專利名稱：接收裝置、接收方法以及無線通信系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及利用多個(gè)天線進(jìn)行信號(hào)解調(diào)(信號(hào)分離)的接收裝置、接收方法以及無線通信系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
在第4代移動(dòng)通信的無線通信方式中，實(shí)現(xiàn)高速的傳輸速度是重要的。從這樣的觀點(diǎn)出發(fā)，在使用利用多個(gè)發(fā)送接收天線進(jìn)行信號(hào)傳輸?shù)腗IMO(Multi-Input Multi-Output，多輸入多輸出)信道的信號(hào)傳輸法中，通過各發(fā)送天線把不同的信號(hào)利用同一時(shí)刻、同一頻率進(jìn)行發(fā)送的MIMO復(fù)用法(MIMO Multiplexing)的技術(shù)被關(guān)注。
圖14是用于說明MIMO復(fù)用法的圖，是表示使用了多個(gè)天線的MIMO通信系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)的圖。根據(jù)該系統(tǒng)，從發(fā)送側(cè)的多個(gè)天線10111～1011N使用相同頻率發(fā)送各不相同的信號(hào)，在接收側(cè)也使用多個(gè)天線10211～1021N將這些信號(hào)全部同時(shí)接收，從而不增加傳輸頻帶即可實(shí)現(xiàn)與發(fā)送天線數(shù)量成正比的傳輸速度的高速化(例如，參照非專利文獻(xiàn)1)。
并且，在總稱為MIMO的技術(shù)中有一種BLAST(Bell Labs LayeredSpace-Time，貝爾實(shí)驗(yàn)室分層空時(shí))技術(shù)。BLAST是在同一頻率同時(shí)地從多個(gè)發(fā)送天線并行傳輸不同信息，并在接收側(cè)通過由干擾抑制控制的分集接收和副本(replica)相減來進(jìn)行信號(hào)分離的方式(例如，參照非專利文獻(xiàn)1)。
如上所述，用MIMO復(fù)用法可實(shí)現(xiàn)高速的傳輸速度，但因?yàn)閺亩鄠€(gè)發(fā)送天線以同一頻帶、時(shí)隙來發(fā)送不同的數(shù)據(jù)序列，因此為了解調(diào)，在接收裝置中需要從接收信號(hào)中提取由各發(fā)送天線發(fā)送的發(fā)送信號(hào)序列的信號(hào)分離。
關(guān)于MIMO復(fù)用的信號(hào)分離法，提出了各種方法。例如，利用最小均方誤差法(MMSE)或ZF(Zero Forcing，迫零)等的線性濾波器的信號(hào)分離算法是將與發(fā)送天線數(shù)相同或比發(fā)送天線多的接收天線所接收的多個(gè)接收信號(hào)進(jìn)行合成，以抑制來自所關(guān)注的發(fā)送天線以外的發(fā)送天線的接收信號(hào)功率的方法，該算法具有接收側(cè)的運(yùn)算量比較少的特點(diǎn)。
并且，使用最大似然檢測(cè)法(MLD)的信號(hào)分離算法是生成來自各發(fā)送天線的接收信號(hào)的副本候選，通過求得來自全部發(fā)送天線的接收信號(hào)的副本候選之和與接收信號(hào)之間的歐幾里得距離為最小的接收信號(hào)的副本，來推定最可能的各發(fā)送天線的發(fā)送信號(hào)序列的方法，與上述的MMSE相比，信號(hào)分離精度高、解調(diào)性能優(yōu)良，但存在信號(hào)分離所需的運(yùn)算量與天線數(shù)呈指數(shù)性增加的缺點(diǎn)。因此，為了降低MLD的運(yùn)算量，提出了大幅削減利用QR分解來計(jì)算MLD的平方歐幾里得距離的信號(hào)點(diǎn)候選的方法(例如，參照非專利文獻(xiàn)2)。
但是，直序擴(kuò)頻(DS)CDMA是通過對(duì)以往的信息數(shù)據(jù)調(diào)制信號(hào)進(jìn)行用高速速率的擴(kuò)頻碼擴(kuò)頻的二次調(diào)制并傳輸，從而多個(gè)通信者利用同一頻帶進(jìn)行通信的方式，在利用DS-CDMA的無線通信中，由于信號(hào)傳送帶寬的寬帶化，產(chǎn)生多路徑衰落(multipath fading)(頻率選擇性衰落)，通過分離成傳輸延遲時(shí)間互不相同的多個(gè)多路徑來接收發(fā)送信號(hào)。
在DS-CDMA的接收中，能夠通過合成該多個(gè)路徑的Rake接收來改善接收質(zhì)量，但由于在不同的路徑間產(chǎn)生干擾(以下，稱為多路徑干擾)，由Rake接收帶來的接收質(zhì)量的改善被削減。
上述多路徑干擾的大小與擴(kuò)頻因子的倒數(shù)成正比，其中擴(kuò)頻因子由乘以擴(kuò)頻碼的速率即碼片速率與信息碼元的碼元速率之比來定義。因此，為了增大信息比特率，當(dāng)擴(kuò)頻因子接近1時(shí)，由多路徑干擾引起的接收品質(zhì)的惡化與Rake接收效果相比更占主導(dǎo)地位，存在在高速數(shù)據(jù)傳輸時(shí)接收特性惡化的問題。因此，為了解決這樣的問題，提出了多路徑干擾消除器(例如，參照非專利文獻(xiàn)3)。
如非專利文獻(xiàn)3所述，該多路徑干擾消除器根據(jù)由暫時(shí)的Rake接收結(jié)果所推定的發(fā)送信號(hào)序列和各接收路徑的信道系數(shù)(傳輸路徑的復(fù)包絡(luò))，推定每個(gè)路徑的接收信號(hào)序列，利用按照路徑數(shù)重復(fù)從接收信號(hào)中減去某一路徑以外的所有推定的接收信號(hào)序列而得到的、降低了多路徑干擾的每個(gè)路徑的接收信號(hào)，來進(jìn)行最終的Rake接收，從而實(shí)現(xiàn)多路徑環(huán)境下的高質(zhì)量接收。
并且，作為降低利用了DS-CDMA的無線通信中的MIMO復(fù)用的多路徑干擾的影響的信號(hào)分離法，也提出了同時(shí)對(duì)來自其它發(fā)送天線的接收信號(hào)產(chǎn)生的干擾進(jìn)行抑制和對(duì)多路徑干擾進(jìn)行抑制的二維MMSE。
非專利文獻(xiàn)1G.J.Foschini，Layered Space-Time Architecture forWireless Communication in a Fading Environment When Using MultipleAntennas，Bell Labs Technical Journal，Vol.1，No.2，autumn 1996，pp 41-59.
非專利文獻(xiàn)2Bin Dong，Xaodong Wang，and Amaud Doucet，“Sampling-based Near-optimal MIMO demodulation Algorithms，”in Proc.42nd IEEE Conference on Decision and Control，Hawaii，Dec.2003.
非專利文獻(xiàn)3K.Higuchi，A.Fujiwara，and M.Sawahashi，“MultipathInterference Canceller for High-Speed Packet Transmission With AdaptiveModulation and Coding Scheme in W-CDMA Forward Link，”IEEE J.Select.Areas Commun.，Vol.20，No.2，pp.419-432，F(xiàn)ebruary 2002.
非專利文獻(xiàn)4Frederik Petre et.Al，“Combined Space-Time ChipEqualization And Parallel Interference Cancellation For DS-CDMADownlink With Spatial Multiplexing，”in Proc.IEEE PIMRC2002.
此處，為了在利用DS-CDMA的無線通信中實(shí)現(xiàn)信息比特率的高速化，如果考慮應(yīng)用上述的MIMO復(fù)用法，則首先為了增大每一個(gè)發(fā)送天線的信息比特率必須減小擴(kuò)頻因子。在該情況下，如圖15所示，除了相同的接收定時(shí)的各個(gè)路徑的發(fā)送天線之間的相互干擾(參照該圖(a))以外，還產(chǎn)生來自所有發(fā)送天線的不同接收定時(shí)的多路徑的多路徑干擾(參照該圖(b)、(c))。因此，接收側(cè)的信號(hào)分離的精度與上述的1個(gè)天線發(fā)送時(shí)的Rake接收同樣，因多路徑干擾的影響而嚴(yán)重惡化。
之前提出的多路徑干擾消除器是僅從1個(gè)天線發(fā)送信號(hào)時(shí)的結(jié)構(gòu)，即使在MIMO復(fù)用時(shí)應(yīng)用，也不能在Rake接收中進(jìn)行高精度的發(fā)送信號(hào)序列的推定。
并且，從圖15可以知道，在MIMO復(fù)用時(shí)的多路徑干擾不僅是來自同一發(fā)送天線的干擾，而且也由來自不同發(fā)送天線的接收信號(hào)產(chǎn)生，因此為了高精度地接收，也需要抑制這些多路徑干擾。
但是，上述的MMSE在原理上與MLD相比信號(hào)分離精度差，在接收側(cè)無法得到最佳的性能。并且，在二維MMSE中，濾波器系數(shù)被控制為，除了對(duì)由來自其它的發(fā)送天線的接收信號(hào)產(chǎn)生的干擾進(jìn)行抑制之外，還對(duì)多路徑干擾進(jìn)行抑制，因此存在使信號(hào)分離精度的惡化進(jìn)一步加劇的問題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明就是鑒于上述問題而提出的，其課題是提供一種能夠抑制由多路徑干擾引起的接收特性的惡化來實(shí)現(xiàn)高精度的信號(hào)分離的接收裝置、接收方法以及無線通信系統(tǒng)。
本發(fā)明的特征之一在于，在利用CDMA方式進(jìn)行信號(hào)接收的接收裝置中，由N個(gè)(N是正整數(shù))接收天線接收從M個(gè)(M是正整數(shù))發(fā)送天線發(fā)送的發(fā)送信號(hào)，該接收裝置具有多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)單元，其對(duì)由各接收天線接收的接收信號(hào)進(jìn)行一次解調(diào)，以推定來自各發(fā)送天線的發(fā)送信號(hào)，根據(jù)推定結(jié)果再現(xiàn)在多路徑環(huán)境下的每個(gè)接收天線的各路徑的接收信號(hào)；多路徑干擾消除單元，其從由所述各接收天線接收的接收信號(hào)中減去所關(guān)注的路徑以外的路徑的所述再現(xiàn)接收信號(hào)；以及解調(diào)單元，其利用所述減去后的信號(hào)進(jìn)行2次解調(diào)。
并且，所述接收裝置的特征在于，所述多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)單元利用最小均方誤差法(MMSEMinimum Mean Square Error)來執(zhí)行所述1次解調(diào)。
并且，所述接收裝置的特征在于，所述多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)單元利用最大似然檢測(cè)法(MLDMaximum Likelihood Detention)來執(zhí)行所述1次解調(diào)。
并且，所述接收裝置的特征在于，所述多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)單元使用利用了QR分解的最大似然檢測(cè)法對(duì)多個(gè)路徑一并執(zhí)行所述1次解調(diào)。
并且，所述接收裝置的特征在于，所述多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)單元使用利用了QR分解的最大似然檢測(cè)法對(duì)每個(gè)路徑執(zhí)行所述1次解調(diào)。
并且，所述接收裝置的特征在于，所述多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)單元根據(jù)利用上述方法而推定的發(fā)送碼元序列的準(zhǔn)確度，來控制接收信號(hào)的振幅。
并且，所述接收裝置的特征在于，所述多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)單元利用從所述M個(gè)發(fā)送天線發(fā)送的已知導(dǎo)頻信號(hào)來推定信道系數(shù)。
并且，所述接收裝置的特征在于，對(duì)規(guī)定數(shù)量的所述多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)單元以及所述多路徑干擾消除單元進(jìn)行多級(jí)連接。
并且，所述接收裝置的特征在于，當(dāng)所述多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)單元被多級(jí)連接時(shí)，在各級(jí)中，利用通過所述多路徑干擾消除單元減去后的信號(hào)，對(duì)根據(jù)從所述M個(gè)發(fā)送天線發(fā)送的已知導(dǎo)頻信號(hào)而推定的信道系數(shù)推定值進(jìn)行更新。
并且，所述接收裝置的特征在于，所述解調(diào)單元利用最大似然檢測(cè)法來進(jìn)行2次解調(diào)。
并且，所述接收裝置的特征在于，所述解調(diào)單元使用利用了QR分解的最大似然檢測(cè)法對(duì)多個(gè)路徑一并進(jìn)行2次解調(diào)。
并且，所述接收裝置的特征在于，所述解調(diào)單元使用利用了QR分解的最大似然檢測(cè)法對(duì)每個(gè)路徑進(jìn)行2次解調(diào)。
并且，所述接收裝置的特征在于，當(dāng)從M個(gè)發(fā)送天線發(fā)送被碼復(fù)用的發(fā)送信號(hào)時(shí)，所述多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)單元對(duì)由各接收天線接收的接收信號(hào)進(jìn)行1次解調(diào)，以按照每個(gè)擴(kuò)頻碼再現(xiàn)每個(gè)接收天線的各路徑的接收信號(hào)，所述多路徑干擾消除單元生成從所述各接收天線所接收的接收信號(hào)中減去與所關(guān)注的路徑以外的路徑的所有擴(kuò)頻碼對(duì)應(yīng)的所述再現(xiàn)接收信號(hào)的信號(hào)，所述解調(diào)單元利用所述減去后的信號(hào)，按照每個(gè)擴(kuò)頻碼進(jìn)行2次解調(diào)。
根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，當(dāng)利用CDMA方式從多個(gè)發(fā)送天線同時(shí)發(fā)送不同的數(shù)據(jù)時(shí)，能夠降低多路徑干擾、實(shí)現(xiàn)從不同發(fā)送天線所發(fā)送的信號(hào)的高精度的分離。其結(jié)果，在多路徑衰落環(huán)境中，能夠大幅提高接收品質(zhì)。


圖1是表示本發(fā)明的實(shí)施方式的包含接收裝置而構(gòu)成的無線通信系統(tǒng)1的圖。
圖2是表示多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部的第1實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)圖。
圖3是表示多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部的第2實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)圖。
圖4是表示多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部的第3實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)圖。
圖5是表示多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部的第4實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)圖。
圖6是表示信道系數(shù)推定部的結(jié)構(gòu)的圖。
圖7A是表示由發(fā)送裝置發(fā)送的發(fā)送信號(hào)的幀結(jié)構(gòu)的圖。
圖7B是表示由發(fā)送裝置發(fā)送的發(fā)送信號(hào)的幀結(jié)構(gòu)的圖。
圖8是表示本發(fā)明的實(shí)施方式的接收裝置的第2實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)圖。
圖9是表示本發(fā)明的實(shí)施方式的解調(diào)部的第1實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)圖。
圖10是表示本發(fā)明的實(shí)施方式的解調(diào)部的第2實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)圖。
圖11是表示本發(fā)明的實(shí)施方式的解調(diào)部的第3實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)圖。
圖12是表示本發(fā)明的實(shí)施方式的接收裝置的第3實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)圖。
圖13是表示對(duì)于本發(fā)明的計(jì)算機(jī)仿真的結(jié)果的圖。
圖14是表示使用多個(gè)天線的MIMO通信系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)的圖。
圖15是用于說明在DS-CDMA的MIMO復(fù)用中，由于多路徑干擾的影響使解調(diào)(信號(hào)分離)的精度惡化的圖。
標(biāo)號(hào)說明1無線通信系統(tǒng)；10，1010發(fā)送裝置；111～11m，10111～1011n發(fā)送天線；20，200，600，1020接收裝置；211～21n，10211～1021n接收天線；22，30～50，70，211～213，611～614多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部；23，2211，2212，2221，2222，2231，2232，615～618多路徑干擾消除部；24，300，400，500，621，622解調(diào)部；31，41，51，71，100，311，411，511信道系數(shù)推定部；32線性濾波器系數(shù)計(jì)算部；33線性濾波部；341～34m，42～45，52～55，72～75，312～315，412～415，512～515解擴(kuò)部；351～35m發(fā)送碼元序列推定部；361～36m，501～50m，621～62m，841～84m多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)處理部；46，58，80，316，418，520發(fā)送碼元候選生成部；47，317接收信號(hào)副本生成部；48，60，82，318，420，522似然計(jì)算部；491～49m，611～61m，831～83m發(fā)送碼元序列推定部；56，76，77，416，516，517QR分解部；57，78，79，417，518，519QH運(yùn)算部；59，81，419，521轉(zhuǎn)換信號(hào)副本生成部；101～104相關(guān)檢測(cè)部；111～114副本信號(hào)生成部；319，421，523發(fā)送序列推定部；631～634，641～644加法器具體實(shí)施方式
以下，根據(jù)附圖對(duì)本發(fā)明的實(shí)施方式進(jìn)行說明。
圖1是表示本發(fā)明的實(shí)施方式的包含接收裝置而構(gòu)成的無線通信系統(tǒng)1的圖。本發(fā)明的無線通信系統(tǒng)1是利用DS-CDMA的MIMO信道或MISO(Multi-Input Single-Output，多輸入單輸出，即，接收裝置的接收天線為1個(gè))信道的系統(tǒng)，在本實(shí)施方式中，下面以利用MIMO信道進(jìn)行信號(hào)傳輸?shù)那闆r為例進(jìn)行說明。
在該圖中，該無線通信系統(tǒng)1的發(fā)送裝置10與接收裝置20在無線通信中可連接。發(fā)送裝置10把所輸入的發(fā)送數(shù)據(jù)比特序列串行/并行轉(zhuǎn)換為M個(gè)發(fā)送序列，利用同一頻帶且同一擴(kuò)頻碼進(jìn)行數(shù)據(jù)調(diào)制，作為發(fā)送信號(hào)從M個(gè)發(fā)送天線111～11m同時(shí)進(jìn)行發(fā)送。這樣發(fā)送的發(fā)送信號(hào)經(jīng)由多路徑傳輸路徑變?yōu)長(zhǎng)個(gè)多路徑接收信號(hào)，由接收裝置20所具備的N個(gè)接收天線211～21n接收。接收裝置20具有N個(gè)接收天線211～21n；多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部22；N個(gè)多路徑干擾消除部231～23n；以及解調(diào)部24。
此處，當(dāng)設(shè)從發(fā)送裝置10的發(fā)送天線m所發(fā)送的發(fā)送信號(hào)為Sm(t)時(shí)，由接收裝置20的接收天線n接收的接收信號(hào)rn(t)可用下式表示。
(式1)rn(t)=Σm=1MΣl=1Lhm,n,l(t)·Sm(t-τl)]]>在上式中，hm，n，l(t)表示由接收天線n接收來自發(fā)送天線m的發(fā)送信號(hào)時(shí)的相對(duì)于接收路徑1的信道系數(shù)，τ1表示接收路徑1的傳輸延遲時(shí)間。
接著，說明本發(fā)明的接收裝置20的動(dòng)作。
在接收裝置20中，由N個(gè)接收天線211～21n接收的接收信號(hào)rn(t)被輸入給多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部22。在多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部22中，根據(jù)由N個(gè)接收天線211～21n所接收的接收信號(hào)，通過進(jìn)行暫時(shí)的信號(hào)分離(稱為1次解調(diào))，針對(duì)每個(gè)接收天線211～21n推定來自各發(fā)送天線111～11m的每個(gè)接收路徑的接收信號(hào)序列(式2)I^m,n,l(t)]]>并輸出。在上述1次解調(diào)的方法中，使用后述的規(guī)定的算法。
接著，在接收天線211～21n個(gè)數(shù)量的各多路徑干擾消除部231～23n中，把該接收天線211～21n的接收信號(hào)與來自各發(fā)送天線111～11m的每個(gè)接收路徑的接收信號(hào)序列作為輸入，按照下式計(jì)算并輸出從接收信號(hào)中減去全部其它路徑的接收信號(hào)的多路徑干擾消除后的接收信號(hào)rn，l(t)。
(式3)rn,l(t)=rn(t)-Σm=1MΣl′=1,l′=lLI^m,n,l′(t)]]>解調(diào)部24把上述這樣從多路徑干擾消除部231～23k輸出的N×L個(gè)多路徑干擾消除后的接收信號(hào)rn，l(t)作為輸入，向后續(xù)的Viterbi解碼器、turbo解碼器等的糾錯(cuò)(信道)解碼器輸出發(fā)送碼元序列的似然或者、相對(duì)于由發(fā)送碼元序列所發(fā)送的比特的似然λi，作為2次解調(diào)輸出，并執(zhí)行解碼處理。
這樣，根據(jù)本實(shí)施方式，在多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部進(jìn)行1次解調(diào)，推定發(fā)送信號(hào)。然后，通過使該所推定的發(fā)送信號(hào)與信道變動(dòng)值(信道系數(shù))相乘來推定每個(gè)路徑的接收信號(hào)，在多路徑干擾消除部中，從接收信號(hào)中減去所關(guān)注的路徑以外的推定的接收信號(hào)。由此，在解調(diào)部中可利用除去多路徑干擾之后的接收信號(hào)來進(jìn)行解調(diào)，能夠高精度地進(jìn)行信號(hào)分離。
即，即使是在上行鏈路中使用DS-CDMA方式、應(yīng)用MIMO復(fù)用法的情況下，也能避免因多路徑干擾而引起的信號(hào)分離精度的惡化。
圖2是表示圖1中所示的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部的第1實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)圖。在本實(shí)施方式中，多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部利用MMSE算法作為1次解調(diào)方法。
在該圖中，該多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部30由信道系數(shù)推定部31、線性濾波器系數(shù)計(jì)算部32、線性濾波部33、M個(gè)解擴(kuò)部341～34m、M個(gè)發(fā)送碼元序列推定部351～35m、M個(gè)多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)處理部361～36m構(gòu)成。
在本實(shí)施方式的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部30中，首先，在信道系數(shù)推定部31中，輸入由N個(gè)接收天線211～21n所接收的接收信號(hào)rn(t)，推定接收天線211～21n與發(fā)送天線111～11n(參照?qǐng)D1)之間各個(gè)路徑的信道系數(shù)hm，n，l。
接著，在線性濾波器系數(shù)計(jì)算部32中進(jìn)行線性濾波器的系數(shù)計(jì)算，以及利用了該所求出的線性濾波器系數(shù)的用于均衡化的濾波處理。這些處理可以考慮通過時(shí)域的信號(hào)處理來實(shí)現(xiàn)的方法和通過頻域的信號(hào)處理來實(shí)現(xiàn)的方法，以下對(duì)于在頻域進(jìn)行信號(hào)處理的方法舉例進(jìn)行說明。
在線性濾波器系數(shù)計(jì)算部32中，利用得到的信道系數(shù)的推定值(式4)h^m,n,l]]>計(jì)算對(duì)每個(gè)發(fā)送天線同時(shí)抑制該發(fā)送天線的信號(hào)的延遲路徑成分和來自其它發(fā)送天線的接收信號(hào)成分的線性濾波器的系數(shù)。具體而言，利用在時(shí)域中使用導(dǎo)頻信道推定的信道推定值(式5)h^m,n,l]]>以及各接收路徑的延遲時(shí)間(式6)τl^]]>
來求解發(fā)送天線111～11m和接收天線211～21n之間的信道的脈沖響應(yīng)。
接著，對(duì)于如上述這樣求出的信道的脈沖響應(yīng)，通過進(jìn)行與線性濾波的塊大小(block size)相當(dāng)?shù)拇a片數(shù)×過采樣數(shù)的大小的Nf點(diǎn)的FFT，推定作為來自發(fā)送天線111～11m的發(fā)送信號(hào)在接收天線211～21n處的信道變動(dòng)值的頻率成分的(式7)hnm(f)由此，算出n行m列的矩陣表示的信道矩陣(式8)H^(f)=[hnm(f)](1≤n≤N,1≤m≤M)]]>的推定值(式9)H^(f)]]>然后，利用這樣算出的(式10)H^(f)]]>按照每個(gè)FFT后的頻率成分計(jì)算線性濾波系數(shù)。
線性濾波器的系數(shù)能夠按照ZF基準(zhǔn)或MMSE基準(zhǔn)來求出。
例如，ZF基準(zhǔn)的線性濾波器的系數(shù)能夠通過下式求出。
(式11)W(f)=(H^(f))H{H^(f)(H^(f))H}-1]]>此外，MMSE基準(zhǔn)的線性濾波器的系數(shù)能夠通過下式求出。
(式12)W(f)=(H^(f))H{H^(f)(H^(f))H+N(f)I}-1]]>
此處，(式13)N(f)=(n1(f),...,nN(f))T]]>表示噪聲成分。
接著，在線性濾波部33中，通過Nf點(diǎn)的FFT，將N序列的接收信號(hào)分別轉(zhuǎn)換為頻域的接收信號(hào)Y(f)。之后，通過使頻域的接收信號(hào)Y(f)與W(f)相乘，對(duì)由于頻域的信道變動(dòng)而引起的編碼信道間的正交性的破壞(在時(shí)域觀察的MPII(Multi-Path-Interference，多徑干擾))和發(fā)送天線間的干擾同時(shí)進(jìn)行均衡化(抑制)的M個(gè)發(fā)送信號(hào)的推定值(式14)S~(f)=(S~1(f),...,S~M(f))T]]>按照下式生成。
(式15)S~(f)=S~1(f)S~2(f)S~3(f)S~4(f)=W(f)Y(f)=W1,1(f)W1,2(f)W1,3(f)W1,4(f)W2,1(f)W2,2(f)W2,3(f)W2,4(f)W3,1(f)W3,2(f)W3,3(f)W3,4(f)W4,1W4,2(f)W4,3(f)W4,4(f)y1(f)y2(f)y3(f)y4(f)]]>其中，(式16)S~(f)=(S~1(f),...,S~M(f))T]]>表示在Nf點(diǎn)的IFFT之后通過進(jìn)行并行串行轉(zhuǎn)換而向時(shí)域的每個(gè)暫時(shí)解調(diào)信號(hào)(1次解調(diào)信號(hào))(式17)S^m]]>進(jìn)行再轉(zhuǎn)換。通過這樣得到的發(fā)送天線數(shù)量個(gè)暫時(shí)解調(diào)序列(1次解調(diào)序列)被輸入給解擴(kuò)部341～34m。在解擴(kuò)部341～34m中，以與發(fā)送時(shí)使用的擴(kuò)頻碼相同的擴(kuò)頻碼來對(duì)上述發(fā)送天線數(shù)量個(gè)暫時(shí)解調(diào)序列進(jìn)行解擴(kuò)，并向發(fā)送碼元序列推定部3511～35m輸出解擴(kuò)信號(hào)zm。在發(fā)送碼元序列推定部351～35m中，通過對(duì)解擴(kuò)信號(hào)zm進(jìn)行硬判定或軟判定，來推定并輸出發(fā)送碼元序列(式18)d~m]]>例如，在發(fā)送碼元序列推定部351～35m中進(jìn)行硬判定時(shí)的實(shí)施例如下。
此處，發(fā)送碼元dm，i(i表示碼元候選編號(hào)(式19)(1≤i≤C)其中，C表示發(fā)送碼元點(diǎn)數(shù)，若為QPSK則C＝4，若為16QAM則C＝16)，與此相對(duì)，通過成為(式20)mini|zm-dm,i|2]]>的i，可知(式21)d~m=dm,i]]>并且，在發(fā)送碼元序列推定部351～35m中進(jìn)行軟判定時(shí)的實(shí)施例如下所示。
首先，按照下式，求解軟判定的比特序列。
(式22)u^m,i=tanh(Λ^m,i2)]]>此處，
(式23)Λ^m,i]]>為發(fā)送天線m的比特i的對(duì)數(shù)似然比。
(式24)Λ^m,i=lnP(bm,i=+1|zm)P(bm,i=-1|zm)]]>≈12σ2(n){(zm-smin,-1)2-(zm-smin,1)2}]]>在上述式中，Smin，v表示在第i位為“v”的碼元集合中，距發(fā)送信號(hào)點(diǎn)zm的歐幾里得距離最小的碼元候選，σ2表示噪聲功率。
軟判定碼元(式25)d~m]]>利用(式26)u~m,i]]>如下式這樣來推定。
(式27)設(shè)d~m=x~m+j·y~m,]]>QPSK時(shí)、x~m=u~m,1y~m=u~m,2]]>16QAM時(shí)、x~m=12.5u~m,1(2-u~m,2)y~m=12.5u~m,3(2-u~m,4)]]>最后，多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)處理部361～36m輸入上述這樣所推定的發(fā)送碼元序列
(式28)d~m]]>根據(jù)下式，通過對(duì)該輸入的發(fā)送碼元序列(式29)d~m]]>乘以擴(kuò)頻碼與信道系數(shù)，針對(duì)每個(gè)接收天線將來自各發(fā)送天線的每個(gè)接收路徑的接收信號(hào)序列(式30)I^m,n,l(t)]]>按照下式進(jìn)行推定并輸出。
(式31)I^m,n,l(t)=h^m,n,l(t)·d~m(t)·c(t-τl)]]>接著，對(duì)上述多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部的其它實(shí)施方式進(jìn)行說明。
圖3是表示多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部的第2實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)圖。在本實(shí)施方式中，多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部利用MLD算法作為1次解調(diào)方法。
在該圖中，該多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部40由信道系數(shù)推定部41、N×L個(gè)解擴(kuò)部42～45、發(fā)送碼元候選生成部46、接收信號(hào)副本生成部47、似然計(jì)算部48、M個(gè)發(fā)送碼元序列推定部491～49m、以及M個(gè)多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)處理部501～50m構(gòu)成。
在本實(shí)施方式的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部40中，首先，在信道系數(shù)推定部41中，輸入由N個(gè)接收天線211～21n所接收的接收信號(hào)rn(t)，并推定接收天線211～21n與發(fā)送天線111～11n之間各路徑的信道系數(shù)hm，n，l。
接著，通過N×L個(gè)解擴(kuò)部42～45，在各路徑的接收定時(shí)以與發(fā)送時(shí)使用的擴(kuò)頻碼相同的擴(kuò)頻碼，來對(duì)由N個(gè)接收天線211～21n所接收的接收信號(hào)rn(t)進(jìn)行解擴(kuò)，求解在N×L個(gè)的各接收天線的各路徑的解擴(kuò)信號(hào)zn，l。
發(fā)送碼元候選生成部46生成并輸出針對(duì)各發(fā)送天線的發(fā)送碼元dm，i(i表示碼元候選編號(hào)(式32)(1≤i≤C)C表示發(fā)送碼元點(diǎn)數(shù)，例如，若QPSK則C＝4，若16QAM則C＝16)。
接收信號(hào)副本生成部47輸入在發(fā)送碼元候選生成部46所生成的發(fā)送碼元以及在信道系數(shù)推定部41中所推定的信道系數(shù)，將接收信號(hào)副本(式33)Z^n,l,i1,i2,...,iM]]>按照下式生成并輸出。
(式34)Z^n,l,i1,i2,...,iM=h^1,n,l·d1,i1+h^2,n,l·d2,i2+...+h^M,n,l·dM,iM]]>似然計(jì)算部48輸入接收解擴(kuò)信號(hào)zn，l和接收信號(hào)副本(式35)Z^n,l,i1,i2,...,iM]]>并按照下式進(jìn)行誤差運(yùn)算。
(式36)ei1,i2,...,iM=Σn=1NΣl=1L|zn,l-z^n,l,i1,i2,...,iM|2]]>在發(fā)送碼元序列推定部491～49m中，輸入與各發(fā)送天線對(duì)應(yīng)的所生成的發(fā)送碼元以及與其對(duì)應(yīng)的誤差信號(hào)，選擇最小誤差，推定帶來該誤差的發(fā)送碼元序列(式37)d~m]]>
在該發(fā)送碼元序列推定部491～49m中進(jìn)行硬判定時(shí)的實(shí)施例如下。
(式38)根據(jù)ei1，i2，...，iM最小時(shí)的i1，i2，...，iM、得到d~m=dm,im·]]>此外，在發(fā)送碼元序列推定部491～49m中進(jìn)行軟判定時(shí)的實(shí)施例如下所示。
首先，按照下式，求解軟判定的比特序列。
(式39)u^m,i=tanh(Λ^m,i2)]]>在此，(式40)Λ^m,i]]>為發(fā)送天線m的比特i的對(duì)數(shù)似然比。
(式41)Λ^m,i=lnP(bm,i=+1|z1,1,...,zN,L)P(bm,i=-1|z1,1,...,zN,L)]]>≈12σ2(n)(emin,-1-emin,1)]]>在上式中，emin，v表示在第i位為“v”的(式42)ei1，i2，...，iM的最小值，σ2(n)表示噪聲功率。
軟判定碼元(式43)d~m]]>
利用(式44)u~m,i]]>如下這樣來推定。
(式45)設(shè)d~m=x~m+j·y~m,]]>QPSK時(shí)、x~m=u~m,1y~m=u~m,2]]>16QAM時(shí)、x~m=12.5u~m,1(2-u~m,2)y~m=12.5u~m,3(2-u~m,4)]]>最后，多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部361～36m輸入上述這樣所推定的發(fā)送碼元序列(式46)d~m]]>根據(jù)下式，通過對(duì)該輸入的發(fā)送碼元序列(式47)d~m]]>乘以擴(kuò)頻碼和信道系數(shù)，從而針對(duì)每個(gè)接收天線將來自各發(fā)送天線的每個(gè)接收路徑的接收信號(hào)序列(式48)I^m,n,l(t)]]>按照下式進(jìn)行推定并輸出。
(式49)
I^m,n,l(t)=h^m,n,l(t)·d~m(t)·c(t-τl)]]>圖4是表示多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部的第3實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)圖。在本實(shí)施方式中，多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部利用對(duì)路徑一并進(jìn)行處理的MLD算法作為1次解調(diào)方法。
在該圖中，該多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部50由信道系數(shù)推定部51、N×L個(gè)解擴(kuò)部52～55、QR分解部56、QH運(yùn)算部57、發(fā)送碼元候選生成部58、轉(zhuǎn)換信號(hào)副本生成部59、似然計(jì)算部60、M個(gè)發(fā)送碼元序列推定部611～61m、M個(gè)多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)處理部621～62m構(gòu)成。
在本實(shí)施方式的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部50中，首先，在信道系數(shù)推定部51中，輸入由N個(gè)接收天線211～21n所接收的接收信號(hào)rn(t)，推定接收天線211～21n與發(fā)送天線111～11n之間各路徑的信道系數(shù)hm，n，l。
接著，通過N×L個(gè)解擴(kuò)部52～55，在各路徑的接收定時(shí)以與發(fā)送時(shí)使用的擴(kuò)頻碼相同的擴(kuò)頻碼，來對(duì)由N個(gè)接收天線211～21n所接收的接收信號(hào)rn(t)進(jìn)行解擴(kuò)，求解在N×L個(gè)的各接收天線的各路徑的解擴(kuò)信號(hào)zn，l。
接著，在QR分解部56中，生成由信道系數(shù)構(gòu)成的下述的M行×(N×L)列的信道矩陣，進(jìn)行信道矩陣的QR分解，輸出Q矩陣和R矩陣。
(式50)信道矩陣H=h1,1,1h2,1,1h3,1,1h4,1,1h1,2,1h2,2,1h3,2,1h4,2,1h1,3,1h2,3,1h3,3,1h4,3,1h1,4,1h2,4,1h3,4,1h4,4,1h1,1,2h2,1,2h3,1,2h4,1,2h1,2,2h2,2,2h3,2,2h4,2,2h1,3,2h2,3,2h3,3,2h4,3,2h1,4,2h2,4,2h3,4,2h4,4,2]]>(M＝4，N＝4，L＝2時(shí)的例子)H＝QR從上述QR分解部56所輸出的Q矩陣是(N×L)行×M列的酉矩陣，滿足QHQ＝I。
在此，H表示共軛復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)置，I表示單位矩陣。并且，R矩陣為M行×M列的上三角矩陣。
在QH運(yùn)算部57中，按照下式進(jìn)行運(yùn)算。
(式51)X=x1x2x3x4=QHZ=q1,1,1*q1,2,1*q1,3,1*q1,4,1*q1,1,2*q1,2,2*q1,3,2*q1,4,2*q2,1,1*q2,2,1*q2,3,1*q2,4,1*q2,1,2*q2,2,2*q2,3,2*q2,4,2*q3,1,1*q3,2,1*q3,3,1*q3,4,1*q3,1,2*q3,2,2*q3,3,2*q3,4,2*q4,1,1*q4,2,1*q4,3,1*q4,4,1*q4,1,2*q4,2,2*q4,3,2*q4,4,2*z1,1z2,1z3,1z4,1z1,2z2,2z3,2z4,2]]>QH(HD+N)=QH(QRD+N)=RD+QHN=r11r12r13r140r22r23r2400r33r34000r44d1d2d3d4+n1′n2′n3′n4′]]>(M＝4，N＝4，L＝2時(shí)的例子)首先，發(fā)送碼元候選生成部58生成針對(duì)發(fā)送天線M的發(fā)送碼元dM，i并向轉(zhuǎn)換信號(hào)副本生成部59進(jìn)行輸出。轉(zhuǎn)換信號(hào)副本生成部59輸入由發(fā)送碼元候選生成部58所生成的發(fā)送碼元和從QR分解部56所輸出的R矩陣，將轉(zhuǎn)換信號(hào)副本(式52)x^M,i]]>按照下式生成并輸出。
(式53)x^M,i=r^MM·dM,i]]>首先，似然計(jì)算部60利用xM和(式54)
x^M,i]]>按照下式進(jìn)行誤差運(yùn)算。
(式55)eM,i=|xM-x^M,i|2]]>在進(jìn)行誤差運(yùn)算之后，似然計(jì)算部60輸入與發(fā)送天線M對(duì)應(yīng)的所生成的發(fā)送碼元以及與其對(duì)應(yīng)的誤差信號(hào)，保持誤差小的SM個(gè)與發(fā)送天線M對(duì)應(yīng)的發(fā)送碼元序列(式56)dm，i(1)～dM，i(SM)和此時(shí)的誤差(式57)eM，i(1)～eM，i(SM)。
接著，發(fā)送碼元候選生成部58生成針對(duì)發(fā)送天線M-1的發(fā)送碼元(式58)dM-1，i并輸出。
轉(zhuǎn)換信號(hào)副本生成部59把與發(fā)送天線M對(duì)應(yīng)的SM個(gè)發(fā)送碼元序列、針對(duì)發(fā)送天線M-1的發(fā)送碼元、以及R矩陣作為輸入，將轉(zhuǎn)換信號(hào)副本(式59)x^M-1,iM-1,iM]]>按照下式生成并輸出。
(式60)x^M-1,iM-1,iM=r^(M-1)(M-1)·dM-1,iM-1+r^(M-1)M·dM,iM]]>接著，似然計(jì)算部60通過下式進(jìn)行誤差運(yùn)算
(式61)eM-1,iM-1,iM=|xM-1-x^M-1,iM-1,iM|2+eM,iM]]>保持誤差小的SM-1個(gè)與發(fā)送天線和發(fā)送天線M-1對(duì)應(yīng)的發(fā)送碼元序列的組合(式62){dM-1，iM-1(1)，dM，iM(1)}～{dM-1，iM-1(SM-1)，dM，iM(SM-1)}以及此時(shí)的誤差(式63)eM-1，iM-1(1)，iM(1)～eM-1，iM-1(SM-1)，iM(SM-1)。
同樣，發(fā)送碼元候選生成部58生成針對(duì)發(fā)送天線m的發(fā)送碼元dm，i并輸出。轉(zhuǎn)換信號(hào)副本生成部59把與發(fā)送天線m+1直至發(fā)送天線M對(duì)應(yīng)的Sm+1個(gè)發(fā)送碼元序列、針對(duì)發(fā)送天線m的發(fā)送碼元、以及R矩陣作為輸入，將轉(zhuǎn)換信號(hào)副本(式64)x^m,im,im+1,...,iM]]>按照下式生成并輸出。
(式65)x^m,im,im+1,...,iM=r^mm·dm,im+r^m(m+1)·dm,im+1+···+r^mM·dm,iM]]>似然計(jì)算部60按照下式進(jìn)行誤差運(yùn)算(式66)em,im,...,iM-1,iM=|xm-x^m,im,im+1,...,iM|2+em+1,im+1,im+2,...,iM]]>保持誤差小的Sm個(gè)與發(fā)送天線M直至發(fā)送天線m對(duì)應(yīng)的發(fā)送碼元序列的組合(式67){dm，im(1)，dm+1，im+1(1)，...，dM，iM(1)}～{dm，im(Sm)，dm+1，im+1(Sm)，...，dM，iM(Sm)}
以及此時(shí)的誤差(式68)em，im(1)，im+1(1)，...，iM(1)～em，im(Sm)，im+1(Sm)，...，iM(Sm)。
通過反復(fù)以上的操作，得到與所得到的C·S2個(gè)所有發(fā)送天線對(duì)應(yīng)的發(fā)送碼元序列的組合(式69){d1，i1，(j)，d2，i2，(j)，...，dM，iM，(j)}以及此時(shí)的誤差(j＝1～C·S2的整數(shù))(式70)em，i1(j)，i2(j)，...，iM(j)。
在發(fā)送碼元序列推定部611～61m中，把與各發(fā)送天線對(duì)應(yīng)的剩余的發(fā)送碼元和與其對(duì)應(yīng)的誤差信號(hào)作為輸入，選擇最小誤差，推定帶來該誤差的發(fā)送碼元序列。
在發(fā)送碼元序列推定部611～61m中進(jìn)行硬判定時(shí)的實(shí)施例如下。
(式71)由em，i1(j)，i2(j)，...，iM(j)最小時(shí)的i1(j)，i2(j)，...，iM(j)、得到d~m=dm,im(j)·]]>并且，在發(fā)送碼元序列推定部611～61m中進(jìn)行軟判定時(shí)的實(shí)施例如下所示。
首先，按照下式，求解軟判定的比特序列。
(式72)u^m,i=tanh(Λ^m,i2)]]>其中，(式73)Λ^m,i]]>
為發(fā)送天線m的比特i的對(duì)數(shù)似然比。
(式74)Λ^m,i=lnP(bm,i=+1|z1,1,...,zN,L)P(bm,i=-1|z1,1,...,zN,L)]]>≈12σ2(n)(emin,-1-emin,1)]]>在上式中，emin，v表示在第i位為“v”的(式75)em，i1(j)，i2(j)，...，iM(j)的最小值，σ2(n)表示噪聲功率。
軟判定碼元(式76)d~m]]>利用(式77)u~m,i]]>如下這樣推定。
(式78)設(shè)d~m=x~m+j·y~m,]]>QPSK時(shí)、x~m=u~m,1y~m=u~m,2]]>16QAM時(shí)、x~m=12.5u~m,1(2-u~m,2)y~m=12.5u~m,3(2-u~m,4)]]>
最后，多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)處理部621～62m輸入上述這樣所推定的發(fā)送碼元序列(式79)d~m]]>根據(jù)下式，通過對(duì)該輸入的發(fā)送碼元序列(式80)d~m]]>乘以擴(kuò)頻碼與信道系數(shù)，針對(duì)每個(gè)接收天線將來自各發(fā)送天線的每個(gè)接收路徑的接收信號(hào)序列(式81)I^m,n,l(t)]]>按照下式進(jìn)行推定并輸出。
(式82)I^m,n,l(t)=h^m,n,l(t)·d~m(t)·c(t-τl)]]>如上說明的這樣，本實(shí)施方式的多路徑接受信號(hào)再現(xiàn)部的結(jié)構(gòu)與圖3中所示的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部的結(jié)構(gòu)相比，如果允許稍許的接收信號(hào)序列的再現(xiàn)精度的惡化，則誤差運(yùn)算的次數(shù)可從CM次大幅降低至(式83)C+Σm=1M-1CSm+1]]>次，可大幅降低接收裝置的復(fù)雜度。
圖5是表示多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部的第4實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)圖。在本實(shí)施方式中，多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部利用對(duì)每一路徑進(jìn)行處理的MLD算法作為1次解調(diào)方法。
在該圖中，該多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部70由信道系數(shù)推定部71；N×L個(gè)解擴(kuò)部72～75；L個(gè)QR分解部76、77；L個(gè)QH運(yùn)算部78、79；發(fā)送碼元候選生成部80、轉(zhuǎn)換信號(hào)副本生成部81、似然計(jì)算部82、M個(gè)發(fā)送碼元序列推定部831～83m、M個(gè)多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)處理部841～84m構(gòu)成。
在本實(shí)施方式的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部70中，首先，在信道系數(shù)推定部71中，輸入由N個(gè)接收天線211～21n所接收的接收信號(hào)rn(t)，推定接收天線211～21n與發(fā)送天線111～11n之間各路徑的信道系數(shù)hm，n，l。
接著，通過N×L個(gè)解擴(kuò)部72～75，在各路徑的接收定時(shí)以與發(fā)送時(shí)使用的擴(kuò)頻碼相同的擴(kuò)頻碼，來對(duì)由N個(gè)接收天線211～21n所接收的接收信號(hào)rn(t)進(jìn)行解擴(kuò)，求解在N×L個(gè)的各接收天線的各路徑的解擴(kuò)信號(hào)zn，l。
接著，在第1個(gè)QR分解部中，生成路徑數(shù)量個(gè)由第1個(gè)路徑的信道系數(shù)構(gòu)成的下述信道矩陣，分別進(jìn)行信道矩陣的QR分解，輸出Q矩陣和R矩陣。
(式84)信道矩陣Hl=h1,1,lh2,1,lh3,1,lh4,1,lh1,2,lh2,2,lh3,2,lh4,2,lh1,3,lh2,3,lh3,3,lh4,3,lh1,4,lh2,4,lh3,4,lh4,4,l]]>(M＝4，N＝4時(shí)的例子)Hl＝QlRl從上述QR分解部所輸出的Q1矩陣是N行×M列的酉矩陣，滿足Q1HQ1＝I。并且，R1矩陣為M行×M列的上三角矩陣。
因此，第1個(gè)QH運(yùn)算部的運(yùn)算能夠記述為(式85)
Xl=x1x2x3x4=QlHZl=q1,1,l*q1,2,l*q1,3,l*q1,4,l*q2,1,l*q2,2,l*q2,3,l*q2,4,l*q3,1,l*q3,2,l*q3,3,l*q3,4,l*q4,1,l*q4,2,l*q4,3,l*q4,4,l*z1,lz2,lz3,lz4,l]]>QlH(HlD+N)=QlH(QlRlD+N)=RlD+QlHN=r11,lr12,lr13,lr14,l0r22,lr23,lr24,l00r33,lr34,l000r44,ld1d2d3d4+n1,l′n2,l′n3,l′n4,l′]]>(M＝4、N＝4時(shí)的例子)首先，發(fā)送碼元候選生成部80生成針對(duì)發(fā)送天線M的發(fā)送碼元dM，i并向轉(zhuǎn)換信號(hào)副本生成部81進(jìn)行輸出。轉(zhuǎn)換信號(hào)副本生成部81輸入發(fā)送碼元dM，i和R1矩陣，將轉(zhuǎn)換信號(hào)副本(式86)x^M,l]]>按照下式生成并輸出。
(式87)x^M,l,i=r^MMl·dM,l,i]]>首先，似然計(jì)算部82利用XM，1和(式88)x^M,l,i]]>按照下式進(jìn)行誤差運(yùn)算。
(式89)
eM,i=Σl=1L|xm,l-x^M,l,i|2]]>在進(jìn)行誤差運(yùn)算之后，似然計(jì)算部82輸入與發(fā)送天線M對(duì)應(yīng)的所生成的發(fā)送碼元以及與其對(duì)應(yīng)的誤差信號(hào)，對(duì)誤差小的SM個(gè)與發(fā)送天線M對(duì)應(yīng)的發(fā)送碼元序列(式90)dM，i(1)～dM，i(SM)和此時(shí)的誤差(式91)eM，i(1)～eM，i(SM)進(jìn)行保持。
接著，發(fā)送碼元候選生成部80生成針對(duì)發(fā)送天線M-1的發(fā)送碼元(式92)dM-1，i并輸出。
轉(zhuǎn)換信號(hào)副本生成部81把與發(fā)送天線M對(duì)應(yīng)的SM個(gè)發(fā)送碼元序列、針對(duì)發(fā)送天線M-1的發(fā)送碼元、以及R矩陣作為輸入，將轉(zhuǎn)換信號(hào)副本(式93)x^M-1,l,iM-1,iM]]>按照下式生成并輸出。
(式94)x^M-1,l,iM-1,iM=r^(M-1)(m-1),l·dm-1,iM-1+r^(M-1)M,l·dM,iM]]>接著，似然計(jì)算部82通過下式進(jìn)行誤差運(yùn)算
(式95)eM-1,iM-1,iM=Σl=1L|xM-1-x^M-1,iM-1,iM|2+eM,iM]]>對(duì)誤差小的SM-1個(gè)與發(fā)送天線M和發(fā)送天線M-1對(duì)應(yīng)的發(fā)送碼元序列的組合(式96){dM-1，iM-1(1)，dM，iM(1)}～{dM-1，iM-1(SM-1)，dM，iM(SM-1)}以及此時(shí)的誤差(式97)eM-1，iM-1(1)，iM(1)～eM-1，iM-1(SM-1)，iM(SM-1)進(jìn)行保持。
同樣，發(fā)送碼元候選生成部80生成針對(duì)發(fā)送天線m的發(fā)送碼元dm，i并輸出。轉(zhuǎn)換信號(hào)副本生成部81把與發(fā)送天線m+1直至發(fā)送天線M對(duì)應(yīng)的Sm+1個(gè)發(fā)送碼元序列、針對(duì)發(fā)送天線m的發(fā)送碼元、以及R矩陣作為輸入，將轉(zhuǎn)換信號(hào)副本(式98)x^m,im,im+1,...,iM]]>按照下式生成并輸出。
(式99)x^m,im,im+1,...,iM=r^mm,l·dm,im+r^m(m+1),l·dm,im+1+···+r^mM,l·dm,iM]]>似然計(jì)算部82按照下式進(jìn)行誤差運(yùn)算(式100)
em,im,...,iM-1,iM=Σl=1L|xm,l-x^m,l,im,im+1,...,iM|2+em+1,im+1,im+2,...,iM]]>對(duì)誤差小的Sm個(gè)與發(fā)送天線M直至發(fā)送天線m對(duì)應(yīng)的發(fā)送碼元序列的組合(式101){dm，im(1)，dm+1，im+1(1)，...，dM，iM(1)}～{dm，im(Sm)，dm+1，im+1(Sm)，...，dM，iM(Sm)}以及此時(shí)的誤差(式102)em，im(1)，im+1(1)，...，iM(1)～em，im(Sm)，im+1(Sm)，...，iM(Sm)進(jìn)行保持。
通過反復(fù)以上的操作，得到與所得到的C·S2個(gè)所有發(fā)送天線對(duì)應(yīng)的發(fā)送碼元序列的組合(式103){d1，i1，(j)，d2，i2，(j)，...，dM，iM，(j)}以及此時(shí)的誤差(j＝1～C·S2的整數(shù))(式104)em，i1(j)，i2(j)，...，iM(j)在發(fā)送碼元序列推定部831～83m中，把與各發(fā)送天線對(duì)應(yīng)的剩余的發(fā)送碼元和與其對(duì)應(yīng)的誤差信號(hào)作為輸入，選擇最小誤差，推定帶來該誤差的發(fā)送碼元序列。
在發(fā)送碼元序列推定部831～83m中進(jìn)行硬判定時(shí)的實(shí)施例如下。
(式105)根據(jù)em，i1(j)，i2(j)，...，iM(j)最小時(shí)的i1(j)，i2(j)，...，iM(j)、得到d~m=dm,im(j)·]]>并且，在發(fā)送碼元序列推定部831～83m中進(jìn)行軟判定時(shí)的實(shí)施例如下所示。
首先，按照下式，求軟判定的比特序列。
(式106)u^m,i=tanh(Λ^m,i2)]]>此處，(式107)Λ^m,i]]>為發(fā)送天線m的比特i的對(duì)數(shù)似然比。
(式108)Λ^m,i=lnP(bm,i=+1|z1,1,...,zN,L)P(bm,i=-1|z1,1,...,zN,L)]]>≈12σ2(n)(emin,-1-emin,1)]]>在上式中，emin，v表示(式109)em，i1(j)，i2(j)，...，iM(j)的最小值，σ2(n)表示噪聲功率。
軟判定碼元(式110)d~m]]>利用(式111)u~m,i]]>
如下這樣推定。
(式112)設(shè)d~m=x~m+j·y~m,]]>QPSK時(shí)、x~m=u~m,1y~m=u~m,2]]>16QAM時(shí)、x~m=12.5u~m,1(2-u~m,2)y~m=12.5u~m,3(2-u~m,4)]]>最后，多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)處理部841～84m輸入上述這樣所推定的發(fā)送碼元序列(式113)d~m]]>根據(jù)下式，通過對(duì)該輸入的發(fā)送碼元序列(式114)d~m]]>乘以擴(kuò)頻碼與信道系數(shù)，針對(duì)每個(gè)接收天線將來自各發(fā)送天線的每個(gè)接收路徑的接收信號(hào)序列(式115)I^m,n,l(t)]]>按照下式進(jìn)行推定并輸出。
(式116)
I^m,n,l(t)=h^m,n,l(t)·d~m(t)·c(t-τl)]]>如上說明的這樣，本實(shí)施方式的多路徑接受信號(hào)再現(xiàn)部的結(jié)構(gòu)與圖4中所示的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部的結(jié)構(gòu)同樣，與圖3中所示的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部的結(jié)構(gòu)相比，如果允許稍許的接收信號(hào)序列的再現(xiàn)精度的惡化，則誤差運(yùn)算的次數(shù)可從CM次大幅降低至(式117)C+Σm=1M-1CSm+1]]>次，可大幅降低接收裝置的復(fù)雜度。
圖6是本發(fā)明的信道系數(shù)推定部的結(jié)構(gòu)圖，圖7A和圖7B是表示利用該信道系數(shù)推定部時(shí)的通過發(fā)送裝置發(fā)送的發(fā)送信號(hào)的結(jié)構(gòu)例的圖。
首先，參照?qǐng)D7A和圖7B對(duì)從發(fā)送裝置發(fā)送的發(fā)送信號(hào)進(jìn)行說明。如該圖所示，在本實(shí)施方式中，在來自各發(fā)送天線(此處為發(fā)送天線1、2)的發(fā)送信號(hào)中，針對(duì)數(shù)據(jù)碼元周期性地插入按照每個(gè)發(fā)送天線而不同的4碼元長(zhǎng)的導(dǎo)頻碼元(斜線部分)。在圖7A所示的例子中，各發(fā)送天線的導(dǎo)頻碼元模式互相正交。
并且，在如圖7B所示的例子中，用于各發(fā)送天線的導(dǎo)頻碼元的擴(kuò)頻的擴(kuò)頻碼(C1，C2)正交。
導(dǎo)頻信號(hào)的發(fā)送可以通過圖7A、圖7B的任一方法來進(jìn)行，通過使發(fā)送天線之間的導(dǎo)頻信號(hào)正交，可進(jìn)行高精度的信道推定。上述這樣的正交碼元模式或正交擴(kuò)頻碼，例如可以利用與導(dǎo)頻碼元數(shù)相同長(zhǎng)度、或者與導(dǎo)頻碼元的擴(kuò)頻因子相同長(zhǎng)度的Walsh序列來生成。以下，設(shè)發(fā)送天線m的導(dǎo)頻信號(hào)序列為pm(n)來進(jìn)行說明。其中，n表示碼片編號(hào)。
返回圖6，對(duì)本發(fā)明的信道系數(shù)推定部的結(jié)構(gòu)進(jìn)行說明。該信道系數(shù)推定部100具有推定發(fā)送天線m和接收天線n之間的各路徑的信道系數(shù)的功能。在本例中，示出3個(gè)發(fā)送天線、4個(gè)接收天線時(shí)的信道系數(shù)推定部的結(jié)構(gòu)例。即，該信道系數(shù)推定部具有3×4的相關(guān)檢測(cè)部101～104和導(dǎo)頻信號(hào)副本生成部111～114。并且，在本例中，對(duì)具有多個(gè)結(jié)構(gòu)要素的相關(guān)檢測(cè)部和導(dǎo)頻信號(hào)副本生成部的碼的末尾賦予連續(xù)編號(hào)來進(jìn)行圖示。
首先，參照該圖對(duì)推定發(fā)送天線1和接收天線1之間的信道系數(shù)h1，1，l時(shí)的動(dòng)作進(jìn)行說明。
在該圖中，向相關(guān)檢測(cè)部101輸入由接收天線1所接收的接收信號(hào)r1。并且，在導(dǎo)頻信號(hào)副本生成部111中，生成發(fā)送天線1的導(dǎo)頻碼元序列p1，并向相關(guān)檢測(cè)部101輸入。
在相關(guān)檢測(cè)部101中，通過在4導(dǎo)頻碼元區(qū)間內(nèi)，對(duì)考慮了路徑1的接收定時(shí)而使接收信號(hào)r1乘以發(fā)送天線1的導(dǎo)頻碼元序列p1的復(fù)數(shù)共軛值的所得的值進(jìn)行平均化，從而按照下式推定并輸出發(fā)送天線1和接收天線1之間的信道系數(shù)h1，1，l。
(式118)h1,1,l=14Σn=14r1(n+τl)·p1(n)*]]>其中，r1(n)表示導(dǎo)頻碼元n被接收時(shí)的接收信號(hào)r1。實(shí)際上h1，1，l的推定也可以通過對(duì)在導(dǎo)頻碼元發(fā)送區(qū)間中得到的信道系數(shù)推定值進(jìn)行加權(quán)平均來求出。
同樣，在把接收信號(hào)r1作為輸入的第2級(jí)相關(guān)檢測(cè)部(省略圖示)中，把接收信號(hào)r1和由第2級(jí)導(dǎo)頻碼元副本生成部(省略圖示)生成的發(fā)送天線m的導(dǎo)頻碼元序列pm作為輸入，推定并輸出信道系數(shù)h1，m，l。
而且同樣，通過對(duì)相關(guān)檢測(cè)部103輸入接收信號(hào)r4和由導(dǎo)頻碼元副本生成部113生成的發(fā)送天線1的導(dǎo)頻碼元序列p1，并求出相關(guān)來推定并輸出信道系數(shù)h4，1，l。
通過反復(fù)以上的動(dòng)作，能夠推定出3個(gè)發(fā)送天線與4個(gè)接收天線之間的各路徑的信道系數(shù)。并且，在上述中，以導(dǎo)頻碼元在數(shù)據(jù)碼元上時(shí)間復(fù)用的結(jié)構(gòu)為例進(jìn)行了說明，但利用碼復(fù)用的情況也可以以同樣的方法來得到信道系數(shù)推定值。
圖8是表示本發(fā)明的實(shí)施方式的接收裝置的第2實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)圖。如該圖所示，在本實(shí)施方式中，接收裝置200的多個(gè)多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部211～213串行地經(jīng)由多路徑干擾消除部2211、2212、2221、2222、2231、2232連接(在本例中，3級(jí)結(jié)構(gòu))，在末級(jí)配置有解調(diào)部231。在初級(jí)的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部211中，能夠適用上述的圖2至圖5中記載的任一多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部的結(jié)構(gòu)。
并且，在2級(jí)以后的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部212、213中，也能夠適用上述的圖2至圖5中記載的任一多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部的結(jié)構(gòu)。此處，對(duì)2級(jí)以后的第p級(jí)的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部的輸入信號(hào)(式119)rn，l(p)(t)利用接收信號(hào)和第p-1級(jí)的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部的輸出信號(hào)(式120)I^m,n,l(p-1)(t)]]>由多路徑干擾消除部通過下式的運(yùn)算而生成。
(式121)rn,l(p)(t)=rn(t)-Σm=1MΣl′=1,l′=lLI^m,n,l′(p-1)(t)]]>按照上式運(yùn)算而得到的N×L個(gè)多路徑干擾消除后的接收信號(hào)(式122)rn，l(p)(t)被輸入給與接收天線n、路徑1對(duì)應(yīng)的解擴(kuò)部(省略圖示)。
并且，當(dāng)利用該結(jié)構(gòu)時(shí)，在第2級(jí)以后的第p級(jí)的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部的信道系數(shù)推定部(省略圖示)中，在信道系數(shù)h111的推定中，替代接收信號(hào)rn(t)而通過利用多路徑干擾消除后的接收信號(hào)(式123)rn，l(p)(t)能夠進(jìn)行高精度的信道系數(shù)推定(為了結(jié)構(gòu)的簡(jiǎn)單化，在前級(jí)的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部中也同樣可利用信道系數(shù))。
根據(jù)這樣的本實(shí)施方式，通過多級(jí)設(shè)置多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部，在后級(jí)的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部中，利用多路徑干擾消除后的接收信號(hào)能夠高精度地進(jìn)行信道推定、發(fā)送碼元序列推定，作為結(jié)果，能夠推定更加高精度的每個(gè)接收天線的來自各發(fā)送天線的每個(gè)接收路徑的接收信號(hào)序列(式124)I^m,n,l(p)(t)]]>圖9是表示在本發(fā)明的實(shí)施方式的接收裝置中使用的解調(diào)部的第1實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)圖。在本實(shí)施方式中，解調(diào)部利用MLD作為解調(diào)算法。
在該圖中，該解調(diào)部300由信道系數(shù)推定部311、N×L個(gè)的解擴(kuò)部312～315、發(fā)送碼元候選生成部316、接收信號(hào)副本生成部317、似然計(jì)算部318和發(fā)送序列推定部319構(gòu)成。此外，當(dāng)有多個(gè)構(gòu)成要素時(shí)，在末尾加上連續(xù)編號(hào)來圖示。
對(duì)上述這樣構(gòu)成的解調(diào)部300的動(dòng)作進(jìn)行說明。
輸入給解調(diào)部300的輸入信號(hào)是N×L個(gè)的多路徑干擾消除后的接收信號(hào)(式125)rn，l(p)(t)在信道系數(shù)推定部311中，推定接收天線和發(fā)送天線之間的各個(gè)路徑的信道系數(shù)hm，n，l(并且，為了結(jié)構(gòu)的簡(jiǎn)單化，在前級(jí)的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部中也同樣可以使用信道系數(shù))。
而且，N×L個(gè)的多路徑干擾消除后的接收信號(hào)(式126)rn，l(p)(t)被輸入給與接收天線n、路徑1對(duì)應(yīng)的解擴(kuò)部，得到解擴(kuò)信號(hào)z’n，l。發(fā)送碼元候選生成部316生成并輸出針對(duì)各天線的發(fā)送碼元dm，i。接收信號(hào)副本生成部317把發(fā)送碼元和信道系數(shù)作為輸入，將接收信號(hào)副本(式127)Z^n,l,i1,i2,...,iM]]>按照下式生成，并向似然計(jì)算部318輸出。
(式128)z^n,l,i1,i2,...,iM=h^1,n,l·d1,i1+h^2,i1·d2,i2+···+h^M,n,l·dM,iM]]>似然計(jì)算部把從解擴(kuò)部312～315輸出的解擴(kuò)信號(hào)z’n，l和接收信號(hào)副本(式129)Z^n,l,i1,i2,...,iM]]>作為輸入，按照下式進(jìn)行誤差運(yùn)算。
(式130)ei1,i2,...,iM=Σn=1NΣl=1L|zn,l′-z^n,l,i1,i2,...,iM|2]]>在發(fā)送序列推定部319中，輸入與各發(fā)送天線對(duì)應(yīng)的所生成的發(fā)送碼元和與其對(duì)應(yīng)的誤差信號(hào)，輸出與通過發(fā)送碼元序列所發(fā)送的比特對(duì)應(yīng)的似然λi。此處，基于誤差信號(hào)的比特似然的計(jì)算法也可應(yīng)用現(xiàn)有的任何方法。
上述的比特似然被輸入給信道解碼器(例如，turbo解碼器)等，最終被還原為信息比特序列。
圖10是表示本發(fā)明的實(shí)施方式的解調(diào)部的第2實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)圖。在本實(shí)施方式中，解調(diào)部利用對(duì)路徑一并進(jìn)行處理的MLD作為解調(diào)算法。
在該圖中，該解調(diào)部400由信道系數(shù)推定部411、N×L個(gè)的解擴(kuò)部412～415、QR分解部416、QH運(yùn)算部417、發(fā)送碼元候選生成部418、轉(zhuǎn)換信號(hào)副本生成部419、似然計(jì)算部420和發(fā)送序列推定部421構(gòu)成。此外，當(dāng)有多個(gè)構(gòu)成要素時(shí)，在末尾加上連續(xù)編號(hào)來圖示。
以下，對(duì)上述這樣構(gòu)成的解調(diào)部400的動(dòng)作進(jìn)行說明。
輸入給解調(diào)部400的輸入信號(hào)是N×L個(gè)的多路徑干擾消除后的接收信號(hào)(式131)rn，l(p)(t)在信道系數(shù)推定部411中，推定接收天線和發(fā)送天線之間的各路徑的信道系數(shù)hm，n，l(并且，為了結(jié)構(gòu)的簡(jiǎn)單化，在前級(jí)的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部中也同樣可以使用信道系數(shù))。
而且，N×L個(gè)的多路徑干擾消除后的接收信號(hào)(式132)rn，l(p)(t)被輸入給與接收天線n、路徑1對(duì)應(yīng)的解擴(kuò)部，得到解擴(kuò)信號(hào)z’n，l。
接著，在QR分解部416中，生成由信道系數(shù)構(gòu)成的下述的信道矩陣，進(jìn)行信道矩陣的QR分解，向QH運(yùn)算部417輸出Q矩陣和R矩陣。
(式133)信道矩陣H=h1,1,1h2,1,1h3,1,1h4,1,1h1,2,1h2,2,1h3,2,1h4,2,1h1,3,1h2,3,1h3,3,1h4,3,1h1,4,1h2,4,1h3,4,1h4,4,1]]>(M＝4，N＝4，L＝2時(shí)的例子)H＝QR從上述QR分解部417所輸出的Q矩陣是(N×L)行×M列的酉矩陣，滿足QHQ＝I。并且，R矩陣為M行×M列的上三角矩陣。因此，QH運(yùn)算部417的運(yùn)算能夠記述為(式134)
X=x1x2x3x4=QHZ=q1,1,1*q1,2,1*q1,3,1*q1,4,1*q1,1,2*q1,2,2*q1,3,2*q1,4,2*q2,1,1*q2,2,1*q2,3,1*q2,4,1*q2,1,2*q2,2,2*q2,3,2*q2,4,2*q3,1,1*q3,2,1*q3,3,1*q3,4,1*q3,1,2*q3,2,2*q3,3,2*q3,4,2*q4,1,1*q4,2,1*q4,3,1*q4,4,1*q4,1,2*q4,2,2*q4,3,2*q4,4,2*z1,1z2,1z3,1z4,1z1,2z2,2z3,2z4,2]]>QH(HD+N)=QH(QRD+N)=RD+QHN=r11r12r13r140r22r23r2400r33r34000r44d1d2d3d4+n1′n2′n3′n4′]]>(M＝4，N＝4，L＝2時(shí)的例子)首先，發(fā)送碼元候選生成部418生成針對(duì)發(fā)送天線M的發(fā)送碼元dM，j并輸出。轉(zhuǎn)換信號(hào)副本生成部419輸入發(fā)送碼元dM，j和R矩陣，將轉(zhuǎn)換信號(hào)副本(式135)x^M,j]]>按照下式生成并向似然計(jì)算部420輸出。
(式136)x^M,i=r^MM·dM,i]]>首先，似然計(jì)算部420對(duì)x’M和(式137)x^M,j]]>的誤差運(yùn)算按照下式進(jìn)行。
(式138)eM,i=|xM′-x^M,i|2]]>
在似然計(jì)算部420中，輸入與發(fā)送天線M對(duì)應(yīng)的所生成的發(fā)送碼元以及與其對(duì)應(yīng)的誤差信號(hào)，算出誤差小的SM個(gè)與發(fā)送天線M對(duì)應(yīng)的發(fā)送碼元序列(式139)dM，i(1)～dM，i(SM)和此時(shí)的誤差(式140)eM，i(1)～eM，i(SM)。
接著，發(fā)送碼元候選生成部418生成針對(duì)發(fā)送天線M-1的發(fā)送碼元(式141)dM-1，i并輸出。
轉(zhuǎn)換信號(hào)副本生成部419把與發(fā)送天線M對(duì)應(yīng)的SM個(gè)發(fā)送碼元序列、針對(duì)發(fā)送天線M-1的發(fā)送碼元、以及R矩陣作為輸入，將轉(zhuǎn)換信號(hào)副本(式142)x^m-1,iM-1,iM]]>按照下式生成并輸出。
(式143)x^M-1,iM-1,iM=r^(m-1)(M-1)·dM-1,iM-1+r^(M-1)M·dM,iM]]>接著，似然計(jì)算部420通過下式進(jìn)行誤差運(yùn)算(式144)eM-1,iM-1,iM=|xM-1-x^M-1,iM-1,iM|2+eM,iM]]>保持誤差小的SM-1個(gè)與發(fā)送天線M和發(fā)送天線M-1對(duì)應(yīng)的發(fā)送碼元序列的組合
(式145){dM-1，iM-1(1)，dM，iM(1)}～{dM-1，iM-1(SM-1)，dM，iM(SM-1)}以及此時(shí)的誤差(式146)eM-1，iM-1(1)，iM(1)～eM-1，iM-1(SM-1)，iM(SM-1)同樣，發(fā)送碼元候選生成部418生成針對(duì)發(fā)送天線m的發(fā)送碼元dm，i并輸出。轉(zhuǎn)換信號(hào)副本生成部419把與發(fā)送天線m+1直至發(fā)送天線M對(duì)應(yīng)的Sm+1個(gè)發(fā)送碼元序列、針對(duì)發(fā)送天線m的發(fā)送碼元、以及R矩陣作為輸入，將轉(zhuǎn)換信號(hào)副本(式147)x^m,im,im+1,...,iM]]>按照下式生成并輸出。
(式148)x^m,im,im+1,...,iM=r^mm·dm,im+r^m(m+1)·dm,im+1+···+r^mM·dm,iM]]>似然計(jì)算部420按照下式進(jìn)行誤差運(yùn)算(式149)em,im,...,iM-1,iM=|xm′-x^m,im,im+1,...,iM|2+em+1,im+1,im+2,...,iM]]>保持誤差小的Sm個(gè)與發(fā)送天線M至發(fā)送天線m對(duì)應(yīng)的發(fā)送碼元序列的組合(式150){dm，im(1)，dm+1，im+1(1)，...，dM，iM(1)}～{dm，im(Sm)，dm+1，im+1(Sm)，...，dM，iM(Sm)}以及此時(shí)的誤差(式151)em，im(1)，im+1(1)，...，iM(1)～em，im(Sm)，im+1(Sm)，...，iM(Sm)。
通過反復(fù)以上的操作，得到與所得到的C·S2個(gè)所有發(fā)送天線對(duì)應(yīng)的發(fā)送碼元序列的組合(式152){d1，i1，(j)，d2，i2，(j)，...，dM，iM，(j)}以及此時(shí)的誤差(式153)em，i1(j)，i2(j)，...，iM(j)。
在發(fā)送碼元序列推定部421中，把與各發(fā)送天線對(duì)應(yīng)的剩余的發(fā)送碼元和與其對(duì)應(yīng)的誤差信號(hào)作為輸入，輸出相對(duì)于由發(fā)送碼元序列所發(fā)送的比特的似然λi。并且，基于誤差信號(hào)的比特似然的計(jì)算法也可應(yīng)用現(xiàn)有的任何方法。
上述的比特似然被輸入給信道解碼器(例如，turbo解碼器)等，最終被還原為信息比特序列。
如上所述，第2實(shí)施方式的解調(diào)部的結(jié)構(gòu)(圖10)與圖9中說明的第1實(shí)施方式的解調(diào)部的結(jié)構(gòu)相比，如果允許稍許的比特似然的推定精度的惡化，則誤差運(yùn)算的次數(shù)可從CM次大幅降低至(式154) 次，可大幅降低接收裝置的復(fù)雜度。
圖11是本發(fā)明的實(shí)施方式的解調(diào)部的第3實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)例圖。在本實(shí)施方式中，解調(diào)部利用對(duì)每一路徑進(jìn)行處理的MLD算法作為解調(diào)算法。
在該圖中，該解調(diào)部500由信道系數(shù)推定部511、N×L個(gè)解擴(kuò)部512～515、L個(gè)QR分解部516、517、L個(gè)QH運(yùn)算部518、519、發(fā)送碼元候選生成部520、轉(zhuǎn)換信號(hào)副本生成部521、似然計(jì)算部522、發(fā)送序列推定部523構(gòu)成。其中，當(dāng)有多個(gè)結(jié)構(gòu)要素時(shí)，在末尾加上連續(xù)編號(hào)來圖示。
以下，對(duì)于上述這樣構(gòu)成的解調(diào)部500的動(dòng)作進(jìn)行說明。
輸入給解調(diào)部500的輸入信號(hào)是N×L個(gè)的多路徑干擾消除后的接收信號(hào)(式155)rn，l(p)(t)在信道系數(shù)推定部511中，推定接收天線和發(fā)送天線之間的各路徑的信道系數(shù)hm，n，l(并且，為了結(jié)構(gòu)的簡(jiǎn)單化，在前級(jí)的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部中也同樣可以使用信道系數(shù))。
而且，N×L個(gè)的多路徑干擾消除后的接收信號(hào)(式156)rn，l(p)(t)被輸入給與接收天線n、路徑1對(duì)應(yīng)的解擴(kuò)部，得到解擴(kuò)信號(hào)z’n，l。
接著，在第1QR分解部中，生成路徑數(shù)量個(gè)由第1個(gè)路徑的信道系數(shù)構(gòu)成的下述的信道矩陣，分別進(jìn)行信道矩陣的QR分解，輸出Q矩陣和R矩陣。
(式157)信道矩陣Hl=h1,1,lh2,1,lh3,1,lh4,1,lh1,2,lh2,2,lh3,2,lh4,2,lh1,3,lh2,3,lh3,3,lh4,3,lh1,4,lh2,4,lh3,4,lh4,4,l]]>(M＝4，N＝4時(shí)的例子)Hl＝QlRl從上述QR分解部所輸出的Q1矩陣是N行×M列的酉矩陣，滿足Q1HQ1＝I。其中，H表示共軛復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)置，I表示單位矩陣。并且，R1矩陣為M行×M列的上三角矩陣。
因此，第1個(gè)QH運(yùn)算部的運(yùn)算能夠記述為(式158)
Xl=x1′x2′x3′x4′=QlHZl=q1,1,l*q1,2,l*q1,3,l*q1,4,l*q2,1,l*q2,2,l*q2,3,l*q2,4,l*q3,1,l*q3,2,l*q3,3,l*q3,4,l*q4,1,l*q4,2,l*q4,3,l*q4,4,l*z1,lz2,lz3,lz4,l]]>QlH(HlD+N)=QlH(QlRlD+N)=RlD+QlHN=r11,lr12,lr13,lr14,l0r22,lr23,lr24,l00r33,lr34,l000r44,ld1d2d3d4+n1,l′n2,l′n3,l′n4,l′]]>(M＝4、N＝4時(shí)的例子)首先，發(fā)送碼元候選生成部520生成針對(duì)發(fā)送天線M的發(fā)送碼元dM，i并向轉(zhuǎn)換信號(hào)副本生成部521輸出。轉(zhuǎn)換信號(hào)副本生成部521輸入發(fā)送碼元dM，i和R1矩陣，將轉(zhuǎn)換信號(hào)副本(式159)x^M,l]]>按照下式生成并輸出。
(式160)x^M,l,i=r^MMl·dm,l,i]]>首先，似然計(jì)算部522利用x’M，l和(式161)x^M,l,i]]>按照下式進(jìn)行誤差運(yùn)算。
(式162)eM,i=Σl=1L|xm,l′-xM,l,i|2]]>
在進(jìn)行誤差運(yùn)算之后，似然計(jì)算部522輸入與發(fā)送天線M對(duì)應(yīng)的所生成的發(fā)送碼元以及與其對(duì)應(yīng)的誤差信號(hào)，保持誤差小的SM個(gè)與發(fā)送天線M對(duì)應(yīng)的發(fā)送碼元序列(式163)dM，i(1)～dM，i(SM)以及此時(shí)的誤差(式164)eM，i(1)～eM，i(SM)。
接著，發(fā)送碼元候選生成部520生成針對(duì)發(fā)送天線M-1的發(fā)送碼元dM-1，i并輸出。
轉(zhuǎn)換信號(hào)副本生成部521把與發(fā)送天線M對(duì)應(yīng)的SM個(gè)發(fā)送碼元序列、針對(duì)發(fā)送天線M-1的發(fā)送碼元、以及R矩陣作為輸入，將轉(zhuǎn)換信號(hào)副本(式165)x^M-1,l,iM-1,iM]]>按照下式生成并輸出。
(式166)x^M-1,l,iM-1,iM=r^(M-1)(M-1),l·dM-1,iM-1+r^(M-1)M,l·dM,iM]]>接著，似然計(jì)算部522通過下式進(jìn)行誤差運(yùn)算(式167)eM-1,iM-1,iM=Σl=1L|xM-1′-x^M-1,iM-1,iM|2+eM,iM]]>保持誤差小的與SM-1個(gè)發(fā)送天線M和發(fā)送天線M-1對(duì)應(yīng)的發(fā)送碼元序列的組合(式168)
{dM-1，iM-1(1)，dM，iM(1)}～{dM-1，iM-1(SM-1)，dM，iM(SM-1)}以及此時(shí)的誤差(式169)eM-1，iM-1(1)，iM(1)～eM-1，iM-1(SM-1)，iM(SM-1)。
同樣，發(fā)送碼元候選生成部520生成針對(duì)發(fā)送天線m的發(fā)送碼元dm，i并輸出。轉(zhuǎn)換信號(hào)副本生成部521把與發(fā)送天線m+1直至發(fā)送天線M對(duì)應(yīng)的Sm+1個(gè)發(fā)送碼元序列、針對(duì)發(fā)送天線m的發(fā)送碼元、以及R矩陣作為輸入，將轉(zhuǎn)換信號(hào)副本(式170)x^m,im,im+1,...,iM]]>按照下式生成并輸出。
(式171)x^m,im,im+1,...,iM=r^mm,l·dm,im+r^m(m+1),l·dm,im+1+···+r^mM,l·dm,iM]]>似然計(jì)算部522按照下式進(jìn)行誤差運(yùn)算(式172)em,im,...,iM-1,iM=Σl=1L|xm,l′-x^m,l,im,im+1,...,iM|2+em+1,im+1,im+2,...,iM]]>對(duì)誤差小的Sm個(gè)與發(fā)送天線M直至發(fā)送天線m對(duì)應(yīng)的發(fā)送碼元序列的組合(式173){dm，im(1)，dm+1，im+1(1)，...，dM，iM(1)}～{dm，im(Sm)，dm+1，im+1(Sm)，...，dM，iM(Sm)}以及此時(shí)的誤差(式174)
em，im(1)，im+1(1)，...，iM(1)～em，im(Sm)，im+1(Sm)，...，iM(Sm)進(jìn)行保持。
通過反復(fù)以上的操作，得到與所得到的C·S2個(gè)所有發(fā)送天線對(duì)應(yīng)的發(fā)送碼元序列的組合(式175){d1，i1，(j)，d2，i2，(j)，...，dM，iM，(j)}以及此時(shí)的誤差(式176)em，i1(j)，i2(j)，...，iM(j)。
在發(fā)送碼元序列推定部523中，把從L個(gè)似然計(jì)算部得到的與各發(fā)送天線對(duì)應(yīng)的、剩余的發(fā)送碼元和與其對(duì)應(yīng)的誤差信號(hào)作為輸入，根據(jù)L個(gè)誤差信號(hào)之和，輸出與通過發(fā)送碼元序列所發(fā)送的比特對(duì)應(yīng)的似然λi。并且，基于誤差信號(hào)的比特似然的計(jì)算法也可應(yīng)用現(xiàn)有的任何方法。
上述的比特似然被輸入給信道解碼器(例如，turbo解碼器)等，最終被還原為信息比特序列。
如上所述，第3實(shí)施方式的解調(diào)部的結(jié)構(gòu)(圖11)與圖9中說明的第1實(shí)施方式的解調(diào)部的結(jié)構(gòu)相比，如果允許稍許的比特似然的推定精度的惡化，則誤差運(yùn)算的次數(shù)可從CM次大幅降低至C+Σm=1M-1CSm+1]]>次，可大幅降低接收裝置的復(fù)雜度。
圖12是表示本發(fā)明的實(shí)施方式的接收裝置的第3實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)圖。在根據(jù)本實(shí)施方式的無線通信系統(tǒng)中，示出在發(fā)送裝置(省略圖示)中，將發(fā)送數(shù)據(jù)比特序列串行/并行轉(zhuǎn)換為M個(gè)發(fā)送序列，利用相同頻帶且相同的擴(kuò)頻碼組來進(jìn)行數(shù)據(jù)調(diào)制，從M個(gè)發(fā)送天線由Ncode個(gè)多碼信道同時(shí)發(fā)送的情況。
在本實(shí)施方式的接收裝置600中，準(zhǔn)備與級(jí)數(shù)個(gè)各編碼信道(本例中為編碼信道1、2)對(duì)應(yīng)的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部611～614、和與各編碼信道對(duì)應(yīng)的解調(diào)部621、622，經(jīng)由多路徑干擾消除部615～618連接。
在本實(shí)施方式中，對(duì)與初級(jí)的各編碼信道對(duì)應(yīng)的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部611、612的輸入信號(hào)是由N個(gè)接收天線(這里，示出N＝2的例子)所接收的接收信號(hào)rn(t)，多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部611、612輸出來自各個(gè)該編碼信道的各發(fā)送天線的每個(gè)接收路徑的再現(xiàn)接收信號(hào)序列(式178)I^m.n.l.k(p)(t)=h^m,n,l(t)·d~m(p)(t)·ck(t-τl)]]>(k是編碼序號(hào)，(式179)1≤k≤Ncodeck(t)表示編碼信道k的擴(kuò)頻碼)。
通過加法器631～634對(duì)接收信號(hào)rn(t)與所有編碼信道再現(xiàn)接收信號(hào)序列(式180)I^m.n.l.k(p)(t)]]>進(jìn)行加算(合成)，并向N個(gè)多路徑干擾消除部(在本例中，N＝2)615、616輸入，多路徑干擾消除后的接收信號(hào)(式181)rn，l(p)(t)
按照下式生成。
(式182)rn,l(p)(t)=rn(t)-Σm=1MΣl′=1,l′=lLΣk=1NcodeI^m,n,l′,k(p-1)(t)]]>與第2級(jí)的各編碼信道對(duì)應(yīng)的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部613、614的輸入信號(hào)為多路徑干擾消除后的接收信號(hào)(式183)rn，l(p)(t)把以上的操作重復(fù)級(jí)數(shù)次，生成最終的多路徑干擾消除后的接收信號(hào)(式184)rn，l(p)(t)這樣所生成的多路徑干擾消除后的接收信號(hào)(式185)rn，l(p)(t)被輸入給與各編碼信道對(duì)應(yīng)的解調(diào)部621、622，輸出通過各編碼信道的發(fā)送碼元序列所發(fā)送的與比特對(duì)應(yīng)的似然。
接著，對(duì)于本發(fā)明具體的進(jìn)行計(jì)算機(jī)仿真后的例子，利用圖13進(jìn)行說明。該圖是表示通過計(jì)算機(jī)仿真來評(píng)價(jià)在利用現(xiàn)有的MLD和二維MMSE以及本發(fā)明的接收裝置的解調(diào)方法的情況下，相對(duì)于每一接收天線的平均接收Eb/No(相對(duì)于每一信息比特的信號(hào)能量的噪聲功率密度)的吞吐量特性的結(jié)果的圖。
在本仿真中，接收裝置的多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部由2級(jí)構(gòu)成，設(shè)在第1級(jí)中利用圖2的結(jié)構(gòu)，在第2級(jí)中利用圖4的結(jié)構(gòu)。并且，作為多路徑假設(shè)出了平均接收功率相等的2路徑模型。擴(kuò)頻因子為16，碼復(fù)用15編碼信道(實(shí)際的擴(kuò)頻因子是15/16)。圖中R表示利用turbo編碼的信道編碼的編碼率，實(shí)線表示本發(fā)明的特性(具有2級(jí)MPIC的QR-MLD)，虛線表示現(xiàn)有的MMSE的特性，×符號(hào)表示現(xiàn)有的MLD的特性。并且，●、○表示利用QPSK調(diào)制的MIMO復(fù)用(4個(gè)發(fā)送天線，4個(gè)接收天線)的每一接收天線的平均接收Eb/No特性，■、□表示利用16QAM調(diào)制的MIMO復(fù)用的每一接收天線的平均接收Eb/No特性。
根據(jù)該圖，通過利用本發(fā)明的接收裝置的結(jié)構(gòu)，與利用現(xiàn)有的信號(hào)分離法的情況相比，可知能夠大幅降低為了得到某一吞吐量所需的平均接收功率Eb/No，但這表示通過利用本發(fā)明的接收裝置的結(jié)構(gòu)能夠以很少的發(fā)送功率來實(shí)現(xiàn)與以往相同的吞吐量。換言之，表示如果為相同發(fā)送功率，則與現(xiàn)有相比，能夠大幅增大吞吐量。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明，當(dāng)在CDMA方式中應(yīng)用為了增大信息比特速率而從多個(gè)發(fā)送天線同時(shí)發(fā)送不同的數(shù)據(jù)的MIMO復(fù)用時(shí)，能夠降低多路徑干擾，實(shí)現(xiàn)對(duì)從不同的發(fā)送天線所發(fā)送的信號(hào)的高精度的分離。其結(jié)果，在多路徑衰落環(huán)境中，能夠?qū)崿F(xiàn)接收誤比特率/接收誤分組率的降低，同時(shí)能夠大幅提高吞吐量(能夠無錯(cuò)誤地進(jìn)行傳輸?shù)男畔⒈忍氐膫鬏斔俾?。
在上述的各實(shí)施方式中，以在多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)部中采用MMSE或MLD等的算法(例如，記述了算法的程序)的情況為例進(jìn)行示出，但更優(yōu)選采用以在實(shí)用性的范圍內(nèi)的運(yùn)算量可實(shí)現(xiàn)高精度的信號(hào)分離的QR-MLD算法。
并且，在上述各實(shí)施方式中，適用于在無線通信系統(tǒng)中所使用的接收裝置，但該接收裝置當(dāng)然可適用于在移動(dòng)通信系統(tǒng)中使用的基站。并且，經(jīng)由無線線路或有線線路選擇性地下載上述算法，使無線設(shè)備的特性改變的所謂軟件無線基站也可適用于本發(fā)明。
產(chǎn)業(yè)上的可利用性本發(fā)明可適用于利用多個(gè)天線進(jìn)行信號(hào)解調(diào)的無線通信系統(tǒng)。
權(quán)利要求
1.一種接收裝置，該接收裝置利用CDMA方式進(jìn)行信號(hào)的接收，并且通過N個(gè)(N是正整數(shù))接收天線接收從M個(gè)(M是正整數(shù))發(fā)送天線所發(fā)送的發(fā)送信號(hào)，其特征在于，該接收裝置具有多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)單元，其對(duì)由各接收天線接收的接收信號(hào)進(jìn)行一次解調(diào)，以推定來自各發(fā)送天線的發(fā)送信號(hào)，根據(jù)推定結(jié)果再現(xiàn)在多路徑環(huán)境下的每個(gè)接收天線的各路徑的接收信號(hào)；多路徑干擾消除單元，其從由所述各接收天線接收的接收信號(hào)中減去所關(guān)注的路徑以外的路徑的所述再現(xiàn)接收信號(hào)；以及解調(diào)單元，其利用所述減去后的信號(hào)進(jìn)行2次解調(diào)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收裝置，其特征在于，所述多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)單元利用最小均方誤差法(MMSEMinimum Mean Square Error)來執(zhí)行所述1次解調(diào)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收裝置，其特征在于，所述多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)單元利用最大似然檢測(cè)法(MLDMaximum Likelihood Detention)來執(zhí)行所述1次解調(diào)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收裝置，其特征在于，所述多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)單元使用利用了QR分解的最大似然檢測(cè)法對(duì)多個(gè)路徑一并執(zhí)行所述1次解調(diào)。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收裝置，其特征在于，所述多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)單元使用利用了QR分解的最大似然檢測(cè)法對(duì)每個(gè)路徑執(zhí)行所述1次解調(diào)。
6.根據(jù)權(quán)利要求2所述的接收裝置，其特征在于，所述多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)單元根據(jù)利用權(quán)利要求2所述的方法推定的發(fā)送碼元序列的準(zhǔn)確度，來控制接收信號(hào)的振幅。
7.根據(jù)權(quán)利要求2所述的接收裝置，其特征在于，所述多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)單元利用從所述M個(gè)發(fā)送天線發(fā)送的已知導(dǎo)頻信號(hào)來推定信道系數(shù)。
8.根據(jù)權(quán)利要求2所述的接收裝置，其特征在于，對(duì)規(guī)定數(shù)量的所述多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)單元以及所述多路徑干擾消除單元進(jìn)行多級(jí)連接。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的接收裝置，其特征在于，當(dāng)所述多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)單元被多級(jí)連接時(shí)，在各級(jí)中，利用通過所述多路徑干擾消除單元減去后的信號(hào)，對(duì)根據(jù)從所述M個(gè)發(fā)送天線發(fā)送的已知導(dǎo)頻信號(hào)所推定的信道系數(shù)推定值進(jìn)行更新。
10.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收裝置，其特征在于，所述解調(diào)單元利用最大似然檢測(cè)法來進(jìn)行2次解調(diào)。
11.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收裝置，其特征在于，所述解調(diào)單元使用利用了QR分解的最大似然檢測(cè)法對(duì)多個(gè)路徑一并進(jìn)行2次解調(diào)。
12.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收裝置，其特征在于，所述解調(diào)單元使用利用了QR分解的最大似然檢測(cè)法對(duì)每個(gè)路徑進(jìn)行2次解調(diào)。
13.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收裝置，其特征在于，當(dāng)從M個(gè)發(fā)送天線發(fā)送被碼復(fù)用的發(fā)送信號(hào)時(shí)，所述多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)單元對(duì)由各接收天線接收的接收信號(hào)進(jìn)行1次解調(diào)，以按照每個(gè)擴(kuò)頻碼再現(xiàn)每個(gè)接收天線的各路徑的接收信號(hào)，所述多路徑干擾消除單元生成從所述各接收天線所接收的接收信號(hào)中減去與所關(guān)注的路徑以外的路徑的所有擴(kuò)頻碼對(duì)應(yīng)的所述再現(xiàn)接收信號(hào)的信號(hào)，所述解調(diào)單元利用所述減去后的信號(hào)，按照每個(gè)擴(kuò)頻碼進(jìn)行2次解調(diào)。
14.一種接收方法，該方法在利用CDMA方式進(jìn)行信號(hào)的接收的接收裝置中，通過N個(gè)(N是正整數(shù))接收天線接收從M個(gè)(M是正整數(shù))發(fā)送天線發(fā)送的發(fā)送信號(hào)，其特征在于輸入由各接收天線接收的接收信號(hào)，利用規(guī)定的算法推定來自各發(fā)送天線的發(fā)送信號(hào)，通過使所述推定的發(fā)送信號(hào)與根據(jù)已知導(dǎo)頻信號(hào)所推定的信道推定值相乘，再現(xiàn)在多路徑環(huán)境下的每個(gè)接收天線的各路徑的接收信號(hào)，從所述各接收天線所接收的接收信號(hào)中減去所關(guān)注的路徑以外的路徑的所述再現(xiàn)接收信號(hào)，利用所述減去后的信號(hào)進(jìn)行解調(diào)。
15.一種無線通信系統(tǒng)，該系統(tǒng)具有M個(gè)(M為正整數(shù))發(fā)送天線，其特征在于，該系統(tǒng)具有從各發(fā)送天線發(fā)送CDMA信號(hào)的發(fā)送裝置；以及權(quán)利要求1所述的接收裝置。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種接收裝置、接收方法以及無線通信系統(tǒng)。在利用CDMA方式進(jìn)行信號(hào)接收的接收裝置中，通過N個(gè)(N是正整數(shù))接收天線接收從M個(gè)(M是正整數(shù))發(fā)送天線發(fā)送的發(fā)送信號(hào)，該接收裝置通過具有以下結(jié)構(gòu)而實(shí)現(xiàn)多路徑接收信號(hào)再現(xiàn)單元，其對(duì)由各接收天線接收的接收信號(hào)進(jìn)行1次解調(diào)，以推定來自各發(fā)送天線的發(fā)送信號(hào)，根據(jù)推定結(jié)果再現(xiàn)在多路徑環(huán)境下的每個(gè)接收天線的各路徑的接收信號(hào)；多路徑干擾消除單元，其從所述各接收天線所接收的接收信號(hào)中減去所關(guān)注的路徑以外的路徑的所述再現(xiàn)接收信號(hào)；以及解調(diào)單元，其利用所述減去后的信號(hào)進(jìn)行2次解調(diào)。
文檔編號(hào)H04B7/26GK1930813SQ20058000711
公開日2007年3月14日 申請(qǐng)日期2005年3月4日 優(yōu)先權(quán)日2004年3月5日
發(fā)明者川本潤一郎, 前田規(guī)行, 樋口健一, 佐和橋衛(wèi), 吉田尚正, 木全昌幸 申請(qǐng)人:株式會(huì)社Ntt都科摩, 日本電氣株式會(huì)社