專利名稱：碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及使用擴(kuò)頻調(diào)制的碼分多址通信系統(tǒng)(CDMA)，其可減小混入傳輸處理中的白噪聲和在通過接收器進(jìn)行的多用戶信號分離處理中產(chǎn)生的干擾噪聲，可增強(qiáng)頻率利用效率，并且可減小功率帶寬積。在此情況下，采用用于其中對BPSK信號施加擴(kuò)頻調(diào)制的移動通信系統(tǒng)的收發(fā)器的調(diào)制/解調(diào)技術(shù)作為示例，來說明用于多用戶接收器的用戶分離技術(shù)。
背景技術(shù)：
擴(kuò)頻通信是使用其中通過發(fā)送數(shù)據(jù)來調(diào)制擴(kuò)展序列的擴(kuò)頻調(diào)制技術(shù)的系統(tǒng)。由于該擴(kuò)展調(diào)制，將具有相對窄的帶寬的數(shù)據(jù)序列頻譜擴(kuò)展成寬頻帶，生成了待發(fā)送的擴(kuò)頻信號。在其中基站(BS)提供通信業(yè)務(wù)的分區(qū)(小區(qū)或區(qū)段)中，存在多個用戶站的用戶(以下稱為用戶)。這種通信系統(tǒng)的優(yōu)異之處在于每單位頻率消耗的發(fā)送功率低，可以將對其他通信的干擾保持在相對低的水平，并且該系統(tǒng)具有對混入傳輸處理中的干擾(jumming)噪聲(AWGN)和來自除所需移動站以外的移動站(即，干擾站)的站間干擾噪聲的固有強(qiáng)抵抗性。然而，由于來自大量站的通信共享同一時隙和同一頻帶，因此存在如下問題每單位頻帶將累積的用戶數(shù)量的增加受到站間干擾(噪聲)的阻礙。也就是說，由這種噪聲導(dǎo)致的干擾降低了頻率利用效率并增加了所需發(fā)送功率。
圖16是例示了一種通過無線電通信信道執(zhí)行直接序列擴(kuò)頻(DS-SS)通信的移動通信系統(tǒng)的一般結(jié)構(gòu)的的框圖。在此，在一小區(qū)中的K個用戶中的第k個用戶uk(k＝1，2，...K)的發(fā)送器TXk對具有二進(jìn)制發(fā)送數(shù)據(jù)bk的無線電頻帶載波進(jìn)行調(diào)制以獲得二進(jìn)制相移鍵控(BPSK)碼元skBP，并利用BPSK碼元skBP對分配給K個用戶的K個序列中的第k個擴(kuò)展序列g(shù)k進(jìn)行調(diào)制以產(chǎn)生擴(kuò)頻碼元sk(碼元表示傳送數(shù)據(jù)的有限時間信號)。然后，通過無線電通信信道發(fā)送sk。為了區(qū)分所述K個用戶的地址，使用互不相同的多個偽噪聲(PN)序列作為第k個序列g(shù)k。
接收器RX通過天線接收接收碼元r，該接收碼元r包括從所有用戶接收到的擴(kuò)頻調(diào)制碼元作為多個分量，并通過本地載波f^0(=f0)]]>對接收碼元r進(jìn)行解調(diào)以獲得基帶碼元rBB。接收器RX將該基帶碼元施加給與第k個擴(kuò)展序列g(shù)k匹配的匹配濾波器MFk，以生成軟輸出 作為第k個軟輸出。通過硬判決電路DEC將軟輸出 與閾值進(jìn)行比較，以獲得二進(jìn)制數(shù)據(jù) 的第k個檢測值(第k個是指從第k個用戶發(fā)送了該數(shù)據(jù))(將該匹配濾波器檢測稱為“相關(guān)檢測”)。
將檢測到的數(shù)據(jù) 施加給同步電路SYNC。對擴(kuò)展序列的生成定時進(jìn)行控制，以與載波相位和包含在接收碼元r中的第k個用戶特定接收碼元分量的分量相同步。在圖16中的TX和RX中，載波 與擴(kuò)展序列g(shù)k的多個乘法函數(shù)的順序的排列經(jīng)常彼此互換。然而，整體調(diào)制和解調(diào)函數(shù)保持相同，并且可使用任何配置。
上述接收器使用這樣一種接收系統(tǒng)其中，并聯(lián)地排列用于檢測相對應(yīng)的用戶碼元的不同的各匹配濾波器。在該系統(tǒng)中，當(dāng)用戶數(shù)量K增加時，不能將在分配給用戶的第k個序列g(shù)k與分配給另一用戶的第k’個(不同的)序列g(shù)k’(k≠k’)之間的交叉相關(guān)性設(shè)計成保持在充分低的水平。除擴(kuò)展序列以外，導(dǎo)頻響應(yīng)，pk還受多個收發(fā)器之間的多路信道增益的影響，并且一對這種導(dǎo)頻響應(yīng)之間的用戶間交叉相關(guān)性具有比它們自己相對應(yīng)的導(dǎo)頻序列之間的相關(guān)性更大的值。此外，相鄰碼元的多路延遲波會產(chǎn)生碼元間干擾(ISI)，這阻礙了用戶數(shù)量K的增加。因此，不可能改進(jìn)頻率利用效率。
為了抑制由上述干擾噪聲導(dǎo)致的干擾，已經(jīng)研究了用于通過對去相關(guān)方程求解來執(zhí)行用戶分離和相鄰碼元分離的多用戶接收器的許多方法。然而，尚未獲得足夠的噪聲抑制效果。在此，以下示出與本發(fā)明密切相關(guān)的7個現(xiàn)有技術(shù)列表(A)[Mamoru Sawahashi，Yoshinori Miki，Hidehiro Andoh and KenichiHiguchi，Pilot Symbol-Assisted Coherent Multistage Interface CancellerUsing Recursive Channel Estimation for DS-CDMA Mobile Radio”IEICETrans.Commun.，Vol.E79-B，No.9，pp.1262to 1270，(09.1996)](B)[Mitsuhiro Tomita，Noriyoshi Kuroyanagi，Satoru Ozawa and NaokiSuehiro，“Error rate performance improvement for a de-correlating CDMAreceiver by introducing additional dummy pilot response”，PIMRC’02，Lisbon(09.2002)](C-1)[D.Koulakiotis and A.H.Aghvami，CTR，King’s Collage，University of London“Data Detection Techniques for DS-CDMA MobileSystemsA Review”，IEEE Personal Comm.，pp.24 to 34，June 2000](C-2)[T.Abe and T.Matsumoto，“Space-Time Turbo Equalization andSymbol Detection in Frequency Selective MIMO Channels with UnknownInterference”，Proc.WPMC’01，Aalborg Denmark(09.2001)](D)[Siavash M.Alamouti“A Simple Transmit Diversity Technique forWireless Communications”IEEE JSAC，Vol.16，No.8(10.1998)](E)[Naoki Seuhiro，Noriyoshi Kuroyanagi，Toshiaki Imoto and ShinyaMatsufuji，“Very Efficient Frequency Usage Systems using ConvolutionalSpread Time Signals Based on Complete Complementary Code”，PIMRC’2000，(09.2000)](F)[Jiangzhou Wang and Jun Chen“Performance of Wideband CDMASystems with Complex Spreading and Imperfect Channel Estimation”IEEEJSAC Vol.19，No.1，(01.2001)]系統(tǒng)(A)旨在通過對圖16說明的系統(tǒng)中的第k個匹配濾波器MFk的功能進(jìn)行升級以檢測第k個用戶uk的數(shù)據(jù)，并使用了配備有圖17所示的干擾抵消器的接收器。在干擾抵消器IC-1(第一級)中，匹配濾波器組MFB通過使用接收輸入r1和從導(dǎo)頻響應(yīng)存儲器PRM提供的導(dǎo)頻響應(yīng)來生成除第(k1)個用戶以外的所有用戶的估計發(fā)送數(shù)據(jù)(軟輸出) 通過使用軟輸出 第一干擾發(fā)生器I-GEN1生成副本(偽輸入)Φ[k]。通過從輸入r1減去Φ[k]，干擾抵消器IC-1生成軟輸出 通過對軟輸出 執(zhí)行硬判決，獲得了檢測值 通過第二干擾發(fā)生器I-GEN2利用該 生成相對應(yīng)的副本Φk1。向抵消器(被稱為第二級)IC-2施加通過從所接收輸入r1減去副本中Φk1而得到的輸入r2。抵消器IC-2對輸入r2重復(fù)施加與IC-1已執(zhí)行的操作相同的操作。在該方法中，由于在各用戶的導(dǎo)頻響應(yīng)之間存在大的交叉相關(guān)性，結(jié)果在軟輸出中殘留大干擾分量。因此，不能充分地降低誤碼率。
圖18示出了多用戶接收器的功能框圖。圖18(a)示出了對應(yīng)于系統(tǒng)(B)的去相關(guān)檢測器(系統(tǒng)DD)。在此情況下，各用戶發(fā)送器都發(fā)送導(dǎo)頻碼元，以不受來自其他用戶的干擾波的干擾。該接收器接收這些導(dǎo)頻碼元并且總是在導(dǎo)頻響應(yīng)存儲器PRM中準(zhǔn)備來自所有用戶的高度精確的導(dǎo)頻響應(yīng)。各用戶發(fā)送器都使用分配給該用戶的序列和由所有用戶使用的公共載波來生成待由發(fā)送器發(fā)送的發(fā)送數(shù)據(jù)碼元。更具體來說，在系統(tǒng)(B)中，每個用戶都向基站(BS)發(fā)送導(dǎo)頻信號，使得BS可精確辨識從各用戶到基站的信道增益特性(信道)。因此，基站BS可獲得來自第k(＝1，2，...，K)個用戶uk的發(fā)送路徑的導(dǎo)頻響應(yīng)(信道增益特性)pk。通過以下公式給出接收碼元rr=Σk=0Kbkpk+x---(A-1)]]>其中，bk是第k個用戶uk的發(fā)送數(shù)據(jù)，x是包括在接收碼元r中的白噪聲(AWGN)。通過使用由所有用戶的導(dǎo)頻響應(yīng)pk組成的導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P，由圖18中的去相關(guān)檢測器(Decor)對方程(A-1)進(jìn)行求解，以獲得與發(fā)送數(shù)據(jù)相對應(yīng)的軟輸出b~k=bk+Δbk,]]>其中Δbk是誤差。該系統(tǒng)具有使得可以完全去除干擾波的影響的優(yōu)點。
然而，在系統(tǒng)(B)中，由于導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P依賴于信道增益，因此矩陣P的正則性往往會降低，并且在求解方程的過程中會放大AWGN分量，導(dǎo)致包含在軟輸出中的誤差Δbk增大。因此，用戶數(shù)量K與擴(kuò)展序列長度L必須滿足關(guān)系K＜＜L以減小誤差Δbk。更具體來說，存在如下問題可容納的用戶數(shù)量受到限制從而導(dǎo)致系統(tǒng)具有低頻率利用效率。
系統(tǒng)(C-1)和(C-2)使用圖18(b)和18(c)所示的最小均方誤差檢測器(MMSE-D)。盡管系統(tǒng)MMSE-D系統(tǒng)提供了一種用于對系統(tǒng)DD所求解的相同去相關(guān)方程進(jìn)行求解的方法以生成軟輸出，從而增大矩陣P的正則性，但是在求解過程中它使用附加項修改了矩陣P。由于該附加項，產(chǎn)生了干擾噪聲。由于該干擾噪聲減小了包含在接收向量中的信號分量，因此劣化了軟輸出的質(zhì)量。系統(tǒng)(C-2)提供了一種克服MMSE-D的缺點的方法?？紤]第k個用戶uk作為目標(biāo)用戶。通過常規(guī)(作為第一級)MMSE來計算包含所有用戶分量的軟輸出向量 并根據(jù)由從導(dǎo)頻響應(yīng)P估計的所有用戶的信道增益組成的信道矩陣H和通過從軟輸出向量 去除第k個用戶uk的軟輸出分量而得到的軟輸出向量 來計算從除第k個用戶uk以外的用戶接收到的估計接收輸入(副本)[k]。接收器通過從第一級接收碼元rl去除作為第k個用戶uk的干擾分量的副本[k]來計算第二級接收碼元rk。將碼元rk施加給常規(guī)(作為第二級)MMSE，以獲得第k個軟輸出 系統(tǒng)對軟輸出 進(jìn)行硬判決以便產(chǎn)生第k個檢測值 由于軟輸出向量 不包括第k個軟輸出 因此在該過程中不能去除由第k個數(shù)據(jù)bk產(chǎn)生的干擾分量。因此，由于副本[k]包括大的干擾噪聲，所以對頻率效率的改進(jìn)尚不充分。
系統(tǒng)(D)研究了其中對多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)執(zhí)行時空編碼發(fā)送的單用戶系統(tǒng)。在該系統(tǒng)中，通過使用多個(N)發(fā)送天線作為空間軸并使用多個(Nτ)碼元時隙作為時間軸，使用NNτ個碼元來發(fā)送N個數(shù)據(jù)，以得到增強(qiáng)的時空分集效應(yīng)。為了將各自包括待同時發(fā)送的N個碼元的各發(fā)送碼元組設(shè)計成具有相互正交性，發(fā)送器將各組合的各N個發(fā)送碼元乘以正交序列組(碼)的各單元序列(碼字)，使得接收器可容易地將這N個數(shù)據(jù)相互分離。尚未建立將該方法應(yīng)用于多用戶接收器的有效技術(shù)。此外，在該系統(tǒng)中，由于該系統(tǒng)假設(shè)在發(fā)送Nτ個碼元的時間過程中信道特性是不變的，因此不能獲得在時間軸上的足夠的分集效應(yīng)。
系統(tǒng)(E)利用了互補序列在所有移位位置處具有正交性的特征。該系統(tǒng)的用戶通過將多個單元子碼元相加來產(chǎn)生合成發(fā)送碼元，每次操作將這些順序碼片移位互補序列之一乘以發(fā)送數(shù)據(jù)并發(fā)送合成后的發(fā)送碼元。由于該系統(tǒng)可以在一碼元時段上發(fā)送大量單元子碼元，因此改進(jìn)了頻率利用效率。此外，由于所述多個移位序列相互正交，因此接收器可以容易地對子碼元上攜帶的多個碼元進(jìn)行分離并區(qū)分。然而，由于發(fā)送大量單元子碼元之和，因此存在峰值發(fā)送功率顯著增大的問題。
系統(tǒng)(F)是標(biāo)準(zhǔn)化為第3代系統(tǒng)的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)多路復(fù)用發(fā)送系統(tǒng)，其中用戶同時發(fā)送導(dǎo)頻碼元和數(shù)據(jù)碼元。為了在接收器處將數(shù)據(jù)與導(dǎo)頻分離，該系統(tǒng)設(shè)置一實數(shù)作為數(shù)據(jù)(b∈±1)和一虛數(shù)作為導(dǎo)頻(p＝j(luò))。通過復(fù)數(shù)(b+j)對同一擴(kuò)展序列進(jìn)行調(diào)制，以得到發(fā)送碼元。更具體來說，由于通過使用一個碼元時隙和其中可通過QPSK(四相移鍵控調(diào)制)發(fā)送2位/碼元的帶寬來發(fā)送1位數(shù)據(jù)/碼元，因此導(dǎo)頻消耗了與數(shù)據(jù)消耗的資源相等的相當(dāng)大的資源。此外，由于多路信道特性，導(dǎo)頻經(jīng)受了來自同一用戶的數(shù)據(jù)碼元和來自其他用戶的導(dǎo)頻/數(shù)據(jù)碼元兩方面的干擾，因此還存在不容易獲得精確的導(dǎo)頻響應(yīng)的問題。

發(fā)明內(nèi)容
為了克服多用戶接收器的常規(guī)用戶信號分離功能具有的缺點，提出了本發(fā)明。已對常規(guī)技術(shù)，干擾抵消器、去相關(guān)檢測器以及最小均方誤差檢測器進(jìn)行了考查。本發(fā)明的目的是提供新型多用戶接收器的設(shè)計技術(shù)，從而針對1位發(fā)送所需的功率帶寬積(其為對CDMA系統(tǒng)的性能的評估測度)實現(xiàn)與上述常規(guī)系統(tǒng)的性能相比更顯著增強(qiáng)的性能。
為了實現(xiàn)以上目的，根據(jù)權(quán)利要求1所述的本發(fā)明，提供了一種碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，其中，基本系統(tǒng)結(jié)構(gòu)由多個小區(qū)組成，所述多個小區(qū)中的每一個都包括一基站和K個用戶站，每一個所述用戶站都包括用戶發(fā)送器和用戶接收器，通過多址信道與包括基站接收器和基站發(fā)送器的所述基站進(jìn)行通信，并且所述用戶發(fā)送器能夠發(fā)送數(shù)據(jù)碼元以利用擴(kuò)展序列傳送數(shù)據(jù)，并發(fā)送作為所述擴(kuò)展序列的導(dǎo)頻碼元，以識別從所述用戶發(fā)送器到所述基站接收器的信道，并且所述基站接收器包括最小均方誤差檢測器以便通過最小均方誤差檢測器對針對輸入向量得到的具有多個未知數(shù)的線性方程系統(tǒng)進(jìn)行求解的方式對輸入向量進(jìn)行分析，所述輸入向量是包括兩個多用戶特定數(shù)據(jù)響應(yīng)的接收碼元，所述用戶特定數(shù)據(jù)響應(yīng)各自已通過信道傳送發(fā)送數(shù)據(jù)，所述多用戶特定數(shù)據(jù)響應(yīng)包括分離矩陣U和未知數(shù)據(jù)向量，所述分離矩陣U由與信道相關(guān)聯(lián)的導(dǎo)頻矩陣和與白噪聲功率相乘的單位矩陣組成，所述碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)的特征在于所述接收器包括求解裝置，用于在分析電路處對如由帶有用戶分離矩陣U0的第一去相關(guān)方程系統(tǒng)標(biāo)識的方程系統(tǒng)進(jìn)行求解，以得到軟輸出向量 生成裝置，用于在功率估計器處得到通過對所述用戶分離矩陣U進(jìn)行矩陣求逆而產(chǎn)生的噪聲評估矩陣C的用戶對應(yīng)噪聲評估向量的方差，作為由K個分量組成的正確解測度pC0；判定裝置，用于在最佳用戶判決電路處基于所述正確解測度pC0的多個最小候選分量中的一個將所述軟輸出向量 的一個軟輸出分量 判定為第一最佳用戶uk′；硬判決裝置，用于在判決電路處對所述軟輸出 執(zhí)行硬判決，以獲得檢測值 去除裝置，用于使用調(diào)制器、減法器以及最佳用戶去除器的多個電路，從帶有所述用戶分離矩陣U0的第一去相關(guān)方程系統(tǒng)中去除與第一最佳用戶uk’相對應(yīng)的分量，以生成如由帶有用戶分離矩陣U1的第二去相關(guān)方程系統(tǒng)標(biāo)識的方程系統(tǒng)；求解裝置，用于對所述第二系統(tǒng)進(jìn)行求解以得到軟輸出向量 得到通過對所述用戶分離矩陣U1進(jìn)行矩陣求逆而產(chǎn)生的噪聲評估矩陣C的用戶對應(yīng)噪聲評估向量的方差，作為由(K-1)個分量組成的正確解測度pC1，并基于所述正確解測度pC1的多個最小候選分量中的一個將所述軟輸出向量 的多個軟輸出中的一個輸出 判定為第二最佳用戶uk”；硬判決裝置，用于對所述軟輸出 執(zhí)行硬判決，以獲得檢測值 重復(fù)裝置，用于對去相關(guān)方程的隨后系統(tǒng)順序地重復(fù)與施加給去相關(guān)方程的第二系統(tǒng)的方法相同的方法，以對隨后的最佳用戶進(jìn)行判定，從而依次得到所述多個最佳用戶；以及硬判決裝置，用于在所述判決電路處對所述多個最佳用戶的多個軟輸出執(zhí)行硬判決，以獲得所有用戶已發(fā)送出的發(fā)送數(shù)據(jù)的檢測值。
根據(jù)權(quán)利要求2所述的本發(fā)明，提供了根據(jù)權(quán)利要求1所述的碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，其特征在于所述接收器包括求解裝置，用于在分析電路處對如由帶有用戶分離矩陣U0的去相關(guān)方程的第一系統(tǒng)標(biāo)識的方程系統(tǒng)進(jìn)行求解，以得到軟輸出向量 生成裝置，用于在功率估計器處產(chǎn)生由K個分量組成的用戶對應(yīng)噪聲評估向量pC0的所述方差，在噪聲功率估計器處獲得輸入噪聲功率Nr0，并計算標(biāo)準(zhǔn)偏差σ0，以使用所述方差pC0和所述輸入噪聲功率Nr0。來組成誤差振幅分布；獲得裝置，用于獲得由K個分量組成的第零個標(biāo)準(zhǔn)化概率比λ0標(biāo)識的比，基于具有所述標(biāo)準(zhǔn)偏差σ0的誤差分布模型和所述軟輸出向量 的所述K個分量來計算比；判定裝置，用于在最佳用戶判決電路處，基于標(biāo)準(zhǔn)化概率比λ0的多個最大候選分量中的一個將所述軟輸出向量 的一個軟輸出分量 判定為第一最佳用戶uk′；硬判決裝置，用于在判決電路處對所述軟輸出 執(zhí)行硬判決，以獲得檢測值 去除裝置，用于從帶有根據(jù)權(quán)利要求1所述的用戶分離矩陣U0的第一去相關(guān)方程系統(tǒng)中去除與第一最佳用戶uk’相對應(yīng)的分量；重復(fù)裝置，用于對根據(jù)權(quán)利要求1所述的隨后的去相關(guān)方程系統(tǒng)順序地重復(fù)與施加給第一去相關(guān)方程系統(tǒng)的方法相同的方法；以及硬判決裝置，用于在所述判決電路處對所述多個最佳用戶的多個軟輸出執(zhí)行硬判決，以獲得所有用戶已發(fā)送出的發(fā)送數(shù)據(jù)的檢測值。
根據(jù)權(quán)利要求3所述的本發(fā)明，提供了一種碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，其中，基本系統(tǒng)結(jié)構(gòu)由多個小區(qū)組成，所述多個小區(qū)中的每一個都包括一基站和K個用戶站，所述多個用戶站中的每一個都包括用戶發(fā)送器和用戶接收器，通過多址信道與所述小區(qū)中的包括基站接收器和基站發(fā)送器的所述基站進(jìn)行通信，并且用戶發(fā)送器能夠發(fā)送數(shù)據(jù)碼元以利用擴(kuò)展序列傳送數(shù)據(jù)，并發(fā)送作為所述擴(kuò)展序列的導(dǎo)頻碼元，以識別從所述用戶發(fā)送器到所述基站接收器的信道，并且所述基站接收器包括最小均方誤差檢測器，以按通過所述最小均方誤差檢測器對針對輸入向量得到的帶有多個未知數(shù)的線性方程系統(tǒng)進(jìn)行求解的方式對所述輸入向量進(jìn)行分析，所述輸入向量是包括兩個多用戶特定數(shù)據(jù)響應(yīng)的接收碼元，所述用戶特定數(shù)據(jù)響應(yīng)的每一個己通過信道傳送發(fā)送數(shù)據(jù)，所述多用戶特定數(shù)據(jù)響應(yīng)包括分離矩陣U和未知數(shù)據(jù)向量，所述分離矩陣U由與信道相關(guān)聯(lián)的導(dǎo)頻矩陣和與白噪聲功率相乘的單位矩陣組成，所述碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)的特征在于所述接收器包括求解裝置，用于在分析電路處對如由帶有由第零用戶分離矩陣標(biāo)識的用戶分離矩陣U0的第一去相關(guān)方程系統(tǒng)標(biāo)識的方程系統(tǒng)進(jìn)行求解，以得到由第零個軟輸出向量標(biāo)識的軟輸出向量 計算裝置，用于在干擾發(fā)生器處將第零個軟輸出向量 乘以第零個用戶分離矩陣U0的逆矩陣以計算由第零個干擾校正向量標(biāo)識的干擾校正向量c0，并將第零個干擾校正向量c0加入第零個軟輸出向量 以得到由第一個軟輸出向量標(biāo)識的軟輸出向量 應(yīng)用裝置，用于應(yīng)用與用于計算第零個干擾校正向量c0的方法相同的方法，以利用第一軟輸出向量 來計算由第一個干擾校正向量標(biāo)識的干擾校正向量c1；硬判決裝置，用于對通過重復(fù)將第一個干擾校正向量c1加入第零個軟輸出向量 以得到由第二個軟輸出矢量標(biāo)識的軟輸出向量 的方法而計算出的第n級的軟輸出向量 的各個分量施加并執(zhí)行硬判決；重復(fù)裝置，用于重復(fù)與用于獲得第二軟輸出向量 的方法相同的方法n次，以得到第n個軟輸出 以及硬判決裝置，用于在所述判決電路處對第n個軟輸出 的軟輸出執(zhí)行硬判決，以獲得所有用戶已發(fā)送出的發(fā)送數(shù)據(jù)的檢測值。
根據(jù)權(quán)利要求4所述的本發(fā)明，提供了根據(jù)權(quán)利要求3所述的碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，其特征在于所述接收器包括引入裝置，用于引入系數(shù)λN以增大在所述用戶分離矩陣U中使用的所述單位矩陣的振幅，并得到了帶有由所述系數(shù)λN修改后的用戶分離矩陣U的去相關(guān)方程系統(tǒng)；限制裝置，用于限制被計算為所述系統(tǒng)的解的第零級的所述軟輸出向量 的振幅，以得到修改后的軟輸出向量，通過將所述修改后的軟輸出向量乘以所述用戶分離矩陣U的逆矩陣、軟輸出向量來生成第零級的干擾校正向量c0；加法裝置，用于將通過將所述干擾校正輸出c0乘以干擾功率估計系數(shù)θ而獲得的向量加入第零級的所述軟輸出向量 以生成第一級的軟輸出 重復(fù)裝置，用于對隨后的多個級重復(fù)相同的方法，以獲得第n級的軟輸出向量 以及硬判決裝置，用于在所述判決電路處對第n個軟輸出 的軟輸出執(zhí)行硬判決，以獲得所有用戶已發(fā)送出的發(fā)送數(shù)據(jù)的檢測值。
根據(jù)權(quán)利要求5所述的本發(fā)明，提供了根據(jù)權(quán)利要求1或3所述的碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，所述系統(tǒng)的特征在于所述接收器包括接收裝置，用于接收從各用戶發(fā)送器接收到的多個導(dǎo)頻響應(yīng)向量，并將所述多個導(dǎo)頻響應(yīng)向量中的每一個分離成在目標(biāo)碼元時段上到達(dá)的當(dāng)前導(dǎo)頻碼元的主響應(yīng)和在同一目標(biāo)碼元時段上到達(dá)的前一導(dǎo)頻碼元的延遲波響應(yīng)，并為每個用戶生成由通過對所述主響應(yīng)與所述多個延遲波響應(yīng)取代數(shù)和而得到的多個合成導(dǎo)頻響應(yīng)組成的導(dǎo)頻響應(yīng)組；求解裝置，用于生成由所有用戶的所述多個合成導(dǎo)頻響應(yīng)組成的導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P，生成以通過所述導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P和單位矩陣得到的用戶分離矩陣U、未知數(shù)據(jù)向量b以及接收碼元向量r作為構(gòu)成元素的去相關(guān)方程系統(tǒng)，并根據(jù)權(quán)利要求1或3所述的方法對所述系統(tǒng)進(jìn)行求解，以獲得軟輸出向量。
根據(jù)權(quán)利要求6所述的本發(fā)明，提供了根據(jù)權(quán)利要求1或3所述的碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，所述系統(tǒng)的特征在于所述基本系統(tǒng)包括包括裝置，用于包括其中對多個天線進(jìn)行排列以執(zhí)行通信的多輸入多輸出系統(tǒng)，每一個所述用戶發(fā)送器都包括分配裝置，用于在由多個(Nτ)時隙和多個(N)發(fā)送天線構(gòu)成的時空發(fā)送軸上將多個(Nd)發(fā)送數(shù)據(jù)分配給NτN個碼元，并在Nτ碼元時段上發(fā)送NτN個碼元，并且所述基站接收器包括接收存儲生成裝置，用于在多個(M)天線處在Nτ個碼元時隙上接收多個碼元，當(dāng)?shù)趉個用戶發(fā)送器在Nτ個碼元時隙的第τ個碼元時隙上發(fā)送Nd個碼元的第d個發(fā)送導(dǎo)頻碼元時，存儲在第m個接收天線處接收到的導(dǎo)頻碼元的導(dǎo)頻響應(yīng)pdτnmk，針對天線編號m和時序編號τ，生成通過只將與第d個導(dǎo)頻響應(yīng)相對應(yīng)的導(dǎo)頻響應(yīng)pdτnmK連接起來而獲得的連接導(dǎo)頻響應(yīng)向量pdk，生成由這些向量組成的導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P，并生成通過將在所述Nτ個碼元時隙上接收到的M片接收碼元向量連接起來而獲得的連接接收向量r；生成裝置，用于利用根據(jù)所述導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P和單位矩陣生成的用戶分離矩陣U、所述連接接收向量r以及未知數(shù)據(jù)向量b生成去相關(guān)方程系統(tǒng)；以及求解和硬判決裝置，對根據(jù)權(quán)利要求1或3所述的去相關(guān)方程系統(tǒng)進(jìn)行求解，以獲得所述發(fā)送數(shù)據(jù)向量b的軟輸出向量 并對所述軟輸出向量 的各個分量執(zhí)行硬判決以獲得檢測數(shù)據(jù)向量
根據(jù)權(quán)利要求7所述的本發(fā)明，提供了根據(jù)權(quán)利要求6所述的碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，所述系統(tǒng)的特征在于所述多個用戶發(fā)送器中的每一個都包括交織裝置，用于預(yù)先對N個發(fā)送碼元的時序進(jìn)行交織，并在Nτ個時隙上發(fā)送交織碼元，其中N是發(fā)送天線的數(shù)量，并且所述接收器包括去交織裝置，用于對M片接收碼元執(zhí)行去交織，其中M等于接收天線的數(shù)量；生成求解和硬判決裝置，用于針對由去交織輸出得到的Nτ個碼元組中的每一個生成去相關(guān)方程系統(tǒng)，根據(jù)權(quán)利要求6對所述系統(tǒng)進(jìn)行求解以獲得發(fā)送數(shù)據(jù)向量b的軟輸出向量 并對所述軟輸出向量 的各個單元執(zhí)行硬判決，以獲得檢測數(shù)據(jù)向量 根據(jù)權(quán)利要求8所述的本發(fā)明，提供了根據(jù)權(quán)利要求1或3所述的碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，其中，基本系統(tǒng)結(jié)構(gòu)由多個小區(qū)組成，所述多個小區(qū)中的每一個都包括一基站和K個用戶站，每一個所述用戶站都包括用戶發(fā)送器和用戶接收器，通過多址信道與包括基站接收器和基站發(fā)送器的所述基站進(jìn)行通信，并且該去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)的特征在于所述用戶發(fā)送器包括發(fā)送裝置，用于發(fā)送數(shù)據(jù)碼元以利用擴(kuò)展序列傳送數(shù)據(jù)，并發(fā)送作為所述擴(kuò)展序列的導(dǎo)頻碼元，以識別從所述用戶發(fā)送器到所述基站接收器的信道；生成裝置，用于通過向核心擴(kuò)展序列添加多個保護(hù)序列來生成包絡(luò)循環(huán)移位擴(kuò)展序列，所述核心擴(kuò)展序列屬于一對完全互補擴(kuò)展序列的k移位序列或零相關(guān)區(qū)擴(kuò)展序列的k移位序列；控制裝置，用于對發(fā)送定時進(jìn)行控制，使得所有用戶特定接收碼元分量都可以在同步或準(zhǔn)同步條件下到達(dá)所述基站接收器，并且所述接收器包括提取裝置，用于提取所述接收碼元的核心時段部分作為輸入向量，并根據(jù)權(quán)利要求1或3的方法利用最小均方檢測器對所述輸入向量進(jìn)行分析。
根據(jù)權(quán)利要求9所述的本發(fā)明，提供了根據(jù)權(quán)利要求1到8中任一所述的碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，所述碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)的特征在于由K個用戶發(fā)送器的第k個用戶發(fā)送器標(biāo)識的用戶發(fā)送器包括生成裝置，用于生成帶有保護(hù)添加擴(kuò)展序列的導(dǎo)頻碼元，并準(zhǔn)備由按正交碼通過碼長度為N的第k個碼字調(diào)制出的N個碼元組成的導(dǎo)頻碼元序列，并發(fā)送所述導(dǎo)頻碼元序列，使得它可以在同步或準(zhǔn)同步條件下與由其它用戶站發(fā)送出的其它導(dǎo)頻碼元序列一起到達(dá)所述接收器處，并且所述基站接收器包括接收裝置，用于接收通過所有用戶特定導(dǎo)頻響應(yīng)多路復(fù)用后的導(dǎo)頻響應(yīng)序列，并將所述導(dǎo)頻響應(yīng)序列施加給匹配到第k個正交碼字的匹配濾波器，以生成第k個用戶的導(dǎo)頻響應(yīng)向量，和生成裝置，用于生成由所有所述K個用戶的導(dǎo)頻響應(yīng)向量組成的導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P，以建立用于各權(quán)利要求1到8的所述去相關(guān)方程系統(tǒng)。
根據(jù)權(quán)利要求10所述的本發(fā)明，提供了根據(jù)權(quán)利要求1到4中任一所述的碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，所述碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分的特征在于所述接收器包括求解裝置，用于利用去相關(guān)檢測器對由第一去相關(guān)方程系統(tǒng)標(biāo)識的方程系統(tǒng)進(jìn)行求解，所述去相關(guān)檢測器通過從用于所述最小均方誤差檢測器的用戶分離矩陣U中去除單位矩陣I得到；求解裝置，用于利用去相關(guān)檢測器對隨后的去相關(guān)方程系統(tǒng)進(jìn)行求解。
根據(jù)權(quán)利要求11所述的本發(fā)明，提供了根據(jù)權(quán)利要求1或3所述的碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，其中，所述基本系統(tǒng)包括包括裝置，用于包括其中對多個天線進(jìn)行排列以執(zhí)行通信的多輸入多輸出系統(tǒng)，每一個所述用戶發(fā)送器都包括發(fā)送裝置，用于發(fā)送數(shù)據(jù)碼元以利用擴(kuò)展序列傳送數(shù)據(jù)，并發(fā)送作為所述擴(kuò)展序列的導(dǎo)頻碼元，以識別從所述用戶發(fā)送器到所述基站接收器的信道，并且所述基站接收器包括接收裝置，用于在多個(M)天線處在Nτ個碼元時隙上接收多個碼元，并且，所述碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)的特征在于所述接收器包括接收裝置，用于接收通過所述M個天線獲得的每用戶M個導(dǎo)頻響應(yīng)向量，通過對所述多個導(dǎo)頻響應(yīng)向量進(jìn)行連接來生成擴(kuò)充導(dǎo)頻響應(yīng)向量，并通過將獲得用于所有用戶的擴(kuò)充導(dǎo)頻響應(yīng)向量進(jìn)行組合來生成導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P；生成裝置，用于通過將通過所述M個天線獲得的所有所述多個接收碼元連接起來而生成擴(kuò)充接收向量r，建立帶有通過所述導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P得到的用戶分離矩陣U的去相關(guān)方程系統(tǒng)，并根據(jù)權(quán)利要求1或3對所述系統(tǒng)進(jìn)行求解以獲得軟輸出向量。
根據(jù)權(quán)利要求12所述的本發(fā)明，提供了根據(jù)權(quán)利要求5所述的碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，所述碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)的特征在于所述多個用戶天線中的每一個都包括生成裝置，用于生成數(shù)據(jù)和帶有通過向核心擴(kuò)展序列添加模擬延遲序列而得到的擴(kuò)充序列的導(dǎo)頻碼元，使得將所述模擬延遲序列排列在作為與所述核心擴(kuò)展序列相同的時隙的發(fā)送碼元時段的尾部的外部，并發(fā)送所述數(shù)據(jù)和所述導(dǎo)頻碼元，使得與所述模擬延遲序列相對應(yīng)的分量占據(jù)與后一碼元的前部相交疊的時間位置，發(fā)送數(shù)據(jù)碼元和導(dǎo)頻碼元，并且所述接收器包括獲得裝置，用于獲得接收數(shù)據(jù)碼元和K個用戶導(dǎo)頻響應(yīng)，并建立帶有基于所述接收數(shù)據(jù)碼元和K個用戶導(dǎo)頻響應(yīng)生成的具有增強(qiáng)的正則性的用戶分離矩陣或?qū)ьl響應(yīng)矩陣的去相關(guān)方程系統(tǒng)，和求解裝置，用于根據(jù)權(quán)利要求5對所述系統(tǒng)進(jìn)行求解。


圖1是收發(fā)器的框圖。
圖2是示出發(fā)送路徑模型的圖。
圖3(a)和3(b)是由基帶發(fā)送/接收保護(hù)添加碼元組成的碼元序列的時間圖。
圖4是示出用于基于軟輸出來計算正確解出現(xiàn)概率的頻率分布特性的圖示。
圖5是順序檢測型MMSE接收器的框圖。
圖6是干擾控制MMSE檢測器的框圖。
圖7是示出基帶發(fā)送/接收碼元序列和導(dǎo)頻響應(yīng)的時間圖。
圖8(a)和8(b)是示出生成正/負(fù)導(dǎo)頻響應(yīng)向量的方法的圖。
圖9是示出一種模擬延遲波發(fā)送系統(tǒng)的發(fā)送碼元和導(dǎo)頻響應(yīng)的圖。
圖10是使用了時空編碼系統(tǒng)的多用戶發(fā)送器/接收器的框圖。
圖11是示出時空編碼系統(tǒng)的信號發(fā)生模型的圖，其中，圖11(a)是時空碼元的排列圖，圖11(b)是用于進(jìn)行交織的讀寫次序圖。
圖12是使用互補序列的CDMA發(fā)送系統(tǒng)的發(fā)送/接收碼元的時間圖。
圖13是使用互補序列的CDMA發(fā)送系統(tǒng)的接收器的框圖。
圖14是一種正交序列調(diào)制導(dǎo)頻發(fā)送系統(tǒng)的發(fā)送/接收碼元序列的時間圖。
圖15是正交序列調(diào)制導(dǎo)頻發(fā)送系統(tǒng)的收發(fā)器的框圖。
圖16是常規(guī)CDMA通信系統(tǒng)的收發(fā)器的功能框圖。
圖17是多用戶接收器(干擾抵消系統(tǒng))的功能框圖。
圖18是(使用了去相關(guān)方程的)多用戶接收器的功能框圖，其中，圖18(a)是示出去相關(guān)器(DD)的圖，圖18(b)是示出最小均方誤差檢測器(MMSE-D)的圖，圖18(c)是示出軟輸出抵消最小均方誤差檢測器(SC-MMSE-D)的圖。
具體實施例方式
圖1是對本發(fā)明第一實施例的輔助說明圖，并且是示出碼分多址(CDMA)通信系統(tǒng)的收發(fā)器的結(jié)構(gòu)的框圖。在圖1中，左邊示出了由第k個用戶uk使用的第k個(k＝0，1，2，...K)發(fā)送器TXk，右邊示出了在基站中使用的接收器RX。使用碼元時段為TE的二進(jìn)制數(shù)據(jù)bk(∈±1)作為對發(fā)送器TXk的輸入。碼元p表示由p＝1設(shè)置的導(dǎo)頻輸入。使用圖(a)所示的切換器S1按照如下定時以分時方式來發(fā)送導(dǎo)頻輸入p，使得在時間上不與所有用戶的發(fā)送數(shù)據(jù)和由其他用戶發(fā)送的導(dǎo)頻相交疊。在調(diào)制器MOD處輸入bk使用保護(hù)(待稍后描述)對包絡(luò)序列ek(i)進(jìn)行調(diào)制，以生成帶有LE個碼片的脈沖序列bkek(i)。卷積乘法器CONV使用上述脈沖序列的相應(yīng)脈沖對在頻率為fc的載波上產(chǎn)生的碼片波形q進(jìn)行卷積調(diào)制。(為了在沒有碼片間干擾的情況下在近似等于碼片速率fch的帶寬上發(fā)送各碼片脈沖，相對于碼片間距Tc將碼片波形q的擴(kuò)頻范圍Tq設(shè)置成Tq＞＞Tc)。卷積乘法器CONV輸出第k個用戶的由下式表示的發(fā)送碼元sk(t)(此后將有限時間信號傳送數(shù)據(jù)表示為碼元)sk(t)=bk{Σi=0L-1ek(i)q(t-iTC)}2cos2πfCt---(1)]]>其中ek(i)是帶有碼片變量i的包絡(luò)序列，q(t)是碼片波形。以上公式表示一個碼元。(當(dāng)存在相鄰碼元時，將其修改成通過使以上公式移位碼元時段TE的整數(shù)倍而得到的方程的線性和)。
在與數(shù)據(jù)發(fā)送時間不同的另一時間區(qū)中，發(fā)送在公式(1)中通過設(shè)置bk＝p＝1而生成的碼元skP(t)作為導(dǎo)頻(碼元)。所有用戶都按這樣的定時發(fā)送多個發(fā)送數(shù)據(jù)碼元，即，使得相對應(yīng)的用戶特定接收碼元幾乎同時到達(dá)接收器。這是一種準(zhǔn)同步條件。由基站對在多個接收定時之中的用戶間偏差進(jìn)行控制，以使其小于保護(hù)時段。
下面對接收器組成進(jìn)行說明。由下式給出在接收器處在一數(shù)據(jù)發(fā)送時段上接收到的碼元，作為所有用戶的發(fā)送信號之和r(t)=Σk=1k=Ksk(t)*hk(t)+xc(t)---(2)]]>其中，hk(t)是在第k個用戶與基站之間的信道(增益)向量，xC(t)是AWGN，*是卷積乘法。由帶有本地載波 的調(diào)制器MOD2和帶通濾波器BPF將接收碼元r(t)轉(zhuǎn)換成基帶碼元rb(t)。(在MOD2中，實際上通過使用正交載波對復(fù)數(shù)分量進(jìn)行解調(diào))。將基帶碼元rb(t)的連續(xù)時間波形施加給匹配到與在發(fā)送器中使用的碼片波形相同的波形q(t)的相關(guān)器，以產(chǎn)生時段為TE的碼片脈沖(離散)接收碼元rb(i)。將接收碼元rb(i)施加給通過指定核心碼元提取信號CEX來提取時段為TE的接收碼元的中央部分(時段為T)的“與”門，以生成時段為T的核心接收碼元rc(i)。
在導(dǎo)頻發(fā)送時段中，將切換器S2向上轉(zhuǎn)，使得將核心接收碼元rc(i)最終施加給導(dǎo)頻響應(yīng)存儲器PRM并存儲于其中。通常，將整個導(dǎo)頻發(fā)送時段除以K，從而將各劃分后的時段用于各用戶的導(dǎo)頻發(fā)送。由此，由下式給出第k個核心接收碼元并充當(dāng)?shù)趉個用戶的由L個碼片組成的導(dǎo)頻響應(yīng)向量pkrc(i)＝pk(i)＝(pk1，pk2，...，pkL)T(3)(為便利起見，由黑斜體和黑體符號分別表示向量和由多個向量組成的矩陣)。上標(biāo)T是轉(zhuǎn)置運算符，碼片分量pki取復(fù)數(shù)振幅。盡管向量pk包括白噪聲，但是通過多次接收導(dǎo)頻響應(yīng)并計算它們的平均向量，可以忽略噪聲分量。由下式給出K個用戶的大小為(L×K)的導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P＝[p1p2... pK] (4)另一方面，將各導(dǎo)頻響應(yīng)pk(i)施加給噪聲功率估計電路E(Nr0)。電路E(Nr0)在交替地反轉(zhuǎn)pk(i)的極性的同時產(chǎn)生大量向量對pk(i)之和，以獲得均方值作為噪聲功率?；谄骄?所有導(dǎo)頻響應(yīng)的與第k個導(dǎo)頻響應(yīng)的均值相同的均值)，獲得了包括在核心接收碼元rc(i)中的噪聲功率Nr0的估計值。
在數(shù)據(jù)發(fā)送時段中，將切換器S2向下連接，結(jié)果將包括有功率為NR0的白噪聲的核心接收碼元rc(i)施加給從導(dǎo)頻響應(yīng)存儲器PRM向其提供了導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P的檢測器MMSE-D。檢測器MMSE-D輸出與發(fā)送數(shù)據(jù)向量b＝(b1，b2，...，bk，...，bk)T相對應(yīng)的判決向量b^=(b^1,b^2,...,b^k,...,b^K)T.]]>圖2是對本發(fā)明的輔助說明圖，示出了多址發(fā)送信道的模型圖。K個用戶的輸出在發(fā)送處理中被多路復(fù)用，然后到達(dá)接收器。第k個用戶uk已發(fā)出的第k個發(fā)送數(shù)據(jù)碼元sk(t)和第k個導(dǎo)頻碼元skP(t)經(jīng)受從發(fā)送器到基站接收器的信道向量hk的轉(zhuǎn)換。這些碼元生成了如由下式給出的基帶接收數(shù)據(jù)碼元rk(i)和導(dǎo)頻碼元rkP(i)rk(i)=sk(i)*hk(i)=Σj=0J-1sk(i-j)hkjrkP(i)=skP(i)*hk(i)=Σj=0J-1skp(i-j)hkj---(5)]]>其中hk＝(hk0，hk1，...，hkj，...，hkJ-1)T是由碼片時段為TC(其等于信道分辨率)的J個碼片組成的復(fù)數(shù)信道向量。注意，J是包括直達(dá)波和延遲波的多路波的數(shù)量。
圖3是對本發(fā)明第一實施例的輔助說明圖，示出了在發(fā)送/接收碼元序列之間的定時關(guān)系。當(dāng)如圖3(a)所示第k個用戶uk(k＝1，2)發(fā)送一發(fā)送碼元序列時，在圖3(b)中按用戶多路分量方式示出了從各用戶接收到的接收碼元序列，其中與單個發(fā)送碼元相對應(yīng)的用戶特定接收碼元由與J＝3的情況相關(guān)聯(lián)的3個多路分量組成?？紤]在一對用戶特定接收碼元的直達(dá)波之間的偏差的最大值τm(對于圖3所示的情況，τm＝τ12)與延遲波擴(kuò)頻(J-1)Tc之和。根據(jù)下式Th，Tl＞|τm|+(J-1)TC(6)應(yīng)當(dāng)將保護(hù)序列時段(保護(hù)時間)Th(＝LhTC)和Tl(＝LlTC)設(shè)計成比所述和更長。通過控制所有用戶的發(fā)送定時來滿足該條件。該控制提供了如下條件在核心時段T(其為包括碼元時段TE的中央部分，如由雙點劃線包圍的持續(xù)時間所示)中不包括圖3所示的各碼元邊界FB。由此，提取核心時段上的核心接收碼元rc(t)作為待分析對象，由于保護(hù)序列的保護(hù)功能(即，防止ISI)，因此可以執(zhí)行簡單的分析。
這里，由下式表示與公式(2)相關(guān)聯(lián)的基帶接收離散碼元(在時段TE上)rb(i)=Σk=1K{sk(i)*hk(i)}+x(i){-Lh≤i≤(L+Ll-1)---(7)]]>其中，Lh和Ll分別是保護(hù)序列的頭長度和尾長度。通過限制碼元的碼片序列范圍來給出核心碼元rC(i)＝rb(i){0≤i≤(L-1)} (8)當(dāng)將包絡(luò)擴(kuò)展序列ek(i)定義為核心序列g(shù)k(i)的周期序列時，可以將在核心接收碼元中包括的核心序列的第j個延遲波分量表示為hkjgk*(i-j)，其中g(shù)k*(i-j)是gk(i)的j移位序列，上標(biāo)*是指具有L個碼片的序列。因此，由下式給出rc(i)。
rC(i)=Σk=1KΣj=0J-1bkhkjgk*(i-j)+x(i)---(9)]]>公式(5)中的碼元rkp(i)等同于在公式(9)中通過設(shè)置bk＝1而獲得的數(shù)據(jù)碼元rC(i)。根據(jù)公式(3)，下列公式適用rC(i)=rS(i)+x(i)=Σk=1Kbkpk(i)+x(i)---(10)]]>因此，核心接收碼元由多個二進(jìn)制值調(diào)制用戶特定導(dǎo)頻響應(yīng)之和組成，并由以下向量表達(dá)式中的任何一個給出rC＝Pb+x (11-A)Pb~=rC=rS+x---(11-B)]]>其中rc是包括作為分量的接收信號向量rs[公式(10)中的右手側(cè)的第一項]和白噪聲向量x＝(x1，x2，...，xL)作為分量的核心接收(數(shù)據(jù))向量，b表示發(fā)送數(shù)據(jù)向量， 是通過將誤差向量Δb和b相加而得到的軟輸出向量，P表示公式(4)中的矩陣。當(dāng)將公式(11-B)的兩側(cè)的項乘以導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P的厄米特(Hermitian)(轉(zhuǎn)置共軛)矩陣PH時，得到了
PHPb~=PHrC---(12)]]>這是當(dāng)使用去相關(guān)檢測器(DD)時得到的帶有多個未知數(shù)的線性方程系統(tǒng)。為了增加以上方程的PHP的正則性，使用最小均方誤差(MMSE)準(zhǔn)則的線性方程系統(tǒng)。根據(jù)公知的理論，通過將方程(12)中的矩陣PHP置換為以下矩陣U來表示該系統(tǒng)。(由于稍后將該系統(tǒng)用于判決在第一階段處的最佳用戶，因此將該系統(tǒng)稱為去相關(guān)方程的第一系統(tǒng))。
Ub=PHrC(=y)(KK)(K1)(KL)(L1)(KK)(K1)(KL)(L1)---(13)]]> 其中，U是行數(shù)為l(＝1，2，...，L)并且列數(shù)為k(＝1，2，...，K)的用戶分離矩陣，I是單位矩陣，Nr0是白噪聲向量x的功率，y是(后述)匹配濾波器輸出向量。在括弧中描述了矩陣和向量的大小(行數(shù)×列數(shù))。因此，對該方程系統(tǒng)進(jìn)行求解，以得到由下式給出的軟輸出向量 b~=b+Δb=U-1PHrC---(15)]]>Δb＝Δbx+ΔbI(16-A)Δbx≅U-1PHx=Cx---(16-B)]]>ΔbI＝-U-1b (16-C)其中Δb是由依賴于包括在接收碼元中的白噪聲x的分量Δbx＝[Δbx1，Δbx2，...，Δbxk，...ΔbxK]T和由于添加項Nr0I而產(chǎn)生的干擾噪聲分量ΔbI＝[ΔbI1，ΔbI2，...，ΔbIk，...ΔbIK]T組成的誤差向量，C表示(后述)噪聲評估矩陣。注意，方程(16-B)包括特定干擾噪聲分量。
對在方程(15)中獲得的軟輸出向量的第k個分量 執(zhí)行硬判決，以獲得第k個檢測值 在方程(13)到(16)中設(shè)置Nr0＝0獲得了關(guān)系U＝PHP，得到了系統(tǒng)DD的方程系統(tǒng)。在此情況下，消去了方程(16-B)的干擾噪聲，使得ΔbI＝0。然而，與系統(tǒng)MMSE相比，Δbx增大了。常規(guī)技術(shù)幾乎實現(xiàn)了以上功能。然而，由于常規(guī)技術(shù)不使用保護(hù)序列，因此由于由延遲波導(dǎo)致的碼元間干擾劣化了性能。因此，使用常規(guī)方法難以充分降低誤比特率(BER)。隨著用戶數(shù)量K的增加，矩陣PHP和U的正則性劣化，并且BER增大。結(jié)果，導(dǎo)致上述常規(guī)系統(tǒng)存在發(fā)送功率增大并且頻率利用效率降低的缺點。為了解決該問題，本發(fā)明使用以下方法。
以下對根據(jù)本發(fā)明第一實施例的順序檢測型CDMA多用戶接收系統(tǒng)進(jìn)行描述。
通過下列等式表示方程(16-B)中的右手側(cè)矩陣CC=U-1PH=[C1,C2,...,Ck,...,CK]Ck=(ck1,ck2,...,ckL)Tckl=(k+l)-1pkl*[U~kl]det[U],(l=1,2,...,L)---(17)]]>其中Ck被稱為對應(yīng)于第k個用戶的噪聲評估向量，det[U]表示矩陣U的行列式， 表示通過從矩陣U去除第k行和第l列而得到的余子式。這里，利用方程(16-B)，通過下式獲得在第k個用戶的軟輸出中包括的誤差向量Δbx的第k個分量Δbxk的評估平均功率PxkPxk=E|Δbxk|2=E{Σl=1L|cklx‾l|2}=PCkNr0/L---(18)]]>PCk=Σl=1L|ckl|2---(19)]]>因此，評估平均功率Pxk的期望值與作為矩陣C的第k個分量的向量Ck的功率PCk成比例。由此，得到了功率向量PC＝(PC1，PC2，...PCK)。因此，隨著功率PCk的降低，針對用戶uk計算出的關(guān)于第k個軟輸出 的硬判決值的正確解概率增大。[由于將方程(16-B)中的PHx視為噪聲輸入，因此即使通過設(shè)置C＝U-1來計算Pxk，也可以得到幾乎相同的評估]。
圖4是對本發(fā)明的輔助說明圖示，示出了軟輸出分布的模型特性。
通過考慮在方程(11)中將正確解給定為bk∈±1并且可以假設(shè)誤差電壓Δbxk呈具有以下標(biāo)準(zhǔn)偏差σk的高斯分布，得到了這些特性。
σk=αkN0=αkNr0/L=Pxk---(20)]]>αk=LPxkNr0---(21)]]>其中，αk被稱為噪聲放大系數(shù)，N0是數(shù)據(jù)碼元(尚未擴(kuò)展)的功率。根據(jù)軟輸出向量 的實際獲得值，利用公式(20)中的σk通過下式得到對數(shù)似然比LLR。通過將LLR標(biāo)準(zhǔn)化為標(biāo)準(zhǔn)化概率比λk來給出正確解概率。
LLR(bk)=logepr1(bk=1|b~k)pr0(bk=-1|b~k)=pr1(σk)pr0(σk)λk=tanhLLR(bk)---(22)]]>其中，Pr1(σk)和Pr0(σk)是通過假設(shè)以如圖4所示的σk為標(biāo)準(zhǔn)偏差假設(shè)的高斯分布而得到的概率值。
標(biāo)準(zhǔn)化概率比λk具有從1到-1的范圍的值和與相對應(yīng)的軟輸出的極性相等的極性。由于|λk|接近于1，因此關(guān)于第k個軟輸出 的硬判決值的正確解概率增大了。
可以將包括公式(19)中的Pck和公式(22)中的λk的任意函數(shù)γk作為可用作正確解測度的要素。
γk＝F[PCk，λk) (23)當(dāng)直接使用Pck或λk作為正確解測度時，最佳用戶uk’(k’∈1，2，...K)滿足下式k′＝arg min[PCk](k∈1，2，...，K)(24-A)k′＝arg max[λk](k∈1，2，...，K)(24-B)隨著功率PCk′減小(隨著λk′增大)，用戶uk′的軟輸出 的誤差功率減小并且用戶uk′的檢測值 的正確解概率增大。
在以上描述中，可以將具有最高正確解測度的第k’個用戶確定為第一最佳用戶k’。以下對確定第二最佳用戶的方法進(jìn)行描述。首先，通過從核心接收碼元rc和導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P去除第一最佳用戶分量，得到以下方程rC1=rC-b^k′pk′P1=(p11,p21,...,pk′-11,pk′+11,...pK1)---(25)]]>當(dāng)將以上方程代入方程(13)和(14)中的rc和P中時，得到了以下第二去相關(guān)方程系統(tǒng)U1b1=P1HrC1[(K-1)×(K-1)][(K-1)×1][(K-1)×L](L×1)---(26)]]>U1=P1HP1+Nr0I[(K-1)×(K-1)][(K-1)×L][L×(K-1)][(K-1)×(K-1)]---(27)]]>其中b1是帶有除bk1以外的所有用戶的分量的發(fā)送數(shù)據(jù)向量。
根據(jù)這些方程，盡管核心接收碼元r1c的長度是不變量(長度L)，但是矩陣的大小從U0(K×K)減小到U1{K-1)×(K-1))[U0用于方程(14)的第一系統(tǒng)]。通常，大小的減小有利地使得矩陣U1的正則性比U的正則性高。此外，由于P1不包括pk’，因此消去了在方程(14)中的U中包括的分量ρk′k′+Nr0，并消去了由添加項Nr0I產(chǎn)生的干擾向量Δb1的一部分。矩陣U的正則性的改進(jìn)會使方程(16-B)中的誤差向量的絕對振幅|Δbx|減小，并且去除了包括在矩陣U中的ρk′k′+Nr0會使方程(16-C)中的誤差向量的絕對振幅|ΔbI|減小。因此，誤差向量的絕對誤差振幅|Δb|通常會減小。當(dāng)對方程(26)求解后，得到了下式b~1=b1+Δb1=[U1]-1P1HrC1---(28)]]>令方程(16-A)中的軟輸出誤差向量為Δb0。針對功率考慮在方程(28)中的軟輸出誤差向量Δb0與Δb1之間的比較。由于以上原因，建立下式|Δb1|2＜|Δb0|2(29)因此，當(dāng)?shù)谝蛔罴延脩舻臋z測值 正確時，除第一最佳用戶以外的用戶(的檢測數(shù)據(jù))的平均誤碼率低于根據(jù)方程(15)計算出的所有用戶(的檢測數(shù)據(jù))的平均誤碼率。對方程(28)(通過該方程可預(yù)期改進(jìn)的誤差特性)求解，以便通過與使用公式(23)或(24)執(zhí)行的方法相同的方法來確定在其余用戶中的第二最佳用戶k”。在此情況下，必須再次通過以C1＝[U1]-1P1H代替方程(17)中的C來計算公式(19)中的PCk。按此方式，在第零級軟輸出和第一級處獲得的包括在軟輸出 和 中的各誤差顯著地小于在常規(guī)系統(tǒng)中根據(jù)方程(15)獲得的軟輸出的平均誤差值。重復(fù)這些處理，由此順序地檢測所有用戶的發(fā)送數(shù)據(jù)。
圖5是示出本發(fā)明第一實施例的順序檢測型最小均方誤差檢測系統(tǒng)(SD-MMSE)的框圖。在圖5中，將如上所述的順序確定最佳用戶的功能添加到由虛線框表示的常規(guī)最小均方誤差檢測器MMSE-D。以下對檢測器MMSE-D的操作進(jìn)行描述。將核心接收輸入rc分別施加給與導(dǎo)頻響應(yīng)pk匹配的K個匹配濾波器MF(pk)，以生成相關(guān)輸出yk(k＝1，2， ...K)。
由K個分量yk組成的相關(guān)向量y等于方程(13)中的右手側(cè)的項，并由下式給出y＝(y1，y2，...，yk，...，yK)T＝PHrC+x(30)圖5中的U-GEN表示發(fā)生電路，其使用通過存儲在導(dǎo)頻響應(yīng)存儲器PRM中的所有導(dǎo)頻響應(yīng)pk(i)得到的導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P和存儲在噪聲功率估計器E(Nr0)中的噪聲功率Nr0噪聲功率，來生成在方程(14)中表示的矩陣U。[圖1示出了PRM和E(Nr0)]。將矩陣U連同相關(guān)向量y一起施加給分析器AYZ。分析器AYZ執(zhí)行方程(15)中的功能，以獲得軟輸出向量 將軟輸出向量 施加給硬判決電路DEC，以獲得由K個用戶的檢測值組成的判決向量b^=[b1,b2,...bk,...bK]T.]]>通過被稱為MMSE-D的常規(guī)檢測器的基本電路(其為圖5中的虛線框內(nèi)所示的部分電路)來執(zhí)行上述功能。
通過將用戶分離矩陣重命名為U0并將軟輸出向量重命名為 將上述電路稱為第零級，MMSE-D，并對虛線框外所示的電路的功能進(jìn)行說明。
圖5所示的CPE表示由方程(17)定義的矩陣C的功率估計器。功率估計器CPE基于矩陣U0計算評估功率向量PC0=(PC10,PC20,...,PCK0)T]]>作為各用戶的第零級功率。另一方面，將軟輸出 施加給對數(shù)似然比估計器LLRE，以生成公式(22)中的K個用戶的標(biāo)準(zhǔn)化概率比λ0(=λ10,λ20,...λK0).]]>將這些輸出向量PC0和λ0施加給最佳用戶判決電路BUD。例如，執(zhí)行由公式(24-A)或((24-B)表示的處理，以選擇一個b~k′0(k′∈1,2,...K)]]>作為軟輸出向量 的所有元素中的(第一)最佳用戶軟輸出。將所選軟輸出 施加給有決裝置DEC，以得到硬判決輸出(檢測值)b^k′0(∈±1).]]>將檢測值 施加給調(diào)制器MOD，以生成bk′0pk′。另一方面，將由最佳用戶判決電路BUD確定的最佳用戶k’施加給最佳用戶去除器BUR，以生成去除向量-pk′。將這些輸出施加給求和電路SU和用戶分離矩陣生成器U-GEN，以根據(jù)公式(25)得到作為第一接收向量的接收向量r1c和作為第一導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣的導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P1。除了噪聲功率Nr0還將這些輸出r1c和P1施加給第一級MMSE-D，以計算軟輸出向量 和用戶分離矩陣U1。估計器LLRE根據(jù) 生成標(biāo)準(zhǔn)化概率比λ1，估計器CPE生成評估功率向量p1C。通過利用這些結(jié)果，最佳用戶判決電路BUD通過執(zhí)行與由第一級MMSE-D執(zhí)行的操作相同的操作，確定b~k′′1(k′′∈1,2,...K,k′′≠k′)]]>作為第二最佳用戶軟輸出。然后，判決電路DEC通過軟輸出 獲得第k″個用戶的判決值 注意，k″的候選用戶的數(shù)量是K-1，因為第一接收向量r1C不包括第一最佳用戶的分量。重復(fù)這些操作K次，同時順序地使用第k(k＝0，1，2，...K-1)級MMSE-D來生成所有用戶的判決輸出。
在此情況下，可以使用由下式給出的廣義添加向量Nr0a，來代替在方程(14)的矩陣U中包括的添加向量Nr0I的常數(shù)(噪聲功率)Nr0U=PHP+Nr0ala=[a1,a2,...,aK]ak>0---(31)]]>根據(jù)該廣義添加向量，可以改進(jìn)正確解測度的值。對針對多個廣義添加向量獲得的正確解測度進(jìn)行計算，然后可以在這些正確解測度中找到代表最佳值的用戶，作為最佳用戶。
使用功率帶寬積作為對系統(tǒng)性能的評估測度。將其定義為發(fā)送功率PTX與進(jìn)行1位發(fā)送所需的發(fā)送帶寬B之積，如由下式給出的 =PTXBK=ξPBPLβTK[PTX=ξPBP,ξ=[Eb/N0]SD/[Eb/N0]BP,B=LβT]---(32)]]>其中[Eb/N0]BP是在AWGN(白噪聲)環(huán)境下當(dāng)一個用戶執(zhí)行BPSK(二進(jìn)制相移鍵控)傳輸時為獲得誤碼率(例如，BER0＝10-3)所需的接收SN比，PBP是對應(yīng)于[Eb/N0]BP的發(fā)送功率(Eb/N0表示每位的接收功率Eb與在進(jìn)行了解擴(kuò)之后的接收白噪聲功率N0之比，并被用作發(fā)送功率的理論基準(zhǔn)值)，[Eb/N0]SD是為了獲得與SD-MMSE系統(tǒng)的BER0相同的值所需的接收SN比，β是由于在圖3中使用的保護(hù)序列而得到的頻帶放大系數(shù)，T是核心碼元時段。由于可以將公共項設(shè)置為PBP＝1和T＝1，因此可以將公式(32)簡化為下式[PB]=ξLβK---(33)]]>與常規(guī)系統(tǒng)相比，上述順序檢測型MMSE(包括DD)系統(tǒng)可以顯著減小ξ，并且可以使K等于核心序列長度L(其為最大理論可實現(xiàn)值)。因此，可以顯著減小[PB]的值，從而得到性能改進(jìn)。
以下對根據(jù)本發(fā)明第二實施例的干擾控制型MMSE檢測系統(tǒng)進(jìn)行描述。
在最小均方誤差檢測器MMSE-D中，如在方程(15)中表示的，軟輸出包括干擾噪聲ΔbI。為了根據(jù)該干擾噪聲來保持性能，引入了干擾控制型MMSE系統(tǒng)。
方程(14)中的添加項Nr0I可以增大矩陣U的正則性，并在方程(16-B)中減小取決于AWGN的白噪聲關(guān)聯(lián)誤差Δbx的振幅。然而，作為該優(yōu)點的代價，產(chǎn)生了方程(16-C)中的干擾噪聲ΔbI。這是因為由于添加向量，向用戶分離矩陣U添加了除構(gòu)成接收碼元的導(dǎo)頻矩陣P以外的分量。為了去除由添加向量導(dǎo)致的干擾產(chǎn)生功能，利用通過向方程(13)的左手側(cè)添加項-Nr0b而得到的方程(34-A)是有效的。由此可以根據(jù)該方程實現(xiàn)干擾去除。
Ub-Nr0b＝PHrC(34-A)Ub＝PHrC+Nr0b(34-B)
通過將項Nr0b移項到右手側(cè)得到方程(34-B)，并針對b對其進(jìn)行求解，然后得到了下式b~=U-1PHrC+Nr0U-1b---(35)]]>在以上方程中，在右手側(cè)的b是未知的，在接收器中不能使用b。因此，考慮檢測器MMSE-D的軟輸出向量作為第零級MMSE-D的軟輸出(由 表示)。使用 作為在方程(35)的右手側(cè)示出的b的近似向量，可以生成如在下式中表示的第一級MMSE-D的軟輸出 b~1=b~0+c0---(36)]]>c0=U-1Nr0b~0---(37)]]>其中c0是被命名為第零個干擾校正向量的向量。
這里，當(dāng)假設(shè)核心接收碼元rc不包括AWGN時，在方程(37)中滿足b~0=b]]>時得到了完全校正向量。因此，如果在方程(35)中滿足關(guān)系b~1=b,]]>則可以完全地去除干擾噪聲?？紤]由方程(16)表示的關(guān)系Δb≠0，不能完全去除干擾噪聲。然而，只要由向量 和b組成的K個分量中的大部分分量滿足b~k0bk>0,]]>則校正向量c0就可以起到有效的校正作用。根據(jù)該校正方法，向量 趨于比 更接近于發(fā)送向量b。
當(dāng)通過使用第一級MMSE-D的具有比第零級軟輸出 的噪聲分量小的噪聲分量的軟輸出向量 來計算第一級校正向量c1時，可以根據(jù)下式計算出使用c1的第二級MMSE-D的軟輸出 b~2=b~0+c1c1=U-1Nr0b~1---(38)]]>重復(fù)該過程n次，以對最終軟輸出 執(zhí)行硬判決，從而獲得檢測向量 ，其可以任意地設(shè)置n。
圖6是本發(fā)明第二實施例的圖，示出了一種干擾控制型最小均方誤差檢測器的框圖。圖6所示的最小均方誤差電路(MMSE)由通過從圖5中的虛線框內(nèi)的檢測器(MMSE-D)中去除判決電路DEC的一部分而獲得的部分電路構(gòu)成。將基帶接收碼元r[圖3中的rc(t)]、公式(4)中的導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P以及包含在接收向量[圖1中的E(Nr0)的輸出]中的噪聲功率Nr0施加給所示電路MMSE。電路MMSE使用矩陣P和噪聲功率Nr0來生成用戶分離矩陣U，然后根據(jù)方程(15)的處理來生成第零級MMSE的軟輸出 和用戶分離矩陣U。將這些輸出施加給干擾發(fā)生器I-GEN0。發(fā)生器I-GEN0生成第零級MMSE的干擾估計向量c0作為第零級校正項。通過將向量c0加入第零軟輸出 獲得第一級MMSE的軟輸出 將軟輸出向量 和已由第一級MMSE生成的矩陣U施加給干擾發(fā)生器I-GEN1，以通過與發(fā)生器IGN的方法相同的方法來生成干擾校正向量c1。將干擾校正向量c1加到第零級的軟輸出 上，以生成第二級MMSE的 通過將在n級的處理之后獲得的第n級軟輸出向量 施加給硬判決電路DEC來獲得最終判決(檢測)向量 按此方式，判定了K個用戶的發(fā)送數(shù)據(jù)。在方程(38)中，還可以使用軟輸出向量 來代替右手側(cè)的向量 使用以下方法進(jìn)一步改進(jìn)通過校正向量獲得的校正效果。
(C-1)當(dāng)在接收S/N比(Eb/N0)較低的環(huán)境下使用校正向量時，將方程(14)修改成U＝PHP+λNNr0I(λN＞1)(39)，隨著系數(shù)λN的增大，方程(16-A)中的必Δbx減小，并且ΔbI增大。增大的ΔbI被校正向量c抵消。
(C-2)將校正向量c的振幅設(shè)置為頻率的函數(shù)(對干擾強(qiáng)度的測度)，使得向量 的各個分量取接近于零的值。
對于該函數(shù)，例如，使用下式作為閾值ar(∈0.5～1)。
θ(ar)=PfPb]]>Pf=E{(1-|b~k|)2}(|b~k|<ar)Pb=E(|b~k|2)---(40)]]>其中E表示取總體平均的運算符。
(C-3)如果分量|bk~|>1,]]>當(dāng)使用校正向量c時軟輸出向量b具有關(guān)系 則可能已執(zhí)行了過度校正。為了避免該問題，該系統(tǒng)可以引入閾值B(＜1)，由此對方程(37)進(jìn)行修改以得到下式
c(B)=U-1λNNr0b~Lb~kL=b~k|b~k|≤Bb~kL=sign(b~k)B|b~k|>B---(41)]]>當(dāng)協(xié)同使用方法(C-2)和(C-3)時，通過下式給出校正向量c(ar,B)=θ(ar)U-1λNNr0b~L---(42)]]>選擇值λN、ar以及B，以增強(qiáng)干擾校正向量c的校正效果。該方法可以減小常規(guī)MMSE方法必然會遭受的由于噪聲和干擾而導(dǎo)致的擾動效應(yīng)，由此可以改進(jìn)誤碼率。
當(dāng)將根據(jù)第二實施例的干擾校正技術(shù)與第一實施例順序檢測型接收器或(稍后描述的)第三到第五實施例組合起來時，可以進(jìn)一步降低這些系統(tǒng)的噪聲。
以下對根據(jù)本發(fā)明第三實施例的組合導(dǎo)頻型去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)進(jìn)行描述。在第一和第二實施例中，使用通過將保護(hù)序列加到核心序列上而獲得的包絡(luò)序列作為擴(kuò)展序列。在此情況下，接收器不能使用與保護(hù)序列長度相對應(yīng)的發(fā)送能量。隨著數(shù)據(jù)速率的升高，保護(hù)序列長度與核心序列長度之比變得太大以至于不能忽略。為了防止該能量損失，本發(fā)明提供了這樣一種系統(tǒng)其中，用戶發(fā)送器只使用核心序列對發(fā)送數(shù)據(jù)進(jìn)行擴(kuò)展，生成帶有該核心序列的發(fā)送碼元，并且接收器在不遭受ISI(碼元間干擾)的情況下對接收碼元進(jìn)行解調(diào)。
圖7是對第三實施例的輔助說明圖，示出了帶有導(dǎo)頻響應(yīng)的基帶發(fā)送和接收碼元序列的時間圖。圖7中的上兩行示出了來自各用戶uk(k＝1，2)的碼元時段為T并且碼元編號ns＝(...-1，0，1，2，...)的發(fā)送碼元序列sk(ns)。在這些行的下方，示出了按多徑分量分類的接收數(shù)據(jù)碼元r。rk是對應(yīng)于sk的第k個用戶特定接收波分量。在本示例中，各用戶的接收波分量由3個波(即，直達(dá)波、Tc(碼片時段)延遲波以及5Tc延遲波)組成。
將第ns＝(0)個接收碼元的直達(dá)波分量表示為bk(0)hk0gk。其中g(shù)k表示uk的擴(kuò)展序列。使用延遲運算符D，將Tc和5Tc延遲波的分量分別表示為bk(0)hk1gkD和bk(0)hk5gkD5。這里，bk(ns)表示由用戶uk發(fā)送的第(ns)個數(shù)據(jù)，hkj(j＝0，1，2，...)是從uk到接收器的信道向量hk的第j個分量。接收器提取在時間位置Ts(等于碼元時段T)上的第ns個接收數(shù)據(jù)碼元r中包含的所有分量(在此情況下為6個波)之和，并按碼元基對其進(jìn)行解調(diào)。時段Ts包括關(guān)注的當(dāng)前碼元的直達(dá)波和先前碼元的延遲波分量。
假設(shè)只有u1的發(fā)送器向第零碼元位置(時段T，ns＝0)發(fā)送導(dǎo)頻碼元sP1，并且在該碼元位置之前和之后不發(fā)送數(shù)據(jù)或其他導(dǎo)頻碼元。與sP1相對應(yīng)，如倒數(shù)第二行所示，接收器接收到作為由實塊(real bulk)幀包圍的分量的導(dǎo)頻響應(yīng)P1R。由于多個多徑波分量，因此導(dǎo)頻響應(yīng)P1R在兩個碼元時段上擴(kuò)展。將在ns＝0和ns＝1的碼元定時區(qū)上的這些分量分別表示為p1M和p1D。(由虛線表示的p1p表示由假設(shè)的先前導(dǎo)頻產(chǎn)生的與p1D相對應(yīng)的延遲波)。由此，響應(yīng)P1R是當(dāng)通過設(shè)置b1(0)＝p＝1和b1(-1)＝b1(1)＝0來發(fā)送3個發(fā)送數(shù)據(jù)碼元時的接收響應(yīng)(p表示導(dǎo)頻信息)。響應(yīng)P2R是當(dāng)從第二個用戶u2發(fā)送導(dǎo)頻時的接收響應(yīng)。(通常，為了防止同時接收到P1R和P2R，對它們的發(fā)送定時進(jìn)行控制)。
圖8是對本發(fā)明第三實施例的說明圖，示出了多個導(dǎo)頻響應(yīng)的模型圖。
通常，假設(shè)每個發(fā)送碼元接收到J個多徑波作為導(dǎo)頻響應(yīng)，由下式給出接收響應(yīng)pkR=Σj=0J-1hkjgkDj---(43)]]>當(dāng)將在接收器處的接收碼元同步位置固定于時段Ts時，如圖8所示，響應(yīng)pRk由在當(dāng)前碼元時段上的主響應(yīng)pkM和在后一碼元時段上的延遲響應(yīng)pkD組成。
由下式給出在圖8所示的第ns＝0個時隙上的接收數(shù)據(jù)碼元r1(0)的分量r1(0)＝b1(0)P1M+b1(-1)p1D(44)若采用了二進(jìn)制發(fā)送數(shù)據(jù)，則兩個數(shù)據(jù)b1(0)與b1(-1)存在四種組合。我們使用由如圖8(a)所示的用戶uk的兩個單元響應(yīng)組成的合成導(dǎo)頻響應(yīng)的組合。由下式給出該組合
pk+=pkM+pkD=(pk1+,pk2+,...,pkL+)T]]>pk-=pkM-pkD=(pk1-,pk2-,...,pkL-)T---(45)]]>因此，可以如下表示從用戶uk接收到的第(ns)個接收碼元rk(ns)rk(nS)=bk+(nS)pk++bk-(nS)pk-,(bk+,bk-∈+1,-1,0)---(46)]]>更具體來說，當(dāng)準(zhǔn)備了一個組合(即，一對合成導(dǎo)頻響應(yīng)，p+k和p-k)時，這些響應(yīng)包括先前碼元分量。因此，可以在不經(jīng)受由于前一碼元而產(chǎn)生的干擾(ISI)的情況下對數(shù)據(jù)響應(yīng)進(jìn)行分析。對于在時段Ts上的接收碼元的同步位置，在圖7的情況下從用戶u2接收到的導(dǎo)頻響應(yīng)延遲了τl2。在此情況下，將導(dǎo)頻響應(yīng)生成為如圖8(b)所示的多個分量之和。
在圖8中，如果假設(shè)同步或準(zhǔn)同步接收，則導(dǎo)頻響應(yīng)的用戶間偏差τkk’(τkk’是通過使用TC進(jìn)行標(biāo)準(zhǔn)化而獲得的整數(shù))(如由τl2表示的)必須滿足，下式τkk’+(J-1)≤L(k≠k’)(47)在該條件下，導(dǎo)頻響應(yīng)pRk的擴(kuò)展范圍被限制在2個碼元時隙之內(nèi)。[如果pRk在個碼元時隙中擴(kuò)展，則應(yīng)當(dāng)準(zhǔn)備2nP-1類合成導(dǎo)頻響應(yīng)的組合，而不是在以上示例中的兩種]。
在圖7的示例中，利用2K個合成導(dǎo)頻響應(yīng)，通過使用與方程(11-A)中的方法相同的方法，可以由下式表示在位置Ts處的接收碼元r的用戶分離方程系統(tǒng)r[L×1]=Pb[L×2K][2K×1]+x[L×1]---(48)]]>r=[r1,r2,...,rL]TP=[p1+,p2+,...pK+,p1-,p2-,...pK-]b=(b++b-)=[b1+,b2+,...bK+,b1-,b2-,...bK-]Tx=[x1,x2,...,xL]T---(49)]]>如在方程(12)到(15)中那樣，通過針對b求解方程(48)得到軟輸出向量 不僅在作為第(ns)個接收碼元的解的軟輸出向量 中，而且在后一接收碼元的軟輸出向量 中，包含有第(ns)個發(fā)送碼元的數(shù)據(jù)向量b(ns)的分量。因此，考慮用戶uk的數(shù)據(jù)分量，滿足以下關(guān)系b~k(nS)=b~k+(nS)+b~k-(nS)+b~k+(nS+1)-b~k-(nS+1)---(50)]]>因此，根據(jù)在兩個接收碼元上獲得的兩個單元軟輸出之和，可以計算出數(shù)據(jù)對應(yīng)軟輸出。
當(dāng)通過常規(guī)DD或(如由方程(15)表示的)MMSE系統(tǒng)的線性方程系統(tǒng)對解進(jìn)行計算時，由b~k(nS)=bk(nS)+Δbk(nS)]]>給出該解。此時，攜帶有圖7中的接收向量r中的數(shù)據(jù)bk(ns)的信號關(guān)聯(lián)單元是4個分量，即pkM(ns)、pkD(ns)、pkM(ns+1)以及pkD(ns+1)。為簡潔起見，令s為這些單元分量的向量的平均電壓振幅，T為時段，E為能量。所有這些值彼此相等。另一方面，當(dāng)分別由x/pkM和x/pkD表示在r中包括的投影白噪聲分量x(AWGN)比主分量pkM和延遲分量pkD時，由[x/pkM+x/pkD]給出在公式(45)的右手側(cè)中包括的x的投影電壓分量。由于上述兩個噪聲彼此不相關(guān)，因此所有噪聲功率都等于這些噪聲的功率和。當(dāng)由E|x/pkM|＝E|x/pkD|＝|x0|表示這些噪聲的平均電壓振幅時，由下式給出方程(50)的軟輸出的SN比SNk=(4|s|)22|x0|2=8|s|2|x0|2=8EN0---(51)]]>當(dāng)使用圖3中的帶有保護(hù)序列的包絡(luò)序列時，在以上說明中，pkD＝0成立，并且不能使用兩個碼元輸出。因此，可能得到不利的關(guān)系SNk＝s2/|x0|2。因此，通過使用組合導(dǎo)頻來實現(xiàn)S/N比的增大。
假設(shè)由于環(huán)境的變化圖7所示的多徑傳播特性突然消失。在此情況下，接收器總是對已知導(dǎo)頻響應(yīng)進(jìn)行分析，將主響應(yīng)的能量EkM與延遲波響應(yīng)的能量EkD相互比較。如果滿足下式EkM＞＞EkD(52)，則由下式給出方程(48)中的矩陣P的第k對單元向量pk+≅pk----(53)]]>因此，矩陣P的正則性顯著劣化了。結(jié)果，包括在軟輸出向量中的噪聲顯著增大。
針對矩陣P的正則性的可能的劣化，應(yīng)當(dāng)為接收器提供自適應(yīng)解調(diào)功能。當(dāng)檢測到上述狀態(tài)時，接收器強(qiáng)制設(shè)置公式(45)中的pkD＝0、p+k＝pkM以及p-k＝0，以將方程(49)中的矩陣P的大小減小為L×(2K-1)，通過從向量b去除b-k，將向量b的大小減小為(2K-1)×1。然后對方程(48)進(jìn)行求解。由此可以避免矩陣P的正則性的劣化。
作為不特別地要求改變解調(diào)操作的第二方法，以下對一種模擬延遲序列系統(tǒng)進(jìn)行描述。
圖9是對本發(fā)明第三實施例的輔助說明圖，示出了模擬延遲波發(fā)送系統(tǒng)的發(fā)送碼元和導(dǎo)頻響應(yīng)的圖。在圖9中的頭幾行示出了第k個用戶的第ns(＝0，1)個發(fā)送碼元sk(0)和sk(1)。作為這些碼元的尾部，向預(yù)先分配的碼元時段T外的尾部添加附加碼元s0k(0)和s0k(1)作為模擬碼元。因此，由下式給出擴(kuò)充擴(kuò)展序列g(shù)^k=(gk1,gk2,...,gkL,gk10,gk20,...,gkV0)---(54)]]>將帶有排列在碼元時段的尾部外的V個碼片的序列添加到帶有等同于碼元時段的L個碼片的核心序列g(shù)k，作為模擬延遲序列。
在圖9中的中間幾行，示出了與圖7中的導(dǎo)頻響應(yīng)相同的導(dǎo)頻響應(yīng)。pRk(h10到h15)表示由6個接收波構(gòu)成的響應(yīng)，pRk(h10)表示由一個接收波構(gòu)成的沒有延遲波的響應(yīng)。(對圖9中的波形進(jìn)行了建模)。
圖9中的最后兩行示出了針對其中沒有延遲波的情況由公式(45)表示的合成導(dǎo)頻響應(yīng)的組合。因此，即使沒有延遲波，也滿足關(guān)系p+k≠p-k，并且可以防止矩陣P的正則性劣化。因此，可以將該解調(diào)處理直接應(yīng)用于去相關(guān)系統(tǒng)，以得到解。
由于在賦予圖9中的時隙ns＝1的碼元時段上的碼元sk(1)的頭部的V個碼片具有與作為前一碼元的碼元s0k(0)的尾部的V個碼片的時間區(qū)相同的時間區(qū)，因此這些碼片相交疊，并且發(fā)送器必須對這些碼片求和，然后發(fā)送該和。考慮bk(0)與bk(1)的組合，使得可以通過求和部分地或完全地抵消掉這兩個碼元的V個碼片。因此，為了避免發(fā)送信號衰減，優(yōu)選地，通過如下方法來設(shè)計公式(54)中的序列 例如，該方法對gk1到gkV的碼片賦予實振幅，而對g0k1到g0kV的碼片賦予虛振幅，使得這兩個V碼片序列變得相互正交。
以下對本發(fā)明的第四實施例進(jìn)行描述。本發(fā)明涉及一種多輸入多輸出(MIMO)CDMA系統(tǒng)，提供了一種實現(xiàn)了完全用戶間干擾分離的技術(shù)，以改進(jìn)由于多個輸入/輸出天線而導(dǎo)致的分集效應(yīng)。
圖10是示出本發(fā)明第四實施例的多輸入多輸出收發(fā)器的框圖。在圖10的左側(cè)示出的第k個用戶uk的收發(fā)器TXk通過N個發(fā)送天線ATn(n＝1，2，...，N)發(fā)送布置在4×4維中的時空信號∑k。類似的第k’(k’≠k)個用戶(未示出)的發(fā)送器TXk’發(fā)送時空信號∑k′。
通過串/并轉(zhuǎn)換器s-p將uk的發(fā)送數(shù)據(jù)序列[bkd](d＝1，2，...Nd是數(shù)據(jù)的序號)轉(zhuǎn)換成Nd＝4個并行數(shù)據(jù)。由調(diào)制器MOD將由Nd個并行數(shù)據(jù)構(gòu)成的數(shù)據(jù)組的輸出bkd調(diào)制成與圖3中的包絡(luò)序列相同的包絡(luò)序列ekd(包括作為元素的核心序列g(shù)kd)，以生成基帶發(fā)送碼元skd。將每個碼元skd加入時空信號發(fā)生器Gd。在時空信號發(fā)生器Gd中，通過延遲單元D生成碼元序列skdτn。標(biāo)符τ(＝1，2，...，Nτ)表示時隙編號，標(biāo)號n(＝1，2，...，N)表示發(fā)送天線編號。因此，生成了Nd個時空信號∑k(skdτn)。由下式給出各碼元skdτnSdτnk=bdτnkgdk---(55)]]>其中，值bkdτn僅依賴于d。通過求和門SU將其中τ與n彼此相等的碼元skdτn與發(fā)送碼元skτn(t)合成起來。從第n個天線ATn順序地發(fā)送發(fā)送碼元skτn(t)[將該發(fā)送碼元當(dāng)作通過對在公式(1)中表示的碼片波形q(t)和載波進(jìn)行調(diào)制而生成的輸出]。
以下對接收器RX進(jìn)行描述。將在通過第m(在圖10中m＝1，2，...，M，并且M＝2)個接收天線ARm接收到的接收碼元中按導(dǎo)頻[數(shù)據(jù)]發(fā)送定時接收到的信號rpnm(t)[rmτ(t)]加入至導(dǎo)頻碼元解調(diào)電路PD[數(shù)據(jù)碼元解調(diào)電路SD]。其中，生成了基帶信道增益hkτnm[基帶數(shù)據(jù)碼元rmt]。
通過一個碼元時段(TE)的延遲單元Dr將這些基帶碼元彼此串聯(lián)連接起來，以獲得合成導(dǎo)頻響應(yīng)hkτn和合成數(shù)據(jù)碼元rτ。將Nτ個數(shù)據(jù)碼元rτ加入至接收碼元發(fā)生器RSG。在接收碼元發(fā)生器RSG中，生成由下式給出的接收碼元r=Στ=1NτrτDrτ-1---(56)]]>
其中，Dr是一個碼元的延遲運算符。
另一方面，將信道增益hkτn連同在各接收器中使用的定址到Nd的擴(kuò)展序列g(shù)kd一起加到導(dǎo)頻響應(yīng)發(fā)生器PRG。在導(dǎo)頻響應(yīng)發(fā)生器PRG中，生成導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P。導(dǎo)頻響應(yīng)發(fā)生器PRG對在來自接收導(dǎo)頻碼元rpnm(t)的接收碼元中包括的AWGN進(jìn)行估計，以輸出噪聲功率Nr0。所示出的最小均方誤差檢測器MMSE-D通過使用接收碼元r、導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P以及噪聲功率Nr0，由圖5中的電路輸出數(shù)據(jù)向量的檢測值 圖11是對本發(fā)明第四實施例的輔助說明圖，并且是時空信號的排列圖。該圖在由時間軸τ和空間軸n組成的二維空間中示出了上述時空信號∑k。該圖示出了Nτ＝N＝4的示例。由τ和n確定的每個虛線框表示分配給發(fā)送碼元skdτn的一個發(fā)送定時和一個發(fā)送天線號碼。對于圖11中的虛線框中的標(biāo)符，略去了k、m以及τ，只示出了sd。因此，只將攜帶有第d個數(shù)據(jù)的碼元分配給各時隙和各天線一次。常規(guī)時空編碼技術(shù)使用這樣一種系統(tǒng)，其中，將碼元乘以正交碼c的元素，并將cτnsdτn分配給圖11中的框。在此情況下，使用單個用戶作為目標(biāo)，將每個發(fā)送碼元乘以cτn并發(fā)送，使得接收器可以將Nd個發(fā)送碼元完全地相互分離。此時，在接收側(cè)，待檢測第d個碼元，并且接收器對Nτ個接收碼元進(jìn)行線性求和，以將第d個碼元從所述Nd個碼元分離出。然后，將和輸出加入匹配濾波器，該匹配濾波器將該和輸出與第d個導(dǎo)頻響應(yīng)相匹配以獲得軟輸出。在多用戶干擾分離功能無效并且在Nτ個接收時隙的時段中信道增益特性恒定的假定下，該技術(shù)可以起作用，這是本發(fā)明的一個目的。因此，存在不能利用通過交織而實現(xiàn)的分集功能的問題。
圖10中的PD生成在發(fā)送天線ATn與接收天線ARm之間的信道增益hkτnm，該信道增益hkτnm不依賴于由發(fā)送器根據(jù)接收導(dǎo)頻信號rpnm(t)使用的擴(kuò)展序列。當(dāng)使用在對第d個數(shù)據(jù)bkd進(jìn)行擴(kuò)展的過程中，通過將hkτnm與由級聯(lián)的第k個用戶使用的擴(kuò)展序列g(shù)kd連接起來而獲得的信道增益hkn時，由下式給出對接收碼元skdτn的分析導(dǎo)頻響應(yīng)pdτnk=Σm-1MpdτnmkDSm-1---(57)]]>pdτnmk=hτnmk[gdk]T---(58)]]>
當(dāng)使用公式(57)和(58)時，由下式給出與方程(11)中的去相關(guān)方程相同的去相關(guān)方程 [d＝1，2，3，4；τ＝1，2，3，4；m＝1，2，n，n′，n″，n∈1～4、Nd＝Nτ＝K＝4、M＝2]在各矩陣的下方描述了大小。在此情況下，為了獲得解，必須滿足K≤2L。通常，根據(jù)P的維數(shù)[NτML×NdK]，得到以下表達(dá)式K≤NτML/Nd(60-A)K≤ML(Nτ＝Nd)(60-B)只要滿足以上表達(dá)式，就可以通過DD系統(tǒng)對方程(59)進(jìn)行求解。因此，可以實現(xiàn)完全碼元分離和用戶分離。當(dāng)通過使用本發(fā)明的第一和第二實施例的原理作為MMSE系統(tǒng)對該方程進(jìn)行求解時，獲得了其中包括的干擾與白噪聲之和最小的軟輸出。因此，可以獲得極好的誤碼率特性。更具體來說，根據(jù)上述原理，可以實現(xiàn)高度先進(jìn)的用戶分離。
在上述示例中，在以下假定下進(jìn)行了闡述對向Nτ個發(fā)送時隙攜帶相同的數(shù)據(jù)bkd的碼元skdτn進(jìn)行排列，并且這些時隙的發(fā)送時間彼此相鄰。然而，當(dāng)要對以上方程進(jìn)行求解時，與常規(guī)技術(shù)不同，信道增益特性不一定是相對于τ不變的[hkτnm＝常數(shù)]。因此，可以利用在差衰落環(huán)境下通過進(jìn)行交織而獲得的時間分集技術(shù)充當(dāng)用于執(zhí)行無線電發(fā)送的有效方法。更具體來說，在圖11(a)中，由下式表示由第τ個時隙發(fā)送的四個碼元組Siτ={Σn=14sτn}i=(sτ1,sτ2,sτ3,sτ4)i---(61)]]>標(biāo)符i表示Nd個發(fā)送數(shù)據(jù)的組合的組合編號。在以上示例中，將Nτ＝4個時隙分配給第i個組合，并將N＝4個碼元發(fā)送給每個時隙。公式(61)是第i個組合的第τ個發(fā)送碼元組。(在該公式中略去了上標(biāo)k和下標(biāo)d)。
圖11(b)是用于進(jìn)行交織的讀/寫排列圖。在此情況下，按由類似i＝1，2，3，...Q，的W表示的次序水平地寫入發(fā)送碼元組Siτ。一個Siτ由Nτ＝4個時隙(1、2、3以及4)構(gòu)成。當(dāng)重復(fù)添加Q組后的SQ+1，1并執(zhí)行換行的方法5次時，獲得了圖11(b)所示的示例。當(dāng)按由R表示次序從左側(cè)起順序地讀取碼元組時，獲得了[S11]、SQ+1，2、S2Q+1，3、S3Q+1，4以及S4Q+2，1。在此情況下，將列改變到右側(cè)，碼元組繼續(xù)為[S12]、SQ+1，3、……。這是一種交織輸出。將按4Q個碼元類型彼此分離的多個碼元組發(fā)送給相鄰時隙。在接收側(cè)，執(zhí)行寫/讀操作的逆操作(去交織)。此時，順序地排列了與[S11、S12]、……相對應(yīng)的接收碼元組[R11、R12]、……。因此，將R11到R14代入方程(59)中的r1到r4，以計算出解。通過進(jìn)行該交織，作為在發(fā)送處理中由R11到R14接收到的信道增益特性hkτnm，在相鄰τ之間的實際時間間隔是4QT。當(dāng)Q增大時，可以實現(xiàn)相關(guān)缺失。因此，可以顯著改進(jìn)抗衰落特性。
當(dāng)將使用已知分組碼或卷積碼的編碼技術(shù)應(yīng)用于以上系統(tǒng)時，可以進(jìn)一步減小誤碼率。在此情況下，在圖10中發(fā)送器預(yù)先對輸入數(shù)據(jù)序列[bdK]執(zhí)行編碼，以執(zhí)行用于將該序列轉(zhuǎn)換成數(shù)據(jù)序列[bdKC]的上述擴(kuò)展調(diào)制并發(fā)送該數(shù)據(jù)序列[bdKC]。接收器執(zhí)行上述解擴(kuò)解調(diào)，以生成判決輸出序列 接收器通過執(zhí)行如上所述的解擴(kuò)解調(diào)來生成判決輸出序列 并通過對該判決輸出序列 進(jìn)行解碼來生成原始發(fā)送數(shù)據(jù)的檢測值序列 然而，在根據(jù)本發(fā)明的上述技術(shù)中，使用時空分集利用Nd(＝NZ)個碼元多次發(fā)送了同一數(shù)據(jù)，并且增加了交織功能。因此，所述技術(shù)包括實際執(zhí)行編碼的功能。因此，與沒有充分的用戶分離功能的常規(guī)系統(tǒng)(如使用常規(guī)編碼和交織功能的單天線發(fā)送系統(tǒng))相比，可以實現(xiàn)具有極好的功率帶寬特性的系統(tǒng)。
本實施例基于MIMO系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)。在本實施例中，如上所述，使用M個接收天線將發(fā)送碼元的序列長度設(shè)置為L，使得可以將導(dǎo)頻向量長度和接收碼元向量長度設(shè)置為ML。
由于這意味著信號的維數(shù)為M次，因此將待容納的用戶的最大數(shù)量K有利地增大M倍，并將噪聲有利地減小到1/M。將該原理應(yīng)用于第一到第四實施例和(后述)第五實施例，使得用作這些系統(tǒng)的評估測度的功率帶寬積PB進(jìn)一步有利地減小。
以下對根據(jù)本發(fā)明第五實施例的使用正交序列組的CDMA發(fā)送系統(tǒng)進(jìn)行描述。
作為正交序列組的一個示例，以下對一種互補序列組進(jìn)行描述。當(dāng)A(A1，A2)與B(B1，B2)(均由長度為L的一對(通常為2的冪)序列組成)兩個序列組合的序列組滿足由以下4個方程表示的關(guān)系時，將該組稱為完全互補序列組。
RAA=A1*A1‾+A2*A2‾=Σn=0L-1ρAnδ(i-n)RBB=B1*B1‾+B2*B2‾=Σn=0L-1ρBnδ(i-n)RBA=B1*A1‾+B2*A2‾=Σn=0L-1ρCnδ(i-n)RAB=A1*B1‾+A2*B2‾=Σn=0L-1ρDnδ(i-n)---(62)]]>ρAn=ρBn=2(n=0)=0(n≠0)ρCn=ρDn=2(n=0)=0(n≠0)---(63)]]>其中*、-以及δ表示周期交叉相關(guān)函數(shù)、共軛以及帶有分量變量i的狄拉克函數(shù)，n表示移位變量，以表示序列的移位數(shù)是n。ρAn表示n移位相關(guān)，被定義為在序列A1，(A2)與序列A1(A2)的n移位序列(其為相關(guān)函數(shù)RAA的第n(n＝0、1...L-1)個分量)之間的相關(guān)性。因此，得到RAA＝(ρA0，ρA1，...，ρAL-1)。如在公式(63)中表示的，使用具有除零移位自動相關(guān)以外的自動和交叉正交屬性的序列組。盡管對于諸如L＝4、8、16、...的序列長度存在完全互補序列組，但是以下對由具有二元振幅(+、-)并且長度L＝4的序列組成的序列組的示例進(jìn)行描述A1=+++-A2=+-++B1=++-+B2=+------(64)]]>下面對通過使用正交序列對的組合的發(fā)送碼元和與該發(fā)送碼元相對應(yīng)的接收碼元分量的組合方法進(jìn)行說明。
圖12是對本發(fā)明第五實施例的輔助說明圖，示出了在CDMA系統(tǒng)中使用互補序列組的接收/發(fā)送碼元的時間圖。第k個用戶uk(k＝1，2)在碼元時段上發(fā)送2位數(shù)據(jù)(bkA，bkB)。圖中所示的各序列A1E到B2E表示通過使用圖中所示的陰影部分的保護(hù)序列來包圍的時段T上的各核心序列(序列A1到B2)而得到的時段TE上的包絡(luò)(循環(huán)擴(kuò)頻)序列。[由于使用各核心序列的后部和前部作為前和后保護(hù)序列，因此該包絡(luò)序列的具有連續(xù)L個碼片(對應(yīng)于時段T)的部分序列變成核心序列的周期移位序列]。將該包絡(luò)序列對乘以一數(shù)據(jù)，以得到發(fā)送子碼元s1A，其被表示成s1A=b1A(A1E⊕A2E)---(65)]]>其中表示將序列A1E和A2E串聯(lián)地排列。由子碼元s1A與s1B的算術(shù)和(按碼片單元相加)給出用戶u1的發(fā)送碼元，其中通過與得到s1A的方法相同的方法來得到s1B。
s1=s1A+s1B=(b1AA1E+b1BB1E)⊕(b1AA2E+b1BB2E)---(66)]]>盡管對A1E和B1E的分量進(jìn)行求和然后發(fā)送，但是由于它們之間的正交性，因此接收器可以分離并檢測到這些分量。通過與上述方法相同的方法針對u2生成由下式表示的發(fā)送碼元。
s2=s2A+s2B=(b2AA1ED+b2BB1ED)⊕(b2AA2ED+b2BB2ED)---(67)]]>其中，D表示按一個碼片的延遲運算符。更具體來說，碼元s2由使用(通過將用于s1的核心序列移位一個碼片而獲得的)核心序列得到的包絡(luò)序列對組成。
考慮其中這些發(fā)送碼元同時到達(dá)接收器的同步接收。在圖12中，已知與發(fā)送碼元sk相對應(yīng)的用戶特定接收碼元分量為rk(rkA，rkB)。例如，圖12示出了其中每個接收碼元都由直達(dá)波分量(h10)和一個延遲波分量(h11)組成的情況[假設(shè)信道為h1＝(h10，h11)]。因此，通過假設(shè)包括在r1A中的AWGN為0，接收碼元r1A具有發(fā)送碼元(s1A)關(guān)聯(lián)分量，并由下式給出r1A=b1A(h10A1E+h11A1ED)⊕b1A(h10A2E+h11A2ED)---(68)]]>將序列A1E的延遲n個碼片的延遲波分量表示為序列A1EDn，通過將包絡(luò)序列乘以延遲運算符Dn來獲得序列A1EDn。將從接收碼元r1A的前部提取的核心部分[r1A]C1施加給匹配到序列A1的匹配濾波器MF(A1)，并將從接收碼元的后部提取的核心部分[r1A]C2施加給另一濾波器MF(A2)，然后得到兩個相關(guān)輸出之和。根據(jù)公式(63)的關(guān)系，將該和表示為y10A=[r1A]C1A1‾+[r1A]C2A2‾=b1Ah10---(69)]]>由基于公式(68)的下式給出與發(fā)送碼元s1B相對應(yīng)的接收碼元r1Br1B=b1B(h10B1E+h11B1ED)⊕b1B(h10B2E+h11B2ED)---(70)]]>由于根據(jù)公式(63)核心部分組[r1B]C1，[r1B]C2與[r1A]C1，[r1A]C2相互正交，因此即使在公式(69)中使用[r1]C1、[r1]C2來代替[r1A]C1、[r1A]C2，來自濾波器的輸出yA10也不會變化。因此，下式成立y10A=[r1A]C1A1‾+[r2A]C2A2‾=b1Ah10---(71)]]>當(dāng)將兩個相等的碼元分量施加給匹配到一延遲序列的濾波器MF(A1D)和MF(A2D)時，下式成立y11A=[r1]C1A1D‾+[r1]C2A2D‾=b1Ah11---(72)]]>如果通過與上述方法相同的方法將接收碼元r2施加給匹配濾波器MF(A1D)到MF(B2D2)，則將相關(guān)輸出表示為y20A=[r2]C1A1D‾+[r2]C2A2D‾=b2Ah20y21A=[r2]CA1D2‾+[r2]C2A2D‾2=b2Ah21---(73)]]>通常，由下式給出通過來自第k個用戶uk的接收碼元獲得的第j個延遲波關(guān)聯(lián)相關(guān)輸出ykjA=[rk]C1A1D‾k-1+j+[rk]C2A2D‾k-1+j=bkAhkjykjB=[rk]C1B1D‾k-1+j+[rk]C2B2D‾k-1+j=bkBhkj---(74)]]>通常，對于包括所有用戶碼元分量的多路復(fù)用接收碼元，下式成立
r=Σk=1Krk+x---(75)]]>當(dāng)將在多路復(fù)用接收碼元的前部和后部中包括的核心部分rc1和rc2(見圖12)分別施加給匹配濾波器MF(A1Dl)和MF(A2Dl)時，由下式給出包含有AWGNx的相關(guān)輸出向量ylA=rC1A1Dl-1‾+rC2A2Dl-1‾+xylB=rC1B1Dl-1‾+rC2B2Dl-1‾+x(l=1,2,...,L)---(76)]]>結(jié)果，參照公式(74)和(76)，下式成立 其中，由hk＝(hk0，hk1，...，hk，J-1)給出信道增益向量，并由K≤L給出用戶數(shù)量。類似地，對于使用序列組B的接收碼元分量，下式成立Hb~B=yB---(78)]]>可以通過利用第一和第二實施例針對 和 對這些線性方程系統(tǒng)進(jìn)行求解，使得可以獲得K(≤L)個用戶的數(shù)據(jù)(每個都由兩個位組成)。更具體來說，當(dāng)通過使用具有2L個碼片的兩個核心序列滿足K＝L時，最大數(shù)據(jù)速率可以是2L位每碼元。因此，可以獲得高頻率利用效率。
在以上公式中，由于矩陣H的對角分量對應(yīng)于主波，因此只要主波的振幅大(當(dāng)某些主波具有小振幅時，從基站對這些用戶的發(fā)送定時進(jìn)行控制，使得可以使這些主波移位成大振幅延遲波)，就可以使矩陣H的正則性保持高。因此，可以獲得低誤碼率特性，而不容易受到噪聲的擾動。
圖13是根據(jù)本發(fā)明第五實施例的接收器解調(diào)電路的框圖。將圖12所示的接收碼元rC1和rC2分別施加給匹配濾波器組MFB(A1)和MFB(A2)。在這些匹配濾波器組中的匹配濾波器MF(A1Dl-1)和MF(A2Dl-1)(l＝1，2，...，L)生成相關(guān)輸出，并通過隨后的求和電路(SU)生成公式(76)中的輸出。將軟輸出向量yA＝(yA1，yA2，...yAL)、預(yù)先通過導(dǎo)頻發(fā)送獲得的信道增益矩陣H以及在接收碼元上的噪聲功率Nr0施加給分析器AYZ。分析器AYZ通過使用圖5或6中的電路生成軟輸出向量 還將接收碼元施加給與以上匹配濾波器組相同的匹配濾波器組MFB(B1)和MFB(B2)。將這些輸出施加給分析器AYZ，以生成軟輸出向量 判決電路DEC對這些軟輸向量的各分量執(zhí)行硬判決，以獲得帶有2K位的發(fā)送數(shù)據(jù)的檢測數(shù)據(jù)向量 作為該系統(tǒng)的最大優(yōu)點，由于發(fā)送碼元由(由序列組A和B組成的)兩個子碼元構(gòu)成，因此最大峰值發(fā)送功率比只使用一個碼元的系統(tǒng)的單元功率大四倍。另一方面，在常規(guī)系統(tǒng)中，每個用戶都發(fā)送通過將由ADl和BDl(l＝0，1，2，...，L-1)組成的2L個子碼元進(jìn)行求和而得到的合成碼元，每個合成碼元使用比由前一合成碼元使用的序列多延遲一個碼片的序列，以減小頻帶。該常規(guī)系統(tǒng)必須忍受比單元功率大(2L)2倍的最大峰值發(fā)送功率。然而，本發(fā)明提供了一種避免以上問題的技術(shù)。
在以上說明中，假設(shè)了同步接收。然而，實際上，即使在準(zhǔn)同步接收中，也幾乎執(zhí)行相同的操作。這是因為，如果由ADn表示用于用戶uk的擴(kuò)展序列，并且相對應(yīng)的接收碼元的位置延遲1個碼片，那么由ADn+1和ADn+j+1組成用戶特定接收分量的主波和j碼片延遲波。結(jié)果，方程(77)中的矩陣H的第k個列向量hk的位置移位到下一較低級，并且矩陣H的對角分量包括0。這劣化了矩陣H的正則性。在此情況下，當(dāng)將接收碼元的同步位置設(shè)置于延遲一個碼片的位置處時，矩陣H具有使得在不改變hk的情況下hk’(k’≠k)移位到下一較高級的結(jié)構(gòu)。結(jié)果，可以容易地避免對角分量包括0的問題。
在以上說明中，使用互補序列組作為正交序列組。作為待用于本發(fā)明的另一正交序列組，可以是零校正區(qū)序列組(ZCZ)。以下對具有序列長度L＝8的ZCZ序列組的示例進(jìn)行描述。
a0=[++++-+-+]a1=[++---++-]a2=[-+-+++++]a3=[-++-++--]---(79)]]>該示例由族大小M＝4的四個序列構(gòu)成。由下式給出周期交叉相關(guān)函數(shù)ρpq(n)=1LΣi=0L-1ap(i)aq(i-n)(p,q∈0,1,2,3)=1(p=q,n=0)=0(p=q,|n|≤Δ,n≠0)=0(p≠q,|n|≤Δ)---(80)]]>其中，Δ表示零相關(guān)區(qū)。在以上示例中，滿足Δ＝1?？紤]由屬于一ZCZ序列組的L個序列(a1到a4)和一個碼片移位序列組(a1D到a4D)和(a1D-1到a4D-1)構(gòu)成的組Sz。
在Sz中的兩個任意序列之間的任何交叉相關(guān)均取0。因此，將組Sz的每個序列分配給每個用戶，并使用單個序列來代替通過將互補序列對(A1，A2)移位任意移位數(shù)而獲得的序列對，使得可以構(gòu)成與使用互補序列組的系統(tǒng)相同的系統(tǒng)。由于可以通過使用序列長度為L的組來設(shè)計具有K(＝L)個用戶的系統(tǒng)，因此可以實現(xiàn)與使用互補序列組的方法相同的頻率利用效率。由于同樣的原因，可以將使用復(fù)數(shù)或三元(ternary)值的ZCZ序列用于該目的。
常規(guī)地，對于用戶分離，已經(jīng)實際使用如下系統(tǒng)其使用Hadamard矩陣(沃爾什函數(shù))的多個行(所謂的正交序列)作為擴(kuò)展序列。對于屬于Hadamard序列組的序列p和q，n移位自動相關(guān)取ρpp(n)≠0(n≠0)的值，并且n移位交叉相關(guān)取ρpq(n)≠0(n≠0)的值。更具體來說，由于自動和交叉相關(guān)函數(shù)的移位相關(guān)值取大值，因此該特性劣化了由方程(77)給出的矩陣H的正則性，導(dǎo)致劣化了用戶分離功能。
與之對照的是，本發(fā)明的第五實施例可以完全消除該劣化，實現(xiàn)極好的用戶分離特性，并減小功率帶寬積PB。
在第一到第五實施例中，可以由在第一到第五實施例中描述的系統(tǒng)MMSE-D來執(zhí)行完全用戶分離或碼元分離。然而，即使是其中在方程(44)中設(shè)置Nr＝0的DD系統(tǒng)，也可以實現(xiàn)相同的目的。通過將用戶數(shù)量K設(shè)計成比核心序列長度(實際擴(kuò)展因子)L小一小百分比，系統(tǒng)DD展現(xiàn)出具有令人滿意的低誤碼率的優(yōu)選特性。
以下對根據(jù)本發(fā)明第六實施例的高性能導(dǎo)頻發(fā)送系統(tǒng)進(jìn)行描述。為了使得基站接收器對在各用戶與基站之間的信道增益特性進(jìn)行充分且正確食“的識別，各用戶必須按比多普勒頻率高得多的頻率向基站發(fā)送它的導(dǎo)頻碼元。各用戶在與導(dǎo)頻發(fā)送和其他用戶的數(shù)據(jù)發(fā)送的時間區(qū)不同的時間區(qū)中發(fā)送導(dǎo)頻，使得接收器必須在不遭受干擾的情況下從各用戶接收導(dǎo)頻碼元，并生成足夠正確的導(dǎo)頻響應(yīng)。
此外，由于一個導(dǎo)頻碼元通常包括大白噪聲(AWGN)，因此使用如下方法在短時段TA(比多普勒周期TD短足夠多的時段)內(nèi)接收多個(N)導(dǎo)頻碼元，對獲得的N個導(dǎo)頻響應(yīng)進(jìn)行積分以將AWGN的功率減小為1/N倍。出于該目的，由于將KN個導(dǎo)頻碼元設(shè)置在時段TA內(nèi)，因此在數(shù)據(jù)發(fā)送中使用的時間區(qū)縮短了。結(jié)果，該時間縮短是劣化了系統(tǒng)的頻率利用效率的一個因素。以下對解決上述問題的實施例進(jìn)行描述。
圖14是對本發(fā)明的第六實施例的輔助說明圖，并且是發(fā)送和接收導(dǎo)頻碼元序列的時間圖。在圖14中的上部中，用戶uk(k＝1，2)在碼元時段T的基帶中發(fā)送一發(fā)送導(dǎo)頻碼元spk。將隨后的碼元時隙設(shè)置在空白時隙中，作為保護(hù)段。(當(dāng)出現(xiàn)了一個或更多個碼元的延遲波時，將該空白時隙設(shè)置得較長)。
盡管發(fā)送導(dǎo)頻碼元spk具有與數(shù)據(jù)碼元的結(jié)構(gòu)相同的結(jié)構(gòu)，但是由p＝1給出攜帶的信息。假設(shè)由gk表示具有L個碼片的長度的第k個擴(kuò)展序列，并且由αk＝(αk1，αk2，...，αkN))T給出具有N個碼片的長度的正交碼的第k個碼字(正交序列)。在此情況下，由下式給出第n個發(fā)送導(dǎo)頻碼元spkn=pαkngk=αkngk,(p=1)---(81)]]>(數(shù)據(jù)碼元通常是bkgk。)在此情況下，假設(shè)由下式表示通過將多個導(dǎo)頻碼元(N個導(dǎo)頻碼元構(gòu)成一個組合)順序地乘以αkn而獲得的發(fā)送導(dǎo)頻碼元組Spk=(spk1,spk2,...,spkN)T=(αk1gk,αk2gk,...,αkNgk)T---(82)]]>
假設(shè)，作為正交序列αk的示例，Hadamard矩陣的第k行的大小為N×N(N≥K)。
圖14中的中部和下部示出了對應(yīng)于spk的接收碼元rpk?；緦Χ鄠€用戶的發(fā)送定時進(jìn)行控制，使得這兩個碼元rpk的接收位置彼此相等(同步接收)或者落在小定時差的范圍之內(nèi)(準(zhǔn)同步接收)。當(dāng)延遲波的延遲時間比1個碼元時段(T)(接收導(dǎo)頻碼元時段(T))稍短時，由主響應(yīng)αk1pkM和延遲波響應(yīng)αk1PkD構(gòu)成的接收導(dǎo)頻碼元落在2T碼元時隙內(nèi)。圖14中的標(biāo)符rp2示出了接收定時延遲了一個碼片的情況。連續(xù)地發(fā)送多個導(dǎo)頻碼元(N個導(dǎo)頻碼元構(gòu)成一個組)(它們可以在數(shù)據(jù)碼元之間擴(kuò)展)，將時段Tp的接收碼元序列表示為圖14中的下部的接收序列[r1]和[r2]。將時段Tp排列在兩個相鄰數(shù)據(jù)發(fā)送時段(時段TD)的中間。
由于接收器接收r1與r2的合成波，因此通常由下式給出接收導(dǎo)頻碼元序列的第n個時隙的碼元rp(n)=Σk=1Kαknpk+x(n)pk=pkM+pkD---(83)]]>其中，x(n)是AWGN。假設(shè)接收響應(yīng)pk在導(dǎo)頻時段Tp的時段中是不變的。此時，當(dāng)將接收導(dǎo)頻碼元組Rp的多個碼元rp(n)順序地乘以αk的第n個元素以生成相關(guān)序列時，得到了p~k=pk+Δpk=Σn=1Nαkn‾rp(n)+x(n)---(84)]]>這是正交序列的性質(zhì)。該性質(zhì)是根據(jù)下式計算出的關(guān)系1NΣn=1Nαknαk′n‾=1k=k′=0k≠k′---(85)]]>在此情況下，公式(84)的右手側(cè)的第一項(信號分量)具有電壓和，第二項(AWGN)具有功率和的特性。因此， 的S/N比是當(dāng)接收到1個導(dǎo)頻碼元時獲得的S/N比的N倍。
圖15是根據(jù)本發(fā)明第六實施例的正交序列調(diào)制導(dǎo)頻發(fā)送系統(tǒng)的收發(fā)器的框圖。第k個用戶uk的收發(fā)器準(zhǔn)備Hadamard矩陣的第k行的序列αk。發(fā)送器TXk使用該序列αk的第n個元素αkn，并使得調(diào)制器MOD對具有空白碼元的擴(kuò)展序列g(shù)k進(jìn)行調(diào)制以生成發(fā)送導(dǎo)頻碼元spk(n)。順序地生成并發(fā)送N個發(fā)送導(dǎo)頻碼元spk(n)。(在圖15中略去了載波調(diào)制裝置)。
接收器RX(pk)示出了生成第k個導(dǎo)頻響應(yīng)的電路單元的圖。接收器在一導(dǎo)頻時段中接收具有時段2T的時段的第n個接收導(dǎo)頻碼元rp(n)。調(diào)制器MOD將該rp(n)乘以正交序列αk的第n個分量 乘法輸出βkn(=βk1n,βk2n,...,βk2Ln)T]]>的第l個元素βkln加入在積分組Ik中的第l個積分器∑L。在執(zhí)行該操作N次之后(n＝1到N)，輸出各積分器的積分值作為 2L個輸出構(gòu)成一導(dǎo)頻響應(yīng)向量 按此方式，由K個用戶共享導(dǎo)頻時段TP＝2T×N，可以將常規(guī)系統(tǒng)所需的時間2T×N×K縮短為倍1/K的值。在以上說明中使用的正交序列具有如下特性在一個組中的兩個序列的零移位相關(guān)值為0。因此，不僅可以使用基于Hadamard矩陣的序列，而且可以使用互補序列、ZCZ序列等。按此方式，根據(jù)本發(fā)明，同時使用五個實施例，可以進(jìn)一步改進(jìn)頻率利用效率。
如上所述，在權(quán)利要求1和2中描述的本發(fā)明提供了使用最小均方誤差檢測器(MMSE-D)通過以下步驟來增強(qiáng)CDMA多用戶接收器的用戶分離功能的技術(shù)，所述步驟為引入與包含在作為帶有用戶分離矩陣的線性(去相關(guān))方程系統(tǒng)的解而獲得的各軟輸出中的與多個誤差功率直接相關(guān)聯(lián)的正確解測度；將一軟輸出判定為由最佳用戶表示的最小誤差影響軟輸出；對具有減小的大小的修改后的線性方程系統(tǒng)順序地重復(fù)相同的方法，以獲得其他用戶軟輸出；以及生成所有用戶的誤差減小軟輸出。結(jié)果，帶來了增大了在CDMA系統(tǒng)中可容納的用戶的數(shù)量并且減小了所需發(fā)送功率的效果，導(dǎo)致了該系統(tǒng)的功率帶寬積PB的顯著減小。
在權(quán)利要求3和4中描述的本發(fā)明提供了使用最小均方誤差檢測器(MMSE-D)通過以下步驟來增強(qiáng)CDMA多用戶接收器的用戶分離功能的技術(shù)，所述步驟為引入通過假設(shè)第零級(MMSE-D)的軟輸出向量是無誤差的而使用該向量作為第零個軟輸出向量 而獲得的干擾校正項；通過將該干擾校正項加入第零個軟輸出向量，得到第一級MMSE-D的另一軟輸出向量，作為第一個軟輸出向量；順序地重復(fù)對各校正項和各新軟輸出向量的生成預(yù)定次數(shù)，以生成帶有顯著減小的干擾誤差分量的最終軟輸出向量。帶有干擾補償功能的常規(guī)MMSE系統(tǒng)使用通過其他用戶的估計數(shù)據(jù)分量獲得的所關(guān)注的一個用戶的估計干擾擾動，導(dǎo)致疏忽了所有用戶分量。因此，常規(guī)MMSE系統(tǒng)的改進(jìn)效果非常有限。本發(fā)明帶來了增大了在CDMA系統(tǒng)中可容納的用戶的數(shù)量并且減小了所需發(fā)送功率的效果，導(dǎo)致了該系統(tǒng)的功率帶寬積PB的顯著減小。
在權(quán)利要求5和12中描述的本發(fā)明提供了通過以下步驟減小所需發(fā)送碼元功率的技術(shù)，所述步驟包括將所述多個用戶特定導(dǎo)頻響應(yīng)向量中的每一個置換為構(gòu)成一導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣的一對合成導(dǎo)頻響應(yīng)向量；建立帶有由該導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣組成的用戶分離矩陣的線性方程系統(tǒng)，以避免ISI(碼元間干擾)；對該系統(tǒng)進(jìn)行求解，以得到軟輸出向量；對在當(dāng)前碼元時段上的數(shù)據(jù)碼元的檢測數(shù)據(jù)向量進(jìn)行判決；以及生成通過使用在當(dāng)前和相鄰碼元時段上的多個數(shù)據(jù)碼元的多個軟輸出向量來估計的發(fā)送數(shù)據(jù)。常規(guī)多用戶接收器使用保護(hù)序列添加包絡(luò)序列來避免ISI。然而，隨著數(shù)據(jù)速率的增大，延遲波擴(kuò)展增大，導(dǎo)致保護(hù)序列能量占碼元能量的主要因素，使得喪失了功率效率。結(jié)果，即使對于高數(shù)據(jù)速率發(fā)送，本發(fā)明也可以實現(xiàn)具有低發(fā)送功率的所需誤碼率，導(dǎo)致了對該系統(tǒng)的功率帶寬積PB的顯著改進(jìn)。
在權(quán)利要求6和7中描述的本發(fā)明提供了通過以下步驟增加了用戶數(shù)量并減小了誤碼率的技術(shù)，所述步驟包括使用在帶有MIMO系統(tǒng)的接收器處接收到的多個時空時隙，針對多個數(shù)據(jù)碼元實現(xiàn)完全用戶分離功能和數(shù)據(jù)分離功能；將用戶分離矩陣與通過各接收天線獲得的用戶特定導(dǎo)頻響應(yīng)向量組合起來；以及使用該用戶分離矩陣建立線性方程系統(tǒng)。與沒有用戶分離功能的常規(guī)時空編碼發(fā)送系統(tǒng)的頻率利用效率相對照的是，由于分集效應(yīng)和交織功能，本發(fā)明不僅提供了用戶人數(shù)上的大于擴(kuò)展因子的增加，而且減小了所需發(fā)送功率。結(jié)果，帶來了增大了在CDMA系統(tǒng)中可容納的用戶的數(shù)量并且減小了所需發(fā)送功率的效果，導(dǎo)致了對該系統(tǒng)的功率帶寬積PB的顯著減小。
在權(quán)利要求8中描述的本發(fā)明提供了通過以下步驟顯著減小了CDMA系統(tǒng)的發(fā)送功率的技術(shù)，所述步驟包括準(zhǔn)備一擴(kuò)展序列組，通過將屬于互補序列組或零相關(guān)區(qū)序列組的序列移位相互不同的多個碼片得到該擴(kuò)展序列組的成員序列；將各成員序列分配給各用戶，作為擴(kuò)展序列；對發(fā)送定時進(jìn)行控制，使得接收器在同步或準(zhǔn)同步條件下接收到接收碼元；通過帶有由于所述多個成員序列的正交性而具有高正則性的用戶分離矩陣的線性方程系統(tǒng)對接收碼元進(jìn)行分析；以及生成不受干擾噪聲和延遲波干擾的軟輸出向量。權(quán)利要求1或3的技術(shù)有助于減小包含在軟輸出中的誤差。結(jié)果，與其中每個用戶生成通過對多個成員序列(每個都傳送一數(shù)據(jù))進(jìn)行相加而得到的合成發(fā)送碼元的常規(guī)系統(tǒng)相比，本發(fā)明可以顯著減小發(fā)送功率，同時保持幾乎相同的頻率利用效率。
在權(quán)利要求9中描述的本發(fā)明提供了這樣一種裝置，其用于發(fā)送多個導(dǎo)頻碼元，使得接收器可以獲得精確的導(dǎo)頻響應(yīng)，以通過將Hadamard矩陣的第k行作為第k個序列分配給第k個用戶來識別多個信道；設(shè)置公共導(dǎo)頻時隙，在該公共導(dǎo)頻時隙中，各用戶發(fā)送器通過使用同一時間區(qū)和同一頻帶發(fā)送出由第k個序列調(diào)制的導(dǎo)頻碼元序列，使得接收器可以有效地利用由所有導(dǎo)頻碼元序列占據(jù)的時間和頻帶，以完全地分離各用戶特定導(dǎo)頻響應(yīng)。為了具有正確的導(dǎo)頻響應(yīng)，常規(guī)系統(tǒng)利用了針對每個用戶的導(dǎo)頻發(fā)送獨立分配的發(fā)送資源，導(dǎo)致該系統(tǒng)的頻率利用效率的顯著損失。然而，通過將本發(fā)明加入基于權(quán)利要求1到8的本發(fā)明構(gòu)造的系統(tǒng)，這些系統(tǒng)會顯示出進(jìn)一步改進(jìn)系統(tǒng)的功率頻帶積PB的效果。
在權(quán)利要求10中描述的本發(fā)明提供了一種使用去相關(guān)檢測器(DD)代替在權(quán)利要求1到4中描述的MMSE-D對配備有MMSE-D的系統(tǒng)進(jìn)行簡化的技術(shù)。本發(fā)明可以顯示出與帶有通過將可容納用戶數(shù)量減少一小百分比的MMSE-D的系統(tǒng)的性能幾乎等同的極好的性能。
在權(quán)利要求11中描述的本發(fā)明提供了通過以下步驟來增大待積累用戶數(shù)量的技術(shù)，所述步驟包括向MIMO系統(tǒng)的接收器引入連接接收碼元向量和連接導(dǎo)頻響應(yīng)向量，以增大待分析的碼元的維數(shù)，并減小包括在軟輸出中的噪聲。結(jié)果，本發(fā)明具有顯著改進(jìn)該系統(tǒng)的功率帶寬積PB的效果。
在權(quán)利要求1到4或權(quán)利要求10中描述的本發(fā)明提供了在不受包含在輸入向量中的白噪聲和干擾的不利影響的情況下，通過MMSE-D或DD對帶有多個未知數(shù)的通用線性方程系統(tǒng)進(jìn)行求解的技術(shù)。因此，不僅可以將這些發(fā)明應(yīng)用于作為示例描述的多用戶CDMA接收器，而且可以將它們應(yīng)用于信道均衡器的分接頭(tap)系統(tǒng)控制。本發(fā)明可廣泛應(yīng)用于需要對帶有多個未知數(shù)的線性方程系統(tǒng)進(jìn)行求解的系統(tǒng)，如用于通信、自動控制等領(lǐng)域。
權(quán)利要求
1.一種碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，其中，由多個小區(qū)組成一基本系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，所述多個小區(qū)中的每一個都包括一基站和K個用戶站，每一個所述用戶站都包括用戶發(fā)送器和用戶接收器，通過多址信道與包括基站接收器和基站發(fā)送器的所述基站進(jìn)行通信，并且所述用戶發(fā)送器能夠發(fā)送數(shù)據(jù)碼元以利用擴(kuò)展序列傳送數(shù)據(jù)，并能夠發(fā)送作為所述擴(kuò)展序列的導(dǎo)頻碼元以標(biāo)識從所述用戶發(fā)送器到所述基站接收器的信道，并且所述基站接收器包括最小均方誤差檢測器，以按使得所述最小均方誤差檢測器對針對輸入向量得到的帶有多個未知數(shù)的線性方程系統(tǒng)進(jìn)行求解的方式對所述輸入向量進(jìn)行分析，所述輸入向量是包含有兩個多用戶特定數(shù)據(jù)響應(yīng)的接收碼元，每個多用戶特定數(shù)據(jù)響應(yīng)都已通過信道傳送了發(fā)送數(shù)據(jù)，所述線性方程系統(tǒng)由用戶分離矩陣U和一未知數(shù)據(jù)向量組成，所述用戶分離矩陣U由與所述信道相關(guān)聯(lián)的導(dǎo)頻矩陣和與白噪聲功率相乘的單位矩陣組成，該去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)的特征在于，所述接收器包括求解裝置，其用于在分析電路處，對如由帶有用戶分離矩陣U0的第一去相關(guān)方程系統(tǒng)標(biāo)識的方程系統(tǒng)進(jìn)行求解，以產(chǎn)生軟輸出向量 產(chǎn)生裝置，其用于在功率估計器處，產(chǎn)生通過對所述用戶分離矩陣U進(jìn)行矩陣求逆而產(chǎn)生的噪聲評估矩陣C的用戶對應(yīng)噪聲評估向量的方差，作為由K個分量組成的正確解測度PC0；判定裝置，其用于在最佳用戶判決電路處，基于所述正確解測度PC0的多個最小候選分量中的一個，將所述軟輸出向量 的一個軟輸出分量 判定為第一最佳用戶uk′；硬判決裝置，其用于在判決電路處，對所述軟輸出 執(zhí)行硬判決，以獲得檢測值 去除裝置，其用于使用調(diào)制器、減法器以及最佳用戶去除器的多個電路，從帶有所述用戶分離矩陣U0的第一去相關(guān)方程系統(tǒng)中去除與第一最佳用戶uk’相對應(yīng)的分量，以生成如由帶有用戶分離矩陣U1的第二去相關(guān)方程系統(tǒng)標(biāo)識的方程系統(tǒng)；求解裝置，其用于對所述第二系統(tǒng)進(jìn)行求解以產(chǎn)生軟輸出向量 產(chǎn)生通過對所述用戶分離矩陣U1進(jìn)行矩陣求逆而產(chǎn)生的噪聲評估矩陣C的用戶對應(yīng)噪聲評估向量的方差，作為由(K-1)個分量組成的正確解測度PC1，并基于所述正確解測度PC1的多個最小候選分量中的一個，將所述軟輸出向量 的多個軟輸出中的一個輸出 判定為第二最佳用戶uk”；硬判決裝置，其用于對所述軟輸出 執(zhí)行硬判決，以獲得檢測值 重復(fù)裝置，其用于對隨后的去相關(guān)方程系統(tǒng)順序地重復(fù)與施加給第二去相關(guān)方程系統(tǒng)的方法相同的方法，以對隨后的最佳用戶進(jìn)行判定，從而依次得到所述最佳用戶；以及硬判決裝置，其用于在所述判決電路處，對所述最佳用戶的軟輸出執(zhí)行硬判決，以獲得所有用戶已發(fā)送出的發(fā)送數(shù)據(jù)的檢測值。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，其特征在于，所述接收器包括求解裝置，其用于在分析電路處，對如由帶有用戶分離矩陣U0的第一去相關(guān)方程系統(tǒng)標(biāo)識的方程系統(tǒng)進(jìn)行求解，以產(chǎn)生軟輸出向量 產(chǎn)生裝置，其用于在功率估計器處產(chǎn)生由K個分量組成的用戶對應(yīng)噪聲評估向量PC0的所述方差，在噪聲功率估計器處獲得輸入噪聲功率Nr0，并計算標(biāo)準(zhǔn)偏差σ0，以使用所述方差PC0和所述輸入噪聲功率Nr0來組成誤差振幅分布；獲得裝置，其用于獲得由K個分量組成的第零個標(biāo)準(zhǔn)化概率比λ0標(biāo)識的比，基于帶有所述標(biāo)準(zhǔn)偏差σ0的誤差分布模型和所述軟輸出向量 的所述K個分量，來計算所述比；判定裝置，其用于在最佳用戶判決電路處，基于標(biāo)準(zhǔn)化概率比λ0的多個最大候選分量中的一個，將所述軟輸出向量 的一個軟輸出分量 判定為第一最佳用戶uk’；硬判決裝置，其用于在判決電路處，對所述軟輸出 執(zhí)行硬判決，以獲得檢測值 去除裝置，其用于從帶有根據(jù)權(quán)利要求1的所述用戶分離矩陣U0的第一去相關(guān)方程系統(tǒng)中去除與第一最佳用戶uk’相對應(yīng)的分量；重復(fù)裝置，其用于對根據(jù)權(quán)利要求1的所述隨后的去相關(guān)方程系統(tǒng)順序地重復(fù)與施加給第一去相關(guān)方程系統(tǒng)的方法相同的方法；以及硬判決裝置，其用于在所述判決電路處，對所述最佳用戶的軟輸出執(zhí)行硬判決，以獲得所有用戶已發(fā)送出的發(fā)送數(shù)據(jù)的檢測值。
3.一種碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，其中，由多個小區(qū)組成一基本系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，所述多個小區(qū)中的每一個都包括一基站和K個用戶站，每一個所述用戶站都包括用戶發(fā)送器和用戶接收器，通過多址信道與所述小區(qū)中的包括基站接收器和基站發(fā)送器的所述基站進(jìn)行通信，并且所述用戶發(fā)送器能夠發(fā)送數(shù)據(jù)碼元以利用擴(kuò)展序列傳送數(shù)據(jù)，并能夠發(fā)送作為所述擴(kuò)展序列的導(dǎo)頻碼元以標(biāo)識從所述用戶發(fā)送器到所述基站接收器的信道，并且所述基站接收器包括最小均方誤差檢測器，以按使得所述最小均方誤差檢測器對針對輸入向量得到的帶有多個未知數(shù)的線性方程系統(tǒng)進(jìn)行求解的方式對所述輸入向量進(jìn)行分析，所述輸入向量是包含有兩個多用戶特定數(shù)據(jù)響應(yīng)的接收碼元，每個多用戶特定數(shù)據(jù)響應(yīng)都通過信道傳送了發(fā)送數(shù)據(jù)，所述線性方程系統(tǒng)由用戶分離矩陣U和一未知數(shù)據(jù)向量組成，所述用戶分離矩陣U由與所述信道相關(guān)聯(lián)的導(dǎo)頻矩陣和與白噪聲功率相乘的單位矩陣組成，該去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)的特征在于，所述接收器包括求解裝置，其用于在分析電路處，對如由帶有由第零用戶分離矩陣標(biāo)識的用戶分離矩陣U0的第一去相關(guān)方程系統(tǒng)標(biāo)識的方程系統(tǒng)進(jìn)行求解，以產(chǎn)生由第零軟輸出向量標(biāo)識的軟輸出向量 計算裝置，其用于在干擾發(fā)生器處將第零軟輸出向量 乘以第零用戶分離矩陣U0的逆矩陣以計算由第零干擾校正向量標(biāo)識的干擾校正向量c0，并將第零干擾校正向量c0加到第零軟輸出向量 上，以產(chǎn)生由第一個軟輸出向量標(biāo)識的軟輸出向量 應(yīng)用裝置，其用于應(yīng)用與用于計算第零干擾校正向量c0的方法相同的方法，以利用第一軟輸出向量 來計算由第一干擾校正向量標(biāo)識的干擾校正向量c1；硬判決裝置，其用于對通過重復(fù)將第一干擾校正向量c1加到第零軟輸出向量 上以產(chǎn)生由第二軟輸出矢量標(biāo)識的軟輸出向量 的方法而計算出的第n級的軟輸出向量 的各個分量施加并執(zhí)行硬判決；重復(fù)裝置，其用于把與用于獲得第二軟輸出向量 的方法相同的方法重復(fù)n次，以產(chǎn)生第n軟輸出 以及硬判決裝置，其用于在所述判決電路處，對第n軟輸出 的軟輸出執(zhí)行硬判決，以獲得所有用戶已發(fā)送出的發(fā)送數(shù)據(jù)的檢測值。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，其特征在于，所述接收器包括引入裝置，其用于引入系數(shù)λN以增大在所述用戶分離矩陣U中使用的所述單位矩陣的振幅，并產(chǎn)生帶有由所述系數(shù)λN修改后的用戶分離矩陣U的去相關(guān)方程系統(tǒng)；限制裝置，其用于限制被計算為所述系統(tǒng)的解的第零級的所述軟輸出向量 的振幅，以產(chǎn)生修改后的軟輸出向量，通過將所述修改后的軟輸出向量乘以所述用戶分離矩陣U的逆矩陣、軟輸出向量來生成第零級的干擾校正向量c0；加法裝置，其用于將通過將所述干擾校正輸出c0乘以干擾功率估計系數(shù)θ而獲得的向量加到第零級的所述軟輸出向量 上，以生成第一級的軟輸出 重復(fù)裝置，其用于對隨后的多個級重復(fù)相同的方法，以獲得第n級的軟輸出向量 以及硬判決裝置，其用于在所述判決電路處，對第n軟輸出 的軟輸出執(zhí)行硬判決，以獲得所有用戶已發(fā)送出的發(fā)送數(shù)據(jù)的檢測值。
5.根據(jù)權(quán)利要求1或3所述的碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，其特征在于，所述接收器包括接收裝置，其用于接收從各用戶發(fā)送器接收到的多個導(dǎo)頻響應(yīng)向量，并將所述多個導(dǎo)頻響應(yīng)向量中的每一個分離成在目標(biāo)碼元時段到達(dá)的當(dāng)前導(dǎo)頻碼元的主響應(yīng)和在同一目標(biāo)碼元時段到達(dá)的先前導(dǎo)頻碼元的多個延遲波響應(yīng)，并為每個用戶生成由通過對所述主響應(yīng)與所述多個延遲波響應(yīng)取代數(shù)和而得到的多個合成導(dǎo)頻響應(yīng)組成的導(dǎo)頻響應(yīng)組；求解裝置，其用于生成由所有用戶的所述多個合成導(dǎo)頻響應(yīng)組成的導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P，生成以通過所述導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P和單位矩陣構(gòu)成的用戶分離矩陣U、未知數(shù)據(jù)向量b以及接收碼元向量r作為構(gòu)成元素的去相關(guān)方程系統(tǒng)，并根據(jù)權(quán)利要求1或3所述的方法對所述系統(tǒng)進(jìn)行求解，以獲得軟輸出向量。
6.根據(jù)權(quán)利要求1或3所述的碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，其特征在于，所述基本系統(tǒng)包括包括裝置，其用于包括其中對多個天線進(jìn)行排列以執(zhí)行通信的多輸入多輸出系統(tǒng)，每一個所述用戶發(fā)送器都包括分配裝置，其用于在由多個(Nτ)時隙和多個(N)發(fā)送天線構(gòu)成的時空發(fā)送軸上將多個(Nd)發(fā)送數(shù)據(jù)分配給NτN個碼元，并在Nτ個碼元時段上發(fā)送NτN個碼元，并且所述基站接收器包括接收裝置，其用于在多個(M)天線處在Nτ個碼元時隙上接收多個碼元，當(dāng)?shù)趉個用戶發(fā)送器在Nτ個碼元時隙中的第τ個碼元時隙上發(fā)送Nd個碼元中的第d個發(fā)送導(dǎo)頻碼元時，存儲在第m個接收天線處接收到的導(dǎo)頻碼元的導(dǎo)頻響應(yīng)pdτnmk，針對天線編號m和時序編號τ，生成通過只將與第d個導(dǎo)頻響應(yīng)相對應(yīng)的導(dǎo)頻響應(yīng)pdτnmk連接起來而獲得的連接導(dǎo)頻響應(yīng)向量pdk，生成由這些向量組成的導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P，并生成通過將在所述Nτ個碼元時隙上接收到的M個接收碼元向量連接起來而獲得的連接接收向量r，生成裝置，其用于生成帶有根據(jù)所述導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P和單位矩陣生成的用戶分離矩陣U、所述連接接收向量r以及未知數(shù)據(jù)向量b的去相關(guān)方程系統(tǒng)，求解裝置，其根據(jù)權(quán)利要求1或3對所述去相關(guān)方程系統(tǒng)進(jìn)行求解，以獲得所述發(fā)送數(shù)據(jù)向量b的軟輸出向量 并對所述軟輸出向量 的各個分量執(zhí)行硬判決以獲得檢測數(shù)據(jù)向量
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，其特征在于，每一個所述用戶發(fā)送器都包括交織裝置，其用于預(yù)先對N個發(fā)送碼元的時序進(jìn)行交織，并在Nτ個時隙上發(fā)送交織碼元，其中N是發(fā)送天線的數(shù)量，并且所述接收器包括去交織裝置，其用于對M個接收碼元執(zhí)行去交織，其中M等于接收天線的數(shù)量；求解裝置，其用于針對由去交織輸出構(gòu)成的Nτ個碼元組中的每一個生成去相關(guān)方程系統(tǒng)，根據(jù)權(quán)利要求6對所述系統(tǒng)進(jìn)行求解以獲得發(fā)送數(shù)據(jù)向量b的軟輸出向量 并對所述軟輸出向量 的各個元素執(zhí)行硬判決，以獲得檢測數(shù)據(jù)向量
8.根據(jù)權(quán)利要求1或3所述的碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，其中，由多個小區(qū)組成一基本系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，所述多個小區(qū)中的每一個都包括一基站和K個用戶站，每一個所述用戶站都包括用戶發(fā)送器和用戶接收器，通過多址信道與包括基站接收器和基站發(fā)送器的所述基站進(jìn)行通信，并且該去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)的特征在于，所述用戶發(fā)送器包括發(fā)送裝置，其用于發(fā)送數(shù)據(jù)碼元以利用擴(kuò)展序列傳送數(shù)據(jù)，并發(fā)送作為所述擴(kuò)展序列的導(dǎo)頻碼元，以標(biāo)識從所述用戶發(fā)送器到所述基站接收器的信道，生成裝置，其用于通過向核心擴(kuò)展序列添加多個保護(hù)序列來生成包絡(luò)循環(huán)移位擴(kuò)展序列，所述核心擴(kuò)展序列屬于一對完全互補擴(kuò)展序列的k移位序列或零相關(guān)區(qū)擴(kuò)展序列的k移位序列，作為所述核心擴(kuò)展序列，控制裝置，其用于對發(fā)送定時進(jìn)行控制，使得所有用戶特定接收碼元分量都可以在同步或準(zhǔn)同步條件下到達(dá)所述基站接收器，并且所述接收器包括提取裝置，其用于提取所述接收碼元的核心時段部分作為輸入向量，并根據(jù)權(quán)利要求1或3的方法利用最小均方檢測器對所述輸入向量進(jìn)行分析。
9.根據(jù)權(quán)利要求1到8中的任何一項所述的碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，其特征在于，由K個用戶發(fā)送器中的第k個用戶發(fā)送器標(biāo)識的用戶發(fā)送器包括生成裝置，其用于生成帶有保護(hù)添加擴(kuò)展序列的導(dǎo)頻碼元，并準(zhǔn)備由按正交碼通過碼長度為N的第k個碼字調(diào)制過的N個碼元組成的導(dǎo)頻碼元序列，并發(fā)送所述導(dǎo)頻碼元序列，使得它可以在同步或準(zhǔn)同步條件下與由其它用戶站發(fā)送出的其它導(dǎo)頻碼元序列一起到達(dá)所述接收器處，并且所述基站接收器包括接收裝置，其用于接收通過所有用戶特定導(dǎo)頻響應(yīng)多路復(fù)用后的導(dǎo)頻響應(yīng)序列，并將所述導(dǎo)頻響應(yīng)序列施加給匹配到第k個正交碼字的匹配濾波器，以生成第k個用戶的導(dǎo)頻響應(yīng)向量，和產(chǎn)生裝置，其用于產(chǎn)生由所有K個用戶的導(dǎo)頻響應(yīng)向量組成的導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P，以建立用于各權(quán)利要求1到8的所述去相關(guān)方程系統(tǒng)。
10.根據(jù)權(quán)利要求1到4中的任何一項所述的碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，其特征在于，所述接收器包括求解裝置，其用于利用去相關(guān)檢測器對由第一去相關(guān)方程系統(tǒng)標(biāo)識的方程系統(tǒng)進(jìn)行求解，所述去相關(guān)檢測器是通過從在所述最小均方誤差檢測器中使用的用戶分離矩陣U中去除單位矩陣I而得到的，和求解裝置，其用于利用多個去相關(guān)檢測器對所述隨后的去相關(guān)方程系統(tǒng)進(jìn)行求解。
11.根據(jù)權(quán)利要求1或3所述的碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，其中，所述基本系統(tǒng)包括包括裝置，其用于包括其中對多個天線進(jìn)行排列以執(zhí)行通信的多輸入多輸出系統(tǒng)，每一個所述用戶發(fā)送器都包括發(fā)送裝置，其用于發(fā)送數(shù)據(jù)碼元以利用擴(kuò)展序列傳送數(shù)據(jù)，并發(fā)送作為所述擴(kuò)展序列的導(dǎo)頻碼元，以標(biāo)識從所述用戶發(fā)送器到所述基站接收器的信道，并且所述基站接收器包括接收裝置，其用于在多個(M)天線處在Nτ個碼元時隙上接收多個碼元，并且，該去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)的特征在于，所述接收器包括接收裝置，其用于接收通過M個所述天線獲得的M個導(dǎo)頻響應(yīng)向量每用戶，通過對所述導(dǎo)頻響應(yīng)向量進(jìn)行連接來生成擴(kuò)充導(dǎo)頻響應(yīng)向量，并通過將為所有用戶獲得的擴(kuò)充導(dǎo)頻響應(yīng)向量進(jìn)行組合來生成導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P，生成裝置，其用于通過將通過M個所述天線獲得的所有接收碼元連接起來而生成擴(kuò)充接收向量r，建立帶有由所述導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣P得到的用戶分離矩陣U的去相關(guān)方程系統(tǒng)，并根據(jù)權(quán)利要求1或3對所述系統(tǒng)進(jìn)行求解以獲得軟輸出向量。
12.根據(jù)權(quán)利要求5所述的碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，其特征在于，每一個所述用戶發(fā)送器都包括生成裝置，其用于生成帶有通過向核心擴(kuò)展序列添加模擬延遲序列而產(chǎn)生的擴(kuò)充序列的數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻碼元，使得將所述模擬延遲序列排列在作為與所述核心擴(kuò)展序列相同的時隙的發(fā)送碼元時段的尾部外，并發(fā)送所述數(shù)據(jù)和所述導(dǎo)頻碼元，使得與所述模擬延遲序列相對應(yīng)的分量占據(jù)與隨后碼元的前部相交疊的時間位置，發(fā)送數(shù)據(jù)碼元和導(dǎo)頻碼元，并且所述接收器包括獲得裝置，其用于獲得接收數(shù)據(jù)碼元和K個用戶導(dǎo)頻響應(yīng)，并建立帶有基于所述接收數(shù)據(jù)碼元和K個用戶導(dǎo)頻響應(yīng)產(chǎn)生的具有增強(qiáng)正則性的用戶分離矩陣或?qū)ьl響應(yīng)矩陣的去相關(guān)方程系統(tǒng)，和求解裝置，其用于根據(jù)權(quán)利要求5對所述系統(tǒng)進(jìn)行求解。
全文摘要
本發(fā)明涉及碼分多址信號的去相關(guān)區(qū)分系統(tǒng)，提供了新的多用戶接收器配置技術(shù)，該技術(shù)解決了多用戶接收器如干擾抵消器、去相關(guān)器以及最小均方誤差檢測的用戶信號分離功能所存在的問題。即，提供了一種碼分多址信號的去相關(guān)/識別方法，以實現(xiàn)就進(jìn)行1位傳送所需的功率帶振幅積(其為對CDMA方法的評測基準(zhǔn)而言比上述方法的性能好得多的性能。并向順序檢測型最小均方誤差檢測方法的框圖中由虛線表示的常規(guī)最小均方誤差檢測器MMSE－D添加一種順序判定最佳用戶的功能。
文檔編號H04B1/707GK1930788SQ200580008028
公開日2007年3月14日 申請日期2005年3月10日 優(yōu)先權(quán)日2004年3月12日
發(fā)明者畔柳功芳, 末廣直樹, 大竹孝平, 松藤信哉, 小沢智, 富田光博 申請人:國立大學(xué)法人筑波大學(xué)