短回溯格型解碼器12例如可以是具有回溯深度為一的零延遲格型解碼器，而長回溯格型解碼器14具有長回溯深度，比如回溯深度為32。這些格型解碼器是12相的格型解碼器，它們具有等于12x(回溯深度-1)的延遲。
來自信道的信號由提供均衡器輸入信號y的自動增益控制器16來處理。信道沖激響應和噪聲估計器18使用如在均衡器輸入信號y中接收到的發(fā)射訓練序列以及發(fā)射訓練序列的存儲版本來提供信道沖激響應的估計 抽頭加權計算器20使用例如基于最小均方誤差(MMSE)的算法、基于信道沖激響應的初始估計 來計算抽頭加權集，并將這一抽頭加權集供應到包括前饋濾波器24和反饋濾波器26在內的判決反饋均衡器22。
判決反饋均衡器22基于以這些訓練序列為基礎的抽頭加權來均衡在均衡器輸入信號y中包含的數據符號，并且包括加法器28，該加法器將判決反饋均衡器22的輸出供應到短回溯格型解碼器12和長回溯格型解碼器14。長回溯格型解碼器14的輸出，比如最大延遲輸出，形成符號判決b。反饋濾波器26對短回溯格型解碼器12的輸出進行濾波，而加法器28從前饋濾波器24的輸出中減去反饋濾波器26的濾波輸出以提供均衡器輸出。
均衡器輸入信號y被延遲器30延遲，而延遲的均衡器輸入信號y和符號判決b是由最小平方信道沖激和噪聲更新估計器32來處理，該估計器產生經更新的信道沖激估計 抽頭加權計算器34使用經更新的信道沖激估計 來為判決反饋均衡器22計算經更新的抽頭加權集。在無法從抽頭加權計算器20獲得以訓練序列為基礎的抽頭加權時，由抽頭加權計算器34確定的抽頭加權被提供給判決反饋均衡器22。由延遲器30施加的延遲等于判決反饋均衡器22和長回溯格型解碼器14的組合處理延遲。
由于對于8VSB系統(tǒng)中的數據符號進行格型編碼，所以希望利用長回溯格型解碼器14作為符號判決裝置以將符號判決供應到最小平方信道沖激和噪聲更新估計器32。使用格型解碼器代替符號限幅器，減少了向反饋濾波器26供應的符號判決誤差的數目。
格型解碼器的可靠性與它的回溯深度成比例。長回溯格型解碼器14由于它的較長回溯深度而產生較可靠的判決。然而，由于它的較長回溯深度，長回溯格型解碼器14的判決過程招致較長延遲。
與之相對照，短回溯格型解碼器12的符號判決由于它的較短回溯深度而不那么可靠。然而，盡管它的符號判決不如具有較長延遲的格型解碼器那么可靠，但是短回溯格型解碼器12仍顯著地比8級符號限幅器更可靠。
眾所周知，具有延遲大于零的符號判決裝置在消除短延遲多徑方面對于判決反饋均衡器造成問題。因此，在反饋環(huán)中具有零延遲格型解碼器的用于8VSB接收器的判決反饋均衡器已經被用來減少誤差傳播。因此，判決反饋均衡器22在反饋濾波器26的反饋環(huán)中使用短回溯格型解碼器12。
如上所述，判決反饋均衡器22的輸出是加法器28的輸出。此輸出饋送到長回溯格型解碼器14。長回溯格型解碼器14具有長回溯深度(例如，回溯深度＝32，延遲＝12×31＝372個符號)。長回溯格型解碼器14為接收器的后續(xù)級提供最終的比特判決，在該接收器中使用了判決反饋均衡器22。同樣如下所述，長回溯格型解碼器14提供由最小平方信道沖激和噪聲更新估計器32使用的符號判決，以便計算由抽頭加權計算器34使用的更新信道沖激響應估計，以計算用于判決反饋均衡器22的更新抽頭加權，使得判決反饋均衡器22可遵循在訓練序列之間出現的信道沖激響應的變化。
因此，由信道沖激響應和噪聲估計器18根據所接收的訓練序列來形成信道沖激響應估計 并且由抽頭加權計算器20根據該信道沖激響應估計來計算抽頭加權集。然后，當判決反饋均衡器22運行時，從長回溯格型解碼器14中取出可靠的符號判決作為相對長的偽訓練序列，并且這些相對長的偽訓練序列由最小平方信道沖激和噪聲更新估計器32用來計算經更新的信道沖激估計 由抽頭加權計算器34根據該更新的信道沖激估計來計算經更新的判決反饋均衡器抽頭加權。這一過程允許對隨時間變化的信道沖激響應進行跟蹤。
如上所述，信道沖激響應估計 是基于接收的訓練序列。待估計的信道沖激響應估計 的長度是Lh＝Lha+Lhc+1，其中Lha是信道沖激響應估計 的反因果部分的長度，而Lhc是信道沖激響應估計 的因果部分的長度。訓練序列的長度是Ln。
可以假設，所發(fā)射的先驗已知訓練符號的長為Ln的矢量通過下式給出a=[a0,---,aLn-1]T---(1)]]>接收符號的矢量通過下式給出y=[yLhc,---,yLn-Lha-1]T---(2)]]>第一接收訓練數據元由y0表示。通常，這將意味著y0包含來自與信道沖激響應矢量h的最大量值抽頭相乘的第一發(fā)射訓練符號的貢獻。注意到矢量y包含由先驗已知訓練符號的僅歸因于多徑的貢獻所組成的數據元。另外，矢量y不包括y0，該y0可以包含歸因于多徑的未知8級符號的貢獻。
可以根據如通過下式給出的已知發(fā)射訓練符號來形成大小為(Ln-Lha-Lhc)×(Lha+Lhc+1)的卷積矩陣AA=aLha+LhcaLha+Lhc-1---a0aLha+Lhc+1aLha+Lhca1---------aLn-1aLn-2---aLn-Lha-Lhc-1---(3)]]>由于接收符號的矢量y通過以下方程給出y＝Ah+v(4)其中h是長度為Lh的信道沖激響應矢量，而v是噪聲矢量，所以最小平方信道沖激響應估計根據以下方程通過方程(4)的解來給出 然而，此方法僅在Ln滿足以下不等式時才有效Ln≥2(Lha+Lhc)-1(6)如果訓練序列相對于信道沖激響應的長度而言過短，則此方法并不產生良好結果，因為由待求解的方程(4)給出的方程系統(tǒng)是欠定的(underdetermined)，這常常是8VSB地上信道而言的情況。例如對于Ln＝704，信道沖激響應的長度必須小于352個符號。然而，在實踐中通常尋找更長的信道沖激響應。
一種用于尋找信道沖激響應的更好方法是基于卷積矩陣A的修改形式。先驗已知訓練符號的長度為Ln的長矢量a仍由式(1)給出。然而，這時的卷積矩陣A是包括訓練符號和零在內的(Ln+Lha+Lhc)卷積矩陣，并且通過下式給出A=a00------0-a00----00aLh-2------a00aLh-1-------a0------aLn-1-------aLn-Lh0aLn-1aLn-Lh-1-0--aLn-1aLn-20------0aLn-1---(7)]]>接收符號的矢量通過下式給出y=[y-Lha,---,y0,---,yLn+Lhc-1]T---(8)]]>其中y0到y(tǒng)Ln-1是接收的訓練符號。這樣，式(8)的矢量包含已知的訓練符號以及來自歸因于多徑的在訓練序列之前和之后的隨機符號之成分。
需要再次求解方程(4)。現在，卷積矩陣A是更高的矩陣，因為零已取代了訓練序列周圍的未知符號。這一新的卷積矩陣A產生了過定的(over-determined)方程系統(tǒng)。
初始信道沖激響應和噪聲估計器18使用式(7)的新卷積矩陣A和方程(8)的矢量y、根據式(5)來解方程(4)，以產生信道沖激響應估計 如有必要則可利用更復雜的方法來給出甚至更準確的結果。
抽頭加權計算器20使用信道沖激響應估計 來為判決反饋均衡器22計算最小均方誤差(MMSE)抽頭加權集。用于根據信道沖激響應來計算最小均方誤差抽頭加權的方法是眾所周知的?？晒┻x擇的是，抽頭加權計算器20可使用其它方法如零強制方法來計算抽頭加權。
還可在訓練序列之間計算準確的信道沖激響應估計更新(僅當接收先驗未知的符號時)。例如，可根據過定的方程系統(tǒng)來計算最小平方信道沖激響應估計?？墒褂藐P于輸入符號的接收器格型解碼器判決來準確地跟蹤對信道沖激響應的動態(tài)改變，以形成近乎理想的解碼符號的長序列。此序列即使在閾值附近仍應具有相對少的誤差，并且被選擇為足夠長以至于消除“過短”8VSB訓練序列的欠定系統(tǒng)問題。信道沖激響應的更新率可以例如是每段一次(或大于或小于該更新率)。
待估計的更新信道沖激響應的長度如前所述為Lh＝Lha+Lhc+1，其中Lha是信道沖激響應的反因果部分的長度，而Lhc是信道沖激響應的因果部分的長度。長度為Lb的矢量b被定義為由長回溯格型解碼器14提供的關于輸入符號的可靠的格型解碼器判決。另外，然后根據下式定義托普利茨矩陣BB=bLh-1bLh-2-----b0-bLh-1-----------------bLh-1------bLb-Lh-bLb-1bLb-2-----bLb-Lh---(9)]]>其中元素是實數并且由矢量b中的符號判決所組成。為了確保過定的方程系統(tǒng)，Lb由以下不等式給出
Lb≥2Lh-1(10)托普利茨矩陣B的維數是(Lb-Lh+1)×Lh，其中(Lb-Lh+1)≥Lh。
對于Lhc≤i≤(Lb-Lha-1)而言，接收的信號矢量y具有元素yi，其中yi是對應于符號判決bi的接收符號。接收的信號矢量y通過下式給出y＝Bh+v (11)其中h是長為Lh的信道沖激矢量，而v是噪聲矢量。關于h的最小平方解通過下式給出h^LS=(BTB)-1BTy---(12)]]>通過利用可靠的格型解碼器輸入符號判決，對于利用所要求的延遲擴散來計算信道沖激響應估計而言就有充分支持。如不等式(10)所要求的那樣，符號判決的矢量b的長度必須至少兩倍于所估計的信道沖激響應。方程系統(tǒng)充分地過定，以便減小附加白高斯噪聲(AWGN)的不利影響。因此，比信道沖激響應長度的兩倍更長的符號判決的矢量b是優(yōu)選的。
由抽頭加權計算器20和抽頭加權計算器34執(zhí)行的抽頭加權計算不僅需要信道沖激響應估計而且需要噪聲估計?？赏ㄟ^根據y^=Ah^]]>計算所接收的矢量y的估計來估計噪聲，其中 是最近計算的信道沖激響應估計。然后，噪聲估計通過下式給出σ^2=||y^-y||2length(y)---(13)]]>其中‖·‖是2-范數(2-norm)。
為了將上式應用于8VSB接收器，可以使用以下參數作為例子Lh＝512，Lha＝63，Lhc＝448，Lb＝2496和Ln＝704。根據由長回溯格型解碼器14關于輸入符號而進行的格型解碼器判決序列來形成矢量b。與每段一次的信道沖激響應估計更新率相比較，長回溯格型解碼器14的延遲(31×12＝372)并不顯著。通常，長回溯格型解碼器14將僅進行輸出比特對的判決，但是它也可以關于輸入符號進行同樣可靠的判決。
矢量b例如可選擇成長為三段(Lb＝2496個符號)。于是，三個數據段可用來產生單個信道沖激響應估計更新?？赏ㄟ^滑動窗方式的過程來每段一次地獲得新的信道沖激響應更新。任選地，如有必要則可以對若干依次的信道沖激響應估計更新取平均，以便進一步改進信道沖激響應準確度。如果信道沖激響應正迅速變化，則此附加平均可能成問題。
假如正如不等式(10)中表明的那樣，倘若矢量b的長度至少兩倍于待估計的信道沖激響應的長度，則可以使用具有少于三個符號判決段的矢量b。然而，如前所述，長的b矢量有助于減小AWGN的不利影響。
在利用新抽頭加權來更新判決反饋均衡器22時涉及的等待時間(可稱之為抽頭更新等待時間或TUL)是由以下各項之和引起的(i)長回溯格型解碼器14的符號判決延遲、(ii)由最小平方信道沖激和噪聲更新估計器32進行的對信道沖激響應估計更新的計算所造成的時間延遲、以及(iii)由抽頭加權計算器34進行的對MMSE抽頭加權的計算所造成的時間延遲。
如果使用來自長回溯格型解碼器14和短回溯格型解碼器12的符號判決之組合，而不是僅將長回溯格型解碼器14的判決用于信道沖激響應估計更新，則第一項(i)的延遲可減少。這一符號判決之組合的使用在圖4和圖5中示出。
圖4中時序圖的第一行表示了當接收符號y的對應段被輸入到判決反饋均衡器22時包含該對應段的一連串的段時間期間。
第二行表示了當對應的均衡段從判決反饋均衡器22的輸出中退出而且提供到長回溯格型解碼器14時、判決反饋均衡器22的處理對于這些段時間期間施加的延遲。如圖4所示，判決反饋均衡器22的處理相對于在判決反饋均衡器22的輸入處的對應段而言在時間上延遲上述均衡段。
第三行表示了當符號判決的對應段從長回溯格型解碼器14的輸出中退出而且提供到最小平方信道沖激和噪聲更新估計器32時、長回溯格型解碼器14的處理對于在這些段時間期間上施加的附加延遲。如圖4所示，長回溯格型解碼器14的處理相對于在長回溯格型解碼器14的輸入處的對應均衡段(第二行)而言在時間上延遲符號判決。
第四行表示了由最小平方信道沖激和噪聲更新估計器32以及抽頭加權計算器34進行信道沖激響應和抽頭加權計算時的附加延遲。為方便起見(不是必需的)，可假設在上述項(i)、(ii)和(iii)中給出的每個延遲是1/2段的延遲。利用這些假設，由抽頭加權計算器34根據由在三個段時間期間1、2和3中的符號判決所組成的矢量b來計算的更新抽頭加權將不施加到判決反饋均衡器22，直至在段時間期間5中均衡段的后半段開始從判決反饋均衡器22中輸出為止。這對應于1.5段的更新延遲。因而，抽頭更新等待時間TUL是1.5段。
在其信道沖激響應正迅速變化的信道中，在(i)判決反饋均衡器22對段進行處理的時間與(ii)基于這些段來計算的更新抽頭加權被施加到判決反饋均衡器22時的時間之間的這一延遲可能使判決反饋均衡器22的性能劣化，因為信道沖激響應在段3的末尾與段5的開始之間變化過大。
為清楚地進行說明，上文進行了若干延遲假設。然而，這些假設并非旨在于進行限制。
圖5的時序圖示出了對于待供應到判決反饋均衡器22的抽頭加權進行確定的改進方法。這里，來自長回溯格型解碼器14的2.5段符號判決b加上來自短回溯格型解碼器12的0.5段符號判決c由最小平方信道沖激和噪聲更新估計器32用來形成三段長的判決矢量b，然后它使用該判決矢量以產生經更新的信道沖激估計 由短回溯格型解碼器12貢獻的三段長的判決矢量b這一部分的大小被選擇為等于通過長回溯格型解碼器14的處理所施加的延遲。例如，在上述假設的情況下，此延遲是0.5段并且將長回溯格型解碼器14的處理所施加的延遲從抽頭更新等待時間TUL中去除，從而將它減少為一段。
因而，圖5中時序圖的第一行表示了當接收符號y的對應段輸入到判決反饋均衡器22時包含該對應段的一連串的段時間期間。
第二行表示了當對應的均衡段從判決反饋均衡器22的輸出中退出而且提供到長回溯格型解碼器14時、判決反饋均衡器22的處理關于這些段時間期間施加的延遲。如圖5所示，判決反饋均衡器22的處理相對于在判決反饋均衡器22的輸入處的段而言在時間上延遲上述均衡段。
第三行表示了當符號判決的對應段從短回溯格型解碼器12的輸出中退出而且提供到最小平方信道沖激和噪聲更新估計器32時、短回溯格型解碼器12的處理關于這些段時間期間施加的零延遲。
第四行表示了當符號判決的對應段從長回溯格型解碼器14的輸出中退出而且提供到最小平方信道沖激和噪聲更新估計器32時、長回溯格型解碼器14的處理關于這些段時間期間施加的附加延遲。如圖5所示，長回溯格型解碼器14的處理相對于在長回溯格型解碼器14的輸入處的對應均衡段而言在時間上延遲符號判決。
第五行表示了由最小平方信道沖激和噪聲更新估計器32和抽頭加權計算器34進行信道沖激響應和抽頭加權計算時的附加延遲。
如圖5所示，最小平方信道沖激和噪聲更新估計器32在對更新信道沖激估計 的計算中使用了來自長回溯格型解碼器14的2.5段符號判決b和來自短回溯格型解碼器12的0.5段符號判決c。假設由長回溯格型解碼器14施加的延遲是0.5段，則由短回溯格型解碼器12貢獻的0.5段符號判決c與由長回溯格型解碼器14貢獻的2.5段符號判決b的末半段同時地出現。
短回溯格型解碼器12的符號判決c多少不如長回溯格型解碼器14的符號判決b那么可靠。然而，當信道沖激響應正迅速變化時(對于移動接收器而言就是這一情況)，減小的抽頭更新等待時間TUL相對于不那么準確的符號判決c而言是值得一試的權衡。
長回溯格型解碼器14具有在等于其最大回溯深度減1的延遲Dmax之后輸出可靠判決的能力。眾所周知，長回溯格型解碼器內部的路徑存儲器同時地保持零延遲直至延遲Dmax的符號判決。這些符號判決可以在任何希望的時間并行地輸出，這一點在公布的美國專利申請US2002/0154248 A1有描述。這一公布的申請描述了使用這樣的并行輸出來將判決反饋到判決反饋均衡器的反饋濾波器。此操作是有效并行的加載，其中對于每個符號更新而言，延遲為零直至延遲Dmax的新判決集被同時加載到反饋濾波器中。
這一概念可以在確定經更新的信道沖激估計 時由最小平方信道沖激和噪聲更新估計器32加以應用。取代了使用如關于圖5描述的來自長回溯格型解碼器14和短回溯格型解碼器12的符號判決之組合，長回溯格型解碼器14的足量并行殘存路徑存儲器輸出如圖6中所示被用于信道沖激響應估計更新所需要的末0.5段判決b′，其中假設了0.5段的延遲。這一方法提供了所希望的抽頭更新等待時間TUL之減少，而且與此同時，與使用如關于圖5描述的來自長回溯格型解碼器14和短回溯格型解碼器12的符號判決之組合相比較，這一方法使用了更可靠的符號判決。
因而，圖6中時序圖的第一行表示了當接收符號y的對應段輸入到判決反饋均衡器22時、包含該對應段的一連串的段時間期間。
第二行表示了當對應的均衡段從判決反饋均衡器22的輸出中退出而且提供到長回溯格型解碼器14時、判決反饋均衡器22的處理關于這些段時間期間施加的延遲。如圖6所示，判決反饋均衡器22的處理相對于判決在反饋均衡器22的輸入處的段而言在時間上延遲上述均衡段。
第三行表示了當符號判決的對應段從長回溯格型解碼器14中并行地輸出而且提供到最小平方信道沖激和噪聲更新估計器32時、長回溯格型解碼器14的處理關于這些段時間期間施加的零至Dmax的延遲。
第四行表示了當符號判決的對應段從長回溯格型解碼器14的輸出中退出而且提供到最小平方信道沖激和噪聲更新估計器32時、長回溯格型解碼器14的處理關于這些段時間期間施加的附加延遲。如圖6所示，長回溯格型解碼器14的處理相對于在長回溯格型解碼器14的輸入處的對應均衡段而言在時間上延遲符號判決。
第五行表示了由最小平方信道沖激和噪聲更新估計器32以及抽頭加權計算器34進行信道沖激響應和抽頭加權計算時的附加延遲。
如圖6所示，最小平方信道沖激和噪聲更新估計器32在對更新信道沖激估計 的計算中使用了來自長回溯格型解碼器14之輸出的2.5段符號判決b和來自長回溯格型解碼器14的0.5段并行符號判決b′。假設由長回溯格型解碼器14施加的延遲是0.5段，則由長回溯格型解碼器14貢獻的0.5段并行符號判決與由長回溯格型解碼器14的輸出所貢獻的2.5段符號判決b的末半段同時地出現。
來自長回溯格型解碼器14的并行符號判決(見圖3中的b′)與短回溯格型解碼器12的符號判決相比更為可靠。
上面已經討論了本發(fā)明的某些改型。本發(fā)明的其他改型對于本領域技術人員而言將是可以想到的。例如，解碼器12和14可以是12相的格型解碼器。12相的格型解碼器之使用就大部分而言專用于依照ATSC標準的數字電視應用。然而，對于其它應用而言，可使用與12相的格型解碼器不同的解碼器。
因而，本發(fā)明的描述應解釋僅僅是說明性的，并且目的在于向本領域的技術人員教授執(zhí)行本發(fā)明的最佳模式。在不脫離本發(fā)明的精神時可以對細節(jié)充分地進行變化，并且保留在所附權利要求的范圍之內所有改型的排他性使用。
權利要求
1.一種操作判決反饋均衡器的方法，包括根據所述判決反饋均衡器的輸出來進行第一符號判決，其中所述第一符號判決的特征在于相對長的處理延遲；根據所述判決反饋均衡器的輸出來進行第二符號判決，其中所述第二符號判決的特征在于相對短的處理延遲；以及基于所述第一符號判決和第二符號判決來為所述判決反饋均衡器確定抽頭加權。
2.如權利要求1所述的方法，其中所述進行第一符號判決包括使用裝置來進行符號判決b，所述裝置在進行所述符號判決b期間將多個依次的處理延遲施加于所述判決反饋均衡器的輸出，其中所述進行第二符號判決包括使用來自所述裝置的符號判決b′，以及其中所述符號判決b′的特征在于比作為所述符號判決b之特征的處理延遲更短的處理延遲。
3.如權利要求2所述的方法，其中所述使用裝置來進行符號判決b包括使用長回溯格型解碼器來進行所述符號判決b，其中所述使用來自所述裝置的符號判決b′包括使用來自所述長回溯格型解碼器的所述符號判決b′。
4.如權利要求1所述的方法，其中所述進行第一符號判決包括使用具有第一處理延遲的第一裝置來進行所述第一符號判決，其中所述進行第二符號判決包括使用具有第二處理延遲的第二裝置來進行所述第二符號判決，以及其中所述第二處理延遲比所述第一處理延遲更短。
5.如權利要求4所述的方法，其中所述使用裝置來進行所述第一符號判決包括使用長回溯格型解碼器來進行所述第一符號判決，以及其中使用第二裝置來進行所述第二符號判決包括使用短回溯格型解碼器來進行所述第二符號判決。
6.如權利要求5所述的方法，其中所述短回溯格型解碼器包括零延遲格型解碼器。
7.如權利要求1所述的方法，其中所述確定抽頭加權包括基于與所述相對長的處理延遲相匹配的某一數量的所述第二符號判決來確定所述抽頭加權。
8.一種判決反饋均衡器，包括前饋濾波器，其中所述前饋濾波器接收待均衡的數據；反饋濾波器；加法器，其中所述加法器組合來自所述前饋濾波器和所述反饋濾波器的輸出以提供均衡器輸出；第一解碼器，其特征在于相對短的處理延遲，其中所述第一解碼器對所述均衡器輸出進行解碼以提供第一解碼的均衡器輸出，以及將所述第一解碼的均衡器輸出作為輸入供應到所述反饋濾波器；第二解碼器，其特征在于相對長的處理延遲，其中所述第二解碼器對所述均衡器輸出進行解碼以提供第二解碼的均衡器輸出；以及抽頭加權控制器，其中所述抽頭加權控制器基于所述第一解碼的均衡器輸出和第二解碼的均衡器輸出來確定抽頭加權，以及將所述抽頭加權供應到所述前饋濾波器和所述反饋濾波器。
9.如權利要求8所述的判決反饋均衡器，其中所述相對短的處理延遲包括零延遲。
10.如權利要求8所述的判決反饋均衡器，其中所述第一解碼器包括短回溯格型解碼器，以及其中所述第二解碼器包括長回溯格型解碼器。
11.如權利要求10所述的判決反饋均衡器，其中所述短回溯格型解碼器包括零延遲格型解碼器。
12.如權利要求8所述的判決反饋均衡器，其中所述抽頭加權控制器基于與所述相對長的處理延遲相匹配的某一數量的所述第一解碼的均衡器輸出來確定所述抽頭加權。
13.如權利要求8所述的判決反饋均衡器，其中所述抽頭加權控制器根據所述數據以及所述第一解碼的均衡器輸出和第二解碼的均衡器輸出來確定所述抽頭加權。
14.一種判決反饋均衡器，包括前饋濾波器，其中所述前饋濾波器接收待均衡的數據；反饋濾波器；加法器，其中所述加法器組合來自所述前饋濾波器和所述反饋濾波器的輸出以提供均衡器輸出；第一解碼器，其中所述第一解碼器對所述均衡器輸出進行解碼以提供第一解碼的均衡器輸出，以及將所述第一解碼的均衡器輸出作為輸入供應到所述反饋濾波器；第二解碼器，其特征在于相對長的處理延遲和相對較短的處理延遲，其中所述第二解碼器對所述均衡器輸出進行解碼，以根據所述相對長的處理延遲來提供第二解碼的均衡器輸出以及根據所述相對較短的處理延遲來提供第三解碼的均衡器輸出；以及抽頭加權控制器，其中所述抽頭加權控制器基于所述第二解碼的均衡器輸出和第三解碼的均衡器輸出來確定抽頭加權，以及將所述抽頭加權供應到所述前饋濾波器和所述反饋濾波器。
15.如權利要求14所述的判決反饋均衡器，其中所述第一解碼器包括零延遲解碼器。
16.如權利要求14所述的判決反饋均衡器，其中所述第一解碼器包括短回溯格型解碼器，以及其中所述第二解碼器包括長回溯格型解碼器。
17.如權利要求16所述的判決反饋均衡器，其中所述短回溯格型解碼器包括零延遲格型解碼器。
18.如權利要求14所述的判決反饋均衡器，其中所述抽頭加權控制器基于與所述相對長的處理延遲相匹配的某一數量的所述第三解碼的均衡器輸出來確定所述抽頭加權。
19.如權利要求14所述的判決反饋均衡器，其中所述抽頭加權控制器根據所述數據以及所述第二解碼的均衡器輸出和第三解碼的均衡器輸出來確定所述抽頭加權。
20.如權利要求14所述的判決反饋均衡器，其中所述第二解碼器根據所述第二解碼器的并行輸出來提供第三解碼的均衡器輸出，以及其中所述第二解碼器的所述并行輸出表示不同的延遲。
全文摘要
一種判決反饋均衡器的操作包括根據判決反饋均衡器的輸出來進行第一符號判決，使得第一符號判決的特征在于相對長的處理延遲；根據判決反饋均衡器的輸出來進行第二符號判決，使得第二符號判決的特征在于相對短的處理延遲；以及基于第一符號判決和第二符號判決來為判決反饋均衡器確定抽頭加權。第一符號判決可以從長回溯格型解碼器的輸出中得到。第二符號判決可以從短回溯格型解碼器的輸出中或者從長回溯格型解碼器的較短延遲輸出中得到。
文檔編號H04L1/00GK1957574SQ200580015303
公開日2007年5月2日 申請日期2005年4月6日 優(yōu)先權日2004年5月14日
發(fā)明者布魯諾·阿米齊克, 馬克·菲莫夫, 金鎮(zhèn)H, 斯里尼瓦薩·M·內拉亞努魯 申請人:真尼詩電子有限公司