專利名稱：由從信道接收的信號的采樣導(dǎo)出均衡值的裝置和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及數(shù)字通信技術(shù)，尤其涉及由從信道接收的信號的采樣導(dǎo)出 均衡值的裝置和方法。
背景技術(shù)：
描述
離散數(shù)據(jù)傳輸是通過通信信道，從發(fā)射機到接收機的消息傳輸。位于發(fā)射 機上的消息發(fā)送者或發(fā)送設(shè)備，通過選擇消息并經(jīng)通信信道發(fā)送代表該消息的 對應(yīng)信號或波形與消息接收機通信。接收機通過觀察信道輸出來確定發(fā)送的消 息。離散數(shù)據(jù)消息的連續(xù)傳輸被認(rèn)為是數(shù)字通信。信道噪聲經(jīng)常干擾傳輸并使 發(fā)送的消息劣化，以及導(dǎo)致接收機端對于原始消息的內(nèi)容的某種不確定性。接 收機使用被稱為檢波的過程，判定發(fā)送者發(fā)送的消息或消息序列。最佳檢波使 得對于發(fā)送的消息的錯誤接收機判決的概率最小。
消息由轉(zhuǎn)換為通過信道發(fā)送的電信號的位的數(shù)字序列構(gòu)成。這些位一般在 調(diào)制之前被編碼。編碼是把消息從固有形式(一般為位)轉(zhuǎn)換為代表消息的值。 調(diào)制是把值轉(zhuǎn)換為模擬信號用于通過信道傳輸?shù)倪^程。該信道不但確定性地而 且用隨機噪聲使傳送的信號失真。這些干擾正確接收的情況包括加性高斯白噪 聲(AWGN)以及相干噪聲、頻率相關(guān)信道失真、時間相關(guān)信道失真、和多徑 衰落。因為這些影響，發(fā)送的消息在到達(dá)接收機時變壞是存在一定可能性的。
一旦接收，接收機對進(jìn)入的波形進(jìn)行解調(diào)。 一般來說，解調(diào)試圖盡可能精 確地恢復(fù)原始發(fā)送的信號并轉(zhuǎn)換經(jīng)恢復(fù)的信號以估計這些值。對于該處理有許
多步驟，包括把射頻(RF)和近基帶中頻(IF)信號下混頻至基帶表示、信
道均衡和譯碼。采取碼元和載波恢復(fù)以便離散時間采樣處于正確的碼元速率， 并且信號被精確地下移至基帶。接收機使用檢波器蓋然性地確定值估計?？紤] 可能的發(fā)送值和潛在的信道引起的誤差的、由接收機用來對接收信號進(jìn)行解調(diào) 和檢波的方法是重要的。然后通過把值估計轉(zhuǎn)換回消息的固有形式，對值估計 進(jìn)行譯碼。
數(shù)字通信系統(tǒng)通過以每個碼元間隔一次對解調(diào)器的輸出進(jìn)行周期性釆樣
11來接收發(fā)送的信息。這要求接收機設(shè)計克服與非理想傳輸信道條件下系統(tǒng)同步 有關(guān)的問題，被認(rèn)為是與碼元定時和載波恢復(fù)有關(guān)。接收機對接收信號進(jìn)行采 樣的最佳次數(shù)一般是未知的，這是因為從發(fā)射機到接收機的傳播延遲以及諸如 多徑之類的信道條件的影響。發(fā)送信號中的傳播延遲還導(dǎo)致載波相位偏移。對 那些要求接收機使用相位相干檢波器的那些傳輸系統(tǒng)來說，接收機直接從接收 信號產(chǎn)生對傳播延遲的估計并導(dǎo)出對發(fā)送的碼元定時的估計和相位誤差。例外 情況是導(dǎo)頻或控制信號嵌入于發(fā)送信號中的情況。這種情況下，接收機使用嵌 入的導(dǎo)頻或控制信號以使接收機和發(fā)射機同步。在任一種情況下，接收機通過 執(zhí)行三個基本功能載波恢復(fù)、定時恢復(fù)、以及信道均衡來克服系統(tǒng)同步的障礙。
如上所述，載波恢復(fù)處理包括對接收的射頻(RF)信號進(jìn)行解調(diào)的若干步 驟。部分地，對近基帶信號進(jìn)行解調(diào)以恢復(fù)承載信息的基帶信號，并去除任何 殘留載波相位偏移。該最后步驟通常被稱為鎖相。
定時恢復(fù)處理用于恢復(fù)發(fā)射機時基以及同步接收機和發(fā)射機時鐘。 一旦完 成，這種同步允許接收機以最佳時間點對接收信號進(jìn)行采樣，并減少限幅誤差。
信道均衡處理試圖補償傳輸信道內(nèi)的缺陷，這些缺陷在接收信號穿越信道 時改變接收信號的幅度和相位。這些缺陷一般是頻率相關(guān)的、時間相關(guān)的以及 動態(tài)的。因此，使用自適應(yīng)均衡器濾波器系統(tǒng)以去除來自信道的幅度和相位失 真是有益的。
存在許多鎖相環(huán)(PLL)技術(shù)。本領(lǐng)域的技術(shù)人員理解的有限的一些示例 性的方法是邊環(huán)(Costas loop)、矩形環(huán)、以及更為一般地判決導(dǎo)向 (decision-directed)和非判決導(dǎo)向環(huán)。
鎖相機制一般涉及三個公共元素。它們是相位誤差檢測/生成、相位誤差處 理、以及本地相位重建。由鑒相器實現(xiàn)的相位誤差檢測操作得出接收機檢測的 發(fā)送信號相位與接收機所導(dǎo)出的進(jìn)入信號的相位估計之間的相位差測量。相位 誤差測量是接收的信號與實際發(fā)送的信號的相位之間的差異。
一般由積分器或低通環(huán)路濾波器實施的相位誤差處理操作通過在一段時 間或一個時間窗口上對相位誤差的大小進(jìn)行平均，來提取基本的相位差趨勢。 經(jīng)過適當(dāng)設(shè)計，相位誤差處理操作濾去相位誤差信號中的隨機噪聲和其他不需要的分量。為了確保穩(wěn)定性，環(huán)路濾波器吸收鑒相器中固有的增益。鎖相環(huán)內(nèi) 可以使用模擬、數(shù)字以及混合的模擬一數(shù)字相位誤差檢測方法。這些方法使用 的組件包括但不限于模271鑒相器、二進(jìn)制鑒相器、分相濾波器、以及最大 似然載波相位估計器。
本地相位重建操作負(fù)責(zé)本地振蕩器的產(chǎn)生和相位。本地振蕩器用于用具有 與近基帶信號相同頻率和相位的本地產(chǎn)生的振蕩器頻率對近基帶信號進(jìn)行解 調(diào)。當(dāng)被鎖定時，所產(chǎn)生的本地振蕩器信號具有與正被解調(diào)成基帶的信號相同 的頻率和相位?？梢允褂媚M或數(shù)字裝置實現(xiàn)本地振蕩器。各種類型的壓控晶
體振蕩器和數(shù)控振蕩器(分別為VCXO和NCO)都可被用于再生本地載波。
在模擬電路的情況下，使用壓控振蕩器實現(xiàn)本地相位重建操作。VCXO使 用經(jīng)處理的相位誤差信息，通過強制相位誤差為零來再生進(jìn)入信號的本地相 位。
實際上，任何鎖相機制都有一些有限的延遲，因此該機制試圖預(yù)測進(jìn)入的 相位，然后以新的相位誤差的形式測量該預(yù)測的精確性。鎖相機制越快地跟蹤 相位偏移，該機制就越容易受隨機噪聲和其他缺陷的影響。在接收信號存在于 強多徑環(huán)境的情況中更是如此。因此，當(dāng)設(shè)計同步系統(tǒng)時，這兩種競爭效果間 可作出適當(dāng)?shù)恼壑小?br> 定時恢復(fù)或同步是接收機將其本地時基與發(fā)射機碼元速率進(jìn)行同步的處 理。這允許碼元周期精確的采樣時間瞬間，以便使得正確確定發(fā)送的碼元的值 的似然性最大化。如前所述，PLL子系統(tǒng)并不足以恢復(fù)碼元速率。相反，添加 單獨的碼元定時恢復(fù)功能與PLL相結(jié)合以提供定時恢復(fù)。不適當(dāng)?shù)拇a元定時恢 復(fù)是符號間干擾(ISI)的一個來源，并且嚴(yán)重劣化了接收機的性能。
如本領(lǐng)域的技術(shù)人員所理解的那樣，解調(diào)器輸出的正確釆樣直接依賴于正 確的定時恢復(fù)。系統(tǒng)使用許多方法來完成本地時鐘恢復(fù)。在第一系統(tǒng)中，各種 類型的時鐘信號被編碼成位流。在第二系統(tǒng)中，不發(fā)送預(yù)先定義的同步碼元且 只發(fā)送數(shù)據(jù)，并且從接收的數(shù)據(jù)流得出鎖定的本地時鐘。應(yīng)該注意到，因為帶 寬效率的要求，后一系統(tǒng)似乎更為普遍。
此外，關(guān)于定時恢復(fù)方法在對接收機的判決設(shè)備輸出的使用方面也是可以 區(qū)別的。非判決輔助方法不依賴于判決設(shè)備的輸出。這種方法的例子是平方律
13定時恢復(fù)方法。同樣，包絡(luò)定時恢復(fù)是用于正交幅度調(diào)制(QAM)接收機中的 一種等價的平方律定時恢復(fù)方法。
判決導(dǎo)向(也稱為判決輔助)定時恢復(fù)使用判決設(shè)備的輸出。判決導(dǎo)向定 時恢復(fù)方法的一個例子使線性均衡器(LE)或判決反饋均衡器(DFE)與判決 設(shè)備輸出之間的采樣時間相位上的均方誤差最小。
判決設(shè)備負(fù)責(zé)將碼元值分配給從解調(diào)器獲得的每個采樣。存在硬判決設(shè)備 和軟判決設(shè)備。硬判決設(shè)備的例子是判決限幅器或維特比(Viterbi)譯碼器。 在判決導(dǎo)向定時恢復(fù)方法的情況下，注意確保在判決設(shè)備輸出和輸入采樣函數(shù) 之間沒有過度的延遲。過度的延遲劣化了接收機的總體性能，或者在最壞的情 況下，導(dǎo)致鎖相環(huán)變得不穩(wěn)定。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員理解的那樣，碼元定時估 計的質(zhì)量依賴于總信噪比(SNR)以及是信號脈沖形狀和信道特性的函數(shù)。
存在很多信道失真和干擾來源可能導(dǎo)致差的接收機性能，例如可以通過接 收機設(shè)計的誤碼率(BER)或總的數(shù)據(jù)傳送速率來測量。因素包括噪聲、 AWGN、符號間干擾(ISI)和多徑條件。
接收機也對具有顯著多徑特性的信道進(jìn)行補償。取決于信道頻率響應(yīng)和時 變多徑效應(yīng)，有各種對多徑現(xiàn)象進(jìn)行分類或描述的手段。本領(lǐng)域的技術(shù)人員所 熟知的四個公共的分類是慢變頻率非選擇性衰落、快變頻率非選擇性衰落、 慢變頻率選擇性衰落、快變頻率選擇性衰落。
一般來說，多徑是發(fā)送的信號通過不同的傳輸路徑到達(dá)接收機的結(jié)果，其 中每條路徑對接收機有唯一的合成傳播時間。多徑引起的ISI導(dǎo)致接收機與信 道的非恒定幅度和非線性相位響應(yīng)進(jìn)行抗衡。第二個效應(yīng)指衰落。衰落是由于 與每個傳播路徑有關(guān)的傳播延遲造成的，導(dǎo)致在接收機處的相長干擾和相消干 擾。衰落導(dǎo)致SNR的劣化。
該簡單的描述被進(jìn)一步提煉成本領(lǐng)域的技術(shù)人員所熟悉的四個分類，由其 實際暗示來概括。實際上，表現(xiàn)出慢變的、頻率非選擇性衰落的信道意味著所 有的傳播路徑都在一個碼元周期被接收，并且該信道均等地影響所有的信號頻 率分量。這被認(rèn)為是最容易補償?shù)乃ヂ湫诺垃F(xiàn)象?？熳?、頻率非選擇性衰落產(chǎn) 生于信道在碼元周期內(nèi)變化的情況?？焖ヂ浜茈y有效地補償。
當(dāng)信道在頻率域內(nèi)使接收的碼元失真，且并非所有的頻率分量都均等地受到影響時，可把信道表征為具有慢的、頻率選擇性多徑。結(jié)果，基帶脈沖形狀 失真，且符號間干擾產(chǎn)生。最后，快變、頻率選擇性衰落被認(rèn)為是最壞的信道 類型，當(dāng)接收的碼元在許多碼元周期上擴展且信道特性也在碼元周期內(nèi)變化時 會出現(xiàn)這種情況。
如圖1所示，衰落也大致被分為大規(guī)模和小規(guī)模衰落。接收機的大運動(如 發(fā)生在移動應(yīng)用中)導(dǎo)致大規(guī)模衰落，而小規(guī)模衰落是由于接收機的運動。大 規(guī)模衰落也叫做對數(shù)正態(tài)(log-normal)衰落，因為其幅度有對數(shù)正態(tài)概率密度 函數(shù)。根據(jù)最好地描述小規(guī)模衰落的概率分布函數(shù)(pdf)，小規(guī)模衰落通常被 描述為瑞利(Rayleigh)衰落或萊斯(Ricean)衰落。此夕卜，Nakagami-m分布 也被用于表征一些多徑信道條件。
許多現(xiàn)代數(shù)字通信系統(tǒng)使用自適應(yīng)均衡來補償改變信號傳輸信道中的條 件和擾動的影響。均衡被用于去除由傳輸信道失真引起的符號間干擾，并且可 在基帶或通帶信號上執(zhí)行。均衡通常在載波恢復(fù)和下混頻以生成基帶信號之 前，對近基帶信號進(jìn)行。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員所理解的那樣，在判決導(dǎo)向載波 恢復(fù)處理中尤其如此，這要求至少部分打開的眼。
圖2中顯示了 8-VSB，即殘留邊帶的眼圖。該眼圖是在釆樣瞬間接收的RF 信號的幅度的許多軌跡的覆蓋圖。許多信號軌跡的會聚構(gòu)成七個"眼"，它們 與接收機內(nèi)的時鐘脈沖的出現(xiàn)保持一致。在每個采樣時間，解調(diào)的RF幅度假 定是八個可能的級別之一。如果8-VSB信號在傳輸期間被破壞，這些"眼"將 關(guān)閉并消失，因為RF信號在恰當(dāng)?shù)乃查g不再擁有正確的幅度。
自適應(yīng)均衡器濾波器系統(tǒng)實際上是具有補償信道失真的可更改的頻率和 相位響應(yīng)的自適應(yīng)數(shù)字濾波器。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員理解的那樣，可以釆用許 多架構(gòu)、方法和算法來實現(xiàn)該功能。 一個實施例中，前饋均衡器(FFE)產(chǎn)生 提供給判決反饋均衡器(DFE)的部分均衡的信號。在該類型的典型系統(tǒng)中， FFE負(fù)責(zé)使由前體符號間干擾(ISO (precursor ISI)引起的重影(ghost)最 小化或消除，而DFE負(fù)責(zé)使由后體ISI (postcursor ISI)所引起的重影最小化 或消除。另一個系統(tǒng)中，F(xiàn)FE減少或消除由前體和某些前體ISI引起的重影， 而DFE減少或消除由后體ISI所引起的重影。
通過對信道估計和均衡的應(yīng)用來減少多徑引起的ISI對接收機性能的影響。信道估計的有效性與ISI的消除有直接關(guān)系。從理論上講，理想的信道估 計將提供對ISI的完全去除。然而，當(dāng)存在特別惡劣的信道特性時，獲得理想 的信道估計就有問題的。
在多徑干擾存在時改善性能的另一種方法是基于分集原則。不同的傳播路 徑被組合使用以減輕多徑衰落。這樣做是可能的，因為傳播路徑通常不相關(guān)， 意味著不可能所有的路徑會同時衰落。分集概念把信道衰落機制建模成信道突 發(fā)誤差。因此，提供發(fā)送信息的時間上的或基于頻率的冗余副本就改善了成功 的數(shù)據(jù)傳輸?shù)目赡苄浴?br> 分集技術(shù)包括時間分集和頻率分集。頻率分集要求在許多載波上傳送相同 的信息，其中相繼的載波的間隔等于或超過該信息信道的相干帶寬。時間分集 使用在許多個(L個)不同的時隙內(nèi)傳輸?shù)南嗤某休d信息信號的許多個(L 個)獨立衰落版本，其中相繼的時隙的間隔等于或超過該信道的相干時間。因 此，基于傳輸路徑，發(fā)送的信息的L個副本以基于傳輸路徑的變化的時間提供
給接收機。
這個概念的一種實現(xiàn)是瑞克接收機(Rake Receiver)。瑞克接收機利用多 徑現(xiàn)象來改善系統(tǒng)性能。多個基帶相關(guān)器被用于個別地處理多個多徑分量。然 后，相關(guān)器的輸出相加以增加總信號強度。
以上的描述只是可采用的、部分的、非有限的一些示例性技術(shù)，并不意圖 以任何方式表示對本發(fā)明的限制。
盡管在本領(lǐng)域當(dāng)前情況下可以使用很多技術(shù)，然而在存在強多徑環(huán)境時， 接收機表現(xiàn)出顯著的性能劣化。這在陸地數(shù)字廣播系統(tǒng)的情況下是尤為正確 的。特別是，本領(lǐng)域的當(dāng)前情況下，使用均衡器的接收機一般使用相減法以去 除干擾的多徑信號。這在變化的多徑衰落環(huán)境下有顯著的缺點。特別是，這些 接收機系統(tǒng)試圖識別并鎖定通過給定的傳輸路徑或信道進(jìn)入的單個最強的接 收信號。這是在均衡器啟動時通過在FFE的中心點建立單位大小的抽頭來實現(xiàn) 的。 一旦接收，就從接收進(jìn)的總信號中減除與其他傳輸路徑相對應(yīng)的信號。這 就有效地從接收處理中去除了所有的分集(如果該系統(tǒng)中使用分集)。同樣， 當(dāng)最初的多徑信號的強度衰落或出現(xiàn)新的更強的信號時，接收機可能失鎖。這 就在接收機引入顯著的載波相位偏移。因此，變化的多徑條件通常需要接收機重新獲得載波鎖定，這就導(dǎo)致對接收機處的用戶來說，可能會有顯著的信息流 的破壞。
發(fā)明概述
根據(jù)本發(fā)明的一方面， 一種均衡器包括前饋濾波器，其中前饋濾波器包括 多個前饋濾波器抽頭，且系數(shù)與多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)，所有的與多個前 饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)的值都是動態(tài)確定的。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，均衡器包括前饋濾波器，其中前饋濾波器包括多 個前饋濾波器抽頭，且系數(shù)與多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)。均衡器進(jìn)一步包括 判決反饋均衡器。另外，所有的與多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)的值都是 動態(tài)確定的。
根據(jù)本發(fā)明的又一個方面， 一種由從信道接收的信號的采樣導(dǎo)出均衡值的 方法，包括步驟將系數(shù)與前饋濾波器的多個抽頭相關(guān)聯(lián)、根據(jù)系數(shù)從采樣中 導(dǎo)出一系列經(jīng)前饋濾波的值、以及動態(tài)地確定所有系數(shù)的值。
根據(jù)本發(fā)明的又一個方面， 一種由從信道接收的信號的采樣導(dǎo)出均衡值的 方法，包括步驟將系數(shù)與前饋濾波器的多個抽頭相關(guān)聯(lián)、根據(jù)系數(shù)從采樣中 導(dǎo)出一串經(jīng)前饋濾波的值、由該串經(jīng)前饋濾波的值中生成一串判決反饋均衡 值、以及動態(tài)地確定所有的系數(shù)。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面， 一種用于由從信道接收的信號的采樣導(dǎo)出均衡 值的計算機可讀介質(zhì)，包括程序，用于實現(xiàn)實現(xiàn)了前饋濾波器的第一例程，其 中系數(shù)與前饋濾波器的多個抽頭相關(guān)聯(lián)。第一例程根據(jù)系數(shù)從釆樣中導(dǎo)出一系 列經(jīng)前饋濾波的值。程序還包括用于動態(tài)地確定所有系數(shù)的值第二例程。
根據(jù)本發(fā)明的又一個方面， 一種用于由從信道接收的信號的采樣導(dǎo)出均衡 值的計算機可讀介質(zhì)，包括程序，用于實現(xiàn)實現(xiàn)了前饋濾波器的第一例程，其 中系數(shù)與前饋濾波器的多個抽頭相關(guān)聯(lián)。第一例程還根據(jù)系數(shù)從采樣中導(dǎo)出一 串經(jīng)前饋濾波的值。程序還包括實現(xiàn)用于導(dǎo)出一串判決反饋均衡值的判決反饋 均衡器的第二例程。程序還包括用于動態(tài)地確定所有系數(shù)的值第三例程。
通過考慮以下的詳細(xì)描述，本發(fā)明的其他方面和優(yōu)點會變得顯而易見。


圖1是顯示小規(guī)模和大規(guī)模衰落隨時間的關(guān)系的圖表；
圖2是顯示8-VSB調(diào)制的開放眼圖的圖表；
圖3是根據(jù)本發(fā)明的高級數(shù)字接收機的示意性框圖。
圖4是顯示數(shù)據(jù)段和幀同步結(jié)構(gòu)的ATSC基帶成幀編碼段格式的示意圖； 圖5是圖3中的高級數(shù)字接收機中使用的均衡器的一個實施例的示意圖； 圖6是基于信道延遲估計單元(CDEU)的段同步的一個實施例的框圖； 圖7是顯示出相對于傳輸信道中檢測出的重影的虛中心的相對位置的示意
圖8是顯示傳輸信道中檢測出的重影的相對位置的示意圖9是ATSC段同步相關(guān)器的一個實施例的框圖10是"漏"積分器的一個實施例的框圖11是質(zhì)心估計器的一個實施例的框圖12是說明CDEU的操作的流程圖13是基于CDEU的段同步的另一實施例的框圖14是基于CDEU的幀同步的實施例的框圖15顯示相對于窗函數(shù)的傳輸信道中的重影信號的位置；
圖16是說明CDEU的又一實施例的操作的流程圖17顯示相對于窗函數(shù)的傳輸信道中的重影信號的位置；
圖18是基于CDEU的幀同步的另一實施例的框圖19A-19D顯示虛信道的虛中心、FFE輸出(Z0UT)以及FFE和DFE抽 頭和系數(shù)之間的關(guān)系；
圖20A和20B顯示虛信道的虛中心、FFE輸出(Z0UT)以及FFE和DFE 抽頭之間的關(guān)系；
圖21是說明圖3的系統(tǒng)20用于產(chǎn)生重疊的均衡器結(jié)構(gòu)或無固定中心抽頭 的均衡器的操作的流程圖22是具有相位跟蹤器的重疊的均衡器的實施例的框圖； 圖23是具有相位跟蹤器的重疊的均衡器的實施例的框圖； 圖24是具有相位跟蹤器的重疊的均衡器的實施例的框圖；圖25是具有相位跟蹤器的重疊的均衡器的實施例的框圖； 圖26是具有相位跟蹤器的重疊的均衡器的實施例的框圖； 圖27是具有相位跟蹤器的重疊的均衡器的實施例的框圖； 圖28是具有相位跟蹤器的重疊的均衡器的實施例的框圖； 圖29是使用重疊的均衡器的同步和解調(diào)反饋系統(tǒng)的實施例的框圖30是說明圖29的系統(tǒng)900的另一個實施例的操作的流程圖，用于控制 重疊的均衡器優(yōu)化過程的操作以及同步并解調(diào)控制反饋環(huán)；
圖31是使用重疊的均衡器的同步和解調(diào)反饋系統(tǒng)的又一實施例的框圖32是在組合的解調(diào)和同步反饋環(huán)內(nèi)的重疊的均衡器的實施例的框圖； 圖33是在組合的解調(diào)和同步反饋環(huán)內(nèi)的重疊的均衡器的實施例的框圖34是在組合的解調(diào)和同步反饋環(huán)內(nèi)的重疊的均衡器的實施例的框圖； 圖35是在組合的解調(diào)和同步反饋環(huán)內(nèi)的重疊的均衡器的實施例的框圖36A和36B分別顯示定時偏移后置濾波器和載波偏移后置濾波器的品質(zhì) 特性；
圖37是用于控制數(shù)字接收機系統(tǒng)中的VCXO的字段/幀同步相關(guān)定向控制 系統(tǒng)的實施例的框圖38A-38C顯示對信道中的重影信號的位置的相關(guān)加權(quán)函數(shù)的關(guān)系； 圖39是相關(guān)定向同步反饋系統(tǒng)的實施例的框圖； 圖40是描述相關(guān)定向同步反饋環(huán)系統(tǒng)的實施例的操作的流程圖41是基于相關(guān)定向控制信號產(chǎn)生段同步的系統(tǒng)的實施例的框圖42是描述用于基于相關(guān)定向控制信號產(chǎn)生段同步的系統(tǒng)的實施例的操 作的流程圖43是基于相關(guān)定向載波反饋環(huán)的段同步的實施例的框圖； 圖44是信道延遲定向同步反饋環(huán)的實施例的框圖。
較佳實施例的詳述
為了促進(jìn)對本發(fā)明的原理的理解，現(xiàn)在將參考附圖中說明的實施例，并且 將用明確的語言來描述。盡管如此，仍應(yīng)該理解這并不意圖限制本發(fā)明的范圍。 所描述的實施例的任何改變和進(jìn)一步的修改，以及這里描述的本發(fā)明的原理的任何進(jìn)一步的應(yīng)用，對于本發(fā)明所涉及的領(lǐng)域的技術(shù)人員來說都是可正常想到 的。
圖3中說明的本系統(tǒng)的一個方面是在惡劣的多徑環(huán)境中接收調(diào)制信號時， 具有顯著改善的穩(wěn)定性和性能的數(shù)字接收機系統(tǒng)。這種新的數(shù)字接收機中包含 的技術(shù)、設(shè)備以及系統(tǒng)可適合于各種調(diào)制格式，包括但不限于QAM、偏移
QAM以及VSB。作為例示，所感興趣的一個非限定的示例性的傳輸標(biāo)準(zhǔn)是為 美國的HDTV廣播而采用的ATSC標(biāo)準(zhǔn)。ATSC傳輸標(biāo)準(zhǔn)使用具有抑制載波頻 率的導(dǎo)頻信號的抑制載波8-VSB信號，用于實現(xiàn)VSB接收機內(nèi)的載波鎖定。 如圖4所示，ATSC數(shù)據(jù)傳輸格式包含每幀兩個字段。每個字段有313個由832 個多級碼元組成的段。每個段有四個碼元段同步字符，其后跟隨828個碼元的 有效載荷。每個字段的第一段包含字段同步段，而剩下的段用于傳輸數(shù)據(jù)分組。 字段同步由預(yù)先確定的511碼元偽隨機數(shù)(PN)序列和三個預(yù)先確定的63碼 元長的(PN)序列來表征。中間的63碼元長的(PN)序列在每個相繼的字段 內(nèi)被反轉(zhuǎn)。VSB模式控制信號(在VSB構(gòu)象(constellation)大小內(nèi)定義)緊 跟著最后的63PN序列，之后是92個保留的碼元和從前一字段復(fù)制的12個碼 元。本領(lǐng)域的技術(shù)人員將理解，無需過度的實驗，本發(fā)明可適合于其他傳輸標(biāo) 準(zhǔn)。
本發(fā)明的一個實施例是圖3所示的系統(tǒng)20。系統(tǒng)20接收并處理ATSC廣 播信號，且包括模擬前端接收機30、同步40、數(shù)字解調(diào)器42、奈奎斯特(Nyquist) 根濾波器(NRF) 44、均衡器46、前向糾錯(FEC) 48、非相干控制(NCC) 50、判決導(dǎo)向控制(DDC) 52和控制系統(tǒng)54。系統(tǒng)20的進(jìn)一步的實施例在系 統(tǒng)20內(nèi)的各個點還檢測段同步、字段/幀同步的存在，以及信噪比(SNR)。 作為例示，系統(tǒng)20的一些實施例確定接收的數(shù)據(jù)的SNR。其他的實施例基于 接收的同步信號確定接收信號的SNR。某些其他的實施例基于數(shù)據(jù)差錯率來量 化均衡器的性能。類似地，系統(tǒng)20的其他元件也使用數(shù)據(jù)差錯率來量化其性 能。如在美國專利第6829297中所描述的那樣，還有一些其他實施例還使用均 衡器內(nèi)的網(wǎng)格譯碼器所導(dǎo)出的性能度量(metrics)。
系統(tǒng)20的一些實施例還在均衡器46的其中一個輸出中檢測幀同步或字段 同步信號。系統(tǒng)20的其他實施例確定同步40或數(shù)字解調(diào)器42是否被鎖定在
20接收信號。
控制系統(tǒng)54 (未顯示)連接到系統(tǒng)20的各個元件，并且一般控制系統(tǒng)20 的功能。作為例示，在一些實施例中，控制系統(tǒng)54監(jiān)視系統(tǒng)啟動、操作模式 選擇、以及均衡器系數(shù)的自適應(yīng)。如后面所述，控制系統(tǒng)54接收信道延遲估 計84 (CDE)、均衡器輸出88和自適應(yīng)碼元判決94?？刂葡到y(tǒng)54還接收信 號段同步96、字段/幀同步98、 SNRIOO、 VCXO鎖定102、以及NCO鎖定104。 段同步96是指示在均衡器46想要的輸出處或系統(tǒng)20的其他元件處檢測到有 效的段同步的信號。字段/幀同步98是指示在均衡器46想要的輸出處或系統(tǒng) 20的其他元件處檢測到有效的字段/幀同步的信號。類似地，SNR 100是在均衡 器46想要的輸出處接收信號的估計的SNR。 VCXO鎖定102是指示同步40已 被鎖定到進(jìn)入信號的時基的信號。最后，NCO鎖定104是指示數(shù)字解調(diào)器42 被鎖定到進(jìn)入的載波的信號。
模擬前端接收機30的輸入連接到天線或接收廣播信號的其他信號源。模 擬前端接收機30調(diào)諧到想要的RF廣播信號、提供自動增益控制(AGC)和信 號放大、并把接收的信號轉(zhuǎn)換為要用于解調(diào)處理的中頻(IF)。模擬前端接收 機30可包括RF調(diào)諧電路、IF電路、以及在存在噪聲時優(yōu)化接收信號的自動增 益控制電路。模擬前端接收機30還把接收的信號下變頻為近基帶信號。作為 例示，接收的ATSC標(biāo)準(zhǔn)中所采用的近基帶載波抑制8-VSB信號的IF通帶信 號大致以5.38MHz為中心。
根據(jù)本發(fā)明，同步40是整個定時恢復(fù)功能的一部分，該功能負(fù)責(zé)對進(jìn)入 的信號進(jìn)行采樣，并把系統(tǒng)20與進(jìn)入信號的時基同步。同步40從模擬前端接 收機30接收模擬近基帶信號60，并產(chǎn)生數(shù)字化的近基帶信號62。同步40還 從判決導(dǎo)向控制52接收判決導(dǎo)向同步反饋信號66，以及從非相干控制54接收 非相干同步反饋信號64。
在本發(fā)明的一些實施例中，同步40包括A/D轉(zhuǎn)換器(未顯示)，它基于 受控反饋VCXO產(chǎn)生的采樣時鐘對進(jìn)入的模擬近基帶信號60進(jìn)行采樣以產(chǎn)生 數(shù)字的近基帶信號60?？刂葡到y(tǒng)54控制同步40以選擇判決導(dǎo)向同步反饋信號 或非相干同步反饋信號64，來控制A/D采樣時鐘的相位和頻率。在其他實施例 中，同步40還接收相關(guān)導(dǎo)向控制反饋信號(未顯示)。選擇的反饋信號被濾波以產(chǎn)生控制VCXO輸出頻率和相位的控制信號。
作為例示，在某些實施例中，控制系統(tǒng)54最初將同步40配置成使用非相 干同步反饋信號64來控制VCXO操作。同步40基于受控反饋VCXO采樣時 鐘對模擬的近基帶信號60進(jìn)行釆樣。系統(tǒng)20至少部分收斂后，控制系統(tǒng)54 有選擇地將同步40配置成以使用判決導(dǎo)向同步反饋信號66來控制VCXO操 作。作為例示，適合于ATSC系統(tǒng)的同步40的一些實施例包括以大約21.52MHz 速率驅(qū)動A/D釆樣的VCXO，該速率是ATSC系統(tǒng)中接收信號的碼元速率的兩 倍。VCXO已經(jīng)鎖定在接收信號的時基后，控制系統(tǒng)54從VCXO鎖定102中 接收正的指示。將理解到，本領(lǐng)域的技術(shù)人員可使用許多技術(shù)來確定VCXO是 否被鎖定在進(jìn)入的信號。
在其他實施例中，同步40對固定采樣速率A/D的輸出進(jìn)行重新采樣。作 為例示，A/D以固定速率對進(jìn)入的信號釆樣。采樣速率轉(zhuǎn)換器對數(shù)字化的近基 帶信號重新采樣，以導(dǎo)出與進(jìn)入的碼元速率同步的想要的輸出采樣速率。與以 上討論的類似，控制系統(tǒng)54基于系統(tǒng)20的操作狀態(tài)，使用非相干同步反饋信 號64或判決導(dǎo)向同步反饋信號66選擇性地控制重新采樣處理。
數(shù)字解調(diào)器42是系統(tǒng)20的整個載波跟蹤和恢復(fù)功能的一部分，并把同步 40的近基帶輸出解調(diào)至基帶。如圖3所示，數(shù)字解調(diào)器42從同步40接收數(shù)字 化的近基帶信號62、從判決導(dǎo)向控制52接收判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號、以 及從非相干控制50接收非相干載波跟蹤反饋信號72。盡管并未顯示，但是數(shù) 字解調(diào)器42的其他實施例還接收相關(guān)導(dǎo)向控制反饋信號。根據(jù)一個實施例， 數(shù)字解調(diào)器42數(shù)字化地把近基帶信號62下調(diào)制成有同相分量信號68和正交 分量信號70的二次過采樣復(fù)合基帶輸出。在后面會討論的濾波步驟之前，同 相分量信號68和正交分量信號70有負(fù)的和正的頻率分量。數(shù)字解調(diào)器42的 輸出由奈奎斯特根濾波器44進(jìn)行低通過濾，以去除帶外信號。
如后面將闡釋的那樣，控制系統(tǒng)54選擇性地控制支配數(shù)字解調(diào)器42的操 作的反饋信號。在最初的系統(tǒng)啟動期間，數(shù)字解調(diào)器42的操作由來自NCC50 的非相干載波跟蹤反饋信號控制。NCC 50跟蹤接收的載波頻率并控制由數(shù)字 解調(diào)器的NCO部分產(chǎn)生的下混頻頻率。系統(tǒng)20至少部分收斂后，控制系統(tǒng)54 配置數(shù)字解調(diào)器42以使用判決導(dǎo)向控制反饋環(huán)信號來提供改善的載波跟蹤，并控制下轉(zhuǎn)換過程。在數(shù)字解調(diào)操作的某些想要的點上，NCO鎖定104指示控 制系統(tǒng)54NCO被鎖定在接收信號的載波。
在本發(fā)明的一些實施例中，僅同相分量信號68由均衡器46使用來降低系 統(tǒng)的復(fù)雜性。可選地，本發(fā)明的其他實施例結(jié)合系統(tǒng)20的均衡器46內(nèi)結(jié)合的 微小間隔的FFE來使用過釆樣的基帶信號。
解調(diào)器42提供同相分量信號68和正交分量信號70作為NRF 44和NCC 50 的輸入。NRF44從已解調(diào)的信號中過濾出高頻分量，以產(chǎn)生經(jīng)濾波的同相基帶 信號(IF) 76和經(jīng)濾波的正交基帶信號(QF)，作為均衡器46的輸出。在一 些實施例中，NRF44是有5.38MHz雙邊帶帶寬和11 %的頻率響應(yīng)下降的低通 濾波器。
如在結(jié)合于此的發(fā)明人的共同待決的申請美國申請序列號第10/408,053， 名稱為"Carrier Recovery for DTV Receivers "以及美國申請序列號第 10/407,634，名稱為"System and Method for Symbol Clock Recovery"中所描述 的那樣，NCC 50使用關(guān)于上奈奎斯特斜率(upper Nyquist sl叩e)和下奈奎斯 特斜率(lower Nyquist slope)的導(dǎo)頻信號和冗余信息，以導(dǎo)出非相干載波跟蹤 反饋信號和非相干碼元定時同步信號。如較早所提及的那樣，NCC 50提供非 相干載波跟蹤反饋信號72作為數(shù)字解調(diào)器42的輸入，以及提供非相干同步反 饋信號64作為同步40的輸入。
如圖3所示，均衡器46從NRF44接收基帯分量信號If76和Qf78。在一 些實施例中，均衡器46使用If76和Qf78。在其他實施例中，均衡器46只使 用If76，也稱為解調(diào)信號的有功分量。
均衡器46的一些實施例使用前饋技術(shù)建立并更新系數(shù)，而其他的實施例 使用反饋技術(shù)，如LMS擬合。某些實施例估計信道延遲作為該過程的一部分。 均衡器46向控制系統(tǒng)54提供CDE 84。然后，控制系統(tǒng)54通過LMS算法控 制均衡器系數(shù)自適應(yīng)過程，以導(dǎo)出通過方便地組合多個接收的重影信號來創(chuàng)建 穩(wěn)定的接收信號的虛信道。
在其他實施例中，均衡器46包括結(jié)合在均衡器結(jié)構(gòu)中的網(wǎng)格譯碼器。在 一些實施例中，網(wǎng)格譯碼器的輸出被用于更新均衡器DFE中的數(shù)據(jù)釆樣或指示 在進(jìn)行的基礎(chǔ)上的均衡器系數(shù)自適應(yīng)過程。在其他實施例中，中間的網(wǎng)格譯碼
23器級輸出被用于控制均衡器。又一些其他實施例，如美國專利申請第 10/407,610， 名禾爾為"Transposed Structure for Decision Feedback Equalizer Combined with Trellis Decoder"中所示，包括組合的DFE-網(wǎng)格譯碼器結(jié)構(gòu)。還 有一些實施例，如美國專利申請第09/884,256中所示，來自網(wǎng)格譯碼器的中間 階段的輸出通過映射耦合到DFE的某些階段的輸入。
如這里所述，均衡器46包括用于估計傳輸信道的信道延遲的技術(shù)，承載 信息的信號是通過該傳輸信道發(fā)送的。均衡器46向控制系統(tǒng)54提供CDE 84， 后者結(jié)合其他均衡器自適應(yīng)技術(shù)使用來推導(dǎo)出均衡器46的抽頭系數(shù)?？刂葡?統(tǒng)54使用CDE84相對于信道來調(diào)準(zhǔn)均衡器。從對信道脈沖響應(yīng)(CIR)的估 計中導(dǎo)出CDE 84。 一些實施例通過使同步信號到達(dá)相關(guān)來估計CIR。某些實施 例使用字段/幀同步信號。其他實施例使用段同步信號。還有一些其他實施例使 用段同步和幀同步兩者，以訓(xùn)練均衡器46的系數(shù)。此外，其他實施例通過使 接收信號內(nèi)的其他信號相關(guān)來估計CIR。
均衡器46的一些實施例沒有中心抽頭或基準(zhǔn)抽頭。當(dāng)多徑重影顯著減弱 主接收信號時，這有利地使均衡器能保持穩(wěn)定。其他實施例包括帶有虛中心輸 出的重疊均衡器。在重疊均衡器中，均衡器46的FFE和DFE部分中包含的一 些釆樣是時間相關(guān)的。重疊均衡器結(jié)構(gòu)允許虛中心被關(guān)鍵性地放置在均衡器 內(nèi)，以使噪聲的影響最小并改善總的性能。此外，均衡器46的一些實施例還 包括判決導(dǎo)向相位跟蹤器，以去除數(shù)字解調(diào)器42未消除的任何殘留相位噪聲。 這些實施例的某一些還包括用于將判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74的操作鏈接 到判決導(dǎo)向相位跟蹤器的操作的技術(shù)。
如圖3所示，在系統(tǒng)20的一些實施例中，均衡器46向判決導(dǎo)向控制52 提供同步碼元判決86和相應(yīng)的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88。如這里所述，經(jīng)均衡的 數(shù)據(jù)信號88是提供給均衡器的判決設(shè)備(未顯示)的數(shù)據(jù)信號。同步碼元判 決86是由均衡器內(nèi)的判決設(shè)備產(chǎn)生的值。 一些實施例中，同步碼元判決86是 判決限幅器的輸出。在其他實施例中，同步碼元判決86是來自網(wǎng)格譯碼器的 所選擇的級的輸出。在本發(fā)明的某些實施例中，均衡器46向判決導(dǎo)向控制52 提供對應(yīng)于同步碼元判決86的中間經(jīng)均衡的信號90。如后所述，在一些實施 例中，中間經(jīng)均衡的信號90來自FFE的輸出。在其他實施例中，中間經(jīng)均衡的信號卯是經(jīng)相位校正的FFE輸出。
一些實施例中，自適應(yīng)碼元判決94是己知的訓(xùn)練信號，如產(chǎn)生的同步信 號。在其他實施例中，自適應(yīng)碼元判決94是均衡器46的判決限幅器的輸出。 在某些實施例中，自適應(yīng)碼元判決94是均衡器46的網(wǎng)格譯碼器或網(wǎng)格譯碼器 的中間級或其他級的輸出。又一些實施例中，自適應(yīng)碼元判決94依賴于系統(tǒng) 20或均衡器46的操作狀態(tài)。
判決導(dǎo)向控制52產(chǎn)生判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74和判決導(dǎo)向同步反饋 信號66。判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74是對某一接收碼元的判決加權(quán)的載波 跟蹤誤差估計。類似地，判決導(dǎo)向同步反饋信號66表示對接收碼元的判決加 權(quán)的定時誤差估計。
FEC 48的輸入接收均衡器46的FEC碼元判決80。FEC執(zhí)行若干后信號處 理步驟，以校正接收數(shù)據(jù)內(nèi)包含的誤差。作為例示，F(xiàn)EC48執(zhí)行幀同步、數(shù)據(jù) 去交織、以及Reed-Solomon前向糾錯。
均衡器46的一個實施例，如圖5中例示的均衡器200，它接收經(jīng)濾波的同 相基帶信號(IF) 76和經(jīng)濾波的正交基帶信號(Qf)作為輸入，并提供FEC碼 元判決80、同步碼元判決86、經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88、中間經(jīng)均衡的信號90、 以及自適應(yīng)碼元判決94作為輸出。如這里所述，均衡器200的一些實施例不 處理Qp。
均衡器200還包括前饋均衡器(FFE) 210、加法器212、判決設(shè)備214、 DFE 216和控制系統(tǒng)54。如圖5所示，均衡器200的一些實施例中，F(xiàn)FE 210 接收經(jīng)濾波的同相基帶信號76作為輸入。盡管為了簡化起見，圖5并未顯示， 但FFE 210的一些實施例也接收QF。 FFE 210的輸出向加法器212的第一輸入 提供中間經(jīng)均衡的信號90。 DFE216的輸出提供加法器212的第二輸入。加法 器212的輸出是經(jīng)均衡的信號88，它作為判決設(shè)備214的輸入。盡管未顯示， 控制系統(tǒng)54連接到均衡器200的各種元件，控制均衡器200的操作，并調(diào)整 FFE 210和FFE 216的系數(shù)。FFE是本領(lǐng)域已知的一類濾波器，它包括前饋濾 波器(FFF)和有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器，并且對本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來 說，很明顯可以使用FFF或FIR濾波器作為這里使用的FFE的適當(dāng)替代。
如圖5所述，判決設(shè)備214提供各種輸出，包括FEC碼元判決80、同步碼元判決86、均衡器反饋碼元輸出92、以及自適應(yīng)碼元判決94。均衡器反饋 碼元輸出92是提供給DFE 216的判決設(shè)備輸出。FEC碼元判決80是均衡器200 提供給FEC 48的最后輸出，而同步碼元判決86提供給判決導(dǎo)向控制52 (見圖 3)。在一些實施例中，同步碼元判決86是判決限幅器電路的輸出。在其他實 施例中，從網(wǎng)格或維特比譯碼器的輸出或所選擇的級獲得同步碼元判決86。在 又一些其他實施例中，依據(jù)均衡器200的操作狀態(tài)，選擇性地從判決限幅器電 路或網(wǎng)格譯碼器的輸出或級中獲得同步碼元判決86。在這里描述的實施例中， 同步碼元判決86可分別向載波跟蹤和同步反饋環(huán)提供不同的輸出。
在一些實施例中，從判決限幅器電路獲得均衡器反饋碼元輸出92。在其他 實施例中，從網(wǎng)格或維特比譯碼器的輸出或所選擇的級獲得均衡器反饋碼元輸 出92。在又一些其他實施例中，當(dāng)DFE內(nèi)的值被校正時，均衡器反饋碼元輸 出92對其進(jìn)行更新?；蛘撸罁?jù)系統(tǒng)操作狀態(tài)，控制系統(tǒng)54選擇性地為均衡 器反饋碼元輸出92選取數(shù)據(jù)源。
控制系統(tǒng)54使用自適應(yīng)碼元判決94來調(diào)整均衡器200的系數(shù)。類似于同 步碼元判決86，在一些實施例中，自適應(yīng)碼元判決94是判決限幅器電路的輸 出。在其他實施例中，從網(wǎng)格譯碼器的輸出或所選擇的級中獲得自適應(yīng)碼元判 決94。在又一些其他實施例中，自適應(yīng)碼元判決94是訓(xùn)練碼元。在還有一些 其他實施例中，根據(jù)均衡器200的操作狀態(tài)，選擇性地從判決設(shè)備判決限幅器 電路、中間網(wǎng)格譯碼器級、或者網(wǎng)格譯碼器輸出中獲得自適應(yīng)碼元判決94。
在某些實施例中，F(xiàn)EC碼元判決80、同步碼元判決86、均衡器反饋碼元 輸出92、以及自適應(yīng)碼元判決94是來自判決設(shè)備214的判決限幅器輸出的相 同信號。在某些其他的實施例中，F(xiàn)EC碼元判決80、同步碼元判決86、均衡 器反饋碼元輸出92、以及自適應(yīng)碼元判決94的功能不同，并且如上所述，是 從判決設(shè)備216的不同級中獲得的。
作為非限定的例子，在本發(fā)明的一些實施例中，判決設(shè)備214是網(wǎng)格譯碼 器，并且選擇性地控制各個輸出的源。作為例示，可以選擇性地從網(wǎng)格譯碼器 中的想要的部分中獲得同步碼元判決86。在第一實例中，控制系統(tǒng)54選擇性 地將同步碼元判決86控制為判決設(shè)備216的判決限幅器輸出。在第二實例中， 控制系統(tǒng)54選擇性地將同步碼元判決86控制為來自判決設(shè)備216的網(wǎng)格譯碼器的部分或全部糾錯的碼元。
如圖5所示，DFE 216接收均衡器反饋碼元輸出92作為輸入。在某些實施 例中，例如，當(dāng)判決設(shè)備214包括網(wǎng)格譯碼器時，選擇性地控制反饋碼元輸出 92。作為例示，在本發(fā)明的某些實施例中，均衡器反饋碼元輸出92可以是網(wǎng) 格譯碼器的判決限幅器部分的輸出。當(dāng)均衡器系數(shù)被調(diào)整成去除一部分傳輸信 道失真時，控制系統(tǒng)54可以選擇性地從網(wǎng)格譯碼器的經(jīng)校正的碼元中更新DFE 216的值。在某些其他的實施例中，如發(fā)明人共同待決的美國申請第10/407,610 號，名禾爾為"Transposed Structure for a Decision Feedback Equalizer Combined w池Trellis Decoder"中所述，判決設(shè)備214從網(wǎng)格譯碼器的跟蹤存儲內(nèi)容之一 向DFE216提供經(jīng)糾錯的碼元輸出。在又一些其他實施例中，如發(fā)明人共同待 決的美國申請第09/884,256號，名稱為"Combined Trellis Decoder and Decision Feedback Equalizer"中所述，網(wǎng)格譯碼器的各級的輸出被用于導(dǎo)出對DFE的各 級的至少一部分的輸入。
在圖5所示的系統(tǒng)中，控制系統(tǒng)54連接到FFE 210、判決設(shè)備214、DFE 216 和CDEU 230 (盡管為了簡化起見，并未顯示所有的連接)。此外，控制系統(tǒng) 54接收CDE84、經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88、自適應(yīng)碼元判決94、來自段同步檢測 器(未顯示)的段同步信號96，來自字段/幀同步檢測器218的字段/幀同步信 號98，以及SNR信號100。
控制系統(tǒng)54尤其初始化并控制均衡器200、時鐘產(chǎn)生、以及系統(tǒng)20的初 始化和操作的各級和各個部分。如此后所述，控制系統(tǒng)54還導(dǎo)出或調(diào)整均衡 器200的濾波器系數(shù)，以消除前重影和后重影信號的影響。
均衡器200還包括CDEU 230，它包括用于估計傳輸信道的CIR的技術(shù)， CIR隨后被用于估計該傳輸信道的信道延遲。在一些實施例中，CDEU 230接 收經(jīng)過濾的同相基帶信號IF76和經(jīng)過濾的正交基帶信號QF78作為輸入，并提 供從CIR的估計中導(dǎo)出的CDE 84作為對控制系統(tǒng)54的輸出。在某些其他實施 例中，CDEU 230不使用經(jīng)過濾的正交基帶信號78。在又一些其他實施例中， FFE210接收If和Qf。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員能理解的那樣，対If操作的均衡器 200的表示是為了解釋的簡化的目的，而非限制。
如此后所述，CDEU 230向控制系統(tǒng)54提供表示在FFE 210的輸入端的合成延遲的CDE 84。如下面所述，該合成延遲反應(yīng)了與信道中存在的重影信號 相關(guān)的延遲。基于CDE84，控制系統(tǒng)54使用這里描述的任一技術(shù)確定均衡器 200的輸出端的段同步和幀同步信號的時間位置?；诮?jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88和 自適應(yīng)碼元判決94之間的差異，控制系統(tǒng)54調(diào)整FFE 210和DFE 216的系數(shù)。 一些實施例包括向控制系統(tǒng)54提供(由字段/幀同步檢測器218)檢測到字段/ 幀同步信號98的指示的可選的段同步信號96和字段/幀同步信號98。最后， SNR信號100向控制系統(tǒng)54提供在均衡器46的輸出端的經(jīng)均衡的信號的相對 信噪比和/或數(shù)據(jù)差錯率的指示。
圖6顯示了 CDEU230的一個實施例，即CDEU230A，它通過檢測一個段 周期內(nèi)在FFE210的輸入端接收到的各種重影信號的段同步序列的相關(guān)強度和 相對延遲，來估計信道的信道延遲。如下面更詳細(xì)描述的那樣，CDEU230A將 一個段周期內(nèi)給定碼元時間的接收信號與已知的段同步序列相關(guān)。這種相關(guān)強 度表示傳輸信道的CIR的估計。然后，在段周期序列上對每個碼元時間對相關(guān) 強度進(jìn)行時間濾波。如將要結(jié)合圖7所述的那樣，然后，CDEU230A通過計算 一數(shù)據(jù)段周期內(nèi)經(jīng)時間濾波的相關(guān)強度相對于本地時基的質(zhì)心，導(dǎo)出CDE84。 盡管用特定的硬件和軟件劃分描述了 CDEU 230的特定實施例，但這是作為例 子并非限制。能夠理解到，其他劃分和配置被認(rèn)為是本領(lǐng)域的技術(shù)人員能正常 想到的。
作為圖7中說明的第一非限定的例子，系統(tǒng)20接收通過信道傳輸?shù)腁TSC 信號。接收的信號包括第一重影G,和第二重影G2。 Gt和G2的到達(dá)之間的相對 延遲是一段周期內(nèi)每個重影的段同步序列在接收機的到達(dá)的估計的延遲。每個 重影的強度或大小是從在段周期內(nèi)特定碼元時隙到達(dá)的段同步序列的相關(guān)強 度估計的。作為例示，G,和G2在832碼元時鐘段周期內(nèi)分別位于碼元時間128 和512。如所示，G,的段同步序列的相關(guān)性是與G2相關(guān)的段同步序列的相關(guān)性 大小的60%。使用加權(quán)平均值或質(zhì)心計算，信道的CDE被估計為對應(yīng)于碼元 時間368。
在圖8所示的又一個例子中，圖7的信道還包括分別位于數(shù)據(jù)段碼元時間 64、 256和768的重影信號G3、 G4和G5。在本發(fā)明的一些實施例中，當(dāng)計算 CDE日寸，也考慮G3、 G4和Gs。在其他實施例中，使用濾出對這種較小的重影信號的考慮的閾值函數(shù)。
返回到圖6， CDEU 230A適合于在陸地ATSC廣播系統(tǒng)的傳輸信道中存在 重影信號的情況下進(jìn)行操作。CDEU 230A包括相關(guān)器310、積分器312、相關(guān) 緩沖器314、碼元計數(shù)器316、段計數(shù)器318、控制器320、存儲器330。以及 質(zhì)心估計器340。 CDEU 230A接收經(jīng)濾波的同相基帶信號IF76作為相關(guān)器310 的輸入。積分器312接收相關(guān)器310的輸出，并將其輸出提供給相關(guān)緩沖器314。
類似地，質(zhì)心估計器340通過接口 342接收相關(guān)緩沖器314的輸出。在所 例示的實施例中，接口 342是單向的，且質(zhì)心估計器340只能讀取相關(guān)緩沖器 314的內(nèi)容。在其他實施例中，接口 342是雙向的，且質(zhì)心估計器可讀寫相關(guān) 緩沖器314的內(nèi)容。
在一些實施例中，碼元計數(shù)器316是模計數(shù)器，它接收來自碼元時鐘(未 顯示)的輸入，并導(dǎo)出對應(yīng)于數(shù)據(jù)段周期內(nèi)接收的碼元數(shù)量的碼元計數(shù)輸出 (SC)。碼元時鐘每個碼元時間提供時鐘沿。作為例示，ATSC系統(tǒng)段周期由 832個碼元時間組成。因此，適合于ATSC系統(tǒng)的碼元計數(shù)器的一個實施例是 輸出值從0到831的模832計數(shù)器。碼元計數(shù)輸出每個碼元時間都遞增；然而， 它并沒有必要與段同步對齊。此外，碼元計數(shù)器316的一些實施例包括每832 個碼元時間就聲明一次的段指示器輸出(SI)。段指示器輸出相對于碼元計數(shù) 器316計數(shù)的第一碼元被定時。
段計數(shù)器318的一個實施例接收碼元計數(shù)器316的段指示器輸出SI。段計 數(shù)器318對碼元計數(shù)器產(chǎn)生的段指示的數(shù)量計數(shù)，并提供對應(yīng)于一幀時間內(nèi)接 收的段指示的數(shù)量段計數(shù)SEGCNT。在又一些其他實施例中，段計數(shù)器318是 對應(yīng)于ATSC傳輸中每數(shù)據(jù)字段313個段的模313計數(shù)器。在替代性的實施例 中，段計數(shù)器318接收來自碼元時鐘的輸入并按每832個碼元時間遞增。
控制器320包括可操作地連接到控制系統(tǒng)54、用于與均衡器200 (見圖5) 的其他元件進(jìn)行通信的第一控制接口，且進(jìn)一步可包括用于與CDEU 230A的 其他元件(包括相關(guān)器310、積分器312、相關(guān)緩沖器314、碼元計數(shù)器316、 段計數(shù)器318、存儲器330以及質(zhì)心估計器340)進(jìn)行通信的第二控制接口。 第二控制接口把存儲器和緩沖器復(fù)位為零并控制CDEU 230A的各個元件，包 括但不限于讀寫配置寄存器、控制復(fù)位信號、控制對存儲器和寄存器單元的訪問、各種設(shè)備的緩沖器管理、以及本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以想到的其他控制和 技術(shù)。控制器320還分別從碼元計數(shù)器316和段計數(shù)器318接收信號SC和 SEGCNT。
如在圖6中進(jìn)一步所示，CDEU 230A的一些實施例連接控制器320和相關(guān) 緩沖器314。相關(guān)緩沖器314具有對應(yīng)于數(shù)據(jù)段周期內(nèi)的碼元時間的數(shù)量的存 儲器單元，這里表示為陣列M(i)，其中i是陣列的索引。i的最大值對應(yīng)于 數(shù)據(jù)段內(nèi)包含的碼元時間的數(shù)量。盡管并未顯示，由控制器320向相關(guān)緩沖器 314提供索引變量i。如這里闡釋的那樣，在一些實例中，索引變量i有與碼元 計數(shù)器316提供的SC相同的值。然而，在其他實例中，由控制器210提供索 引變量i以計算CDE 84。
作為例示，適合于ATSC標(biāo)準(zhǔn)的本發(fā)明的一個實施例包括相關(guān)緩沖器314， 它具有對應(yīng)于每數(shù)據(jù)段832個碼元的832個存儲器單元。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員 會理解到的那樣，在某些實施例中，控制器320專門地控制相關(guān)緩沖器314的 操作。其他實施例允許積分器312、控制器320和質(zhì)心估計器340訪問相關(guān)緩 沖器314。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員可想到的各種技術(shù)、接口、緩沖器管理技術(shù)、 存儲器組織和類型用于各種實施例中，并且這里所有的例示都是作為例子而不 意圖作為限制。
控制器320還連接到存儲器330和質(zhì)心估計器340。 CDEU 230A的其他實 施例允許控制系統(tǒng)54訪問存儲器330。如圖6所示，存儲器330的一個實施例 包括CDE寄存器332、質(zhì)心估計器(CENT)寄存器334、核心(coring)閾值 寄存器336、以及段計數(shù)寄存器338。如此后將詳細(xì)描述的那樣，CDE寄存器 332保持與在FFE 210的輸入端測量的信道延遲相關(guān)的當(dāng)前估計的延遲。CENT 寄存器334包含由質(zhì)心估計器340產(chǎn)生的對應(yīng)于CDE寄存器332內(nèi)存儲的值 的質(zhì)心估計。如此后所述，核心閾值寄存器336包含用于濾出或最小化錯誤的 段同步檢測的核心閾值變量。最后，段計數(shù)寄存器338的內(nèi)容是段數(shù)量N，在 這N個段上，CDEU 230A對由相關(guān)器310產(chǎn)生的相關(guān)值進(jìn)行積分，以對段周 期內(nèi)的每個碼元時間產(chǎn)生一組經(jīng)時間濾波的段同步相關(guān)值。在一些替代性的實 施例中，核心閾值的值和N是靜態(tài)的。
在功能上，相關(guān)器310接收四個最近接收的IF76的值并把其與已知的段同
30步序列相關(guān)，以產(chǎn)生碼元相關(guān)值SCV (i)。作為例示，在一些實施例中，SCV (i)是對數(shù)據(jù)段內(nèi)的第i個碼元時間的碼元相關(guān)值，且對應(yīng)于碼元計數(shù)316和 相關(guān)緩沖器314內(nèi)第i個陣列位置M (i)。如圖9所示，相關(guān)器310的一個實 施例是為ATSC系統(tǒng)設(shè)計的，且包括加法器350和延遲線360。延遲線360有 第一、第二、第三和第四延遲元件(未顯示)，其中第一延遲元件接收IF76 作為輸入，并有第一延遲輸出362。第二延遲元件接收第一延遲輸出362并提 供第二延遲輸出364。第三延遲元件接收第二延遲輸出364并向第四延遲元件 提供第三延遲輸出366，第四延遲元件提供第四延遲輸出368。第一、第二、 第三和第四延遲元件的輸出對應(yīng)于最近接收的IF的四個值，分別表示為IF3、IF2、 If,禾卩Ifo。加法器350從瑜入If3、 If2、 In和lFo中產(chǎn)生輸出SCV (i)。加法器 350在碼元時間i的輸出為SCV (i) =IF3—IF2 —IF1+IFo。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員 會理解的那樣，段同步序列的相對短的長度，即四個碼元時間，經(jīng)常導(dǎo)致有噪 聲的相關(guān)SCV (i)。作為例示，通過相關(guān)器310 (見圖6)的數(shù)據(jù)將以導(dǎo)致最 大相關(guān)輸出值的方式調(diào)準(zhǔn)自己。在若干段周期上對SCV (i)的值求積分，將最 終平衡這些有噪聲的相關(guān)值。
在一個實施例中，積分器312是理想的積分器。在積分器312的另一個實 施例中，圖10中所示的積分器312A是"漏"積分器且包括數(shù)據(jù)輸入緩沖器370、 存儲器輸入緩沖器372、標(biāo)量374、加法器376以及輸出緩沖器378。積分器 312A在數(shù)據(jù)輸入緩沖器370從相關(guān)器310(見圖9)接收對應(yīng)十碼元計數(shù)器316 的SC的SCV (i) 。 INT(i)是通過在時間上對SCV (i)的值求積分而獲得的 SCV (i)的時間平均值，并存儲在相關(guān)緩沖器314的陣列M (i)中。積分器 312A在存儲器輸入緩沖器372接收先前計算出的積分值，為了清楚起見表示為 INTold (i)且處也對應(yīng)于的碼元計數(shù)器316的碼元計數(shù)。應(yīng)該理解，SCV (i)
和INTold (i)對應(yīng)于數(shù)據(jù)段周期內(nèi)的相同的碼元時間。存儲器輸入緩沖器372 向標(biāo)量374提供INTou5 (i)。標(biāo)量374用想要的標(biāo)量S乘以INTou5 (i)并向 加法器376提供乘積。加法器376還接收數(shù)據(jù)輸入緩沖器370的輸出并向輸出 緩沖器378提供和INTNEW (i) =SCV (i) + (SXINT0LD (i))。輸出緩沖 器378向相關(guān)緩沖器314提供INTNEw (i)，相關(guān)緩沖器314將INTNEW (i)存 儲在M (i)中。在積分器312A是理想的積分器的一些實施例中，標(biāo)量值是單位值(S二1)。
在那些具有漏積分器的實施例中，該標(biāo)量值小于1。作為例示，本發(fā)明的一個
實施例使用S = 255/256。在若干段周期內(nèi)求SCV (i)的值的積分濾出了相關(guān) 器310內(nèi)接收數(shù)據(jù)中的噪聲。
如圖11所示，質(zhì)心估計器340的至少一個實施例包括濾波器380、閾值寄 存器382、乘法器384、減法器386、 PCDE寄存器388和積分器390。控制器 320 (見圖6)對閾值寄存器382和PCDE寄存器388讀寫參數(shù)。如以下所述， 積分器3卯向控制器320提供質(zhì)心誤差估計344。在一些實施例中，控制器320 將變量Arw/ oW (闞值)從核心閾值寄存器336 (見圖6)寫入到閾值寄存器 382中。在其他實施例中，閾值寄存器382等價于核心閾值寄存器336。 PCDE 寄存器388包含評價中建議的信道延遲估計(PCDE)。在本發(fā)明的一些實施 例中，PCDE寄存器388是CDE寄存器332 (見圖6)的等價物。
控制器320 (圖6)向圖11的質(zhì)心估計器340提供索引變量i，且質(zhì)心估 計器340還在濾波器380的第一輸入342接收來自相關(guān)緩沖器314的INT(i)。 濾波器380還包括從閾值寄存器382接收變量Ams/zoW的第二輸入，并將輸出 提供給乘法器384的第一輸入。PCDE寄存器388向減法器386的正輸入提供 變量PCDE。減法器386的負(fù)輸入從控制器320接收索引變量i。減法器386的 輸出是用于計算對應(yīng)于INT(i)的"時刻"(數(shù)學(xué)意義上)的與PCDE的間隔。 提供減法器386的輸出作為乘法器384的第二輸入，乘法器提供其乘積給積分 器390的輸入。
如以下所述，控制器320搜索使這里表示為CCE (PCDE)的量度的絕對 大小最小的PCDE的值。本發(fā)明的其他實施例尋找CCE (PCDE)的符號中的 變化，以選擇CDE而無需考慮CDE的絕對大小。濾波器380對存儲在相關(guān)緩 沖器314的INT(i)值的絕對值執(zhí)行濾波器函數(shù)F(INT(i),^^/wW)。作為例示， 在一些實施例中，濾波器380取INT(i)的絕對值并將其與Am^oW比較。對 |INT(i)|<Amy/7oW的那些值來說，濾波器380的輸出為F(INT(i),f/ires/u>W) = 0; 對于IINT(i)IW/2ms/wW，濾波器380的輸出為F(INT(i),&ms/wW)=|INT(i)|。
在其他實施例中，濾波器380把INT (i)的平方值與A"AoW進(jìn)行比較， 使得如果INT (i) 2W//m^oW，則濾波器380的輸出等于INT (i) 2，否則輸出等于0。在又一些其他實施例中，對IINT(i)「W/^WoW，濾波器380的輸出 為F(INT(i),^^/zoW) = |INT(i)|2。否則，對IINT(i)l ^AreWoW,濾波器380的 輸出為F(INT(i),^^/zoW)-0。
減法器386導(dǎo)出采樣間隔差異(PCDE-i)，它表示建議的CDE的位置和 對應(yīng)于INT(i)的第i個采樣之間的延遲或采樣數(shù)。乘法器384把采樣間隔差異 信號與濾波器380的輸出相乘。乘法器的乘積向積分器390提供輸入，積分器 執(zhí)行以下求和
<formula>formula see original document page 33</formula>
其中CCE (PCDE)是CIR質(zhì)心誤差估計，并反映PCDE離CIR的質(zhì)心位
置(即CDE)的距離。函數(shù)Dist (xo, Xl)計算從數(shù)據(jù)段內(nèi)的第一碼元時間xo
到第二碼元時間x,的采樣數(shù)。作為例示，在ATSC系統(tǒng)的一些實施例中，Dist (PCDE， i)被定義為對[(PCDE+416)mod832]《i〈PCDE，它為負(fù)號，而對
PCDE^i<[(PCDE+416)mod832]，它為正號。
作為一個非限制性的例子，適合ATSC標(biāo)準(zhǔn)廣播的系統(tǒng)的至少一個實施例
包括一個具有832個存儲單元的相關(guān)緩沖器314(參見圖6)。假設(shè)當(dāng)前的PCDE
值為26，
<formula>formula see original document page 33</formula>
其中d(PCDE,i)是一個非負(fù)的距離量度d(Xo,Xi)叫Xo-x!l且0《i《831?？梢?理解的是用于計算加權(quán)平均或質(zhì)心估計的不同邊界條件和技術(shù)出現(xiàn)在各種實 施例中，并可由本領(lǐng)域技術(shù)人員無需過多試驗即可實現(xiàn)。系統(tǒng)的一些可選的實 施例包括非線性距離量度函數(shù)。在 一 些實施例中，距離量度函數(shù) dK(Xo,Xi)叫x。-xdK。作為例示，在一些實施例中K=2。在其它實施例中，K是 分?jǐn)?shù)。
繼續(xù)參照圖6的元件，現(xiàn)在將討論CDEU 230A的一個實施例，同時參照 圖12的流程圖，它圖示說明了適合ATSC廣播系統(tǒng)的用于估計信道延遲的系 統(tǒng)400的操作。在402，"初始化"，控制器320初始化CDEU 230A包括但不 限于相關(guān)緩沖器314、碼元計數(shù)器316、段計數(shù)器318以及積分器382的內(nèi) 容。在各種實施例中，這還包括各種控制寄存器的適當(dāng)初始化。在一些實施例中，通過從經(jīng)濾波的同相基帶信號Ij^ 76接收最初的三個碼元時間的數(shù)據(jù)來初始 化相關(guān)器310。經(jīng)過CDEU 230A的初始化，控制前進(jìn)至404。
在404， "SCV"，相關(guān)器310從經(jīng)濾波的同相基帶信號lF 76接收新的碼 元，并計算對應(yīng)于碼元計數(shù)器316產(chǎn)生的碼元數(shù)的SCV(i)的值。作為例示，在 最初的啟動中，相關(guān)器310產(chǎn)生SCV(0)，其中SC二O。在計算SCV(i)后，系統(tǒng) 400轉(zhuǎn)至U 406。
在406，"積分"，積分器312從相關(guān)器310接收SCV(i)，并從相關(guān)緩沖 器314的陣列M(i)接收INT饑D(i)。在最初的啟動中，每個INT(i)-O。除此以 外，INT(i)對應(yīng)于先前儲存的積分值。積分器312將SCV(i)加到INT饑D(i)的換 算值以在輸出緩沖器378產(chǎn)生INTNEW(i)。然后積分器312用INT^w(i)更新儲 存在陣列M(i)中的INT(i)的值。然后系統(tǒng)400前進(jìn)至410。
在410， "SC = 831"，控制器320判斷SC (SC也與索引變量i相同)是 否等于碼元計數(shù)器輸出816的最大輸出。當(dāng)滿足條件SC二831 (是)，其中SC 的范圍是0至831，系統(tǒng)400轉(zhuǎn)到414。否則，當(dāng)為否定判斷(否)時，系統(tǒng) 400轉(zhuǎn)到412。于是CDEU230A將段計數(shù)器316增1。在接收到SC的新值后， 控制器320將索引變量i增1，并將系統(tǒng)400轉(zhuǎn)回到404。
在414， "SEGCNT<N"，控制器320將段計數(shù)器318的輸出(SEGCNT) 與儲存在段計數(shù)寄存器338中的值N進(jìn)行比較。當(dāng)判斷為真SEGCNT〈N(是) 時，控制器320將CDEU230A的操作分支到416，在416,段計數(shù)器318增1。 另外，碼元計數(shù)器315的輸出被置為零(即SC = 0)。然而，當(dāng)判斷為假 SEGCNT〈N(否)時，即已確定SEGCNT=N，則控制傳遞至420。
在420，"尋找初始CDE"，控制器320向相關(guān)緩沖器314搜索包含INT(i) 的最大值的陣列M(i)中的單元。對應(yīng)于INT(i)的最大值的索引變量i被選擇作 為信道延遲估計(CDE)的初始值，并被放置在CDE寄存器332和/或PCDE寄存 器388中。
在422， "CDEU"，質(zhì)心估計器340為建議的CDE值計算CCE(PCDE)。 在424，"找至lJCDE"，控制器320評價是否CCE(PCDE)二0或者SGN(CCE) -SGN(CENT)，其中SGN()是signum()函數(shù)，其返回括號中的數(shù)的符號。如果 檢查到任意一個條件為真，則系統(tǒng)400的操作轉(zhuǎn)入分支432。否則，系統(tǒng)400的操作轉(zhuǎn)入分支426。
在426， "CCE(PCDE)>0"，控制器320判斷是否CCE(PCDE)>0。當(dāng)判斷 為真(是)，CDEU230A的操作轉(zhuǎn)入分支430。否則，當(dāng)判斷為假(否)，CDEU 230A轉(zhuǎn)入分支428。在428，"遞增PCDE"，控制器320A將PCDE和CCE(PCDE) 的當(dāng)前值分別寫入CDE寄存器332和CENT寄存器334，并遞增儲存在PCDE 寄存器388的PCDE值。然后系統(tǒng)400的操作前進(jìn)至422，同時CDEU230A繼 續(xù)搜索CDE。
在430，"遞減PCDE"，控制器320A將PCDE和CCE(PCDE)的當(dāng)前值 分別寫入CDE寄存器332和CENT寄存器334，并遞減儲存在PCDE寄存器 388的PCDE值。然后系統(tǒng)400的操作回到422，同時CDEU 230A繼續(xù)搜索 CDE。
在432, "CCE(PCDE)-O"，控制器320評估是否CCE(PCDE) = 0。當(dāng)判 斷為真(是)，則PCDE值就使所希望的值，且CDEU 230A前進(jìn)至434，在 434，控制器320將PCDE的值寫入CDE寄存器332并前進(jìn)至出口。否則，當(dāng) 判斷為假(否)，系統(tǒng)400前進(jìn)至436。
在436，"選擇最接近的"，控制器320判斷是否CENT〈CCE(PCDE)。當(dāng) 判斷為真，則儲存在CDE寄存器332的值就是所需的CDE的值，且CDEU 230A 前進(jìn)至出口。否則，PCDE值是所需的CDE的值(參見434)，因此，控制器 320將PCDE寄存器388的值寫入CDE寄存器322。然后系統(tǒng)400前進(jìn)至出口 。 對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員使用其它用于選擇PCDE值的搜索算法是或?qū)⒆兊蔑@而 易見的，而之前所述的并不意圖作為限制。
CDEU 230的另一個實施例，如圖13中所示，是CDEU 230B，它適用于 存在重影信號(如陸地ATSC廣播中所存在的那樣)時操作。CDEU230B通過 同時使用來自奈奎斯特根濾波器44 (參見圖3)的基帝分量信號If76和Qf78 導(dǎo)出估計的CDE。除了 CDEU 230B還同時使用IF 76和QF 78來計算接收信號 與段同步序列的相關(guān)之外，CDEU 230B的功能和操作與CDEU 230A類似。 CDEU 230B還為每個碼元時間相加對應(yīng)的Ip和Qp信號的相關(guān)結(jié)果。
從而，與CDEU 230A類似，CDEU 230B包括第一相關(guān)器310、第一積分 器312、第一相關(guān)緩沖器314、碼元計數(shù)器316、段計數(shù)器318、控制器320A、存儲器330以及質(zhì)心估計器340。另外，CDEU 230B包括第二相關(guān)器310A、 第二積分器312A以及第二相關(guān)緩沖器314A。 CDEU 230B接收經(jīng)濾波的基帶 信號IF 76和QF 78分別作為第一相關(guān)器310和第二相關(guān)器310A的輸入。與積 分器312類似，積分器312A接收相關(guān)器310A的輸出，以及來自相關(guān)緩沖器 314A的SCVQ(i)和INTQ0U)(i)。積分器312A提供INTQ肌w(i)作為對相關(guān)緩沖器 314的輸出。SCV"i)是數(shù)據(jù)段中的第i個碼元時間與Qf的碼元相關(guān)值，并對應(yīng) 于碼元計數(shù)器316的輸出和相關(guān)緩沖器314A的第i個陣列單元MQ(i)。
相關(guān)器310、積分器312以及相關(guān)緩沖器314具有與先前關(guān)于CDEU 230A 的描述的類似的功能和操作。類似地，相關(guān)器310A、積分器312A以及相關(guān)緩 沖器314A與CDEU 230A中的相關(guān)器310、積分器312以及相關(guān)緩沖器314在 功能上相當(dāng)并實現(xiàn)類似的操作和功能；然而，它們適用于對正交基帶信號QF78 操作。作為例示，相關(guān)緩沖器314保持對應(yīng)于Ip 76的相關(guān)值INTKi)，而相關(guān) 緩沖器314A保持對應(yīng)于QF 78的相關(guān)值INTg(i)。
相關(guān)緩沖器314和314A的輸出分別向大小計算器392的輸入提供INT《i) 和INTQ(i)。大小計算器392的輸出將MAG(i)——INTt(i)和IN丁Q(i)的合成大 小一一提供給質(zhì)心估計器340和控制器320A。其它方面，控制器320A與之前 描述的控制器320在功能上和操作上類似。其它實施例計算 MAG(i一INT!(i)2+INTQ(i)2 。還有些實施例計算MAG(i)叫INT,(i)l+IINTQ(i)1。如 可以理解的那樣，合成大小的其他量度用在另一些實施例中。
其它方面，CDEU230B以與CDEU230A幾乎相同的方式工作，除了它使 用大小計算器392的輸出一MAG(i)—來計算質(zhì)心，而CDEU 230A只使用INT(i) 的大小。作為例示，在足夠數(shù)量的段周期后，控制器320A通過確定對應(yīng)于 MAG(i)的最大值的索引變量i的值來確定PCDE的初始位置。
又一個CDEU 230的實施例，圖14中所示，是CDEU 230C，它也適用于 ATSC廣播系統(tǒng)。CDEU 230C通過檢測在所需的采樣窗口內(nèi)的各種接收到的重 影信號與己知的幀同步序列PN511的相關(guān)強度來估算信道延遲的位置?？梢岳?解的是，ATSC幀同步包含具有循環(huán)巻積性質(zhì)的偽隨機序列。本發(fā)明的一些實 施例通過使用匹配濾波器來利用相對較長長度的字段/幀同步序列，方便地計算 某一重影的相關(guān)強度。其它實施例通過將接收的信號和預(yù)期的PN511序列相關(guān)
36來導(dǎo)出相關(guān)強度估計。
如圖15中所示，另一個非限制性的示例性傳輸信道包括重影G1、 G2、 G3 和G4，它們每一個都具有超過檢測闞值電平的相關(guān)強度。信道還包括具有在檢 測閾值之下但在核心閾值之上的相關(guān)強度的重影G5、 G6和G7。最后，示例的 信道還具有在核心閾值之下的重影G8和G9。每個重影的相對多徑延遲反映在 它們的沿著水平軸的位置上。
CDEU 230C的一些實施例對接收的重影信號使用窗函數(shù)。窗內(nèi)的重影信號 被用于計算信道延遲估計。在一些實施例中，窗口的跨度基于最初檢測到的、 具有在檢測閾值之上的幀同步相關(guān)強度的重影信號。如圖15所示，CDEU 230C 最初檢測到具有在檢測閾值之上的相關(guān)強度的Gl。然后CDEU 230C以Gl為 中心選擇一個窗口跨度Wl。那些在窗口外的重影在估算信道延遲的位置時不 被考慮?？梢岳斫獾氖荊4不在W1內(nèi)，并且在估算信道延遲的位置時不被考 慮。
CDEU 230C的其它實施例以具有最大或局部最大相關(guān)強度的重影為中心 選擇窗口。如圖15所示，CDEU 230C最初檢測到Gl并以Gl為中心選擇Wl 作為當(dāng)前窗。接著，CDEU230C檢測到具有比G1更大的相關(guān)強度的G2，CDEU 230C隨即以G2為中心選擇新的窗W2。結(jié)果，G7和G9在信道延遲估算中仍 然不被考慮；然而G4被考慮因為它落在W2中。
再回到圖14， CDEU230C包括碼元計數(shù)器316、段計數(shù)器318、質(zhì)心估計 器340A、大小計算器392、相關(guān)器510和512、相關(guān)緩沖器514、閾值檢測器 516、控制器520以及存儲器530。 CDEU 230C接收經(jīng)濾波的基帶信號IF 76和 QF 78分別作為第一相關(guān)器510和第二相關(guān)器512的輸入。相關(guān)器510和512 提供SCV^)和SCVg(i)給大小計算器392。
相關(guān)器510和512與圖13的相關(guān)器310和312類似，除了它們適合提供 接收的IF 76和QF 78信號與幀或字段同步序列之間的相關(guān)。SC^(i)和SCVQ(i) 是接收的lF76和QF78信號與幀或字段同步序列之間的相關(guān)。大小計算器392 提供MAGFs(i)作為對閾值檢測器516和相關(guān)緩沖器514的輸出。MAG^(i)在形 式和功能上與圖13的MAG(i)類似，但直接作用于SCV州和SCVp(i)而不是作 用于積分值。相關(guān)緩沖器514操作上連接至質(zhì)心估計器340A?？刂破?20與存儲器530接口，并接收分別來自碼元計數(shù)器316和段計數(shù)器318的SC和 SEGCNT的值。類似于圖13的控制器320，控制器520提供信道延遲估計84 并具有連接至控制系統(tǒng)54 (見圖3)的第一控制接口?？刂破?20還具有第二 接口 (為了簡化并未示出)連接著相關(guān)器510、相關(guān)器512、相關(guān)緩沖器514、 閾值檢測器516、存儲器530、碼元計數(shù)器316、段計數(shù)器318以及質(zhì)心估計器 340A的控制接口。
控制器520的第二控制接口支配著CDEU 230C的各種元件的操作，包括 但不限于讀和寫配置寄存器、發(fā)出復(fù)位信號、控制對存儲器和寄存器的訪問、 管理各個設(shè)備的緩沖器以及本領(lǐng)域技術(shù)人員可能想到的其他功能。在各種可選 的實施例中，控制器520的第一和第二控制接口包括單獨的數(shù)據(jù)總線、或者利 用了單條數(shù)據(jù)總線、或者各自由組件間的多個獨立數(shù)據(jù)信道組成，這對本領(lǐng)域 技術(shù)人員來說是會想到的。
最后，存儲器530包括CDE寄存器332、 CENT寄存器334、核心閾值寄 存器336、包含可變的檢測閾值ToET的檢測閾值寄存器532、包含變量 WINCENT的窗中心寄存器534、包含變量FSYM的幀同步碼元位置(FSYM) 寄存器536、以及包含變量FSEG的幀同步段位置(FSEG)寄存器538。 一些 實施例包括包含變量WINEND的窗終點寄存器540以及包含變量WINSTART 的窗起點寄存器542。
檢測閾值TDET是大小計算器392的最小輸出值，它被認(rèn)為對應(yīng)于進(jìn)入的數(shù) 據(jù)流中的幀同步序列的檢測。WINCENT對應(yīng)于相關(guān)器514中的存儲器單元， 它是窗函數(shù)的中心。FSYM和FSEG分別是碼元計數(shù)器315和段計數(shù)器318的 值，它們對應(yīng)于位于窗函數(shù)中心的碼元時間。最后，變量WINSTART和 WINEND對應(yīng)于相關(guān)緩存器514中的所希望的窗的最初和最后的存儲器單元。
在一些實施例中，相關(guān)緩存器514配置為具有2n個存儲器單元的、可被 值域為0至2n-l的索引變量i尋址的循環(huán)緩沖器。在其它的實施例中，相關(guān)緩 沖器514保持2n+l個相關(guān)值。作為非限制性例子，對質(zhì)心為WINCENT的傳 輸信道而言，WEND-(WINCENT+n) modulo (2n)而WSTART=(WINCENT+n+l) modulo (2n)。
CDEU230C的另一個實施例，如根據(jù)圖16的流程圖操作的系統(tǒng)600所示，也適用于ATSC廣播。在602，"初始化"，CDEU 230C的元件如本領(lǐng)域技術(shù) 人員所能理解的被初始化。作為例示，同時再參照圖14，控制器520初始化存 儲器530中的寄存器、碼元計數(shù)器316、段計數(shù)器318、大小計算器392、相關(guān) 器510、相關(guān)器512、以及相關(guān)緩存器514。另外，索引變量i被初始化為零。
在604，"相關(guān)"，相關(guān)器510和512分別接收最近經(jīng)濾波的同相和正交 基帝信號If 76和Qf 78，并對最近接收的位序列進(jìn)行相關(guān)。如上述參照圖14 所討論的實施例那樣，幅值計算器392分別從互相關(guān)器510和512接收SCV,(i) 和SCV。(i),并計算相關(guān)大小一MAGFs(i)。 MAGps(i)作為輸出被提供至相關(guān)緩 沖器514和閾值檢測器516。相關(guān)緩沖器514將MAGj:s(i)儲存在陣列M(i)中。 然后系統(tǒng)600前進(jìn)至606。
在606，"檢測幀同步"，如果MAGFS(i)》TDET (是)，真信號被送至控 制器520。則系統(tǒng)600轉(zhuǎn)到分支610。否則，閾值檢測器516發(fā)送假信號(否) (沒有檢測到幀同步)至控制器520。則系統(tǒng)600轉(zhuǎn)到分支612。在一些實施 例中，控制器520只有在檢測到第一個幀同步時才將CDEU 230C操作轉(zhuǎn)到分 支610。與圖15的窗Wl類似，這導(dǎo)致了窗函數(shù)以具有在ToET上幀同步相關(guān) 的第一個重影信號為中心。
在其它實施例中，在606，當(dāng)檢測到任何幀同步或MAG(i)>CENT時，控 制器520將CDEU 230C操作轉(zhuǎn)到分支610。作為例示，用CENT:Tdet初始化 CENT寄存器。當(dāng)MAGps(i)》TDET時，第一真信號(是)被送至控制器520。 對于每個真信號，控制器520設(shè)置CENT-MAGFs(i)。當(dāng)MAGFS(i)》CENT時， 產(chǎn)生額外的真信號。與圖16的窗W2類似，這導(dǎo)致了窗函數(shù)以具有最大幀同步 相關(guān)的重影信號為中心。否則，控制器520將CDEU 230C操作和系統(tǒng)600轉(zhuǎn) 到分支612。
在610，"儲存中心"，控制器520設(shè)置FSYM-SC，以及FSEG=SEGCNT， 其中FSYM和FSEG代表數(shù)據(jù)分組字段/幀結(jié)構(gòu)中檢測到的幀同步的位置?？刂?器520設(shè)置CDE=i作為信道延遲的初始估計。在一些實施例中，控制器520還 設(shè)置CENT-MAG(i)作為對應(yīng)于初始信道延遲估計的相關(guān)的大小?？刂破?20 還計算位置WINEND。然后系統(tǒng)600前進(jìn)至612。
在612，"繼續(xù)"，控制器520根據(jù)是否到達(dá)WINEND對CDEU 230C的操作進(jìn)行分支。假信號(否)時，則CDEU 230C之前沒有檢測到幀同步，或 CDEU 230E檢測到前一幀同步但i共WINEND。在這種情況下，系統(tǒng)600將操 作分支至614。否則，控制器520判斷已到達(dá)WINEND，并將操作分支至615 FIND CDE (尋找CDE)。如下文所要描述的那樣，系統(tǒng)600在FIND CDE處 確定信道的CDE。
在614，碼元計數(shù)器316和段計數(shù)器318的值被更新。索引變量i也被遞 增。系統(tǒng)600返回604。
CDEU 230C的一些實施例包括通過計算窗函數(shù)內(nèi)的相關(guān)值的加權(quán)平均或
質(zhì)心來估計信道的延遲的質(zhì)心估計器340A。正如本領(lǐng)域的技術(shù)人員能理解的那
樣，質(zhì)心估計器340A在功能上和結(jié)構(gòu)上與質(zhì)心估計器340類似，除了質(zhì)心估
計器340A被適配為對儲存在相關(guān)緩沖器514中的MAGps(i)值起作用。質(zhì)心估
計器340A的相關(guān)緩沖器514和控制器520與質(zhì)心估計器340中的相關(guān)緩沖器
314和控制器320等價地或幾乎相同的方式接口和操作。從而，類似于質(zhì)心估
計器340，質(zhì)心估計器340A對包含在相關(guān)緩沖器514中的存儲器單元的所希望
的WINDOW中的值進(jìn)行求和
CC五(PC朋)=Z曙廳尸(M4G(/)，,/2my;/oW) x飾(尸C風(fēng)/)
與之前描述的CDEU 230的實施例中的控制器320和320A類似，控制器 520與質(zhì)心估計器340A (未示出)和相關(guān)緩沖器514交互以確定對應(yīng)于信道延 遲的相關(guān)值的位置。
CDEU 230C的其它實施例通過計算窗函數(shù)內(nèi)的一子組相關(guān)值的相關(guān)值的 加權(quán)平均或質(zhì)心來確定信道延遲。如圖17中所示，在一些實施例中，控制器
520將窗分成以具有對應(yīng)于采樣i-lMAX的最大相關(guān)值GMAX的重影信號為中心
的區(qū)域，使得M(Imax^Gmax在窗內(nèi)。在其它實施例中，區(qū)域R。具有大約Imax 的寬度。區(qū)域R1是窗從WINSTART至區(qū)域Ro的部分，并包含相対于Imax的 前重影信號。區(qū)域R2是窗從區(qū)域R。至WINEND的部分，并包含相對于IMAX 的后重影信號。
作為例示，控制器520最初搜索相關(guān)緩沖器514以定位GMAX。然后控制 器520搜索區(qū)域R,以定位最靠近Imax的前重影信號Gpre (對應(yīng)于i = IPRE，使 得M(I匿)-Gpre)以及后重影信號GposT(對應(yīng)于i = IP0ST，使得M(IP0ST)=GP0ST)。在一些實施例中，控制器520只考慮那些MAGFs(i)〉tdet的重影信號。如圖15 中所示，G2是GMAX， Gt是GPRE，而G3是GP0ST。
類似于CDEU 230A中的控制器320，控制器520通過解方程CCE(PCDE) =GMAX'Dist(PCDE,IMAX)+GPRE-Dist(PCDE，IPRE)+GPOST'Dist(PCDE，IPOST)來確定 PCDE的位置，其中Dist(PCDE，i)定義為當(dāng)i的值落在WINSTART和CDE之間 時為負(fù)，而當(dāng)i的值落在CDE和WINEND之間時為正。在又一些實施例中， 控制器520先考慮MAGFS(i)〉tdet的重影信號；然而，在A^WoW之上的重影
信號也被考慮。作為一個非限制性例子，系統(tǒng)20的一個適合ATSC標(biāo)準(zhǔn)廣播 的實施例有具有1024個采樣的窗寬度的包含1024個采樣的相關(guān)緩沖器514。 在一個可能的信道條件下，F(xiàn)SYM=128, WINSTART二640且WINEND=639。 給定PCDE = 26:
f"'CPCD五,/)、v'/: 26 S " 640
其中d(PCDE)是一個非負(fù)距離量度d(xo，x!)叫xo-xd且0《i《1023。 用于計算加權(quán)平均或質(zhì)心估計的不同的邊界條件和技術(shù)可以應(yīng)用于本系 統(tǒng)而不用過多的試驗。在一些實施例中，控制器520選擇能最小化CCE(PCDE) 的絕對值大小的CDE值。在其它實施例中，控制器520選擇CCE(PCDE)的符 號改變的CDE值。
CDEU 230的又一個實施例，如圖18所示，是CDEU 230D，它也適用于 ATSC廣播系統(tǒng)，通過檢測在所希望的采樣窗口中的各個接收到的重影信號與 幀同步序列PN5U的相關(guān)強度來估計信道延遲。CDEU 230D在形式上和功能 上于CDEU 230C類似，除了它僅對經(jīng)濾波的同相基帶信號IF 76起作用，而 CDEU 230C同吋使用If76和Qf78。從而，控制器510提供SCV^i)給相關(guān)緩 沖器514和閾值檢測器516。由于CDEU 230D不包括SCVg(i)，所以沒有必要 計算MAG^(i)。正如本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以理解的那樣，CDEU 230D適合用 lF根據(jù)幀同步的大小估計信道延遲，而CDEU 230C同吋使用If和Qf。因此， 相關(guān)緩沖器514儲存M(i)-SCV!(i)。 CDEU 230D的功能類似于CDEU 230C， 除了CDEU230D使用SCV!(i)代替MAGFS(i)。則與之前類似，濾波器380將SCV"i)的平方或絕對值與Amy/wW相比較， 并對于(SCV!(i)l〉f/wes/joW，產(chǎn)生輸出F(SCVKi),^^/wW)叫SCVj(i)1，當(dāng)。否貝U， 對于ISCVI(i)l《Am^oW，濾波器380輸出F(SCV!(i),Am^o/^H)。
可選地，濾波器380的其它實施例根據(jù)SCV (i)X/7"WoW來過濾SCVi(i)， 并且對于SCV!2(i)W/^e^oW,產(chǎn)生輸出F(SCV!(i)，^^/w/力叫SCV!(i)12。否則， 對于lSCV!(i)l2《Ams/2oW，濾波器380輸出F(SCV!(i)，Amy/wW)二0。
在估計信道延遲之后，F(xiàn)SEG和FSYM的值被調(diào)整以反映對應(yīng)于信道延遲 的相關(guān)值的位置。FSYM和FSEG分別是碼元計數(shù)器315 (SC)和段計數(shù)器318 (SEGCNT)對應(yīng)于位于窗函數(shù)中心的碼元時間的值。在一些實施例中，控制 器520通過搜索能最小化CCE的絕對值大小的PCDE值來估計信道延遲。在其 他實施例中，控制器520通過搜索使CCE(PCDE)的符號改變的PCDE值。控制 器420遞增PCDE，直到CCE(PCDE)的符號改變?yōu)橹?。然后控制?20選擇當(dāng) 前PCDE值作為CDE值而不考慮CCE(PCDE)的絕對值大小。
回到圖5，在正常操作期間，均衡器系統(tǒng)200通過對接收的信號進(jìn)行濾波 操作來補償信道符號間干擾失真。FFE 210接收經(jīng)濾波的同相基帶信號IF 76作 為輸入。加法器212計算DFE216和FEE210的輸出的和，以生成經(jīng)均衡的數(shù) 據(jù)信號88。判決設(shè)備214對經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88進(jìn)行采樣，并估計接收的碼 元。
最初，控制系統(tǒng)54調(diào)整FFE的系數(shù)以去除相關(guān)的信道失真的部分，且DFE 216被禁用。在一段時間之后，F(xiàn)FE 210的系數(shù)被調(diào)整為足夠去除信道相關(guān)的失 真和噪聲的部分，這將允許DFE有效地工作。在最初的啟動之后，DFE216被 啟用且使用本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員可想到的各種技術(shù)來調(diào)整FFE 210和DFE 216的系數(shù)以去除信道失真的剩余部分，如LMS適配。判決設(shè)備214對經(jīng)均衡 的數(shù)據(jù)信號88進(jìn)行采樣以在判決限幅器的輸出獲得接收的信號的碼元級表示。
判決設(shè)備214提供均衡器反饋碼元輸出92至DFE 216作為輸入。例如， 在一些實施例中，判決設(shè)備214是判決限幅器，且均衡器反饋碼元輸出92是 判決限幅器的輸出。在其它實施例中，判決設(shè)備214校正接收的碼元差錯。在 均衡器200的其它實施例中，其中判決設(shè)備214包括網(wǎng)格譯碼器，均衡器反饋 碼元輸出92可被選擇性地控制。在初始化系統(tǒng)啟動期間，均衡器反饋碼元輸出92是來自判決設(shè)備214的未校正的碼元輸出。在一些包括具有網(wǎng)格譯碼器 的判決設(shè)備的實施例中，均衡器控制系統(tǒng)54可選擇性地控制均衡器反饋碼元 輸出92來提供網(wǎng)格譯碼器或網(wǎng)格譯碼器的跟蹤存儲中一級的輸出。在又一些 實施例中，如發(fā)明人的共同待批的第09/884256號、題為"Combined trellis Decoder and Decision Feedback Equalizer",以及第10/407610號題為"Transposed Structure for a Decision Feedback Equalizer Combined with a Trellis Decoder" 的 美國專利申請中所示，判決設(shè)備214持續(xù)地更新在由網(wǎng)格譯碼器校正時被DFE 使用的恢復(fù)的碼元值。另外，在一些實施例中，均衡器200被適配為實數(shù)或復(fù) 數(shù)濾波器以兼容各種調(diào)制技術(shù)。
某些實施例以沒有預(yù)定義的或固定的中心抽頭的方式導(dǎo)出均衡器系數(shù)。取 而代之地，F(xiàn)FE輸出具有虛中心，該虛中心并不對應(yīng)于具體的濾波器抽頭或抽 頭的組合，而且FEE的所有抽頭是被動態(tài)地確定的。虛中心位置基于傳輸信道 延遲的估計。
如圖19A中所示，并參考圖5中的某些元件， 一個可能的信道條件的非限 制性例子(由信道脈沖響應(yīng)711表述)具有兩個相等強度的重影信號710和虛 信道的虛中心712。均衡器200給控制系統(tǒng)54提供信道延遲估計，它是存在于 FEE 210的輸入端的相對于系統(tǒng)20的本地時間的信道延遲的估計?？刂葡到y(tǒng) 54使用信道延遲估計通過將在FFE處測量的信道延遲加至所需的均衡器輸出 的延遲，來計算用于生成的訓(xùn)練碼元序列(例如，段或幀同步序列)的偏移位 置。如此處所描述的那樣，控制系統(tǒng)54將接收信號與生成的訓(xùn)練信號比較。 在一些實施例中，訓(xùn)練信號是段同步序列。在其它實施例中，生成的訓(xùn)練信號 是字段/幀同步序列或接收信號中所預(yù)期的其它同步信號的組合。在又一些實施 例中，控制系統(tǒng)54最初生成段同步序列。在均衡器至少部分收斂后，控制系 統(tǒng)51生成字段/幀同步序列?？刂葡到y(tǒng)54調(diào)整均衡器系數(shù)以將接收信號的同步 信號與由所生成的同步信號引用的所希望的時間位置對準(zhǔn)。作為例示，在一些 實施例中，系統(tǒng)20將均衡器200的輸出與某一FFE抽頭對準(zhǔn)，從而將均衡器 適配為某一信道條件。
如圖20A中所示，作為繼續(xù)參照圖5描述的非限制性例子，均衡器200的 一個實施例包括具有1024個FFE抽頭的FFE 210和具有512個DFE抽頭的DFE216。 DFE的各抽頭由抽頭索引來引用?？刂葡到y(tǒng)54校準(zhǔn)均衡器使均衡器 200的輸出在時間上與FFE 210的第768個抽頭對準(zhǔn)。將虛中心712移至較后 的時間點對于前重影信號改善了均衡器的性能。作為另一個非限制性例子，如 圖20B中所示，同一個系統(tǒng)的一個實施例包括控制系統(tǒng)54，該控制系統(tǒng)將均衡 器200與FFE 210的第512個抽頭對準(zhǔn)，使得FFE對于信道中的前重影和后重 影分量都有較好的作用。
回到圖19B同時繼續(xù)參照圖5， FFE 210最初被適配成根據(jù)接收的信號內(nèi) 的各種同步信號的位置來導(dǎo)出以對應(yīng)于FFE抽頭Zout的所希望的虛中心位置 712為中心的輸出。系統(tǒng)20的一些實施例被適配為作用于ATSC系統(tǒng)并根據(jù)段 同步信號的預(yù)期抵達(dá)時間(SEGMENT—SYNC—OUT)來訓(xùn)練均衡器。當(dāng)SC = SEGMENT—SYNC—OUT時，控制系統(tǒng)54生成段同步信號作為訓(xùn)練序列。將接 收的信號與生成的訓(xùn)練序列作比較以產(chǎn)生誤差信號用于適配均衡器200的系 數(shù)。又一些實施例根據(jù)ATSC幀或字段同步的預(yù)期抵達(dá)時間 (FRAME_SYNC—OUT)訓(xùn)練均衡器200的系數(shù)。從而，與之前類似，當(dāng)SEGCNT =FRAME—SYNC—OUT時，控制系統(tǒng)54生成幀同步信號作為訓(xùn)練序列。將接 收的信號與生成的幀同步訓(xùn)練序列作比較以產(chǎn)生誤差信號用于適配均衡器200 的系數(shù)。系統(tǒng)20的又一些實施例同時使用幀同步和段同步來適配均衡器200 的系數(shù)。
作為例示，給出所需的均衡器輸出位置ZouT，控制系統(tǒng)54將從ATSC段 同步得出的訓(xùn)練信號的相對預(yù)期定時設(shè)置在碼元計數(shù)器時間 SEGMENT—SYNC—OUT=(ZOUT+CDE) mod 832。類似地，控制系統(tǒng)54計算碼元 計數(shù)器316和段計數(shù)器318的值，以確定從ATSC幀/字段同步得出的訓(xùn)練信號 的相對定時的位置?？刂葡到y(tǒng)54導(dǎo)致在碼元計數(shù)器316的輸出SC滿足 SEGMENT—SYNC—OUT=(ZOUT+CDE) mod 832且段計數(shù)器318的輸出SEGCNT 滿足FRANE—SYNC_OUT=FSEG mod 313個段時間時，基于訓(xùn)練信號的幀/字段 同步出現(xiàn)。舉例來說，系統(tǒng)20的一個適合ATSC標(biāo)準(zhǔn)廣播的實施例具有1024 個采樣長度的相關(guān)緩沖器514，并同時使用字段/幀同步和段同步來適配均衡器 200的系數(shù)。假設(shè)所希望的FFE 210中的輸出延遲是ZOUT=768且CDE=800、 FSEG-312 ，控制系統(tǒng)計算出SEGMENT—SYNC—OUT=736 而
44FRANE一S YNC_OUT=312 。
另外，在系統(tǒng)20的一些實施例中，控制系統(tǒng)54隨時間的流逝適配均衡器 200的濾波器系數(shù)，以創(chuàng)建根據(jù)改變的信道條件而移動的虛中心(代表FFE 210 的延遲)。均衡器構(gòu)建了虛信道或由幾個信號傳輸路徑或重影信號所組成的信 號，且不必與一個重影信號對準(zhǔn)。從而，均衡器200的穩(wěn)定性并不依賴于單個 主重影信號。這在任一多徑貢獻(xiàn)信號的添加或刪除不導(dǎo)致均衡器變得不穩(wěn)定或 相反需要信號的重新初始化或重新獲取方面提供了額外的健壯性。
如圖19B中所示，在均衡器200的一些實施例中，F(xiàn)FE210和DFE216作 用于一個重疊區(qū)域，其中FEE 216和DFE216中的一部分采樣在時間上相關(guān)。 均衡器200的一些可選的實施例包括微小間隔的FFE。在任一情況下，F(xiàn)FE210 和DFE216中的采樣是實踐上相關(guān)的，但非必需地在時間上對準(zhǔn)于同一采樣空 間。在均衡器200的其它實施例中，如圖19C中所示，均衡器200的一些實施 例包括一個重疊區(qū)域，其中DFE216中的所有采樣與FFE210中的采樣在時間 上相關(guān)。
如圖19B中所示， 一些實施例控制均衡器操作，借此將均衡器系數(shù)初始設(shè) 置為預(yù)先確定的值，且FFE210的系數(shù)被適配為去除一部分信道失真。 一旦均 衡器達(dá)到所希望的性能狀態(tài)，DFE216的系數(shù)被自由地適配。如圖19C中所示， DFE 216的系數(shù)開始增加，這通常產(chǎn)生FFE 210的一個或多個系數(shù)的大小中的 減小。在一些實施例中，如圖19D中所示，當(dāng)在重疊區(qū)域中的FFE210的系數(shù) 趨向于零大小時，DFE216的系數(shù)增加。然而，在其它實施例中，F(xiàn)FE210的 系數(shù)在重疊區(qū)域中有一些余留的大小。正如可以被本領(lǐng)域的技術(shù)人員所理解的 那樣，該作用作為均衡器200的設(shè)計的結(jié)果自動產(chǎn)生并允許控制系統(tǒng)54平衡 均衡器200的噪聲和重影性能。
控制系統(tǒng)54使用本領(lǐng)域技術(shù)人員所熟知各種的誤差估計技術(shù)來適配均衡 器系數(shù)以進(jìn)一步移除信道失真。作為例示，某些實施例使用簡化構(gòu)象算法 (Reduced Constellation Algorithm, RCA)誤差運算結(jié)合LMS算法以適配均衡 器系數(shù)。RCA-LMS算法檢測信道均衡誤差，并發(fā)展出改進(jìn)的均衡器隨時間的 響應(yīng)。其它實施例使用數(shù)據(jù)導(dǎo)向(data directed)技術(shù)結(jié)合LMS算法來適配均 衡器系數(shù)。還有些其它實施例使用其它盲均衡(blind equalization)技術(shù)來適配均衡器200的系數(shù)。作為例示， 一些實施例使用恒定模數(shù)算法(CMA)用于對 均衡器系數(shù)進(jìn)行盲適配。
正如之后將更詳細(xì)地描述的那樣，控制系統(tǒng)54最初適配(即確定)FFE 系數(shù)。 一旦均衡器200的FFE210運行，系統(tǒng)啟用DFE216并進(jìn)一步適配均衡 器系數(shù)以移除任何殘留信道失真，并響應(yīng)于信道條件的改變。所有的DFE系數(shù) 都被初始化設(shè)置為零，且至少一部分DFE216的系數(shù)演變成非零值。
在其它實施例中，F(xiàn)FE 210使用微小間隔釆樣，且系統(tǒng)包括用于二次釆樣 (sub-sampling)或采樣率轉(zhuǎn)換FFE輸出的技術(shù)，以向判決設(shè)備216提供適當(dāng) 的時間上對準(zhǔn)的數(shù)據(jù)。作為例示，在一些實施例中，采樣率轉(zhuǎn)換過程發(fā)生在FFE 輸出端。在某些實施例中，F(xiàn)FE被微小的分隔并為每個判決設(shè)備輸出產(chǎn)生"n" 個輸出采樣。以n: 1抽取FFE輸出以保持合適的采樣數(shù)據(jù)對準(zhǔn)。可選地，在 其它實施例中，均衡器對判決設(shè)備的輸入端的數(shù)據(jù)進(jìn)行向下采樣。這允許系統(tǒng) 20的其它元件利用與微小間隔的采樣相關(guān)聯(lián)的增加的帶寬。
在某些其它的實施例中，F(xiàn)FE輸出率并不通過簡單整數(shù)多重關(guān)系與判決設(shè) 備碼元率有關(guān)。作為非限制性例子，F(xiàn)FE輸出可提供判決設(shè)備碼元率的4/3倍 的釆樣數(shù)。在某些實施例中，選擇最接近于判決設(shè)備碼元采樣時間的采樣對FFE 輸出進(jìn)行了分樣。在其它實施例中，采樣率轉(zhuǎn)換器被用于向下釆樣FFE輸出。 作為非限制性示例，采樣率轉(zhuǎn)換過程可發(fā)生在FFE輸出端、加法器輸入端或加 法器輸出端。從而，雖然在圖5中未示出，但可以理解的是均衡器200的一些 實施例包括微小分隔的FFE，其中FFE210和DFE 216中的采樣在時間上相關(guān)， 但非必需地在時間上與同一個采樣間隔對準(zhǔn)。
FFE 210和DFE 216中具有時間上相關(guān)的采樣的均衡器的又一些實施例， 將系數(shù)值從FFE 210傳送至DFE 216以改善最初的DFE啟動和收斂。作為例 子， 一些系統(tǒng)最初啟用FFE210并適配FFE系數(shù)以減少信道失真。在FFE系數(shù) 相對穩(wěn)定或位誤差率被降低至所希望的閾值水平之后，系統(tǒng)啟用DFE 216且 FFE 210和DFE 216的系數(shù)在之后被共同地適配。然后系統(tǒng)根據(jù)信道延遲確定 FFE 210和DFE 216應(yīng)當(dāng)使用哪個時間相關(guān)采樣。FFE 210和DFE 216將使用 的釆樣在信道延遲移動時被調(diào)整。
本發(fā)明的一些實施例自適應(yīng)地改變用于演算均衡器抽頭系數(shù)的技術(shù)，以去除信道干擾和重影。作為例示，某些實施例適配FFE210和DFE216中的均衡 器抽頭系數(shù)以最小化均衡器輸出和判決設(shè)備輸出之間的最小均方(LMS)誤差。 這種技術(shù)演算出響應(yīng)于變化的信道或系統(tǒng)條件的隨時間變化的均衡器抽頭系 數(shù)。作為例示， 一些適配算法最初使用RCA技術(shù)來驅(qū)動LMS適配算法，接著 在應(yīng)用判決導(dǎo)向均衡器系數(shù)適配過程之前，根據(jù)信道條件轉(zhuǎn)到判決導(dǎo)向技術(shù)或 不同的適配策略的組合。
均衡器200的一些實施例通過限制某些DFE系數(shù)的大小改進(jìn)了均衡器的穩(wěn) 定性。繼續(xù)參照圖19C，控制系統(tǒng)54 (圖5)按照系數(shù)與之相關(guān)聯(lián)的抽頭的抽 頭索引來限制DFE系數(shù)的大小。在一些實施例中，DFE系數(shù)的值的范圍被分
為多個區(qū)域。那些具有較小抽頭索引(即最接近于ZouT)的抽頭具有第一預(yù)設(shè)
范圍的大小限制。第二組DFE抽頭具有允許的大小的第二預(yù)設(shè)范圍。最后，那 些具有最大抽頭索引(即離Z⑨t(yī)最遠(yuǎn))的抽頭具有大小限制的第三預(yù)設(shè)范圍。 作為第一非限制性例子，假設(shè)系數(shù)具有最大大小為1，那些最接近于Zout的抽 頭具有最大的系數(shù)大小為0.85。第二組DFE抽頭(離Z^t遠(yuǎn)一些)具有最大 的系數(shù)大小為0.95。最后，那些離ZouT最遠(yuǎn)的DFE抽頭具有最大的系數(shù)大小 為1。
在一些實施例中，那些最接近于ZcKjT的抽頭的最大系數(shù)大小可有0.75至 0.85的范圍。在其它實施例中，第二組抽頭(位于最遠(yuǎn)離和最接近Z(kjt的抽頭 之間)的最大系數(shù)大小可有0.925至0.95的范圍。在另一些實施例中，那些離 ZOTT最遠(yuǎn)的DFE抽頭可有范圍在0.95至1的最大系數(shù)大小。
可以理解的是DFE抽頭可以分成更少或更多的組，并且相對最大系數(shù)大小 取決于DFE抽頭數(shù)和它們的抽頭索引(相對于ZouT的位置)。作為例示，在 一些實施例中，只有一部分DFE抽頭受限制?？梢岳斫獾氖?，在那些實施例中， 限制具有較小抽頭索引的DFE系數(shù)的大小降低了網(wǎng)格譯碼器造成的判定誤差 的影響。
均衡器200的其它實施例將消耗函數(shù)(drain function)應(yīng)用于FFE和DFE 的系數(shù)。在一些實施例中，消耗函數(shù)是常數(shù)消耗并以規(guī)則的方式按照一受控量 降低系數(shù)的大小。在其它實施例中，消耗函數(shù)是非線性的并趨向于相對于較大 系數(shù)值能更快地消除較小的系數(shù)值。在又一些實施例中，消耗函數(shù)是比例的并以規(guī)則的方式微小地降低系數(shù)大小。
均衡器200的一些實施例應(yīng)用消耗函數(shù)，其中受控量根據(jù)抽頭索引而變化， 從而例如相對于具有較小抽頭索引的抽頭的系數(shù)的大小，以更快的速率(或， 可選地，以更大的量)降低具有較大抽頭索引的DFE抽頭的系數(shù)的大小。受控 量的變化可以是抽頭索引的函數(shù)，或者抽頭可按照抽頭索引范圍來分組，且可
對每個組運用單獨的受控量。在均衡器200的其它實施例中，受控量可以根據(jù)
均衡器的運行階段而改變，使得例如在均衡器啟動時將系數(shù)的大小減小一個較 小的受控量，而在均衡器運行在穩(wěn)定狀態(tài)模式后再減去一個較大的受控量。類 似地，受控量可根據(jù)均衡器的性能而改變。在這種情況下，例如，較小的受控
量可用于在SNR相對低時減小系數(shù)的大小，而當(dāng)SNR增加時可使用較大的受 控量。在又一些實施例中，離FFE的虛中心更遠(yuǎn)的抽頭以比離虛中心較近的 FFE抽頭更快速率地被吸收。
作為非限制性例子，同時參照圖5、6和21，系統(tǒng)20的一些實施例包括系 統(tǒng)740實施的(其操作示于圖21)用于產(chǎn)生重疊均衡器結(jié)構(gòu)或不具備基準(zhǔn)或中 心抽頭的均衡器的技術(shù)。在742，"初始化"，控制系統(tǒng)54初始化系統(tǒng)20的 各部分，如本領(lǐng)域技術(shù)人員所理解的那樣?？刂葡到y(tǒng)54接著將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到 744。
在744， "CDE估計"，系統(tǒng)20估計與傳輸信道相關(guān)聯(lián)的延遲并確定 SEGMENT—SYNC—OUT和FRAME—SYNC_OUT的值。系統(tǒng)20相對于它自身 的系統(tǒng)時鐘、碼元計數(shù)器316以及序列計數(shù)器318固定訓(xùn)練序列的延遲偏移。 作為非限制性例子，在一些實施例中，系統(tǒng)20使用段同步技術(shù)以確定CDE。 在其它實施例中，系統(tǒng)20使用幀同步技術(shù)以確定CDE。在又一些實施例中， 系統(tǒng)20使用段同步和幀同步技術(shù)的組合以確定CDE。控制系統(tǒng)54接著將系統(tǒng) 740轉(zhuǎn)到746。
在746， "FFE啟用"，控制系統(tǒng)54啟用系統(tǒng)20的均衡器的FFE部分。 系統(tǒng)20的均衡器的DFE部分被禁用。控制系統(tǒng)54通過使用根據(jù)嵌入于傳輸中 的同步信號的所希望的或預(yù)期的到達(dá)而產(chǎn)生的適配誤差信號以動態(tài)地產(chǎn)生FFE 系數(shù)。作為例示，在系統(tǒng)20的一些實施例中，這些實施例包括均衡器200A， 控制系統(tǒng)54根據(jù)CDE的CDEU 230估計在所希望的或預(yù)期的時間位置上生成
48(或?qū)е律?同步信號。作為例示，控制系統(tǒng)54在
SC=SEGMENT—SYNC—OUT時生成段同步訓(xùn)練信號以適配均衡器20。
控制系統(tǒng)54隨即通過從由控制系統(tǒng)54生成的同步信號中減去經(jīng)均衡的數(shù) 據(jù)信號88來生成適配誤差信號。控制系統(tǒng)54根據(jù)窗技術(shù)選擇部分適配誤差以 適配均衡器的系數(shù)。被選擇的窗取決于系統(tǒng)20的運行狀態(tài)。例如，在一些實 施例中，控制系統(tǒng)54使用段同步信號在初始化系統(tǒng)啟動期間適配FFE系數(shù)。 在其它實施例中，控制系統(tǒng)54使用字段/幀同步信號在初始化系統(tǒng)啟動期間適 配FFE系數(shù)。在又一些實施例中，控制系統(tǒng)54首先使用段同步信號適配FFE 系數(shù)，而之后轉(zhuǎn)而結(jié)合段同步信號使用字段/幀同步信號。
正如之后將要討論的那樣， 一旦獲得可靠的同步，控制系統(tǒng)54就根據(jù)由 CDE的CDEU估計所確定的同步信號所希望的或預(yù)期的時間位置來適配FFE 系數(shù)?？刂葡到y(tǒng)54根據(jù)CDE的CDEU估計在所希望的或預(yù)期的時間位置上生 成同步信號。然后控制系統(tǒng)54通過從生成的同步信號中減去接收的信號來生 成適配誤差信號。接著控制系統(tǒng)54用適配誤差信號來基于適配誤差信號適配 FFE的系數(shù)。
作為例示，在一些實施例中，控制系統(tǒng)54通過從接收機生成的段同步信 號中減去接收信號來生成適配差異信號。 一些實施例通過從接收機生成的幀同 步信號減去接收信號來生成適配差異信號。又一些實施例首先根據(jù)段同步信號 的預(yù)期到達(dá)來適配FFE系數(shù)。在達(dá)到一定性能程度之后，如檢測到可靠的幀同 步信號的存在，控制系統(tǒng)54使用段同步和字段/幀同步信號來生成差異信號。
在一些實施例中，如果在某一段時間之后沒有檢測到可靠的同步信號，則 控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740操作轉(zhuǎn)到742。類似地，在一些實施例中，如果檢測到 字段/幀同步信號的丟失，則控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到742。其它情況下， 當(dāng)均衡器輸出SNR性能(基于接收的同步信號的SNR)大于預(yù)定的DFE—ENB 閾值時，控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到748。通過選擇DFE一ENB閾值 >RETURN—FFE閾值，可能會產(chǎn)生滯后作用。
在748， "DFE啟用"，控制系統(tǒng)54啟用均衡器200的DFE部分216， 該部分充當(dāng)無限脈沖響應(yīng)(IIR)濾波器?？刂葡到y(tǒng)54使用根據(jù)段同步信號和 字段/幀同步信號所生成的適配誤差信號來適配均衡器的FFE和DFE系數(shù)。適配誤差信號生成類似于"FFE允許"746中所用的過程。輸入至DFE的數(shù)據(jù)被 量化成取決于DFE延遲路徑上可用的精度的電平。
如果檢測到字段/幀同步信號的丟失，控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到742。 否則，當(dāng)均衡器輸出SNR性能大于預(yù)定的RCA—ENB閾值時，控制系統(tǒng)54將 系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到750，其中信號對噪聲性能基于接收的同步信號的SNR。然而， 在一些實施例中，當(dāng)均衡器輸出SNR性能落在RETURN—FFE閾值下時，控制 系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)至U 746。通過選擇RCA—ENB閾值〉RETUREN—DFE閾值 >DFE—ENB閾值，可能會引入滯后作用。 一些實施例使用本領(lǐng)域熟知的其它技 術(shù)，例如平均值濾波器和連續(xù)性計數(shù)器，來改善系統(tǒng)性能。
在750， "RCA"，使用基于簡化構(gòu)象算法(RCA)的適配誤差信號更新 FFE和DFE系數(shù)。RCA假設(shè)輸入數(shù)據(jù)是2級的(2-leveled),那么本地生成的 參考信號是輸入數(shù)據(jù)的二元限幅。作為例示，在系統(tǒng)20的一些包括均衡器200A 的實施例中，控制系統(tǒng)54通過從判決設(shè)備214的自適應(yīng)碼元判決94中減去經(jīng) 均衡的數(shù)據(jù)信號88生成適配誤差信號?？刂葡到y(tǒng)54配置自適應(yīng)碼元判決94 以提供來自經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88的輸入數(shù)據(jù)的二元限幅。二元限幅器將具有 標(biāo)準(zhǔn)化電平-7， -5， -3， -1， +1, +3, +5, +7的8-VSB信號映射到-5.25至+5.25。在一 些實施例中，限幅是在兩級方式完成的。在其它實施例中，限幅在四級方式完 成的。又一些實施例如CMA使用信號構(gòu)象的峰度(kurtosis)。最后，其它實 施例使用本領(lǐng)域技術(shù)人員熟知的其它簡化構(gòu)象技術(shù)。適配誤差信號被用于更新 FFE和DFE系數(shù)。如前文所述，進(jìn)入DFE的數(shù)據(jù)被量化成經(jīng)限幅的數(shù)據(jù)(8 或16級判決限幅器)且DFE充當(dāng)IIR濾波器。
在一些實施例中，控制系統(tǒng)54在接收的數(shù)據(jù)上僅使用RCA算法來適配FFE 和DFE系數(shù)。在其它實施例中，控制系統(tǒng)將接收的同步信號與那些由控制系統(tǒng) 54所生成的信號進(jìn)行比較。在又一些實施例中，控制系統(tǒng)54根據(jù)系統(tǒng)性能或 運行狀態(tài)，為RCA和基于同步信號的適配技術(shù)的效果加權(quán)重。
如果控制系統(tǒng)54檢測到字段/幀同步信號的丟失，控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740 轉(zhuǎn)到742。否則，當(dāng)均衡器輸出SNR性能變得大于DATA_DIRECTED閾值時， 控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到752。在一些實施例中，計算SNR的技術(shù)包括檢 査接收的同步信號和數(shù)據(jù)信號。如果，而不是改進(jìn)，系統(tǒng)SNR性能落在RETURN—DFE閾值之下，則控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到748。通過選擇 DATA—DIRECTED閾值〉RCA—ENB閾值〉RETURN—RCA閾值，可能引入滯后 作用。
在752,"網(wǎng)格編碼器啟用"，使用根據(jù)網(wǎng)格編碼器輸出生成的經(jīng)適配的誤 差信號更新FFE和DFE抽頭。與之前類似，控制系統(tǒng)54配置自適應(yīng)碼元判決 94從網(wǎng)格編碼器提供輸出。控制系統(tǒng)54使用判決導(dǎo)向LMS技術(shù)來適配均衡器 系數(shù)。在一些實施例中，通過査看8-VSB信號的網(wǎng)格譯碼器輸出來確定自適應(yīng) 誤差信號。在其它實施例中，通過檢査網(wǎng)格譯碼器階段中的一級的輸出來確定 自適應(yīng)誤差信號。與之前類似，輸入至DFE的數(shù)據(jù)是經(jīng)量化限幅至一個預(yù)定數(shù) 目的電平的數(shù)據(jù)，且DFE充當(dāng)IIR濾波器。
如上所述，如果檢測到字段/幀同步信號的丟失，則控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740 轉(zhuǎn)到742。否則，當(dāng)均衡器輸出SNR性能變得大于DFU—UPDATE閾值時，控 制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到754。如果而不是改進(jìn)，系統(tǒng)的SNR性能落在 RETURN—RCA之下，則控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到752。通過選擇 DFE—UPDATE閾值〉RETURN—RCA閾值〉RCA—ENB閾值，可能引入滯后作用。
在754, "DFE判決更新"，系統(tǒng)控制器54使用根據(jù)網(wǎng)格譯碼的輸出所生 成的適配誤差信號來更新FFE和DFE系數(shù)。另外，控制器54配置均衡器的判 決設(shè)備以將經(jīng)網(wǎng)格譯碼的數(shù)據(jù)提供至DFE 216中。作為例示，在系統(tǒng)20的一 些包括均衡器200A的實施例中，控制系統(tǒng)54選擇性地控制均衡器反饋信號92 以向DFE 216提供經(jīng)網(wǎng)格譯碼器校正的數(shù)據(jù)。在其它實施例中，控制系統(tǒng)54 選擇性地控制均衡器反饋信號92以用來自網(wǎng)格譯碼器的各級的經(jīng)校正的數(shù)據(jù) 來更新DFE216。從而，DFE 216最初接收判決設(shè)備214的判決限幅器輸出。 然后判決設(shè)備214的網(wǎng)格譯碼器部分在校正變得可行時更新DFE接收的判決。 又一些實施例的運作是通過向DFE的各級提供來自網(wǎng)格譯碼器的中間級的經(jīng) 網(wǎng)格譯碼器更新的值來進(jìn)行的，如在共同待批的第10/407610號、題為 "Transposed Structure for a Decision Feedback Equalizer Combined with a Trellis Decoder",以及第09/884256號，題為"Combined Trellis Decoder and Decision Feedback Equalizer " 的美國專利申請中所描述的那樣。
如上所述，如果檢測到字段/幀同步信號的丟失，則控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到742。否則，如果均衡器輸出SNR性能落在RETURN—TRELLIS—ENABLED 閾值之下，則控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到752。
系統(tǒng)20的一些實施例使用適配誤差信號的平均導(dǎo)向代替SNR。系統(tǒng)20的 其它實施例使用網(wǎng)格譯碼器所檢測到的位差錯率。系統(tǒng)20的又一些實施例使 用FEC碼元判決80的位差錯率。還有些實施例，類似于第6829297號美國專 利，還根據(jù)由網(wǎng)絡(luò)譯碼器導(dǎo)出的性能量度來修改適配過程?？梢岳斫獾氖窍到y(tǒng) 740可通過省略某些步驟來適用于不具備網(wǎng)格譯碼的系統(tǒng)。同樣地，轉(zhuǎn)換點可 根據(jù)運行條件和應(yīng)用來調(diào)整為最佳性能。除了轉(zhuǎn)換閾值電平產(chǎn)生的滯后之外， 系統(tǒng)20的一些實施例還包括置信度計數(shù)器、平均值濾波器、或類似的轉(zhuǎn)換平 滑技術(shù)，來改善穩(wěn)定性并消除系統(tǒng)性能中的瞬時偏移。
可以理解的是在一些實施例中，可以通過消除746和754之間的中間階段 來簡化系統(tǒng)740。作為例示，不具有網(wǎng)格譯碼器或不將網(wǎng)絡(luò)譯碼器更新DFE內(nèi) 的采樣的網(wǎng)格譯碼器的能力包含在內(nèi)作為特征的實施例不需要步驟752或754。
均衡器46的另一個實施例，如圖22中的均衡器200A所示，在形式上和 功能上類似于均衡器200，除了在FFE 210的輸出和加法器212的第一輸入之 間添加了相位跟蹤器240。如圖22中所示，相位跟蹤器240接收來自FFE210 的輸入和反饋信號246，并向加法器212提供輸出。如稍后將詳細(xì)描述的那樣， 相位跟蹤器240接收各種反饋信號246。反饋信號246可包括一個或多個由系 統(tǒng)20或在系統(tǒng)20內(nèi)生成的感興趣的信號。作為例示，在系統(tǒng)20的一些實施 例中，反饋信號246包括經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88。在另一些實施例中，反饋信號 246包括經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88和同步碼元判決86。在又一些實施例中，反饋 信號246包括中間均衡器信號90、經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88以及均衡器反饋信號 92。如后所述，相位跟蹤器240使用反饋信號來導(dǎo)出用于校正FFE210的輸出 的相位糾正向量。
均衡器200A中的相位跟蹤器240的一個實施例是如圖23所示的相位跟蹤 器800A，它接收來自FFE 210的輸入信號242和反饋信號246A和246B。反 饋信號246A是存在于接收信號中的估計的相位誤差的正弦(即sine)。類似 地，反饋信號246B是存在于接收信號中的估計的相位誤差的余弦(即cose)。 相位跟蹤器800A的輸出是均衡器200A的加法器212的一個輸入。相位跟蹤器800A包括延遲線810、相移濾波器812、旋轉(zhuǎn)器814、積分器 816、減法器818以及乘法器822、 824和826。相位跟蹤器800A通過取判決設(shè) 備214的輸出與對應(yīng)的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88間的差異來產(chǎn)生相位跟蹤器判決 誤差信號(EpTD) 248。如圖23中所示，至少一個實施例包括減法器830和延 遲元件832。延遲元件832的輸入接收經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88，信號88是加法 器212的輸出。減法器830的負(fù)和正輸入端分別接收來自延遲元件832的延遲 的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88和判決設(shè)備214的輸出。減法器830的輸出是相位跟 蹤器判決誤差信號(EpTD) 248。從而，相位跟蹤器判決誤差信號(EpTD) 248 是通過取判決設(shè)備214的輸出與適當(dāng)延遲的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88的差異而導(dǎo) 出的。如此，相位跟蹤器判決誤差信號(EpTD) 248是判決輸出和產(chǎn)生該輸出 的輸入之間的誤差。延遲元件832提供足夠的信號傳播延遲以允許校正減法器 830的輸入的正確的時間對準(zhǔn)，并隨著判決設(shè)備24的輸出的性質(zhì)而改變。
如圖所示， 一些實施例通過從判決設(shè)備214的判決限幅器輸出中減去適當(dāng) 延遲的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88來導(dǎo)出相位跟蹤器判決誤差信號(EpTD) 248。其 它實施例通過從判決設(shè)備214的網(wǎng)格譯碼器輸出中減去適當(dāng)延遲的經(jīng)均衡的數(shù) 據(jù)信號88來導(dǎo)出相位跟蹤器判決誤差信號(EpTD) 248。又一些實施例通過從 判決設(shè)備214的網(wǎng)格譯碼器中的中間輸出級中減去適當(dāng)延遲的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信 號88來導(dǎo)出相位跟蹤器判決誤差信號(EpTD) 248。某些實施例通過從判決設(shè) 備214的自適應(yīng)碼元判決94中減去適當(dāng)延遲的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88來導(dǎo)出相 位跟蹤器判決誤差信號(EpTD) 248。還有些其它實施例，控制系統(tǒng)52根據(jù)系 統(tǒng)狀態(tài)、均衡器和/或系統(tǒng)條件選擇用于產(chǎn)生相位跟蹤器判決誤差信號248的判 決設(shè)備214的輸出。
正如本領(lǐng)域技術(shù)人員可理解的那樣，相位跟蹤器800A導(dǎo)出相位誤差反饋 信號。延遲線810和相移濾波器812接收輸入信號242，該輸入信號是FEE 210 的輸出。延遲線810向旋轉(zhuǎn)器814的同相信號輸入和乘法器826提供輸出。乘 法器826還接收反饋信號246A (sin6)。相移濾波器812向旋轉(zhuǎn)器814的正交 信號輸入和乘法器824提供輸出。乘法器824還接收反饋信號246B (cos0)。
在一些實施例中，相移濾波器812包括卯度相移濾波器或正交濾波器。 在其它實施例中，相移濾波器812包括希爾伯特濾波器或截斷的(truncated)希爾伯特濾波器。在又一些實施例中，相移濾波器812是某一所希望的長度的 FIR濾波器，該FIR濾波器的濾波器抽頭系數(shù)被最優(yōu)化以使得對于卯度相移的 信道和某一接收機獲取閾值，濾波器輸出的均方誤差(MMSE)最小。作為例 示，相移濾波器812的一些實施例是具有31個采樣長度的FIR濾波器，具有 對VSB或15.1dB的偏移QAM接收機獲取SNR閾值的MMSE優(yōu)化的濾波器抽 頭系數(shù)。相移濾波器812的其它實施例包括對于小于15.1dB的接收機獲取SNR 閾值優(yōu)化的濾波器抽頭系數(shù)。本發(fā)明的至少一個實施例包括對15dB的獲取SNR 閾值優(yōu)化的相移濾波器812系數(shù)。
減法器818的負(fù)和正輸入端分別接收乘法器826和乘法器824的輸出。減 法器818向乘法器822提供相位誤差估計，乘法器822還接收來自減法器830 的相位跟蹤器判決誤差信號(EpTD) 248。積分器816接收乘法器822的輸出， 并向旋轉(zhuǎn)器814的輸入提供相位校正信號9。最后，旋轉(zhuǎn)器814向均衡器200A 的加法器212提供經(jīng)相位校正的輸出。
在一些實施例中，相位跟蹤器800A接收FFE 210的輸出作為實信號或同 相信號IFFE。FFE 210的輸出通過相移濾波器812以產(chǎn)生相應(yīng)的虛信號或正交信 號Offe。
FFE 210的輸出還通過延遲線810以確保Iffe和QFFE在時間上對準(zhǔn)且對應(yīng) 于相同的FFE 210輸出。Iffe和Qffe可以看成是具有大小和相位的向量対。然 而，可以理解的是FFE210的一些接收Iffe和qffe的實施例會輸出實的和相位 正交分量而無需延遲線810和相移濾波器812。相位跟蹤器800A通過旋轉(zhuǎn)IFFE 和QwE來最小化存在于均衡器200A的輸出端處的相位誤差。基于由積分器816
提供的相位校正信號e，旋轉(zhuǎn)器814將lFFE和QFFE乘以相位校正向量e^，其中
積分器816的輸入是EPTD.(QFFEcose-IFFEsine)，而EPTD是在時間上與反饋信號 246A和246B相關(guān)的相位跟蹤器判決誤差信號。從而，積分器的輸入是與FFE 210的某一輸出有關(guān)的判決導(dǎo)向相位誤差信號。如此，積分器816的輸出是相
位校正信號e，其中在采樣索引i， e產(chǎn)ew+^iEpTD.(QFFECose"廣iFFEsinew)，其中p 是某個更新步長參數(shù)?？梢岳斫獾氖窃谝恍嵤├?，e的值域是有限的。
旋轉(zhuǎn)器814使用相位校正信號e旋轉(zhuǎn)向量對Iffe和Qpre。在一些實施例中， 旋轉(zhuǎn)器814包括復(fù)乘法器、正弦査詢表以及余弦査詢表。旋轉(zhuǎn)器814將接收的相位校正信號e轉(zhuǎn)化成相位校正向量e^，該向量被用于旋轉(zhuǎn)IwE和QwE。旋轉(zhuǎn) 器814產(chǎn)生經(jīng)相位校正的同相或?qū)嵭盘朓pT。在一些實施例中，旋轉(zhuǎn)器814也產(chǎn) 生正交或虛信號Qpt (未示出)。本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解的是，這些例示是 用作舉例，而圖23中未示出的其它延遲元件也可以包含在一些實施例中來保 持各信號間的正確的時間關(guān)系。
相位誤差反饋信號是通過估計存在于均衡器200A (參見圖22)中的某一 級中的相位誤差來創(chuàng)建的。相位跟蹤器800A的一些實施例根據(jù)均衡器的運行 模式來估計存在于均衡器的一個輸出信號中的相位誤差。作為例示，在一些實 施例中，相位誤差估計來源于FFE210的輸出。在其它實施例中，相位誤差估 計來源于均衡器200A的加法器212的輸出。在另一些實施中，相位誤差估計 來源于相位跟蹤器800A的輸出。在又一些實施例中，用于得出相位誤差估計 的信號由控制系統(tǒng)54根據(jù)均衡器性能來選擇。
在圖24中顯示的相位跟蹤器240的另一個實施例是800B。相位跟蹤器 800B在運行上類似于相位跟蹤器800A,除了信號Iffe和Q汗e首先被乘以相位 跟蹤器判決誤差信號248。如此，相位跟蹤器800B包括不同位置上的乘法器 822，并進(jìn)一步包括額外的乘法器828。
乘法器826接收lFFE和相位跟蹤器判決誤差信號(EpTD) 248作為輸入。 乘法器822接收反饋信號246A (sin0)和乘法器826的輸出作為輸入。乘法器 828接收Q汗E和相位跟蹤器判決誤差信號(EpTD) 248作為輸入。乘法器824 接收反饋信號246B (cose)和乘法器828的輸出作為輸入。減法器818的負(fù)和 正輸入端分別接收乘法器822和824的輸出，并提供兩個信號的差作為對積分 器816的輸出。如相位跟蹤器800A中一樣，積分器816接收減法器818的輸 出，并向旋轉(zhuǎn)器814的輸入端提供相位校正信號e。最后，旋轉(zhuǎn)器814向均衡 器200A的加法器212提供經(jīng)相位校正的輸出。
相位跟蹤器800B的相位校正信號6對于采樣索引i為 e產(chǎn)0w+pEpT!y(QFFECOsei.rlFFEsinew)，其中反饋信號246A、 sin9，以及反饋信號 246B、 cos9與相位跟蹤器判決誤差信號EpTD有關(guān)。如之前所述，旋轉(zhuǎn)器814
將輸入數(shù)據(jù)向量IFFE和QFFE乘以相位校正向量^并由此校正了FFE210的輸出
的相位。正如本領(lǐng)域的技術(shù)人員能理解的那樣，這些例示僅用作舉例，圖24
55中未示出的其它延遲元件也可以包含在各個實施例中來保持各信號間的正確 的時間關(guān)系。
在均衡器200A中的相位跟蹤器240的另一個實施例是適用于VSB和偏移 QAM調(diào)制系統(tǒng)的相位跟蹤器800C。如圖25中所示，相位跟蹤器800C接收來 自FFE210的輸入信號242，以及相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD) 248。相位 跟蹤器800C的輸出連接至均衡器200A的加法器212的輸入端。如圖25中所 示，相位跟蹤器800C使用類似于相位跟蹤器800A中使用的技術(shù)來生成相位跟 蹤器判決誤差信號(EpTD) 249。
類似于相位跟蹤器800A，相位跟蹤器800C也包括延遲線810、相移濾波 器812、旋轉(zhuǎn)器814、積分器816和乘法器822。輸入線810和相移濾波器812 的輸入端接收來自FFE210的輸入信號242并分別產(chǎn)生Iffe和qffe作為輸出。 延遲線810的輸出向旋轉(zhuǎn)器814的同相信號輸入端提供IFFE， Iffe是瑜入信號 242的延遲版本。相移濾波器812的輸出向旋轉(zhuǎn)器814的正交信號輸入端和乘 法器822提供Q^e。結(jié)果，QFFE被用作為相位誤差信號。乘法器822還接收相 位跟蹤器判決誤差信號(EpTD) 248并將乘積提供給積分器816作為輸入。積 分器816向旋轉(zhuǎn)器814的輸入端提供相位校正信號e。
與之前描述的相位跟蹤器類似，F(xiàn)FE 210的輸出通過延遲線810和相移濾 波器812后產(chǎn)生了信號Iffe和Qffe。乘法器822將QFFE乘以相位跟蹤器判決誤 差信號248來產(chǎn)生判決定向相位誤差估計，該估計隨后由積分器816積分以形 成相位校正信號，在采樣索引為i時e產(chǎn)ei-,+P(QFFE).(EpTD)。旋轉(zhuǎn)器814接收 9并推導(dǎo)出相位校正向量d6。旋轉(zhuǎn)器814將向量對Iffe和Qme乘以相位校正向 量e^以產(chǎn)生經(jīng)相位校正的實或同相輸出。正如本領(lǐng)域技術(shù)人員所理解的那樣， 這些例示只是舉例。其它的延遲元件(圖25中未示出)也可用于一些備選的 實施例中以根據(jù)在推導(dǎo)相位跟蹤器判決誤差信號時的等待時間保持各信號間 的正確的時間關(guān)系。作為例示，可以理解的是相位誤差估計和相位跟蹤器判決 誤差信號248對應(yīng)于FFE210的輸出。然而，由于乘法器822的輸出被積分以
獲取平均相位校正信號，在一些實施例中，應(yīng)用于lFFE(n)和QFFE(n)的相位校正
向量e^可不包括來自Iffe(ii)和qffe(n)的貢獻(xiàn)；可以理解的是IpFE(n)和QwE(n)是
第n個Ipre和Qffe釆祥。均衡器200A中的相位跟蹤器的另一個實施例是相位跟蹤器800D,其也適 用于VSB和偏移QAM調(diào)制系統(tǒng)。如圖26中所示，相位跟蹤器800D接收來自 FFE210的輸入信號242以及相位跟蹤器判決誤差信號(EPTD) 248并產(chǎn)生對均 衡器200A的加法器212的輸出。如圖26中所示，相位跟蹤器800D使用與之 前關(guān)于相位跟蹤器800A的描述所類似的技術(shù)來生成相位跟蹤器判決誤差信號 (EpTD) 248。相位跟蹤器判決誤差信號(EpTD) 248，顯示為相位跟蹤器800D 的一部分，在形式上和功能上類似于相位跟蹤器800A中所使用的信號。
類似于相位跟蹤器800C，相位跟蹤器800D也包括延遲線810、相移濾波 器812、旋轉(zhuǎn)器814、積分器816和乘法器822。如之前對于相位跟蹤器的描述， 延遲線810和相移濾波器812的輸入端接收來自FFE 210的輸入信號242并分 別在它們各自的輸出端產(chǎn)生I汗e和QFFE。旋轉(zhuǎn)器814分別在它的同相和正交輸 入端接收Iffe和Qffe。旋轉(zhuǎn)器814產(chǎn)生經(jīng)相位校正的同相或?qū)嵭盘朓pt以及正 交或虛信號Qpt。均衡器200A的加法器212接收實信號IpT作為輸出。乘法器 822接收旋轉(zhuǎn)器814的正交QpT以及相位跟蹤器判決誤差信號(EpTD) 248。乘 法器822將Qpt和(EpTD) 248的積提供給積分器816。積分器816對乘法器 822的輸出求積分產(chǎn)生相位校正信號e，作為對旋轉(zhuǎn)器814的校正向量輸入端 的輸出。
相位跟蹤器800D使用Eptd和QpT的積作為旋轉(zhuǎn)器814的輸出端的相位誤 差估計。乘法器822將QpT乘以相位跟蹤器判決誤差信號248來產(chǎn)生判決導(dǎo)向 相位誤差估計，該估計接著由積分器816積分形成相位校正信號
ei:e,.,+片(QpTMEpTD)。旋轉(zhuǎn)器8i4接收e并導(dǎo)出相位校正向量^。在一些實施
例中，最大相位校正被限制在一個所希望的范圍內(nèi)。作為非限制性的例子，一 些實施例中，最大相位校正信號將旋轉(zhuǎn)器814提供的相位校正限制到土45度。 然后旋轉(zhuǎn)器814將向量對Ij^e和qffe乘以相位校正向量e^以產(chǎn)生經(jīng)相位校正的 實或同相輸出IPT。正如本領(lǐng)域技術(shù)人員所理解的，這些說明只是舉例。其它的 延遲元件(圖26中未示出)也可用于某些實施例中以保持相位誤差估計QPT 與相位跟蹤器判決誤差信號EpTD間的正確的時間關(guān)系，使乘法器822的輸出是 對應(yīng)于來自FFE201的輸出(輸入信號242)的判決導(dǎo)向相位誤差估計。
均衡器200A中的相位跟蹤器240的另一個實施例是相位跟蹤器800E，其也適用于VSB和偏移QAM調(diào)制系統(tǒng)。如圖27中所示，相位跟蹤器800D接收 來自FFE 210的輸入信號，并向均衡器200A的加法器212提供經(jīng)相位校正的 實或同相輸出IpT。與上述討論的實施例類似，如圖27中所示，相位跟蹤器800E 使用與之前關(guān)于相位跟蹤器800A的描述類似的技術(shù)來生成相位跟蹤器判決誤 差信號(EpTD) 248。相位跟蹤器判決誤差信號(EpTD) 248，顯示為相位跟蹤 器800E的一部分，在形式上和功能上類似于相位跟蹤器800A中所使用的信號。
與相位跟蹤器800D—樣，相位跟蹤器800E也包括延遲線810、相移濾波 器812、旋轉(zhuǎn)器814、積分器816和乘法器822。延遲線810和相移濾波器812 的輸入端接收來自FFE 210的輸入信號242。延遲線810和相移濾波器812然 后分別向旋轉(zhuǎn)器814的同相和正交輸入端提供Iffe和Qffe。旋轉(zhuǎn)器814接收來 自積分器816的相位校正信號6并提供經(jīng)相位校正的同相或?qū)嵭盘朓pt至均衡 器200A的加法器212。
相位跟蹤器800E進(jìn)一步包括與相移濾波器812具有類似功能和特性的相 移濾波器840。在某些實施例中，如圖27所示，相移濾波器840接收經(jīng)均衡的 數(shù)據(jù)信號88。在某些其它實施例中，未示出，相移濾波器840的輸入端接收來 自判決設(shè)備214的輸出。作為例示，在一些實施例中，相移濾波器840接收判 決設(shè)備中的判決限幅器的輸出。在其它實施例中，相移濾波器840接收判決設(shè) 備214中的網(wǎng)格譯碼器的輸出。在又一些實施例中，相移濾波器840接收判決 設(shè)備214中的網(wǎng)格譯碼器的一級的輸出?？蛇x地，在800E的一些實施例中(未 示出)，相移濾波器840接收IpT而不是經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88。
乘法器822的輸入端接收相移濾波器840的輸出和相位跟蹤器判決誤差信 號(EpTD) 248。如圖27中所示，相移濾波器840接收經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88 并提供虛或正交信號qeq作為對乘法器822的輸出。qe(j是提供給相移濾波器 840的對均衡器輸出的相位誤差估計。乘法器822通過將Qeq乘以相位跟蹤器 判決誤差信號(EpTD) 248來產(chǎn)生判決導(dǎo)向相位誤差估計。積分器816對乘法 器822的輸出積分，形成相位校正信號e產(chǎn)ei.r^.(QEQHEpTD)。旋轉(zhuǎn)器814接收 相位校正信號6并導(dǎo)出相位校正向量一0。旋轉(zhuǎn)器814接著將向量對Iffe和Qffe 乘以相位校正向量e^以產(chǎn)生經(jīng)相位校正的實或同相輸出IFFE。正如本領(lǐng)域技術(shù) 人員所理解的那樣，這些例示只是舉例。其它的延遲元件(圖27中未示出)用于某些實施例中以保持相位誤差估計QEQ與EpTD間的正確的時間關(guān)系，使乘
法器822的輸出是對應(yīng)于某一恢復(fù)的碼元的判決導(dǎo)向相位誤差估計。
均衡器200A中的相位跟蹤器240的一個額外的實施例是相位跟蹤器800F， 如圖28中所示，其包括第一延遲線810、相移濾波器812、旋轉(zhuǎn)器814以及積 分器816。相位跟蹤器800F在延遲線810和相移濾波器812處接收來自FFE 210 的輸入信號242。延遲線810和相移濾波器812分別向旋轉(zhuǎn)器814的同相和正 交瑜入端提供Iffe和Qffe。
相位跟蹤器800F進(jìn)一步包括減法器818、乘法器822、乘法器824、延遲 線836、相移濾波器840以及延遲線842。延遲線836和838分別接收Iffe和 QFFE。延遲線836向乘法器822的輸入端提供In^的延遲版本。延遲線838向 乘法器824的一個輸入端提供qffe的延遲版本。如圖28中所示，在一些實施 例中，延遲線842和相移濾波器840接收來自判決設(shè)備214的輸出。作為例示， 在一些實施例中，判決設(shè)備214的判決限幅器向延遲線842和相移濾波器840 提供輸出。在其它實施例中，判決設(shè)備214的網(wǎng)格譯碼器向延遲線842和相移 濾波器840提供輸出。在又一些實施例中，判決設(shè)備214的網(wǎng)格譯碼器的一級 向延遲線842和相移濾波器840提供輸出。還有其它的實施例可選擇地在判決 設(shè)備214的輸入端提供經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號88作為延遲線842和相移濾波器840 的輸入。另外，相位跟蹤器800F的某些其它的實施例根據(jù)系統(tǒng)20的均衡器200A 的運行狀態(tài)來選擇對延遲線842和相移濾波器840的輸入。
相移濾波器840產(chǎn)生正交輸出QDD。延遲線842提供延遲版的同相輸入作 為輸出IDD。可以理解的是，延遲線842補償由相移濾波器840引入的延遲，
并在時間上對準(zhǔn)qdd和
可以理解的是，延遲線836和838補償由均衡器200A中的信號處理引入 的延遲，并在時間上將延遲版的Idd和Qdd與Idd和Qdd対準(zhǔn)。從而，乘法器 822分別從相移濾波器840和延遲線836接收Qdd和延返版的Idd。類似地，乘 法器824分別從延遲線842和延遲線838接收100和延遲版的QDD。延遲線836 和838提供的延遲對準(zhǔn)乘法器822和824的輸入，使得它們對應(yīng)于同一個接收 的碼元。
減法器818的負(fù)和正輸入端分別接收乘法器822和乘法器824的輸出，并
59且減法器818提供判決導(dǎo)向相位誤差輸出給積分器816。與之前的相位跟蹤器 實施例類似，積分器816向旋轉(zhuǎn)器814提供相位校正信號6，其中
6尸9i-l+P《QFFE'lDD;KlFFE.ODD)]。
旋轉(zhuǎn)器接收0并導(dǎo)出相位校正向量e^。旋轉(zhuǎn)器814將向量對Ime和Qffe乘 以相位校正向量e^以產(chǎn)生經(jīng)相位校正的實或同相輸出。正如本領(lǐng)域技術(shù)人員所 理解的那樣，這些例示只是舉例。圖28中未示出的其它的延遲元件用于某些 實施例中以保持在乘法器822和824處的IFFE， Qffe， 100和QDD間的時間關(guān)系， 使得減法器818的輸出是對應(yīng)于某一接收的碼元的判決導(dǎo)向相位誤差估計。
雖然相位跟蹤器800和具體實施例800A-800F顯示了 FFE 210只接收IF， 但是，可以理解的是相位跟蹤器800的有些實施例被適配成FEE 210的實施例 接收If和Qf，并提供Iffe和QwE作為直接從FEE 210至旋轉(zhuǎn)器814的輸出。 同樣地，在一些實施例中，最大相位校正范圍是有限的。作為非限制性的例子， 一些實施例將旋轉(zhuǎn)器814提供的最大相位校正限制到士45度。在另一些實施例 中，e的值被限制于控制相位校正信號的范圍。此外，雖然是關(guān)于ATSC系統(tǒng) 進(jìn)行的描述，但是，可以理解的是相位跟蹤器800中所含的技術(shù)和設(shè)備可以適 用于其它調(diào)制技術(shù)和數(shù)據(jù)構(gòu)象。
類似地，可以理解的是相位跟蹤器800的一些實施例被適配為用于FFE210 的具有微小間隔采樣的實施例。最后，可以理解的是相位跟蹤器800的一些實 施例被適配接收實和正交輸入信號作為來自FFE210的輸入；因此FFE210直 接提供Iffe和Qpra而無需延遲線810和相移器812。
圖3的系統(tǒng)20的另一個實施例是圖29中所示的系統(tǒng)900。根據(jù)一方面， 系統(tǒng)卯0使用一種用于導(dǎo)出載波跟蹤反饋環(huán)和定時同步反饋環(huán)的技術(shù)。系統(tǒng)900 包括同步910、數(shù)字解調(diào)器929、均衡器930、判決導(dǎo)向控制(DDC) 940、非 相干控制(NCC) 950以及控制系統(tǒng)954，它們分別在形式和功能上類似于系 統(tǒng)20的元件40、 42、 46、 52、 50和54 (參見圖3)。類似于系統(tǒng)20，系統(tǒng) 900導(dǎo)出之前所描述的信號段同步96、字段/幀同步98、 SNRIOO、 VCXO鎖定 102、以及NCO鎖定104。如同系統(tǒng)20的控制系統(tǒng)54，控制系統(tǒng)954接收段 同步96、字段/幀同步98、 SNR 100、 VCXO鎖定102、以及NCO鎖定104。 同樣可以理解的是均衡器930的各種實施例包括之前描述的均衡器48、 200和200A的實施例。類似地，均衡器930的一些實施例包括之前描述的相位跟蹤器 800、 800A、 800B、 800C、 800D、 800E和800F的實施例。
另外，信號64A、 66A、 72A和74A在形式上和功能上類似于圖3的信號 64、 66、 72和74。可以理解的是為了簡化，數(shù)字解調(diào)器輸出的奈奎斯特濾波 沒有顯示在系統(tǒng)900中；然而，這是為了簡單且并非限制。本領(lǐng)域的技術(shù)人員 可以理解奈奎斯特濾波可以任何形式出現(xiàn)在本發(fā)明的各種實施例中。
如圖29中所示，系統(tǒng)900從前端接收機(例如，圖3中的接收機30)接 收近基帶信號60A并向數(shù)字解調(diào)器920提供數(shù)字化的近基帶信號62A。數(shù)字解 調(diào)器920的輸出提供基帶信號920A作為均衡器930的輸入。均衡器930提供 輸出930A、 930B、 930C和930D給判決導(dǎo)向控制940。 DDC 940包括減法器 942、載波偏移后置濾波器944、定時偏移后置濾波器946、乘法器948以及乘 法器950。 DDC 940提供判決導(dǎo)向同步反饋信號66A給同步910，并進(jìn)一步提 供判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74A給數(shù)字解調(diào)器920。
在一些實施例中，均衡器930是重疊均衡器。在其它實施例中，均衡器930 不具有預(yù)定義或固定的中心抽頭。均衡器930的某些實施例還包括相位跟蹤器。 從而，如下文將要更詳細(xì)地描述的那樣，在一些實施例中，輸出930A和930B 是部分均衡的信號。作為例示，在一些實施例中，均衡器輸出930A和930B是 均衡器930的FFE部分的輸出。在其它實施例中，均衡器輸出930A和930B 是均衡器的相位跟蹤器部分的輸出。在又一些實施例中，均衡器輸出930A和 930B是均衡器的判決設(shè)備的輸入信號。在還有些其它的實施例中，均衡器輸出 930A和930B是由不同源提供的。作為非限制性例子，在一些實施例中，均衡 器輸出930A還是均衡器的判決設(shè)備的輸入信號，而均衡器輸出930B是均衡器 的相位跟蹤器的輸出。
系統(tǒng)900的另一方面是類似于相位跟蹤器判決誤差信號(EpTD) 248的判 決誤差信號的導(dǎo)出。從而，在一些實施例中，均衡器輸出930C和930D分別是 均衡器930的判決設(shè)備的輸入信號和對應(yīng)于輸入信號930C的判決設(shè)備輸出。 在某些實施例中，均衡器輸出930D是判決設(shè)備的判決限幅器的輸出。在其它 實施例中，均衡器輸出930D是網(wǎng)格譯碼器的輸出。在又一些實施例中，均衡 器輸出930D是網(wǎng)格譯碼器中間級的輸出。使用一個或多個延遲元件(未示出)，系統(tǒng)900應(yīng)用本領(lǐng)域技術(shù)人員可使 用的技術(shù)來在時間上對準(zhǔn)呈現(xiàn)給減法器942的數(shù)據(jù)。從而，減法器942產(chǎn)生誤 差反饋信號942A，該信號是均衡器930的判決設(shè)備輸出與對應(yīng)的判決設(shè)備的輸 入信號的差。類似地，系統(tǒng)900也在時間上對準(zhǔn)呈現(xiàn)給乘法器948和950的輸 入。從而，乘法器948的輸入對應(yīng)于同一個基帶信號920A。同樣地，乘法器 950的輸入對應(yīng)于同一個基帶信號920A。最后，雖然圖29顯示乘法器948和 950接收相同的誤差反饋信號920A，但是，可以理解的是這是舉例而非限制。 從而，在一些實施例中，用于載波跟蹤的誤差信號以用于同步的誤差信號不同 地被計算。作為例示，在一些實施例中，用于載波跟蹤的誤差反饋信號942A 由均衡器930的限幅器形成，而用于同步的誤差反饋信號942A由均衡器930 的網(wǎng)格譯碼器輸出形成。
載波偏移后置濾波器944和定時偏移后置濾波器946分別接收均衡器輸出 930A和930B。減法器942的負(fù)和正輸入端分別接收均衡器輸出930C和930D， 并產(chǎn)生誤差反饋信號942A。乘法器948接收載波偏移后置濾波器944的輸出和 誤差反饋信號942A。乘法器948提供判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74A給環(huán)路 濾波器926。類似地，乘法器950接收定時偏移后置濾波器946的輸出和誤差 反饋信號942A。乘法器950提供判決導(dǎo)向同步反饋信號66A給環(huán)路濾波器916。
載波偏移后置濾波器944檢測存在于均衡器輸出930A的載波頻率和相位 偏移。在一些實施例中，載波偏移后置濾波器944是提供相位誤差估計的相位 誤差檢測器。在其它實施例中，載波偏移后置濾波器944是在形式和功能上類 似于相移濾波器812的移相或正交濾波器。從而，載波偏移后置濾波器944的 一些實施例包括希爾伯特濾波器或截斷的希爾伯特濾波器。在又一些實施例 中，載波偏移后置濾波器944是希望長度的FFE，其濾波器抽頭系數(shù)對于90 度相移的信道和具有預(yù)定的獲取閾值的接收機最優(yōu)化以使得濾波器輸出的均 方誤差(MMSE)最小。
作為例示，如之前關(guān)于相移濾波器812的描述，載波偏移后置濾波器944 的一些實施例是具有31個采樣長度的FIR濾波器，濾波器抽頭系數(shù)MMSE對 于VSB或15.1dB的偏移QAM接收機獲取SNR閾值最優(yōu)化。以此產(chǎn)生的濾波 器定性地如圖36B所示。載波偏移后置濾波器944的其它實施例包括對于小于15.1dB的接收機獲取SNR閾值優(yōu)化的濾波器抽頭值。載波跟蹤反饋環(huán)的至少 一個實施例包括載波偏移后置濾波器944，具有對于15dB的獲取SNR閾值優(yōu) 化的系數(shù)。在其它實施例中，載波偏移后置濾波器944導(dǎo)出其輸出端的相位誤 差估計，類似于相位跟蹤器800A、 800C、 800D和800E的實施例中所導(dǎo)出的 相位誤差估計。
乘法器948通過將載波偏移后置濾波器944的輸出乘以誤差反饋信號942A 來形成判決導(dǎo)向跟蹤反饋信號74A?？梢岳斫獾氖窃诟鞣N實施例中使用一個或 多個延遲元件以在時間上對準(zhǔn)對乘法器948的輸入。
定時偏移后置濾波器946對均衡器輸出930B進(jìn)行濾波以檢測定時或同步 偏移。在一些實施例中，定時偏移后置濾波器946是被最優(yōu)化為檢測任意小的 分?jǐn)?shù)的定時偏移的相關(guān)濾波器。在其它實施例中，定時偏移后置濾波器946將 定時超前濾波器和定時滯后濾波器的輸出相組合，其中定時超前濾波器檢測正 的定時偏移，定時滯后濾波器檢測負(fù)的定時偏移。定時偏移后置濾波器946的 其它實施例將定時超前濾波器和定時滯后濾波器的輸出相加以在定時偏移后 置濾波器946的輸出產(chǎn)生對稱的定時偏移誤差信號。定時偏移后置濾波器946 的還有些實施例對FIR濾波器的系數(shù)進(jìn)行MMSE最優(yōu)化，以在帶有白噪聲的情 況下對給定的接收機獲取閾值產(chǎn)生脈沖響應(yīng)。作為例示，在一些實施例中，濾 波器系數(shù)是通過一種包括將第一濾波器和第二濾波器的系數(shù)進(jìn)行相加的技術(shù) 導(dǎo)出的，其中第一和第二濾波器被最優(yōu)化以分別檢測超前定時偏移和滯后定時 偏移。在其它實施例中，定時偏移后置濾波器946的系數(shù)的導(dǎo)出還包括對第一 和第二濾波器的系數(shù)求平均。
在某些實施例中，定時偏移后置濾波器946的系數(shù)的導(dǎo)出包括對兩個濾波 器的系數(shù)相加或求平均。每個濾波器都進(jìn)行MMSE最優(yōu)化，以產(chǎn)生用于在SNR 小于或等于接收機獲取閾值時、在存在白噪聲的情況下檢測任意小的分?jǐn)?shù)的定 時偏移的脈沖響應(yīng)。兩個濾波器的系數(shù)被最優(yōu)化以檢測相反方向的定時偏移。 作為例示，在一些實施例中，第一濾波器被最優(yōu)化以檢測1/10th碼元定時偏移 (超前)，第二濾波器被最優(yōu)化為檢測-l/l(yh碼元定時偏移(滯后)，并且第 一和第二濾波器系數(shù)是非對稱的。隨后通過對第一和第二濾波器的系數(shù)求平均 或相加來獲得濾波器946的系數(shù)。產(chǎn)生的濾波器是對稱濾波器，如圖36A中定性地所示的那樣，它在SNR小于或等于接收機獲取閾值時在存在白噪聲的情況 下檢測任意小的分?jǐn)?shù)的定時偏移。
對第一和第二濾波器的系數(shù)相加或求平均產(chǎn)生濾波器946的系數(shù)，這些系 數(shù)是對稱且相關(guān)的超前以及滯后定時偏移。作為例示，濾波器946的一些實施 例經(jīng)MMSE最優(yōu)化，以在具有15.1dBSNR的信道中在存在白噪聲的情況下產(chǎn) 生脈沖響應(yīng)。濾波器946的還有些實施例對于1/1(^碼元定時偏移產(chǎn)生最大相 關(guān)。
定時偏移后置濾波器946的還有些實施例包括有31個采樣長度的FFE，該 FFE的濾波器抽頭系數(shù)對于VSB或15.1dB的偏移QAM接收機獲取SNR閾值 進(jìn)行MMSE最優(yōu)化。定時偏移后置濾波器946的其它實施例包括對小于15.1dB 的接收機獲取SNR閾值最優(yōu)化的濾波器抽頭值。本發(fā)明的至少一個實施例包括 對15dB的獲取SNR閾值最優(yōu)化的定時偏移后置濾波器946系數(shù)。
回到圖29，乘法器950將定時偏移后置濾波器946的輸出乘以誤差反饋信 號942A來產(chǎn)生對應(yīng)于某一接收的碼元的判決導(dǎo)向同步反饋信號66A?？梢岳?解的是在一些實施例中使用延遲元件來在時間上對準(zhǔn)對乘法器950的輸入。
由系統(tǒng)900接收到的數(shù)據(jù)被提供給A/D 912， A/D 912以由受控反饋VCXO 914支配的時鐘率對接收的近基帶信號60A進(jìn)行采樣。數(shù)字混頻器922基于受 控反饋NCO 924生成的本地載波頻率對來自A/D 912的數(shù)字化的近基帶信號 62A進(jìn)行下調(diào)制。數(shù)字混頻器922的輸出被濾波(出于簡潔的目的沒有示出) 以產(chǎn)生數(shù)字化的基帶信號920A。在一些實施例中，如圖3所示，奈奎斯特濾波 器對數(shù)字混頻器的輸出進(jìn)行濾波。本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解也可以使用其它濾 波器對數(shù)字混頻器922的輸出進(jìn)行濾波?；氐綀D29，均衡器930接收數(shù)字化的 基帶信號920A并從其上去除任何殘留信道失真以及多徑干擾。均衡器930的 一些實施例還包括相位跟蹤器以去除殘留的載波相位誤差。
如下所述，根據(jù)系統(tǒng)900的運行狀態(tài)，同步910的操作由非相干同步反饋 信號64A或判決導(dǎo)向同步反饋信號66A進(jìn)行選擇性地支配。類似地，根據(jù)系統(tǒng) 900的運行狀態(tài)，數(shù)字解調(diào)器920的操作由非相干載波跟蹤反饋信號72A或判 決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74A選擇性地支配。
NCC 950接收數(shù)字混頻器922的輸出，并導(dǎo)出非相干同步反饋信號64A和載波跟蹤反饋信號72A。NCC 950以通過被引用而結(jié)合在此的共同待批的申請: 美國申請序列號10/408,053和美國申請序列號10/407,634中所描述的方式，使 用上奈奎斯特斜率和下奈奎斯特斜率上的導(dǎo)頻信號和冗余信息的組合，來導(dǎo)出 非相干載波跟蹤反饋信號72A和非相干同步反饋信號64A。通過NCC 950對這 些信號的導(dǎo)出較佳地不依賴于均衡器930的輸出。
如前所述，均衡器930向減法器942提供均衡輸出930C和930D，減法器 942形成誤差反饋信號942A。均衡器930還向載波偏移后置濾波器944提供均 衡器輸出930A。載波偏移后置濾波器944對均衡器輸出930A進(jìn)行濾波以檢測 載波頻率或相位誤差。乘法器948通過將載波偏移后置濾波器944的輸出乘以 誤差反饋信號942A來形成判決導(dǎo)向跟蹤反饋信號74A。類似地，定時偏移后 置濾波器946對均衡器輸出930B進(jìn)行濾波以檢測定時和同步誤差，隨后乘法 器950通過將定時偏移后置濾波器944的輸出乘以誤差反饋信號942A來形成 判決導(dǎo)向同步反饋信號66A。如前所述，可以理解的是在圖29中沒有示出的延 遲被設(shè)置在各種信號路徑中以在時間上對準(zhǔn)各信號，這樣，誤差反饋信號942A 分別對應(yīng)于載波偏移后置濾波器944以及定時偏移后置濾波器946的輸出。
通過將非相干載波跟蹤反饋信號72A和判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74A反 饋給環(huán)路濾波器926，形成控制數(shù)字解調(diào)器920的反饋環(huán)路。如下文所述，根 據(jù)系統(tǒng)900的運行狀態(tài)，控制系統(tǒng)954選擇性地控制環(huán)路濾波器926來使用非 相干載波跟蹤反饋信號72A或判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74A。環(huán)路濾波器926 對所選擇的反饋信號進(jìn)行濾波并向NCO 924提供控制信號。NCO 924向數(shù)字混 頻器922提供本地載波的數(shù)字表示以對數(shù)字化的近基帶信號62A進(jìn)行下調(diào)制。 在一些實施例中，環(huán)路濾波器926對所選擇的反饋信號進(jìn)行低通濾波。在其它 實施例中，環(huán)路濾波器926對所選擇的反饋信號進(jìn)行積分，并隨后對積分輸出 進(jìn)行低通濾波。作為例示，在某些實施例中，所選擇的反饋信號在被低通濾波 并被提供給NC0 924之前通過理想積分器。在某些其它實施例中，所選擇的反 饋信號在被低通濾波并被提供給NC0 924之前通過"漏"積分器。
類似地，通過將非相干同步反饋信號64A和判決導(dǎo)向同步反饋信號66A反 饋給環(huán)路濾波器916，形成控制同步910的反饋環(huán)路。如下文所述，根據(jù)系統(tǒng) 900的運行狀態(tài)，控制系統(tǒng)970選擇性地控制環(huán)路濾波器916來使用非相干同
65步反饋信號64A或判決導(dǎo)向同步反饋信號66A。環(huán)路濾波器916對所選擇的反 饋信號進(jìn)行濾波并向VCXO 914提供控制信號。A/D 912從VCXO 914接收受 控反饋采樣時鐘，這使得均衡器930輸出中的同步引入的誤差最小。
系統(tǒng)900的另一個實施例(通過繼續(xù)參考圖29的系統(tǒng)，其操作示于圖30 中)包括用于控制均衡器最優(yōu)化處理操作以及同步和解調(diào)控制反饋環(huán)路的系統(tǒng) 1000。在IOIO，"初始化獲取模式"，控制系統(tǒng)954初始化系統(tǒng)卯0。均衡器 930還沒有運行。均衡器的相位跟蹤器和CDEU還沒有發(fā)揮功能或保持在復(fù)位 狀態(tài)。NCC 950是運行的?？刂葡到y(tǒng)954將同步器910和數(shù)字解調(diào)器920設(shè)置 在獲取模式并選擇性地控制環(huán)路濾波器916和環(huán)路濾波器926來選擇NCC 950 的非相干同步反饋信號64A和非相干載波跟蹤反饋信號72A。經(jīng)過一段時間后， 控制系統(tǒng)954從VCXO鎖定102和NCO鎖定104接收肯定聲明同步910和 數(shù)字解調(diào)器920被鎖定至進(jìn)入的信號。在聲明VCXO鎖定和BCO鎖定后，控 制系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運行從狀態(tài)1010轉(zhuǎn)換為1012。
在1012，"計算信道延遲估計"，控制系統(tǒng)954打開均衡器930的CDEU 部分。均衡器930的其它部分仍為非運行的?？刂葡到y(tǒng)954繼續(xù)將同步910和 數(shù)字解調(diào)器920保持在獲取模式。NCC 950的非相干反饋信號繼續(xù)管理系統(tǒng)900 的同步和解調(diào)操作。 一旦均衡器930的CDEU部分計算出信道延遲估計并確定 FFE輸出上的段同步和幀同步的期望定時，控制系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運行從 狀態(tài)1012轉(zhuǎn)換為1014。
在1014，"均衡器使用段同步進(jìn)行訓(xùn)練"，控制系統(tǒng)954啟用均衡器930 的FFE部分，并將均衡器930的DFE部分設(shè)置為IIR模式。在IIR模式中， DFE從均衡器930的判決設(shè)備中接收限幅數(shù)據(jù)。在那些帶有相位跟蹤器的實施 例中，相位跟蹤器被配置為旁通模式。控制系統(tǒng)954使用段同步作為訓(xùn)練信號 以適配FFE系數(shù)。在控制系統(tǒng)954從字段/幀同步98中接收到關(guān)于檢測到字段 /幀同步的至少一個肯定指示后，控制系統(tǒng)954將系統(tǒng)卯0的運行從狀態(tài)1014 轉(zhuǎn)換為1016。然而，在一些實施例中，系統(tǒng)卯O包括超時特征，由此，當(dāng)接收 到非足夠數(shù)量的字段/幀同步指示以指示向適當(dāng)?shù)剡m配均衡器系數(shù)進(jìn)展時，控制 系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運行從狀態(tài)1012返回至1010。
在一些實施例中，段同步來自均衡器930的CDEU。在其它實施例中，當(dāng)CDEU根據(jù)進(jìn)入信號與字段/幀同步序列的相關(guān)來計算信道延遲估計時，幀同步 信號來自均衡器930的CDEU。另外，均衡器930的一部分基于衡器的中間經(jīng) 均衡的信號或均衡器輸出生成幀同步(類似于圖5的中間經(jīng)均衡的信號90或 均衡器輸出88)。
在1016，"均衡器使用段同步以及字段/幀同步進(jìn)行訓(xùn)練"，控制系統(tǒng)954 使用字段/幀同步和段同步作為訓(xùn)練信號導(dǎo)出均衡器930的FFE部分的系數(shù)。 均衡器930的DFE部分繼續(xù)運行在IIR模式。類似地，均衡器930的相位跟蹤 部分繼續(xù)運行在旁通模式。控制系統(tǒng)954監(jiān)視字段/幀同步98和SNR 100，并 且當(dāng)所測得的信號有大于預(yù)定的RCA—ENB閾值的估計SNR時，將系統(tǒng)900 的運行從狀態(tài)1016轉(zhuǎn)換為1018。然而，如果控制系統(tǒng)954檢測到字段/幀同步 指示的丟失時，控制系統(tǒng)954則改為將系統(tǒng)900的運行從狀態(tài)1016轉(zhuǎn)換為1010。
在1018，"均衡器在RCA模式下進(jìn)行訓(xùn)練"，控制系統(tǒng)954啟用系統(tǒng)900 的均衡器的DFE部分?？刂葡到y(tǒng)954在所接收的數(shù)據(jù)上使用基于RCA的LMS 算法來適配FFE和DFE系數(shù)。在其它實施例中，控制系統(tǒng)54還包括將所接收 的同步信號與控制系統(tǒng)54所產(chǎn)生的同步信號進(jìn)行比較的技術(shù)。在其它實施例 中，控制系統(tǒng)54基于取決于系統(tǒng)性能或運行狀態(tài)的適配技術(shù)來加權(quán)RCA和同 步信號的效果。當(dāng)所測得的信號有超過預(yù)定的判決導(dǎo)向閾值(如，12dB)的估 計SNR時，控制系統(tǒng)954將系統(tǒng)卯0的運行從狀態(tài)1018轉(zhuǎn)換為1020。相反， 如果估計SNR落在預(yù)定的Return—Sync—Tranining閾值(如，6dB)以下，則控 制系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運行從狀態(tài)1018傳遞至1016。類似地，如果控制系 統(tǒng)954檢測到字段/幀同步指示的丟失時，控制系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運行從狀 態(tài)1018轉(zhuǎn)換為1010。
在1020，"判決導(dǎo)向模式"，控制系統(tǒng)954在所接收的數(shù)據(jù)和同步信號上 使用判決導(dǎo)向LMS技術(shù)來適配FFE和DFE系數(shù)。此外，控制系統(tǒng)954選擇性 地控制環(huán)路濾波器916和環(huán)路濾波器926來分別選擇判決導(dǎo)向同步反饋信號 66A和判決導(dǎo)向載波跟蹤信號74A。只要估計SNR保持在預(yù)定的 RETURN—RCA一MODE閾值之上，控制系統(tǒng)954就將系統(tǒng)900的運行保持在 1020，但如果估計SNR降低至RETURN一RCA—MODE閾值以下，則控制系統(tǒng) 954就將系統(tǒng)900的運行從狀態(tài)1020傳遞至1018。如果控制系統(tǒng)954檢測到字段/幀同步指示的丟失時，控制系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運行從狀態(tài)1020轉(zhuǎn)換 為1010。
系統(tǒng)900的另一個實施例，示為圖31的系統(tǒng)卯0A，包括用于將判決導(dǎo)向 相位跟蹤環(huán)路和載波跟蹤反饋環(huán)路進(jìn)行相互關(guān)聯(lián)的組件。系統(tǒng)900A形式和功 能上類似于圖27中的均衡器200A，其包括相位跟蹤器800E?？梢岳斫獾氖窍?統(tǒng)900A的其它實施例使用相位跟蹤器800的其它實施例。然而，系統(tǒng)900A還 包括解調(diào)器920，解調(diào)器920接收數(shù)字化的近基帶信號62A并將數(shù)字化的基帶 信號920A作為輸入提供給FFE 210。環(huán)路濾波器926從積分器816接收相位校 正信號^ (74B)，而在系統(tǒng)卯O中，環(huán)路濾波器926接收判決導(dǎo)向載波跟蹤反 饋信號74A (見圖29)。
系統(tǒng)900A將判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋和判決導(dǎo)向相位誤差信號耦合。積分 器816的輸出是類似于判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74A的判決導(dǎo)向相位誤差信 號843。在一些實施例中，判決導(dǎo)向相位誤差信號843和判決導(dǎo)向載波跟蹤反 饋信號74A是等價的。積分器816對鑒相器841的輸出上的判決導(dǎo)向相位誤差 信號843進(jìn)行積分以提供相位校正信號^ (74B)。鑒相器841可被實現(xiàn)為任何 本領(lǐng)域技術(shù)人員己知的形式；例如，圖23 — 28中所示的任何方法都可使用。 例如，可通過圖27的相移濾波器840和乘法器822實現(xiàn)鑒相器841。環(huán)路濾波 器926進(jìn)一步對相位校正信號S進(jìn)行低通濾波并向NC0 924提供控制信號。這 有效地連接了相位跟蹤器反饋環(huán)路和載波跟蹤環(huán)路。因此，旋轉(zhuǎn)器814對由載 波跟蹤誤差產(chǎn)生的更多的瞬時相位誤差進(jìn)行校正，同時，數(shù)字解調(diào)器920導(dǎo)出 長期載波跟蹤誤差。此外，相位跟蹤器和數(shù)字解調(diào)器反饋環(huán)路的交互確保相位 跟蹤器運行不飽和。此外，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解的是相似的技術(shù)可結(jié)合上 文所述的其它相位跟蹤器實施例。
在系統(tǒng)900的某些其它實施例中，如圖32所示的系統(tǒng)900B，判決導(dǎo)向載 波跟蹤和相位跟蹤反饋環(huán)路是相互關(guān)聯(lián)的。系統(tǒng)900B在形式和功能上類似與 圖31的系統(tǒng)900A并包括圖27中的帶有相位跟蹤器800E和數(shù)字解調(diào)器920的 均衡器200A。數(shù)字解調(diào)器920接收數(shù)字化的近基帶信號62A并將數(shù)字化的基 帶信號920A作為輸入提供給FFE210。然而，來自鑒相器841的輸出的判決導(dǎo) 向相位誤差信號843 (積分器816的輸入)取代了來自積分器816的輸出的相位校正信號e被用作為判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74B'。環(huán)路濾波器926接收 鑒相器841的輸出并對其進(jìn)行低通濾波，以向NC0 924提供控制信號。這有效 地連接了相位跟蹤器反饋和載波跟蹤環(huán)路。因此，旋轉(zhuǎn)器814對由載波跟蹤誤 差產(chǎn)生的更多的瞬時相位誤差進(jìn)行校正，同時，數(shù)字解調(diào)器920導(dǎo)出長期載波 跟蹤誤差。相位跟蹤器和數(shù)字解調(diào)器反饋環(huán)路的交互允許載波跟蹤反饋環(huán)路對 可能的相位跟蹤器飽和進(jìn)行補償。本領(lǐng)域技術(shù)人員能夠在不做出過度實驗的情 況下將該技術(shù)用于上文所述的其它相位跟蹤器實施例。
還有系統(tǒng)900的其它實施例，如圖33所示的系統(tǒng)900C，使用均衡器判決 設(shè)備的輸出來導(dǎo)出載波跟蹤反饋信號74C以及同步反饋信號66C。系統(tǒng)900C 在形式和功能上類似于系統(tǒng)卯0，除了將判決導(dǎo)向控制(DDC) 940替換為判 決導(dǎo)向控制940C。均衡器930將經(jīng)均衡的輸出930E和網(wǎng)格譯碼器輸出930F 作為輸入提供給DDC 940C。
判決導(dǎo)向控制940C將判決導(dǎo)向同步反饋信號66C代替判決導(dǎo)向同步反饋 信號66A提供給同步器910。判決導(dǎo)向控制940C將判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信 號74C代替判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74A(見圖29)提供給數(shù)字解調(diào)器920。
判決導(dǎo)向控制940C包括脈沖整形濾波器960和962、共軛964、延遲線966、 雙碼元時鐘延遲968、減法器970、單碼元時鐘延遲972、復(fù)數(shù)乘法器974以及 復(fù)數(shù)乘法器976。濾波器960接收經(jīng)均衡的輸出930E并向延遲線966提供復(fù)數(shù) 信號輸出Y(n+nQ)，其中n。是均衡器930的網(wǎng)格譯碼器和共軛964引入的碼元 時鐘延遲。延遲線966引入n。碼元時鐘延遲并將Y(n)作為輸出提供給雙碼元時 鐘延遲968、減法器970的正輸入端以及復(fù)數(shù)乘法器976。雙碼元時鐘延遲968 引入額外的雙碼元時鐘延遲并將Y(n-2)提供給減法器970。類似地，脈沖整形 濾波器962接收網(wǎng)格譯碼器輸出930F并將復(fù)數(shù)信號輸出A(n)提供給共軛964。 可以理解的是在一些實施例中，脈沖整形濾波器962和共軛964的功能被組合 在一起。共軛964將A、n)提供給單碼元時鐘延遲972，單碼元時鐘延遲972經(jīng) 一個碼元時鐘延遲的輸出A、n-1)作為輸入提供給復(fù)數(shù)乘法器974。共軛964還 將A、n)提供給復(fù)數(shù)乘法器976。
脈沖整形濾波器960接收沒有經(jīng)過糾錯的均衡器判決限幅器輸出。脈沖整 形濾波器960提供判決限幅器輸出的復(fù)數(shù)值形式的同相/正交對表示Y(n+n。)=Is(n+n())+jQs(n+nQ)。 Is(n+no)是脈沖整形濾波器960的實值輸入的延遲 形式。Qs(n+n。)是脈沖整形濾波器960的實值輸入的卯度相移或正交濾波后的 輸出。
類似地，脈沖整形濾波器962從均衡器930中的網(wǎng)格譯碼器接收均衡器判 決限幅器輸出的校正形式。脈沖整形濾波器962提供判決限幅器輸出的復(fù)數(shù)值 形式的同相/正交對表示A(n)=IT(n)+jQT(n)。 lT(n)是脈沖整形濾波器962的實 值輸入的延遲形式。QT(n)是脈沖整形濾波器962的實值輸入的90度相移或正 交濾波后的輸出。
在一些實施例中，脈沖整形濾波器960和962都類似于希耳伯特變換濾波 器，并包括相移或正交濾波器以產(chǎn)生復(fù)數(shù)對Qs(n)和QT(n)的正交部分，并且包 括延遲線以分別提供實值輸出Is(n)和lT(n)。在一些實施例中，相移或正交濾波 器形式和功能上類似于上述關(guān)于圖23 — 28所討論的相移濾波器812。
延遲線966補償均衡輸出930E與網(wǎng)格譯碼器輸出930F和共軛964之間的 傳播延遲"。。這樣，延遲線966的輸出Y(n)^s(n)+jQs(n)以及共軛964的輸出 A、n^lT(n)-jQT(n)在實踐上與同一判決限幅器輸出相關(guān)。減法器970的輸出是 差值Y(n)-Y(n-2)并且與共軛964的經(jīng)一個碼元時鐘延遲的輸出A、n-1)相乘。 這實際上是基于前一和下一譯碼碼元的經(jīng)校正的判決限幅器輸出的投影，并表 示了同步相關(guān)的ISI。乘法器974的輸出F66C的實部是被提供給環(huán)路濾波器916 的判決導(dǎo)向同步反饋信號66C:
F66C=IT(n-l).[Is(n)-Is(n-2)]+QT(n-l)'[Qs(n)-Qs(n-2)]
在一些實施例中，環(huán)路濾波器916對判決導(dǎo)向同步反饋信號66C求積分并 隨后對其低通濾波以產(chǎn)生控制信號來管理NC0 924的運行。在其它實施例中， 環(huán)路濾波器916僅僅對判決導(dǎo)向同步反饋信號66C進(jìn)行低通濾波以產(chǎn)生控制信 號來管理NCO 924的運行。
類似地，乘法器976執(zhí)行復(fù)數(shù)乘法運算。乘法器976的輸出F74c的虛部是 在輸出到環(huán)路濾波器926的F74c-lT(n》Qs(n)-QT(n》Is(n)上提供的判決導(dǎo)向載波 反饋信號74C。
在一些實施例中，環(huán)路濾波器926對判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74C求積 分并隨后對其低通濾波以產(chǎn)生控制信號來管理VCXO 914的運行。在其它實施
70例中，環(huán)路濾波器926僅僅對判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號74C進(jìn)行低通濾波以 產(chǎn)生控制信號來管理VCXO 914的運行。
還有系統(tǒng)900的其它實施例，如圖34所示的系統(tǒng)卯0D，使用均衡器的判 決設(shè)備的輸出來導(dǎo)出判決導(dǎo)向同步反饋信號66D。功能上，系統(tǒng)900D在形式 和功能上類似于系統(tǒng)900，除了將判決導(dǎo)向控制940替換為判決導(dǎo)向控制940D。 如圖34所示，系統(tǒng)900D類似于系統(tǒng)900C也生成判決導(dǎo)向同步反饋信號74C。 然而，在系統(tǒng)900D中，延遲線966向單碼元時鐘延遲972提供輸出，而在系 統(tǒng)900C中延遲線966接收共軛964的輸出。類似地，在系統(tǒng)卯OD中，雙碼元 時鐘延遲968和減法器970的正輸入端接收共軛964的輸出，而在系統(tǒng)900C 中延遲線966向雙碼元時鐘延遲968和減法器970的正輸入端提供輸出。
類似于系統(tǒng)卯OC，脈沖整形濾波器960從均衡器930接收沒有經(jīng)過糾錯的 經(jīng)均衡的輸出930E。脈沖整形濾波器960提供判決限幅器輸出的復(fù)數(shù)值形式的 同相/正交對表示Y(n+n。)=Is(n+nQ)+jQs(n+nQ)。如前所述，Is(n+n。)是到脈沖整 形濾波器960的實值輸入的延遲形式，而Qs(n+n。)是脈沖整形濾波器960的實 值輸入的90度相移或正交濾波后的輸出。延遲線966對均衡器930的網(wǎng)格譯 碼器和共軛964引入的延遲進(jìn)行補償，并將判決設(shè)備判決限幅器輸出的延遲的 復(fù)數(shù)表示提供給單碼元時鐘延遲972和乘法器976的輸入。單碼元時鐘延遲972 的輸出提供了延遲線966的輸出和乘法器974的輸入之間的額外的碼元時鐘延 遲。
脈沖整形濾波器962形式和功能上類似于脈沖整形濾波器960并接收均衡 器930的網(wǎng)格譯碼器輸出930F。脈沖整形濾波器962將網(wǎng)格譯碼器輸出的復(fù)數(shù) 表示提供給共軛964。共軛964將所接收的輸入的共軛提供給乘法器976、雙 碼元時鐘延遲968以及減法器970的正輸入端。雙碼元時鐘延遲968將共軛964 輸出的經(jīng)雙碼元時鐘延遲提供給減法器970的負(fù)輸入端。乘法器974接收減法 器970的輸出。乘法器974執(zhí)行對所接收的輸入的復(fù)數(shù)乘法并在輸出產(chǎn)生實分 量F66D作為判決導(dǎo)向同步反饋信號66D:
F66D=Is(n-1). [IT(n)-IT(n-2)]+Qs(n-1). [Qs(n)-Qs(n-2)]
雖然沒有示出，但類似于系統(tǒng)卯OC,系統(tǒng)卯OD將判決導(dǎo)向同步反饋信號 F66D提供給環(huán)路濾波器916，環(huán)路濾波器916對判決導(dǎo)向同步反饋信號66D求積分并對其進(jìn)行低通濾波以產(chǎn)生控制信號來管理VCXO 914的運行。在系統(tǒng) 900D的其它實施例中，環(huán)路濾波器916僅僅對判決導(dǎo)向同步反饋信號66D進(jìn) 行低通濾波以產(chǎn)生控制信號來管理VCXO 914的運行。
還有系統(tǒng)900的其它實施例，繼續(xù)參考圖33的系統(tǒng)900C,圖35示出系統(tǒng) 900E，使用均衡器930的輸出來導(dǎo)出判決導(dǎo)向同步反饋信號66E。功能上，系 統(tǒng)900E在形式和功能上類似于系統(tǒng)900C和卯0D，除了在提供給圖33所示的 環(huán)路濾波器916的判決導(dǎo)向同步反饋信號66E的形成上有所不同。如圖35所 示，系統(tǒng)900E包括均衡器930、延遲線966、雙碼元時鐘延遲968、減法器970、 乘法器974、乘法器976、四碼元時鐘延遲978、雙碼元時鐘延遲980、四碼元 時鐘延遲982、減法器984，以及減法器986。
均衡器930將經(jīng)均衡的輸出930E (也稱為Y(n+na))提供給延遲線966。 延遲線966引入na碼元時鐘延遲以對均衡器930的網(wǎng)格譯碼器的延遲做出補 償。延遲線966將Y(n)作為輸出提供給雙碼元時鐘延遲968、減法器970的正 輸入以及四碼元時鐘延遲978。四碼元時鐘延遲978引入額外的四碼元時鐘延 遲并將Y(n-4)提供給減法器970的負(fù)輸入。減法器970將差信號Y(n)-Y(n-4) 提供給乘法器974。
網(wǎng)格譯碼器輸出930F(在下文也稱為A(n))被提供給雙碼元時鐘延遲980、 四碼元時鐘延遲982和減法器984的正輸入。四碼元時鐘延遲982將網(wǎng)格譯碼 器輸出930F的四碼元時鐘延遲副本A(n-4)提供給減法器984的負(fù)輸入。
乘法器976從雙碼元時鐘延遲968接收Y(n-2)并從減法器984接收差 A(n)-A(n-4)。乘法器976將乘積Y(n-2)[A(n)-A(n-4)]提供給減法器986的正輸 入。類似地，乘法器974從減法器970接收差Y(n)-Y(n-4)并從雙碼元時鐘延 遲980接收A(n-2)。乘法器974將乘積A(n-2)[Y(n)-Y(n-4)]提供給減法器986 的負(fù)輸入。減法器986的輸出導(dǎo)出判決導(dǎo)向同步控制信號
F66E= Y(n-2)[A(n)-A(n-4)]-A(n-2)[Y(n)-Y(n-4)]
在一些實施例中，在每次均衡器適配過程的開始時計算一次CDE估計， 例如，每當(dāng)接收器被調(diào)諧至不同的信號源時。在其它實施例中，按照進(jìn)行中的 過程來重新計算CDE估計，以在信道條件變化時尋找到最佳虛中心位置。根 據(jù)更新的虛中心位置，在維持系統(tǒng)的完整性的同時通過在一段時間上緩慢改變采樣時鐘頻率或重新定位訓(xùn)練信號來移位虛中心。
如圖37所示，系統(tǒng)20的另一個實施例是相關(guān)導(dǎo)向控制(CDC) 1100。類 似圖14的CDEU 230C， CDC 1100包括碼元計數(shù)器316、段計數(shù)器318、相關(guān) 器510和512、大小計算器392A、相關(guān)緩沖器514A、閾值檢測器516A、控制 器520和存儲器530。 CDC 1100還包括質(zhì)心加權(quán)函數(shù)(CWF) 1102、開關(guān)1104、 1106和1108、濾波器1110，以及加法器1120。
雖然沒有示出，但是控制器520還包括對CDC IIOO的諸元件的配置和控 制接口。例如，這包括復(fù)位和使能信號、讀寫寄存器的能力、發(fā)送和接收來往 于其它元件或在其它元件之間的指示的設(shè)備。CDC 1100的一些實施例還包括 質(zhì)心估計器，其在形式和功能上類似于前文圖14所述的質(zhì)心估計器340A。
相關(guān)導(dǎo)向控制1100接收經(jīng)濾波的基帶信號IF 76和QF 78并分別作為相關(guān) 器510和512的輸入。在一些實施例中，CDC 1100造用于接收If和Qf的雙倍 時間(2x)過采樣表示。在其它實施例中，CDC1100適用于接收lF和Qp的碼 元率表示。還有CDC IIOO的其它實施例適用于輸入信號的其它過采樣表示。 相關(guān)器510和512運行在If和Qp上以產(chǎn)生幀同步相關(guān)信號SCV,(O和SCVq(O， SCVKO和SCVQ(0被提供給大小計算器392A。類似于大小計算器392，大小計 算器392A計算MAGFs(0。在一些實施例中，MAGfs(0』CV'(" + ^Vq(01 。在 其它實施例中，MAGwOSev'^) + SeV^')。大小計算器392A的輸出是幀同 步相關(guān)大小FSCM(O。在一些實施例中，F(xiàn)SCM(O就是MAGFS")。在其它實施 例中，大小計算器392A對MAGFs(0進(jìn)行低通濾波以產(chǎn)生FSCM(0。相關(guān)緩沖
器514A和閾值檢測器516A從大小計算器392A接收MAGps(0。例如， 一些 接收If和Qf的2x過采樣表示的大小計算器392A的實施例包括三抽頭FIR濾 波器。這允許FIR濾波器無視采樣階段而捕捉單個字段/幀同步相關(guān)脈沖的大部 分功率。抽頭數(shù)和濾波器復(fù)雜程度基于過采樣率和降噪的需要。
相關(guān)緩沖器514A被縮放成接收大小計算器392A所產(chǎn)生的采樣。例如，在 一些實施例中，相關(guān)緩沖器514A被縮放成接收FSCM(0的2049個值。還有其 它實施例包括1025個FSCM(O采樣?？梢岳斫獾氖?， 一些實施例的相關(guān)緩沖 器514A被縮放成與微小間隔間隔的釆樣接口 ?？刂破?20與存儲器530對接， 并從碼元計數(shù)器316和段計數(shù)器318分別接收SC和SEGCNT的值。如上文實施例所述，控制器520還提供信道延遲估計84并連接到控制系統(tǒng)54(見圖3)。 類似于圖14的CDEU 230C,系統(tǒng)1100檢測存在于所接收的信號中的幀/ 字段同步的位置。如下文詳細(xì)描述的那樣，閾值檢測器516A接收FSCM(0值
并將它們與檢測閾值Tdet迸行比狡，閾值tdet是用于在進(jìn)入的數(shù)據(jù)流中檢測
幀同步序列的最小FSCM(z')值。當(dāng)檢測到幀同步序列時，控制器520分配值 WINCENT^',FSYM^SC,以及FSEG=SEGCNT?？刂破?20隨后計算搜索窗口 變量WINSTART和WINEND，搜索窗口變量WINSTART和WINEND對應(yīng)于 相關(guān)緩沖器514A中期望的窗口的最初和最后的存儲器單元。
最終，類似于尋找圖17所示的區(qū)域Gmax、 GpKE和GposT，控制器520在 WINSTART和WINEND所定義的窗口中定義區(qū)域Ro、 &和R2。作為非限制 性示例，如圖38A所示，Po、 P,和P2對應(yīng)于在各自區(qū)域R。、 R,和R2中帶有最 大同步相關(guān)值或功率的重影信號。Po、 P,和P2各自位于索引IQ、 L和l2。在一 些實施例中，Ro、 Ri和R2跨WINSTART和WINEND之間的整個窗口。在其 它實施例中，如圖38A中所示，R。、 R,和R2僅僅跨窗口的一部分。如圖38A 中所示，窗口 Wfs跨2M+1個碼元時間，在Po的碼元時間之前和之后都有M 個碼元時間。這使得CDC 1100選擇第一個最大值FSCM('')作為PQ。還有其它 實施例重新配置閾值檢測器516A來定位FSCM(O^Po。結(jié)果，CDC1100選擇 整個窗口跨度中的最后一個最大值FSCM(O作為Po。
在定位初始PO后，控制器520重新配置閾值檢測器516A來定位 FSCM(0>P()。如果閾值檢測器516A檢測到FSCM(0>Po，控制器520通過設(shè)置 WINCENT-" FSYM=SC、 FSEG=SEGCNT、 P0= FSCM(O以及Imax"來重新定 位搜索窗口的中心。控制器520隨后重新計算WINSTART和WINEND的值。 該處理繼續(xù)直到^WINEND為止?？刂破?20根據(jù)WINCENT的最終值選擇區(qū) 域Ro、 &和112?？刂破?20隨后搜索相關(guān)緩沖器514A來尋找區(qū)域R,和R2中
各自的區(qū)域最大值P,和P2。
質(zhì)心加權(quán)函數(shù)1102從相關(guān)緩沖器514A接收FSCM(O并計算加權(quán)平均以驅(qū)
動濾波器1110。在一些實施例中，CWF 1102使用與Po、P!和P2相關(guān)聯(lián)的FSCM(0
值；CWF 1102隨后輸出
，，=JXw(/).度M(/)在其它實施例中，CWF 1102計算區(qū)域Ro、 Rt和R2中所有相關(guān)值的加權(quán)平均。
<formula>formula see original document page 75</formula>
如圖38B所示，窗函數(shù)FcwO)的一個實施例是一組分段線性斜坡函數(shù)。
Fcw(O的其它實施例是定義為在區(qū)域RQ、 Ri和R2之外有零值的奇函數(shù)。 一些 實施例在區(qū)域Ro、 Ri和R2之內(nèi)有零值。如圖38C中所示，CDC 1100的一些 實施例包括基于窗口化的正弦函數(shù)的Fcw(O。
質(zhì)心加權(quán)函數(shù)1102向開關(guān)1104的第一輸入提供CWFout。開關(guān)1104的第 二輸入接收數(shù)字零。開關(guān)1106的第一和第二輸入分別接收數(shù)字零和開關(guān)1108 的輸出(SLEW)?？刂破?20向開關(guān)1104和1106提供控制信號SLEW ENABLE 1112。聲明SLEW ENABLE 1112就選擇了開關(guān)1104和1106的第二輸入。這 允許控制器520通過選擇開關(guān)1114的輸出來控制VCXO的輸出。否則，開關(guān) 1104和1106分別向濾波器1U0的輸入和加法器1120提供CWFout和數(shù)字零。
開關(guān)1108接收偏移值+FoFFSET 1116和-Foffset 1118。在一些實施例中，如果確 定需要更大的值，可以通過控制器520中的積分器動態(tài)增大FoFFSET。在其它實 施例中，在此積分器上有限制以將FoFFSET保持在最大值之下。來自控制器520
的信號SLEW CONTROL 1114選擇被提供給開關(guān)1106的第二輸入的SLEW的 值?？刂破?20通過選擇+FoFFSET 1116或-Fqffset 1118回轉(zhuǎn)(slew) VCXO的 輸出頻率。開關(guān)1104提供輸出給濾波器1110。濾波器1110和開關(guān)1106向加 法器1120提供輸入，加法器1120產(chǎn)生VCXOCONTROL 1140。
在一些實施例中，濾波器1110是低通濾波器。例如， 一些濾波器1U0的 實施例被配置為超前滯后濾波器。如圖37中所示，濾波器1110包括標(biāo)量1122、 1124和1126、加法器1128禾t] 1130、以及延遲元件1132。標(biāo)量1122和1124 都接收開關(guān)U04的輸出作為輸入。標(biāo)量1122將所接收的輸入乘以標(biāo)量值Cl 并將輸出提供給加法器1130。延遲元件1132接收加法器1130的輸出并將 (FL0W)提供給加法器1130。 FLow表示相對于所接收的信號時基的VCXO頻 率偏移的低頻分量。在一些實施例中，F(xiàn)u)w在每個字段/幀同步周期被更新。 在其它實施例中，如下文所述，F(xiàn)u)w在每個段同步周期被更新。標(biāo)量1124將 開關(guān)1104的輸出乘以標(biāo)量值C2。加法器1128接收標(biāo)量1124和加法器1130的輸出。標(biāo)量1126將加法器1128的輸出乘以標(biāo)量值C3并將輸出提供給加法 器1120。
如圖37中所示，開關(guān)1104和1106形成由控制器520信號SLEW ENABLE u12選擇性控制的雙極雙擲結(jié)構(gòu)。當(dāng)沒有聲明SLEW ENABLE信號1112時， 濾波器1110接收CWFouT，并且濾波器傳遞函數(shù)為H(z)-qfc(l + Z力+ C2;i。這 樣，vcxocontrol=c3[(c1+c2)cwfout+flow]，其中flow是存儲在延遲元件1132 中的系統(tǒng)的低頻VCXO偏移。
當(dāng)使能SLEW ENABLE信號1112時，加法器1120的輸出為 VCX0CONTROL=C3FLOW+SLEW，其中SLEW等于+F。ffset或-Foffset。延遲元件 1132的輸出Fww在聲明SLEW ENABLE信號1112時保持不變。這保存了低 頻偏移信息直到SLEW ENABLE 1112被解除聲明為止。
如圖39中所示，系統(tǒng)20的一個實施例(包括相關(guān)導(dǎo)向同步控制環(huán)路1150) 含有同步910A、解調(diào)器920以及相關(guān)導(dǎo)向控制(CDC) 1100。同步910A類似 于前文實施例中所述的系統(tǒng)900的同步910;但是同步910A包括環(huán)路濾波器 916A而不是環(huán)路濾波器916。
如圖39中所示，相關(guān)導(dǎo)向同步控制環(huán)路1150的一些實施例包括CDC 1100， CDC 1100接收If和Qf，而其它實施例(類似于圖6的CDEU230A或圖41的 CDC 1250)僅僅接收Ip?；氐綀D39，環(huán)路濾波器916A含有三個反饋輸入。類 似于環(huán)路濾波器916，環(huán)路濾波器916A接收非相干同步反饋信號64和判決導(dǎo) 向同步反饋信號66。環(huán)路濾波器916A還包括用于從CDC 1100接收 VCXOccwtkol的接口。環(huán)路濾波器916A也包括用于在各種被提供給它的輸入 的反饋控制信號之間切換的設(shè)備和技術(shù)。環(huán)路濾波器916A的一些實施例也包 括用于對所接收的反饋控制信號進(jìn)行加權(quán)的技術(shù)。例如，環(huán)路濾波器916A的 一些實施例基于系統(tǒng)20的運行狀態(tài)對判決導(dǎo)向同步反饋信號66和 VCXOCONTROl之間的轉(zhuǎn)變使用加權(quán)平均。
如圖39中所示，同步器910A接收模擬近基帶信號60并向解調(diào)器和奈奎 斯特濾波器塊920提供數(shù)字化的近基帶信號62。解調(diào)器和奈奎斯特濾波器塊 920向CDC 1100提供If76。在一些實施例中解調(diào)器921還向CDC 1100提供 QF78。CDC 1100產(chǎn)生VCXOcoNTROL作為輸入給環(huán)路濾波器916A。環(huán)路濾波器 916A對所接收的控制信號進(jìn)行濾波并向VCXO 914提供控制信號。A/D 912接 收由VCXO 914生成的時鐘并對所接收的模擬近基帶信號60進(jìn)行采樣。系統(tǒng) 20的一些實施例只依靠CDC 1100來向同步910A提供控制反饋信號。類似地， 系統(tǒng)20的其它實施例可包括一些非相干同步反饋控制信號64、判決導(dǎo)向反饋 信號66和相關(guān)導(dǎo)向控制信號VCXOcoNTROL的子組合。
現(xiàn)在將繼續(xù)參考圖37和39的元件討論另一個適合用于ATSC廣播的CDC 1100的實施例，其操作由圖40中的系統(tǒng)1200所實現(xiàn)。在圖40中的1202，"初 始化"，正如本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解的那樣，初始化CDC 1100的各個元件。 例如，控制器520復(fù)位CDC 1100的各個元件；初始化存儲器530中的寄存器、 碼元計數(shù)器316、段計數(shù)器318、大小計算器392A、相關(guān)器510、相關(guān)器512、 相關(guān)緩沖器514A、 CWF 1102以及濾波器1110;并且配置所示出的和沒有示出
的各種控制信號。例如，包含P。值的寄存器被設(shè)置為tdet。此外，初始化SC、
SEGCNT以及索引變量z'。系統(tǒng)1200隨后進(jìn)行到1204。
在1204，"相關(guān)"，相關(guān)器510和512分別接收最近濾波的同相和正交基 帶信號IF 76和QF 78。類似于圖14的CDEU 230C,相關(guān)器510和512將IF 76 和QF78與幀同步序列相關(guān)。如上文所述的實施例中那樣，大小計算器392A 分別從相關(guān)器510和512接收SCV,(O和SCVq(O，并計算相關(guān)大小MAGFS(0. 大小計算器392A對MAGFs(!')進(jìn)行低通濾波，以產(chǎn)生FSCM(O， FSCMC')被提 供給相關(guān)緩沖器514A和閾值檢測器516A。相關(guān)緩沖器514A將FSCM(O存儲 在陣列M")中。如上所述，大小計算器的一些實施例不包括低通濾波功能； FSCM(0=MAGFS0)。系統(tǒng)1200進(jìn)行到1206。
在1206,"檢測幀同步"，如果FSCMOTdet并且FSCM(0<Po (否定結(jié) 果)，閾值檢測器516A向控制器520發(fā)送否定指示沒有檢測到幀同步或最 大值重影信號?？刂破?20隨后將系統(tǒng)1200分支到1212。否則，如果 FSCM。^Tdet并且FSCMOPo (1206的肯定結(jié)果)，閾值檢測器516A向控 制器520發(fā)送肯定指示:檢測到有效的最大值重影信號。回想到最初的P。=TDET， 第一個指示為第一個檢測到的字段/幀同步。因為現(xiàn)在P(^TDET，隨后的設(shè)置 P(TFSCM(Io)使系統(tǒng)1200檢測最大幀同步相關(guān)。系統(tǒng)1200的操作隨后分支到1208。
在1208，"存儲中心"，控制器520設(shè)置FSYM-SC和FSEG=SEGCNT， 它保存數(shù)據(jù)分組字段/幀結(jié)構(gòu)中檢測到的最大幀同步相關(guān)的時間位置?？刂破?520還設(shè)置WINCENT^'并計算搜索窗口變量WINSTART和WINEND， WINSTART和WINEND對應(yīng)于相關(guān)緩沖器514A中的期望窗口的最初和最后 的存儲器單元。最終，控制器520存儲Ifi和P。=FSCM(I())?？刂破?20隨后 將系統(tǒng)1200的操作分支到1212。
在1212，"繼續(xù)"，控制器520確定是否繼續(xù)到1216"尋找區(qū)域最大值"。 如果系統(tǒng)1200沒有在先前檢測到字段/幀同步或^WINEND (否)，系統(tǒng)1200 分支到1214。否則，如果系統(tǒng)1200已經(jīng)檢測到字段/幀同步或^WINEND(是)， 則控制器520將系統(tǒng)1200的操作分支到1216。
在1214，"遞增"，碼元計數(shù)器316和段計數(shù)器318的值被更新。索引變 量z'也遞增。系統(tǒng)1200運行繼續(xù)到1204。
在1216，"尋找區(qū)域最大值"，控制器520定義區(qū)域R。、 RjnR2。控制 器520隨后分別搜索區(qū)域R,和R2以定位P,和P2。如上所述，在一些實施例中， CDC 1100也基于相同的字段/幀同步相關(guān)結(jié)果來估計信道延遲。系統(tǒng)1200繼續(xù) 到1218。
在1218， "Po〉4P,，如果P0>4PP系統(tǒng)1200繼續(xù)到1222。否貝u，系統(tǒng)1200 繼續(xù)到1220。
在1220，"選擇新的Po"，控制器520選擇Pd乍為新的Po。這可能導(dǎo)致 Po不對應(yīng)于帶有最大幀同步序列的重影信號。在對新P。的選擇之后，控制器 520重新定義區(qū)域R。、 &和R2?？刂破?20隨后分別搜索區(qū)域&和R2以重新 定位P,和P2。最終，系統(tǒng)1200繼續(xù)到1222。
在1222， "Pq〉P2/9",如果Pq>P2/9，系統(tǒng)1200通過繼續(xù)到1224進(jìn)入VCXO 回轉(zhuǎn)控制環(huán)路。否則，系統(tǒng)1200繼續(xù)到1230。
在1224， "-FOFFSET"，控制器520聲明回轉(zhuǎn)使能信號1212。這使加法器 1120的輸出提供VCXOCONTROL=C3'FLOW-FOFFSET。這樣，對所接收的信號進(jìn)行 采樣的VCXO時鐘頻率上減少。這有效地將重影信號P2向Ro區(qū)域移動。離發(fā) 射機碼元時基的VCXO長期頻率偏移Fu)w被保存在延遲元件1132中并由
78CVF^w表示。然而，用于演算均衡器系數(shù)的訓(xùn)練信號(幀同步和段同步)保持 著基于先前所計算出的信道延遲的相同定時。這樣，虛中心相對于出現(xiàn)在信道 中的重影在時間上移動，而不要求對均衡器結(jié)構(gòu)的重新初始化或?qū)π盘栄舆t估 計的重新計算。系統(tǒng)1200隨后進(jìn)行到1226。
從那以后，在1226，"更新相關(guān)"，當(dāng)SEGCNT-FSEG時，系統(tǒng)控制器 配置CDC 1100來導(dǎo)出由WINSTART、 WINEND、 FSYM以及FSEG所定義的 窗口 WFS中的FSCM(0的新值。相關(guān)值FSCM(')以幀或字段同步速率進(jìn)行更新。 如圖38A中所示的，帶有2m+l個采樣的窗口 WFS在SC=FSYM和 SEGCNT二FSEG之前開始了 m個碼元時間。通常窗口 Wfs是基于由CDC 1100 檢測到的第一個超過閾值Tdet的FSCM(O的值。這樣，后續(xù)的相關(guān)更新會使 Po不位于Wfs的中心。其它實施例允許Wps隨著時間移動來保證Po在平均意
義上是位于WFS的中心。還有其它實施例在P。的相對位置隨著時間而移動時重
新定位Wm的中心。當(dāng)已更新的FSCMp')值被放置在相關(guān)緩沖器514A中之后， 控制器520在先前定義的區(qū)域Ro、 ！^和R2中定位P()、 P,和P2的新位置。系統(tǒng) 1200隨后進(jìn)行到1228。
在1228， "P0>P2/2"，如果P。^P2/2 (否定結(jié)果)，系統(tǒng)1200繼續(xù)到1224。 這形成了增量調(diào)節(jié)VCXO定時并將P2向區(qū)域R。移動的控制環(huán)路。一旦PQ>P2/2 (肯定結(jié)果)，系統(tǒng)1200離開該環(huán)路并且控制進(jìn)行至1230。
在1230， "P。〉2P,，如果P?！?P"系統(tǒng)1200進(jìn)行到1238。否則，如果 P^2Pp系統(tǒng)1200通過進(jìn)行到1232進(jìn)入VCXO回轉(zhuǎn)控制模式。
在1232， "+F0FFSET" ， VCXOCONTROL= C3'FL0W+F0FFSET。 VCXO時鐘頻率 增加并在時間上減少產(chǎn)生相關(guān)P,的信號延遲。這使得P!向Ro區(qū)域移動。類似 之前，延遲元件1132保留F^w的值，并且CVFu)w保存離發(fā)射機時基的VCXO 低頻偏移。然而，用于演算均衡器系數(shù)的訓(xùn)練脈沖(幀同步/段同步)的定時不 變。這樣，虛中心在時間上相對于出現(xiàn)在信道中的重影信號移動，而不要求均 衡器結(jié)構(gòu)的重新初始化或信號延遲估計的重新計算。
然后在1234，"更新相關(guān)"，控制器520配置CDC 1100來導(dǎo)出FSCM(,) 的新值，類似于"更新相關(guān)"1236。控制器520搜索相關(guān)緩沖器514A以在WFS 中定位Po、 P！以及P2。在1236， "Pp3P,，如果P(^3P,(否定結(jié)果)，系統(tǒng)1200繼續(xù)到1232。 這形成增量調(diào)節(jié)VCXO定時并將P2向區(qū)域P。移動的環(huán)路。然而， 一旦P。〉3P, (肯定結(jié)果)，系統(tǒng)1200離開該環(huán)路并返回1222。
在1238， "CWFout",控制器520取消聲明SLEW ENABLE,并且 VCX0c0ntr0l=C3 [(C 1十C2)CWFqut+Flow] °
在1240，"更新相關(guān)"，系統(tǒng)1100導(dǎo)出對應(yīng)于窗口 WFS的FSCM(,)的新 值?？刂破?20搜索相關(guān)緩沖器514A以將PQ、 Pi以及P2更新為與在R。、 R, 以及R2中找到的一樣。延遲元件1132更新FLow-CWF。uTd+FLOw。系統(tǒng)1200 隨后返回1222。在一些實施例中， 一個或多個判決塊1212、 1218、 1222、 1228、 1230以及1236可含有某些類型的置信度計數(shù)器，置信度計數(shù)器被用于設(shè)置判 決轉(zhuǎn)換的條件。
如圖41中的CDC 1250所示，另一個適合用于ATSC標(biāo)準(zhǔn)廣播的系統(tǒng)20 的實施例包括CDEU230A、質(zhì)心加權(quán)函數(shù)1102、開關(guān)1104、 1106和1108、濾 波器lllO、加法器1120、以及相關(guān)緩沖器1134。
類似于圖6中的CDEU 230A，系統(tǒng)1250接收經(jīng)濾波的基帶信號IF76作為 到相關(guān)器310的輸入。雖然沒有示出，系統(tǒng)1250的一些實施例類似于CDEU 230B，并且如前文所述，計算IF76和(^78與段同步序列的相關(guān)大小。在一些 實施例中，類似于CDCli00，系統(tǒng)1250接收lF和Qp的2x過采樣表示。在其 它實施例中，系統(tǒng)1250造用于接收If和Qf的碼元率表示。還有系統(tǒng)1250的 其它實施例包括IF76和QF78的另一過采樣表示。
如圖41中所示，相關(guān)器310運行在lF76上以產(chǎn)生碼元相關(guān)值SCVG)。積 分器312接收SCV(/)并產(chǎn)生INT(/)， INT(/)存儲在相關(guān)緩沖器314的存儲器單 元M(0中。然而，如下文所述，雖然前文所述的CDEU 230A的實施例在N個 段同步周期上計算碼元同步相關(guān)以導(dǎo)出信道延遲估計，系統(tǒng)1250繼續(xù)更新存 儲在相關(guān)緩沖器314中的相關(guān)值INT(O。這允許對相關(guān)導(dǎo)向控制信號1252的 繼續(xù)更新，相關(guān)導(dǎo)向控制信號1252在下文中還被稱為VCXOcxwT!k)l信號1252。 相關(guān)濾波器U34對從相關(guān)緩沖器314接收到的INT(i)的值進(jìn)行低通濾波。系 統(tǒng)1250的一些實施例(類似圖13中的CDEU230B)在進(jìn)行低通濾波操作之前 計算MAG(!')。例如，在一些實施例中，MAG(0 = |INT(0|。在系統(tǒng)1250的實施例中，MAG( ; )=INT( O 。在If 76和QF 78都被處理的實施例中， MAG(/) = |INT, (/)| + |INTQ (/)|或MAG(/)=十[INT, (/)2 + INTQ (/)2 ]。還有1250的其它實 施例(沒有示出)不包括相關(guān)濾波器1134并依靠積分器314提供所需的時間 濾波。
質(zhì)心加權(quán)函數(shù)1102經(jīng)縮放來接收合適數(shù)量的由相關(guān)濾波器1134產(chǎn)生的采 樣。例如，在一些實施例中，質(zhì)心加權(quán)函數(shù)1102縮放成接收1664個采樣。還 有其它的實施例包括832個采樣?？刂破?20與存儲器330對接并分別從碼元 計數(shù)器316和段計數(shù)器318接收SC和SEGCNT的值。類似于圖6中的控制器 320，控制器320與控制系統(tǒng)54 (見圖3)對接?？刂破?20還包括(雖然沒 有示出)對系統(tǒng)1250的元件的配置和控制所需的接口。
類似于圖6中的CDEU 230A，系統(tǒng)1250檢測存在于所接收的信號中的段 同步的位置并確定CIR估計。信道延遲是從CIR估計中估計的，并被用于定位 重疊均衡器的虛中心。類似于圖37中CDC1100的控制器520，控制器320搜 索相關(guān)緩沖器314以定位Po， P。對應(yīng)于MAG(0的最大值?？刂破?20將區(qū)域 Ro居中于PQ?？刂破?20隨后搜索相關(guān)緩沖器314以分別尋找區(qū)域R,和R2中 的MAG(,)的局部最大值P,和P2中。如圖38A中所示，P。、 P,和P2被定以為 各自區(qū)域Ro、 ！^和R2中的帶有最大相關(guān)值或功率的重影信號。P。、 P,和P2分 別位于I。、 Ii和l2。在一些實施例中，R。、 Ri和R2跨整個段同步周期。在其它 實施例中，RQ、 R,和R2跨段同步周期的僅僅一部分。
相關(guān)濾波器1134對提供給CWF 1102的MAG(/)值進(jìn)行低通濾波。在一些 實施例中，CWF 1102僅僅使用Po、 P!和P2的值；CWF1102輸出
， = 2X"i).羅(/)
在其它實'蔬樹中，CWF 1102計算區(qū)域R。、 &和R2中的所有重影的加權(quán)平
均
， = J]W).腦(/)
類似于圖37的CDC 1100， 一些CDC 1250的實施例含有類似于圖38B的 分段線性斜坡函數(shù)的適用于適當(dāng)?shù)牟蓸勇实拇昂瘮?shù)Fcw(,)。其它Fcw(,)的實施 例是定義為在區(qū)域Ro、 R,和R2之外有零值的奇函數(shù)。CDC 1250的一些實施例 包括基于窗口化的正弦函數(shù)的Fcw(,)，也適合該采樣率，類似于圖38C。另外，系統(tǒng)1250運行實質(zhì)上類似于CDC 1100，以在加法器1120的輸出 上創(chuàng)建相關(guān)導(dǎo)向控制信號VCXOCONTROL 1252。質(zhì)心加權(quán)函數(shù)1102將它的輸出 提供為開關(guān)1104的第一輸入。開關(guān)1104的第二輸入是數(shù)字零。開關(guān)1106的 第一輸入是數(shù)字零。開關(guān)1106的第二輸入是來自開關(guān)1108的信號SLEW。開
關(guān)1108接收偏移值+FoFfSET 1116和-Foffset 1118。類似于CDC 1100的控制器
520，控制器320向開關(guān)1108提供SLEW CONTROL信號，并且如下文所述地 通過選擇+FoFFSET 1U6或-Foffset 1118回轉(zhuǎn)相關(guān)導(dǎo)向控制信號125的輸出。開 關(guān)1104提供輸出給濾波器U10。濾波器1110和開關(guān)1106提供輸入給加法器 1120。加法器1120的輸出是相關(guān)導(dǎo)向控制信號VCXOCONTROL 1252。
類似于圖37的CDC1100，開關(guān)1104和1106形成雙極雙擲結(jié)構(gòu)。當(dāng)控制 器320沒有聲明SLEW ENABLE 1112時，加法器1120的輸出為 VCXOc。,。jC3[(C,+C2)CWF。ut+Fww]，其中Flow是存儲在延返元件1132中的 系統(tǒng)的低頻偏移。濾波器1110的傳遞函數(shù)為H(z)-C』C,(l + Z-') + C」。
當(dāng)使能SLEW ENABLE信號1112時，加法器1120的輸出為 VCX0contro^CVFlow+SLEW，其中SLEW為+Fo附et或不。附打。延遲元件1132 的輸出Fu)w在聲明SLEW ENABLE信號1112時保持不變。這保存了低頻偏移 信息直到SLEW ENABLE 1112被解除聲明為止，因此重新使能濾波器1110的 正常運行。在一些實施例中，如果確定需要更大的值，可以通過控制器520中
的積分器動態(tài)增大F0FFSET。在其它實施例中，在此積分器上有限制以將FoFFSE丁
保持在最大值之下。
現(xiàn)在將繼續(xù)參考圖41的元件討論另一個系統(tǒng)1250的實施例，其被示為系 統(tǒng)1300，系統(tǒng)1300的操作在圖42中示出，它也適合用于ATSC廣播和碼元采 樣率。在1302,"初始化"，控制器320初始化系統(tǒng)1250的各個元件。例如， 控制器320初始化存儲器330中的寄存器、碼元計數(shù)器316、段計數(shù)器318、 大小計算器392、相關(guān)器310、相關(guān)緩沖器314、 CWF 1102、濾波器1110、相 關(guān)濾波器1134、以及各種控制信號。此外，初始化SC、 SEGCNT以及索引變 量/。系統(tǒng)1300初始化以后，進(jìn)行繼續(xù)到1304。
在1304， "SCV"，類似于圖12中的系統(tǒng)400，相關(guān)器310從經(jīng)濾波的同 相基帶信號IF76接收數(shù)據(jù)的新的碼元時間，并計算對應(yīng)于碼元計數(shù)器316所產(chǎn)
82生的碼元計數(shù)的SCV(/)的值。系統(tǒng)1304轉(zhuǎn)到1306。
在1306，"積分"，類似于CDEU 230A，積分器312從相關(guān)器310接收 SCV(/)并計算INT(/)值，INT(/)將要被存儲在相關(guān)緩沖器314的陣列M(/)中。 系統(tǒng)1300隨后繼續(xù)到1308。
在1308， "SC=831"，類似于圖12中系統(tǒng)400的410，控制器320確定 SC是否等于碼元計數(shù)器316的最大輸出。例如，在SC=831時產(chǎn)生肯定的結(jié)果， 其中SC范圍為0到831，并且系統(tǒng)1300轉(zhuǎn)到1312。否則，在1308產(chǎn)生否定 結(jié)果，使得系統(tǒng)1300轉(zhuǎn)到1310，這樣碼元計數(shù)器316遞增SC的值，并且控制 器320遞增索引變量/?？刂齐S后返回到1304。
在1312， "SEGCNT<N"，控制器320將段計數(shù)器318的輸出SEGCNT 與存儲在段計數(shù)寄存器338中的值N進(jìn)行比較。如果SEGCNT〈N，控制器320 將系統(tǒng)1300的操作分支到1314,碼元計數(shù)器316設(shè)置SC=0，并且段計數(shù)器 318遞增SEGCNT。但是，如果SEGCNT=N，則系統(tǒng)1300的操作轉(zhuǎn)到1316。
在1316，類似于圖40中系統(tǒng)1200的1216，"尋找區(qū)域最大值"，控制 器320定義區(qū)域R。、 1^和R2。控制器320隨后分別搜索區(qū)域R,和112以定位 Pi和P2。在一些實施例中，控制器320與質(zhì)心估計器(示作為圖41中的質(zhì)心 估計器340)交互操作以確定合適的CDE值。系統(tǒng)1300繼續(xù)到1318。
在1318， "Po〉4P/，如果Po〉4Pp系統(tǒng)1300繼續(xù)到1322。否則，系統(tǒng)1300 繼續(xù)到1320。
在1320，"選擇新的Po"，類似于圖40中系統(tǒng)1200的1220，控制器320 選擇PM乍為新的P()。在某些情況下，這導(dǎo)致P。不對應(yīng)于相關(guān)緩沖器314中的 MAGG)的最大值。隨著該選擇，控制器320基于新的Po的位置重新定義區(qū)域 R0、 R,和R2?？刂破?20隨后分別搜索區(qū)域I^和R2以定位Pt和P2。最終， 系統(tǒng)1300繼續(xù)到1324。
在1322， "P?！礟2/9"，類似于圖40中系統(tǒng)1200，當(dāng)P^P2/9時產(chǎn)生否定結(jié) 果，系統(tǒng)1300通過繼續(xù)到1324進(jìn)入VCXO回轉(zhuǎn)控制環(huán)路。否則，當(dāng)PQ>P2/9 時產(chǎn)生肯定結(jié)果，系統(tǒng)1300繼續(xù)到1330。
在1324， "-F0FFSET"，類似于圖40中系統(tǒng)1200的1224，控制器320聲 明信號SLEW ENABLE 1112 。
這使加法器 1120的輸出提供VCXOCONTROL=C3'FLOW-FOFFSET。這樣，類似于CDC 1100，延遲元件1132保存 濾波器1110的低頻偏移Fu)w。
在1326，"更新相關(guān)"，系統(tǒng)1300更新存儲在相關(guān)緩沖器314中的相關(guān) 值。在一些實施例中，系統(tǒng)1250對最近段同步周期中生成的SCV(,)進(jìn)行積分。 在其它實施例中，系統(tǒng)1250在若干段同步周期上重新初始化部分230A并導(dǎo)出 新的一組INT(,)和MAG(O值?？刂破?20搜索相關(guān)緩沖器314以定位位于現(xiàn) 有Ro、 ^和R2所創(chuàng)建的窗口內(nèi)的已更新的Po、 P!和P2。相關(guān)濾波器1134接 收已更新的相關(guān)緩沖器314輸出并將己更新的經(jīng)低通濾波的MAG(z)提供給 CWF 1102。 CWF 1102隨后計算出更新的CWF0UT。如前所述，系統(tǒng)1250的一
些實施例僅僅使用已更新的P。、 P,和P2來生成更新的CWFout。然而，類似于
CDC 1100，系統(tǒng)1250的一些實施例響應(yīng)P。位置的改變而移動區(qū)域RQ、 &和 R2。
在1328， "P。>P2/2"，當(dāng)P(^P2/2時產(chǎn)生否定結(jié)果，系統(tǒng)1300通過返回 到1324而保持在VCXO回轉(zhuǎn)控制環(huán)路中。這形成增量調(diào)節(jié)VCXOCONTROL的環(huán) 路。當(dāng)PpP2/2時產(chǎn)生肯定結(jié)果，系統(tǒng)1300離開VCXO回轉(zhuǎn)控制環(huán)路；并且系 統(tǒng)1300最終繼續(xù)到1330。
在1330， "P?！?P,，當(dāng)P?！?P,時產(chǎn)生肯定結(jié)果，系統(tǒng)1300進(jìn)行到1338。 否則，當(dāng)P?！?P,時產(chǎn)生否定結(jié)果，系統(tǒng)1300通過進(jìn)行到1332進(jìn)入VCXO回 轉(zhuǎn)控制環(huán)路。
在1332， "+F0FFSET"，類似于系統(tǒng)1200，控制器320聲明信號SLEW ENABLE 1112并選擇SLEW=+F0FFSET 。類似于系統(tǒng)1100，加法器1120的輸 出1252變?yōu)閂CXOCONTROL= C3'FL0W+F0FFSET。其中延遲元件1132保存濾波器 1110的低頻偏移Fu)w。
然后在1334，"更新相關(guān)"，類似于前文所述的1326的操作，系統(tǒng)1300 更新存儲在相關(guān)緩沖器314中的相關(guān)值。更新在最近段同步周期中生成的INT(,) 值?？刂破?20搜索相關(guān)緩沖器314以定位位于現(xiàn)有Ro、 R,和R2所創(chuàng)建的搜 索窗口內(nèi)的已更新Po、 Pt和P2。如圖41所示，相關(guān)濾波器1134接收已更新的 相關(guān)緩沖器314輸出并將已更新的經(jīng)低通濾波的INT(,)提供給CWF 1102。CWF 1102隨后計算出更新的CWFout。系統(tǒng)1300繼續(xù)到1336。在1336， "Po>3Pr ，當(dāng)P^3P,時產(chǎn)生否定結(jié)果，系統(tǒng)1300通過返回到 1332而繼續(xù)在VCXO回轉(zhuǎn)控制環(huán)路中。這形成增量調(diào)節(jié)VCXOCONTROL的環(huán)路。 當(dāng)P(^3P,時在1336產(chǎn)生肯定結(jié)果，這樣系統(tǒng)1300離開VCXO回轉(zhuǎn)控制環(huán)路； 并且系統(tǒng)1300返回1322。
在1338， "CWFout"，在1330的肯定結(jié)果之后，控制器320設(shè)置回轉(zhuǎn)控 制信號1112以將CWFouT傳送通過開關(guān)1104，并將零值傳送通過開關(guān)1106。 CWFOUT被傳送通過濾波器 1110 。
加法器 1130形成輸出
VCXOcoNTROLK:3[(d+C2)CWFouT+Fu)w]，其中，如前所述，F(xiàn)low是存儲在延
遲元件1132中的值。系統(tǒng)1338隨后繼續(xù)到1340。
在1340，"更新相關(guān)"，如前所述，系統(tǒng)1250更新存儲在相關(guān)緩沖器314 中的相關(guān)值?？刂破?20在相關(guān)緩沖器314中搜索先前定義的區(qū)域Ro、 &以及 R2中Po、 P！以及P2的已更新的值。延遲元件1132更新Flqw-CWFoutC!+Flow。 系統(tǒng)1300隨后返回1322。在一些實施例中， 一個或多個判決塊1312、 1318、 1322、 1328、 1330以及1336可含有某些類型的置信度計數(shù)器，置信度計數(shù)器 被用于設(shè)置判決轉(zhuǎn)換的條件。
如圖43中所示，系統(tǒng)20的還有另一個實施例包括相關(guān)導(dǎo)向載波跟蹤系統(tǒng) 1350。相關(guān)導(dǎo)向載波跟蹤系統(tǒng)1350包括解調(diào)器920A以及相關(guān)導(dǎo)向控制1250A。 解調(diào)器920A形式和功能上類似于系統(tǒng)卯0的解調(diào)器920;然而，環(huán)路濾波器 926被替換為環(huán)路濾波器926A。如將在下文解釋的那樣，環(huán)路濾波器926A還 包括用于接收相關(guān)導(dǎo)向跟蹤信號的第三反饋控制輸入1252A。相關(guān)導(dǎo)向控制 1250A形式和功能上類似于相關(guān)導(dǎo)向控制1250;然而，類似于圖13中的CDEU 230B， CDC 1250A適用于將IF76以及QF78與段同步序列都相關(guān)。
解調(diào)器920A接收數(shù)字化的近基帶信號62并將信號IF76和Qp78作為輸出 提供給CDC 1250A。解調(diào)器920A還接收非相干載波跟蹤反饋信號72和判決導(dǎo) 向載波跟蹤反饋信號74。此外，解調(diào)器920A還從CDC 1250A接收相關(guān)導(dǎo)向載 波跟蹤信號1252A。
如圖44中所示，系統(tǒng)20的另一個實施例包括信道延遲導(dǎo)向控制系統(tǒng)1360， 它包括同步910、解調(diào)器920、 CDEU 230E、減法器1360，以及延遲1362。
CIR導(dǎo)向控制系統(tǒng)1360在同步910接收模擬近基帶信號60。同步器910數(shù)字化模擬近基帶信號60，并將數(shù)字化的近基帶信號62提供給解調(diào)器920。 解調(diào)器3卯解調(diào)數(shù)字化的近基帶信號62并將IF 76和QF 78作為輸入提供給 CDEU 230E。 CDEU 230E對IF 76和QF 78作用以計算更新的信道延遲估計 CDENEW。CDEU 230E隨后將CDENEW作為輸入提供給延遲1362和減法器1360 的正輸入。延遲1362將信道延遲估計的先前計算值CDEpREVKXjs作為輸出提供 給減法器1360的負(fù)輸入。同步器40從減法器1360接收同步控制信號1364。
類似于CDEU 230的先前實施例，CDEU 230E通過檢測在CDEU 230E輸 入上接收到的重影信號的相關(guān)強度和延遲，估計傳輸信道的信道脈沖響應(yīng)。 CDEU 230E的一些實施例形式和功能上類似于CDEU 230先前所述的實施例。 例如，CDEU230E的一些實施例適用于通過檢測所接收的重影信號幀同步序列 PN511的相關(guān)強度來估計ATSC廣播系統(tǒng)中的信道延遲。同樣地，CDEU230E 的其它實施例類似于基于段同步的相關(guān)估計信道延遲的CDEU 230實施例。然 而，CDEU 230E適用于提供連續(xù)更新的信道延遲估計。例如，當(dāng)CDEU 230的 一些實施例提供用于設(shè)置并適配重疊均衡器的單個信道延遲估計時，CDEU 230E的實施例提供連續(xù)的信道延遲估計更新。CDEU 230E的一些實施例在每 個幀或字段同步周期提供更新的信道延遲估計?；趯Χ瓮叫蛄械慕邮諄砉?計信道延遲的其它實施例在希望數(shù)目的段同步周期之后提供更新的信道延遲 估計。此外，還有其它實施例在每個段同步周期提供更新的信道延遲估計。
在一些實施例中，延遲1362是用于存儲由CDEU230E提供的先前已計算 的信道延遲估計的鎖存器或寄存器。減法器1360通過從CDEnew中減去 CDEpREVK)us產(chǎn)生同步控制信號1364。同步控制信號1364表示由于虛中心的移 動而造成的信道延遲估計改變。同步910接收同步控制信號1364并控制用于 釆樣模擬近基帶信號60的時鐘頻率。這調(diào)節(jié)系統(tǒng)20的均衡器中引入的相對延 遲，并對虛中心的移動做出補償。
可以理解的是，正交和變換濾波器實現(xiàn)的長度對于總反饋環(huán)路響應(yīng)被最優(yōu) 化。例如，在執(zhí)行90度旋轉(zhuǎn)的變換濾波器是工作在所接收的同相信號上的希 耳伯特濾波器的實施例中，希耳伯特濾波器的長度將被調(diào)整以最優(yōu)化相位跟蹤 器環(huán)路響應(yīng)。類似地，可以出于硬件的復(fù)雜度和所需的準(zhǔn)確度的目的來最優(yōu)化 希耳伯特變換的分辨力。同樣地，相位誤差積分器812可被最優(yōu)化為在對更平滑和更準(zhǔn)確的相位誤差信息的需要和相位跟蹤器帶寬之間進(jìn)行平衡。
或者，在一些含有微小間隔的均衡器的實施例中，在均衡器判決設(shè)備之前 對數(shù)據(jù)進(jìn)行下采樣的點可以被移動，以提供更大的控制環(huán)路帶寬。如圖29中 所示，在一些系統(tǒng)900的實施例中，載波跟蹤后置濾波器944在下采樣之前從 FFE 210接收微小間隔的采樣。判決設(shè)備212通過在碼元定時基礎(chǔ)上對均衡器 輸出信號88進(jìn)行采樣來有效地對所接收到的數(shù)據(jù)進(jìn)行下采樣。在還有其它實 施例中，微小間隔FFE采樣不是按照n:l的整數(shù)關(guān)系相關(guān)，均衡器判決設(shè)備的 輸入是轉(zhuǎn)換為合適采樣率的采樣率?？梢岳斫獾氖牵?一些實施例將類似技術(shù)使 用于判決導(dǎo)向相位跟蹤器和判決導(dǎo)向同步反饋環(huán)路。此外，某些實施例使用采 樣率轉(zhuǎn)換器來對微小間隔的FFE的輸出進(jìn)行下采樣，并執(zhí)行相位跟蹤器功能。 可以理解的是，在此描述的技術(shù)和設(shè)備也可被應(yīng)用于含有任何一維構(gòu)象的 調(diào)制技術(shù)。因此，本發(fā)明包括被改進(jìn)為對有多級的數(shù)據(jù)構(gòu)象起作用的實施例。 類似地，在此描述的技術(shù)和設(shè)備可被應(yīng)用于VSB或偏移QAM調(diào)制，用于偏移 QAM調(diào)制(其中簡單卯度相移足夠?qū)⑵芉AM基帶復(fù)信號轉(zhuǎn)換為類似VSB 基帶的單獨實信號)。
更有，在此描述的任何系統(tǒng)和/或方法可被用于任何廣播標(biāo)準(zhǔn)。例如，在此 的系統(tǒng)和方法可適用于與ATSC標(biāo)準(zhǔn)(在文檔"ATSC Digital Television Standard" ， ATSC文檔A/53， 1995年9月16日中規(guī)定)兼容的信號?；蛘?， 作為示例而非限制，在此描述的任何系統(tǒng)和/或方法是/可適用于下述文檔中規(guī) 定的標(biāo)準(zhǔn)(下文稱為"ADTB-T標(biāo)準(zhǔn)")Zhang，W等人的"An Advanced Digital Television Broadcasting System",第七屆國際廣播技術(shù)座談會，會議增刊，2001 年。
可以理解的是在一些實施例中，均衡器工作于同相和正交數(shù)據(jù)。類似地， 雖然在此的實施例和附圖示出設(shè)置在接收機的基帶區(qū)域中的均衡器的FFE，其 它接收機的實施例將FFE設(shè)置在通帶(或IF)區(qū)域中。例如，在一些實施例中， 均衡器的FFE被設(shè)置在系統(tǒng)的同步和解調(diào)器組件之間。
本領(lǐng)域技術(shù)人員可想到本發(fā)明的各種實現(xiàn)。例如，可通過專用和/或通用集 成電路、和/或離散組件、和/或軟件來執(zhí)行部分或全部的信號的生成和計算。 在此援引的任何出版物、現(xiàn)有應(yīng)用、和其它文檔整體結(jié)合在此作為參考，如同
87每個都單獨結(jié)合在此作為參考并完全闡明的那樣。
雖然已經(jīng)通過附圖和前面的描述詳細(xì)示出并描述了本發(fā)明，所示出的可被 認(rèn)為是示例性的且在特征上不作限制?？梢岳斫獾氖?，僅僅示出并描述了最佳 實施例，所有在本發(fā)明精神范圍內(nèi)的改變和修改都希望被保護(hù)。
權(quán)利要求
1. 一種均衡器包括前饋濾波器，其特征在于，所述前饋濾波器包括多個前饋濾波器抽頭，且系數(shù)與多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)，所有的與多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)的值都是動態(tài)確定的。
2. 如權(quán)利要求1所述的均衡器，其特征在于，所述系數(shù)的值是響應(yīng)于前饋濾波器對從接收信號中導(dǎo)出的采樣的接收而動態(tài)確定的。
3. 如權(quán)利要求1所述的均衡器，其特征在于，至少一部分系數(shù)的值是根 據(jù)最小均方算法動態(tài)確定的。
4. 如權(quán)利要求1所述的均衡器，其特征在于，至少一部分系數(shù)的值是根 據(jù)盲均衡技術(shù)動態(tài)確定的。
5. 如權(quán)利要求4所述的均衡器，其特征在于，所述盲均衡技術(shù)使用恒定 模數(shù)算法。
6. 如權(quán)利要求4所述的均衡器，其特征在于，所述盲均衡技術(shù)使用簡化 構(gòu)象算法。
7. 如權(quán)利要求2所述的均衡器，其特征在于，所述前饋濾波器工作于訓(xùn) 練模式，其中接收的信號響應(yīng)于預(yù)先確定的發(fā)送信號。
8. 如權(quán)利要求7所述的均衡器，其特征在于，所述預(yù)先確定的發(fā)送信號 是同步信號。
9. 如權(quán)利要求8所述的均衡器，其特征在于，所述同步信號包括段同步 序列。
10. 如權(quán)利要求8所述的均衡器，其特征在于，所述同步信號包括至少一 部分字段同步序列。
11. 如權(quán)利要求8所述的均衡器，其特征在于，所述同步信號包括至少一 部分幀同步序列。
12. 如權(quán)利要求7所述的均衡器，其特征在于，所述系數(shù)是在訓(xùn)練模式期 間動態(tài)確定的。
13. 如權(quán)利要求1所述的均衡器，其特征在于，濾波器延遲與前饋濾波器 相關(guān)聯(lián)，且所述濾波器延遲根據(jù)信道特性而確定。
14. 如權(quán)利要求13所述的均衡器，其特征在于，所述特性是信道脈沖響應(yīng)。
15. 如權(quán)利要求13所述的均衡器，其特征在于，所述特性是信道延遲。
16. 如權(quán)利要求13所述的均衡器，其特征在于，所述信道延遲響應(yīng)于特 性中的改變而變化。
17. 如權(quán)利要求16所述的均衡器，其特征在于，所述信道特性是信道脈 沖響應(yīng)。
18. 如權(quán)利要求16所述的均衡器，其特征在于，所述信道特性是信道延遲。
19. 如權(quán)利要求16所述的均衡器，其特征在于，所述信道特性是符號間 干擾。
20. 如權(quán)利要求13所述的均衡器，其特征在于，所述均衡器根據(jù)濾波器 延遲重新初始化。
21. 如權(quán)利要求13所述的均衡器，其特征在于，所述前饋濾波器根據(jù)濾 波器延遲重新初始化。
22. 如權(quán)利要求l所述的均衡器，其特征在于，至少一部分系數(shù)是復(fù)數(shù)值， 且具有非零虛部。
23. 如權(quán)利要求1所述的均衡器，其特征在于，所述系數(shù)的大小由受控量 以規(guī)則的方式調(diào)整。
24. 如權(quán)利要求23所述的均衡器，其特征在于，所述受控量在均衡器工 作期間是變化的。
25. 如權(quán)利要求23所述的均衡器，其特征在于，所述受控量對于所有與 前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)都相同。
26. 如權(quán)利要求23所述的均衡器，其特征在于，所述受控量根據(jù)系數(shù)的 大小而變化。
27. 如權(quán)利要求23所述的均衡器，其特征在于，抽頭索引與多個前饋濾 波器抽頭相關(guān)聯(lián)，且受控量根據(jù)與系數(shù)所關(guān)聯(lián)的前饋濾波器的抽頭相關(guān)聯(lián)的抽 頭索引而變化。
28. 如權(quán)利要求1所述的均衡器，其特征在于，所述均衡器適合接收適應(yīng)ATSC的信號。
29. 如權(quán)利要求1所述的均衡器，其特征在于，所述均衡器適合接收適應(yīng) ADTB-T的信號。
30. —種均衡器包括前饋濾波器，其中前饋濾波器包括多個前饋濾波器抽頭，系數(shù)與多個前饋 濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)；判決反饋均衡器(DFE);其中所有的與多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)的值都是動態(tài)確定的。
31. 如權(quán)利要求30所述的均衡器，其特征在于，所述DFE包括多個DFE 抽頭且系數(shù)與多個DFE抽頭相關(guān)聯(lián)，其中DFE抽頭與前饋濾波器抽頭的系數(shù) 的值共同地最優(yōu)化。
32. 如權(quán)利要求30所述的均衡器，其特征在于，濾波器延遲于前饋濾波 器相關(guān)聯(lián)，且濾波器延遲根據(jù)信道特性而確定。
33. 如權(quán)利要求32所述的均衡器，其特征在于，所述特性是信道脈沖響應(yīng)。
34. 如權(quán)利要求32所述的均衡器，其特征在于，所述特性是信道延遲。
35. 如權(quán)利要求32所述的均衡器，其特征在于，所述信道延遲響應(yīng)于特 性中的改變而變化。
36. 如權(quán)利要求35所述的均衡器，其特征在于，所述信道特性是信道脈 沖響應(yīng)。
37. 如權(quán)利要求35所述的均衡器，其特征在于，所述信道特性是信道延遲。
38. 如權(quán)利要求35所述的均衡器，其特征在于，所述信道特性是符號間 干擾。
39. 如權(quán)利要求32所述的均衡器，其特征在于，所述均衡器根據(jù)濾波器 延遲重新初始化。
40. 如權(quán)利要求32所述的均衡器，其特征在于，所述前饋濾波器根據(jù)濾 波器延遲重新初始化。
41. 如權(quán)利要求32所述的均衡器，其特征在于，提供碼元估計流至DFE且所述碼元估計流與濾波器延遲在時間上對準(zhǔn)。
42. 如權(quán)利要求41所述的均衡器，其特征在于，碼元估計流由判決設(shè)備 導(dǎo)出。
43. 如權(quán)利要求42所述的均衡器，其特征在于，所述判決設(shè)備包括限幅器。
44. 如權(quán)利要求42所述的均衡器，其特征在于，所述判決設(shè)備包括網(wǎng)格 譯碼器。
45. 如權(quán)利要求44所述的均衡器，其特征在于，所述網(wǎng)格譯碼器使用維 特比算法。
46. 如權(quán)利要求30所述的均衡器，其特征在于，至少一部分系數(shù)的值是 復(fù)數(shù)值且具有非零虛部。
47. 如權(quán)利要求30所述的均衡器，其特征在于，至少一個DFE抽頭系數(shù) 的大小受限于一界限。
48. 如權(quán)利要求47所述的均衡器，其特征在于，所有DFE抽頭系數(shù)的大 小受限于特定界限。
49. 如權(quán)利要求47所述的均衡器，其特征在于，至少兩個DFE抽頭系數(shù) 的大小受限于相同的界限。
50. 如權(quán)利要求47所述的均衡器，其特征在于，所述界限根據(jù)系數(shù)所關(guān) 聯(lián)的DFE抽頭的特性而調(diào)整。
51. 如權(quán)利要求47所述的均衡器，其特征在于，抽頭索引與多個DFE抽 頭相關(guān)聯(lián)，且所述界限根據(jù)系數(shù)所關(guān)聯(lián)的DFE抽頭的抽頭索引而變化。
52. 如權(quán)利要求47所述的均衡器，其特征在于，與一組DFE抽頭相關(guān)聯(lián) 的系數(shù)的大小受限于一個值域。
53. 如權(quán)利要求52所述的均衡器，其特征在于，所述抽頭索引與多個DFE 抽頭相關(guān)聯(lián)，且該組中DFE抽頭的成員根據(jù)DFE抽頭的抽頭索引來定義。
54. 如權(quán)利要求47所述的均衡器，其特征在于，至少一個關(guān)聯(lián)于DFE抽 頭的系數(shù)的大小受限于小于所述界限。
55. 如權(quán)利要求30所述的均衡器，其特征在于，所述系數(shù)的大小由受控 量以規(guī)則的方式調(diào)整。
56. 如權(quán)利要求55所述的均衡器，其特征在于，所述受控量在均衡器工 作期間是變化的。
57. 如權(quán)利要求55所述的均衡器，其特征在于，所述受控量對于所有與 前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)都相同。
58. 如權(quán)利要求55所述的均衡器，其特征在于，所述受控量對于所有與 DFE抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)都相同。
59. 如權(quán)利要求55所述的均衡器，其特征在于，所述受控量根據(jù)系數(shù)的 特性而不同。
60. 如權(quán)利要求59所述的均衡器，其特征在于，所述系數(shù)的特性是系數(shù) 的大小。
61. 如權(quán)利要求55所述的均衡器，其特征在于，抽頭索引與多個前饋濾 波器抽頭相關(guān)聯(lián)，且受控量根據(jù)與系數(shù)所關(guān)聯(lián)的前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)的抽頭 索引而變化。
62. 如權(quán)利要求55所述的均衡器，其特征在于，抽頭索引與多個DFE抽 頭相關(guān)聯(lián)，且受控量根據(jù)與系數(shù)所關(guān)聯(lián)的DFE抽頭相關(guān)聯(lián)的抽頭索引而變化。
63. 如權(quán)利要求30所述的均衡器，其特征在于，所述均衡器適合接收適 應(yīng)ATSC的信號。
64. 如權(quán)利要求30所述的均衡器，其特征在于，所述均衡器適合接收適 應(yīng)ADTB-T的信號。
65. —種由從信道接收的信號的采樣導(dǎo)出均衡值的方法，其特征在于，所 述方法包括步驟將系數(shù)與前饋濾波器的多個抽頭相關(guān)聯(lián)； 根據(jù)系數(shù)從采樣中導(dǎo)出一系列經(jīng)前饋濾波的值；以及 動態(tài)地確定所有系數(shù)的值。
66. 如權(quán)利要求65所述的方法，其特征在于，所述確定步驟根據(jù)接收信 號的采樣確定所有系數(shù)的值。
67. 如權(quán)利要求66所述的方法，其特征在于，所述確定步驟根據(jù)接收信 號的采樣確定所有系數(shù)的值，其中接收信號響應(yīng)于對預(yù)先確定的碼元序列的傳 輸。
68. 如權(quán)利要求66所述的方法，其特征在于，所述方法進(jìn)一步包括計算 與前饋濾波器相關(guān)聯(lián)的濾波器延遲的步驟，且計算步驟使用信道的特性。
69. 如權(quán)利要求68所述的方法，其特征在于，所述信道特性是信道延遲。
70. 如權(quán)利要求65所述的方法，其特征在于，所述方法進(jìn)一步包括以規(guī) 則的方式由受控量調(diào)整系數(shù)的大小的步驟。
71. 如權(quán)利要求65所述的方法，其特征在于，從信道接收的信號是適應(yīng) ATSC的信號。
72. 如權(quán)利要求65所述的方法，其特征在于，從信道接收的信號是適應(yīng) ADTB-T的信號。
73. —種由從信道接收的信號的采樣導(dǎo)出均衡值的方法，其特征在于，所 述方法包括步驟將系數(shù)與前饋濾波器的多個抽頭相關(guān)聯(lián)； 根據(jù)系數(shù)從采樣中導(dǎo)出一串經(jīng)前饋濾波的值； 由該串經(jīng)前饋濾波的值中生成一串判決反饋均衡值；以及 動態(tài)地確定所有系數(shù)的值。
74. 如權(quán)利要求73所述的方法，其特征在于，所述生成步驟包括將系數(shù) 與判決反饋均衡器(DFE)的抽頭相關(guān)聯(lián)的步驟。
75. 如權(quán)利要求73所述的方法，其特征在于，所述方法進(jìn)一步包括計算 與前饋濾波器相關(guān)聯(lián)的濾波器延遲的步驟，且計算步驟使用信道的特性。
76. 如權(quán)利要求75所述的方法，其特征在于，所述導(dǎo)出一串經(jīng)前饋濾波 的值的步驟包括導(dǎo)出一串碼元估計的步驟。
77. 如權(quán)利要求76所述的方法，其特征在于，所述導(dǎo)出一串碼元估計的 步驟使用判決設(shè)備。
78. 如權(quán)利要求75所述的方法，其特征在于，所述導(dǎo)出一串碼元估計的 步驟導(dǎo)出在時間上與濾波器延遲對準(zhǔn)的一串碼元估計。
79. 如權(quán)利要求74所述的方法，其特征在于，所述方法進(jìn)一步包括將與 DFE的抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)的大小限制于一界限。
80. 如權(quán)利要求74所述的方法，其特征在于，所述方法進(jìn)一步包括以規(guī) 則的方式將系數(shù)的大小減去一受控量的步驟。
81. 如權(quán)利要求73所述的方法，其特征在于，從信道接收的信號是適應(yīng) ATSC的信號。
82. 如權(quán)利要求73所述的方法，其特征在于，從信道接收的信號是適應(yīng) ADTB-T的信號。
83. —種用于由從信道接收的信號的采樣導(dǎo)出均衡值的計算機可讀介質(zhì)， 其特征在于，包括程序用于實現(xiàn)用于實現(xiàn)前饋濾波器的第一例程，其中系數(shù)與前饋濾波器的多個抽頭相關(guān) 聯(lián)，并根據(jù)系數(shù)從釆樣中導(dǎo)出一系列經(jīng)前饋濾波的值；以及 用于動態(tài)地確定所有系數(shù)的值的第二例程。
84. 如權(quán)利要求83所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，包括進(jìn)一步例 程用于計算與前饋濾波器相關(guān)聯(lián)的濾波器延遲，其中濾波器延遲的計算使用 信道的特性。
85. 如權(quán)利要求83所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，包括進(jìn)一步例 程用于以規(guī)則的方式由受控量調(diào)整至少一個系數(shù)的大小。
86. 如權(quán)利要求83所述的方法，其特征在于，從信道接收的信號是適應(yīng) ATSC的信號。
87. 如權(quán)利要求83所述的方法，其特征在于，從信道接收的信號是適應(yīng) ADTB-T覆蓋信號。
88. —種用于由從信道接收的信號的采樣導(dǎo)出均衡值的計算機可讀介質(zhì)， 其特征在于，包括程序用于實現(xiàn)實現(xiàn)前饋濾波器的第一例程，其中系數(shù)與前饋濾波器的多個抽頭相關(guān)聯(lián)， 并根據(jù)系數(shù)從采樣中導(dǎo)出一串經(jīng)前饋濾波的值；實現(xiàn)用于導(dǎo)出一串判決反饋均衡值的判決反饋均衡器的第二例程；以及 用于動態(tài)地確定所有系數(shù)的值的第三例程。
89. 如權(quán)利要求88所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，所述第二例程 包括進(jìn)一步將系數(shù)于DFE的抽頭相關(guān)聯(lián)的例程。
90. 如權(quán)利要求89所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，包括進(jìn)一步的 例程，用于根據(jù)信道的特性計算前饋濾波器的濾波器延遲。
91. 如權(quán)利要求90所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，包括進(jìn)一步的例程，用于從一串經(jīng)前饋濾波的值中導(dǎo)出一串碼元估計。
92. 如權(quán)利要求90所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，所述用于導(dǎo)出一串碼元估計的例程實現(xiàn)判決設(shè)備。
93. 如權(quán)利要求91所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，所述用于導(dǎo)出 一串碼元估計的例程的輸出在時間上與濾波器延遲對準(zhǔn)。
94. 如權(quán)利要求89所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，包括進(jìn)一步的 例程，用于將與至少DFE抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)的大小限制于一界限。
95. 如權(quán)利要求89所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，包括進(jìn)一步的 例程，用于以規(guī)則的方式由受控量調(diào)整至少一個系數(shù)的大小。
96. 如權(quán)利要求88所述的方法，其特征在于，從信道接收的信號是適應(yīng) ATSC的信號。
97. 如權(quán)利要求88所述的方法，其特征在于，從信道接收的信號是適應(yīng) ADTB-T的信號。
全文摘要
一種均衡器包括前饋濾波器，其中前饋濾波器包括多個前饋濾波器抽頭，且系數(shù)與多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)，所有的與多個前饋濾波器抽頭相關(guān)聯(lián)的系數(shù)的值都是動態(tài)確定的。在一些實施例中，均衡器還包括判決反饋均衡器，DFE。
文檔編號H04L25/02GK101438494SQ200580012287
公開日2009年5月20日 申請日期2005年4月8日 優(yōu)先權(quán)日2004年4月9日
發(fā)明者J·夏, R·W·奇塔, S·M·洛珀斯托 申請人:上海奇普科技有限公司