專利名稱：Fdd模式的cdma補(bǔ)充信道信號(hào)干擾比系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本實(shí)用新型提出一種FDD模式的CDMA分離估計(jì)FDD模式的CDMA補(bǔ)充信道信號(hào)干擾比系統(tǒng)，用于FDD模式的CDMA系統(tǒng)中補(bǔ)充信道的閉環(huán)功率控制。
背景技術(shù)：
本實(shí)用新型提出的信號(hào)干擾比的估計(jì)算法，與FDD模式CDMA系統(tǒng)(cdma2000和UMTS)中補(bǔ)充信道的功率控制技術(shù)直接相關(guān)。
在FDD模式的CDMA系統(tǒng)中，補(bǔ)充信道是一個(gè)采用Turbo編解碼器的高速率信道。為完成Turbo解碼算法的MAP(最大后驗(yàn)概率)估計(jì)，需要在解碼時(shí)提供該碼塊的Eb/Nt(符號(hào)比特/干擾能量比)估計(jì)值。然而，Turbo碼的緩沖區(qū)大小是一個(gè)完整的幀(frame)，這就意味著對(duì)Eb/Nt的完整估計(jì)要覆蓋整個(gè)幀，且要在每幀的邊界全部完成。同時(shí)，為保證Turbo編解碼的實(shí)時(shí)性和準(zhǔn)確性，對(duì)Fb/Nt估計(jì)值的精度要求是-2dB到+6dB。
由于補(bǔ)充信道是高數(shù)據(jù)傳送速率通道，根據(jù)香農(nóng)理論，需要較高的發(fā)送功率增益。因而其對(duì)同一工作頻段內(nèi)的其它前向(下行)碼道產(chǎn)生較強(qiáng)的干擾，所以基站必須對(duì)補(bǔ)充信道的發(fā)送功率進(jìn)行功率控制。
功率控制技術(shù)是CDMA系統(tǒng)的核心技術(shù)。CDMA系統(tǒng)是一個(gè)自擾系統(tǒng)，所有移動(dòng)用戶都占用相同帶寬和頻率，如果系統(tǒng)采用的擴(kuò)頻碼不是完全正交的(實(shí)際系統(tǒng)中使用的地址碼是近似正交的)，因而造成相互之間的干擾。在一個(gè)CDMA系統(tǒng)中，每一碼分信道都會(huì)受到來(lái)自其它碼分信道的干擾，這種干擾是一種固有的內(nèi)在干擾。
CDMA系統(tǒng)的一個(gè)顯著特點(diǎn)是它能夠盡可能的減少系統(tǒng)干擾的總能量從而提高系統(tǒng)的容量。
采用功率控制技術(shù)，確保每個(gè)信號(hào)在滿足基本通信質(zhì)量要求的條件下，盡量降低發(fā)射功率，以減少對(duì)其他信號(hào)的干擾。在CDMA中將沒有多余的能量被傳輸，通常這是采用其他技術(shù)的系統(tǒng)所無(wú)法達(dá)到的。所以功率控制在CDMA無(wú)線擴(kuò)頻通信系統(tǒng)中的資源分配和干擾抑制方面是一項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)。
功率控制的目的就是使移動(dòng)臺(tái)和基站接收到的誤幀率接近一個(gè)目標(biāo)值，例如對(duì)于語(yǔ)音業(yè)務(wù)，該目標(biāo)值為1％；對(duì)于數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)該目標(biāo)值通常定為5％。系統(tǒng)容量的增加可以通過(guò)選擇一個(gè)更高的目標(biāo)誤幀率而使之仍能滿足語(yǔ)音質(zhì)量的要求。更高的目標(biāo)誤幀率意味著更低的平均發(fā)射功率，這樣使得系統(tǒng)可以容納更多的用戶。
在第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)中，功率控制必須完成三個(gè)任務(wù)(1)克服遠(yuǎn)近效應(yīng)在蜂窩無(wú)線通信系統(tǒng)中，信號(hào)強(qiáng)度隨距離變大而成指數(shù)衰減，衰落指數(shù)大概是4左右。不同移動(dòng)臺(tái)到基站距離可能相差100倍，若移動(dòng)臺(tái)發(fā)射功率相同，則基站收到的不同信號(hào)的強(qiáng)度可能相差80dB，這時(shí)遠(yuǎn)處的信號(hào)會(huì)被近處的信號(hào)淹沒而不能被基站正確解調(diào)。此為上行功率的“遠(yuǎn)近效應(yīng)”。功率控制可以克服信道衰落，維持各個(gè)移動(dòng)信號(hào)在基站處的功率均勻。
(2)克服多址效應(yīng)，防止功率攀比上升CDMA為自擾系統(tǒng)，多個(gè)信道同時(shí)占用相同頻段，任何一個(gè)信道都會(huì)受到其他不同地址碼的信道干擾，即“多址干擾”。從整網(wǎng)看，當(dāng)系統(tǒng)處于某個(gè)功率穩(wěn)定點(diǎn)時(shí)，任何的功率提升都會(huì)造成其他用戶功率的攀比上升，從而造成整網(wǎng)干擾的大幅上升。功率控制通過(guò)調(diào)整信道發(fā)射功率，使全網(wǎng)的發(fā)射功率處于一個(gè)有解的最小點(diǎn)或準(zhǔn)最小點(diǎn)，從而降低系統(tǒng)內(nèi)的干擾水平，達(dá)到提高系統(tǒng)容量的目的。
(3)提供更高的QoS(Quality of Service)功率控制是一種優(yōu)化技術(shù)，優(yōu)化的目的是在滿足通信質(zhì)量要求(誤碼率、誤幀率)的條件下盡量減少發(fā)射功率，這意味著對(duì)每個(gè)用戶而言，既減少了功耗，又獲得了更干凈的通信環(huán)境；對(duì)系統(tǒng)而言則提高了容量和穩(wěn)定性。
功率控制要在CDMA系統(tǒng)中發(fā)揮其重要作用，其算法的設(shè)計(jì)必須依據(jù)三個(gè)基本準(zhǔn)則(1)功率平衡。通過(guò)功率控制使接收端接收到的有用信號(hào)功率相等。對(duì)于上行鏈路，目標(biāo)是使各個(gè)移動(dòng)臺(tái)到達(dá)基站的功率相等；對(duì)于下行鏈路，目標(biāo)是使各個(gè)移動(dòng)臺(tái)收到基站的有用信號(hào)功率相等。
(2)信干比平衡。通過(guò)功率控制使接收端收到的信干比(C/I)相等。對(duì)于上行鏈路，目標(biāo)是使各個(gè)移動(dòng)到達(dá)基站的C/I相等；對(duì)下行鏈路，目標(biāo)是使各個(gè)移動(dòng)臺(tái)接收到基站的有用信號(hào)C/I相等。
(3)誤碼率(BER/FER)平衡。通過(guò)功率控制使接收端的誤碼率相等。對(duì)上行鏈路，目標(biāo)是使各個(gè)移動(dòng)臺(tái)到達(dá)基站的誤碼率相等；對(duì)下行鏈路，目標(biāo)是使各個(gè)移動(dòng)臺(tái)接收到的基站有用信號(hào)誤碼率相等。
按照功率的發(fā)射方向，功控可以分為前向功率控制和反向功率控制，其中反向功率控制又包括反向開環(huán)和反向閉環(huán)功率控制；閉環(huán)功率控制又分為內(nèi)環(huán)和外環(huán)功率控制，內(nèi)環(huán)以Eb/No為指標(biāo)調(diào)節(jié)功率，外環(huán)以誤幀率為指標(biāo)調(diào)節(jié)內(nèi)環(huán)Eb/No門限。
前向功率控制主要是為了克服外小區(qū)用戶及本小區(qū)其他用戶下行信號(hào)的干擾，基站根據(jù)移動(dòng)臺(tái)提供的測(cè)量結(jié)果，調(diào)整對(duì)每一個(gè)移動(dòng)臺(tái)的發(fā)射功率，對(duì)路徑衰落小的移動(dòng)臺(tái)分配相對(duì)較小的前向發(fā)射功率；對(duì)那些較遠(yuǎn)的和解調(diào)信干比低的移動(dòng)臺(tái)分配較大的前向發(fā)射功率。此時(shí)功率控制能抗干擾、補(bǔ)償信道衰落，如果能及時(shí)跟蹤信道變化趨勢(shì)，理想的功率控制將把衰落信道在接收端作為加性高斯白噪(AWGN)信道來(lái)處理。方法主要有遠(yuǎn)近控制法和信干比控制法。
反向功率控制主要解決遠(yuǎn)近效應(yīng)問(wèn)題，各個(gè)移動(dòng)臺(tái)借助基站的功率控制指令來(lái)實(shí)時(shí)調(diào)整對(duì)基站的發(fā)射功率，以保證所有的信號(hào)到達(dá)基站時(shí)都有相同的平均功率，并且剛剛達(dá)到保證通信質(zhì)量的最小信干比門限。為此，系統(tǒng)采用了開環(huán)功率控制和閉環(huán)功率控制相結(jié)合的措施。
開環(huán)功控(OLPC)是指移動(dòng)臺(tái)(或基站)根據(jù)前向(或反向)鏈路接收到的信號(hào)功率大小來(lái)調(diào)節(jié)移動(dòng)臺(tái)(或基站)的發(fā)射功率。開環(huán)功控建立在上行與下行鏈路具有一致的信道衰落情況之上。閉環(huán)功控(CLPC)一般是指基站(和移動(dòng)臺(tái))根據(jù)前向(或反向)鏈路上接收到的移動(dòng)臺(tái)(或基站)信號(hào)的Eb/No(比特能量/干擾譜密度)來(lái)產(chǎn)生功率控制指令，然后通過(guò)前向(或反向)鏈路傳送給移動(dòng)臺(tái)(或基站)，移動(dòng)臺(tái)(或基站)根據(jù)功率控制指令來(lái)調(diào)整發(fā)射功率。
對(duì)于頻分雙工模式(FDD)的CDMA系統(tǒng)，其上行鏈路與下行鏈路相應(yīng)的頻率間隔為45MHz，遠(yuǎn)大于信道的相干帶寬，因此，上行鏈路與下行鏈路的衰落的不相關(guān)的，采用開環(huán)功控難以達(dá)到所要求的控制精度。通常認(rèn)為，在FDD模式的CDMA系統(tǒng)中，開環(huán)功控的作用是調(diào)整移動(dòng)臺(tái)初始接入時(shí)的發(fā)射功率，同時(shí)對(duì)彌補(bǔ)由于路徑損耗而造成衰減的慢變化起到一定的作用。為了提高功率控制精度，克服較為快速的瑞利衰落，必須采用閉環(huán)功控。
前向閉環(huán)功率控制也分內(nèi)環(huán)功控(FILPC)和外環(huán)功控(FOLPC)。內(nèi)環(huán)功控是指移動(dòng)臺(tái)用接收到的Eb/No與目標(biāo)值比較，調(diào)整基站發(fā)射功率。外環(huán)功控是指移動(dòng)臺(tái)根據(jù)目標(biāo)前向誤幀率(FFER)調(diào)整目標(biāo)Eb/No的設(shè)置值。
前向內(nèi)環(huán)功率控制中，對(duì)于cdma2000，前向幀由長(zhǎng)度為1.25ms的16個(gè)PCG(功率控制群)組成，對(duì)于UMTS(WCDMA)，前向幀由長(zhǎng)度為0.667ms的15個(gè)PCG組成。移動(dòng)臺(tái)測(cè)量補(bǔ)充信道(F-FCH)/下行業(yè)務(wù)信道(DTCH)中每個(gè)PCG的Eb/No。根據(jù)測(cè)量、比較的結(jié)果，通過(guò)在反向?qū)ьl信道(R-PICH)中每1.25ms/0.667ms插入一個(gè)PCB(功率控制比特)發(fā)送前向功控(FPC)命令給基站。如果PCB＝1，基站增加它的發(fā)射功率；如果PCB＝0，基站使用減小它的發(fā)射功率。
補(bǔ)充信道功控的FPC(前向功率控制)判決需要由一個(gè)交互作用的雙環(huán)(內(nèi)環(huán)+外環(huán))功控系統(tǒng)共同完成其中，外環(huán)負(fù)責(zé)提供一個(gè)信噪比值作為門限點(diǎn)；而內(nèi)環(huán)通過(guò)采樣分析得出補(bǔ)充信道的Eb/Nt值，開將該值與外環(huán)提供的門限點(diǎn)做比較，從而確定前向快速功控的值。為了完成這一功控過(guò)程，需要每一個(gè)PCG完成一次補(bǔ)充信道的Eb/Nt的估計(jì)。
補(bǔ)充信道閉環(huán)功率控制流程，如附圖一所示。
為實(shí)現(xiàn)補(bǔ)充信道的閉環(huán)功率控制，首先移動(dòng)臺(tái)要測(cè)量并計(jì)算出補(bǔ)充信道中的信干比(符號(hào)比特/干擾能量比)。計(jì)算此信干比的最直接方法，是通過(guò)統(tǒng)計(jì)獲得QPSK信號(hào)的均值和方差，然后計(jì)算出均值平方與方差的比值，作為信干比的測(cè)量值。
但是，對(duì)于補(bǔ)充信道而言，由于業(yè)務(wù)的符號(hào)比特是未知的，因而QPSK信號(hào)中包含的業(yè)務(wù)符號(hào)碼片的調(diào)制分量也是未知的，所以無(wú)法直接從QPSK信號(hào)估計(jì)出噪聲干擾的能量；為解決上述問(wèn)題，較準(zhǔn)確地估計(jì)出補(bǔ)充信道的信干比，本實(shí)用新型提出兩種估計(jì)FDD模式的CDMA系統(tǒng)中補(bǔ)充信道信干比的算法，第一種是整體估計(jì)算法，第二種是分離估計(jì)算法。

發(fā)明內(nèi)容
設(shè)計(jì)目的避免背景技術(shù)中的不足之處，設(shè)計(jì)一種較準(zhǔn)確地估計(jì)出補(bǔ)充信道的信干比的FDD模式的CDMA補(bǔ)充信道信號(hào)干擾比系統(tǒng)。
設(shè)計(jì)方案設(shè)計(jì)兩種估計(jì)補(bǔ)充業(yè)務(wù)信道的Eb/Nt的算法，一是整體估算Eb/Nt此方法中Eb/Nt的估算是根據(jù)SCH的二次統(tǒng)計(jì)(平方的平均)；二是分離估算Eb和Nt此方法中Eb估算值等于補(bǔ)充業(yè)務(wù)信道的信號(hào)能量的平方的平均值，Nt的估算是基于導(dǎo)頻信道的能量方差。
1、整體估計(jì)器SCH不是一個(gè)動(dòng)態(tài)速率信道------所有的Bit位在傳輸時(shí)都是按協(xié)商確定的固定速率傳輸。因此，在這里bit能量和符號(hào)能量總是一個(gè)不變的關(guān)系，在QPSK調(diào)制下，符號(hào)總是以90°相移為單位變化。因此，在這里接收符號(hào)絕對(duì)值的二次統(tǒng)計(jì)和SNR之間存在如下關(guān)系
E[rn2](E[|rn|])2=1+Esσ2(2πeEs2σ2+Esσ2(erf(Es2σ2)))2=f(Esσ2)=f(B)---(EQ1)]]>因而，Es/Nt(等于 )可以根據(jù)上式的反函數(shù)求出(Es＝rEb，這里r是前向碼率)，即有下式存在EsNt=f-1(E[rn2](E[|rn|])2)---(EQ2)]]>上式可用二次多項(xiàng)式逼近，以實(shí)現(xiàn)數(shù)值計(jì)算。但是，在全部的Eb/Nt數(shù)值范圍，作為近似公式的二次多項(xiàng)式曲線存在多個(gè)拐點(diǎn)，不能準(zhǔn)確表達(dá)出Eb/N，如附圖二所示。更好的近似是線性分段匹配14個(gè)參考點(diǎn)，在附圖二中已經(jīng)標(biāo)明。
Es/Nt估計(jì)是通過(guò)計(jì)算一個(gè)PCG或一幀(據(jù)應(yīng)用而定)內(nèi)有限個(gè)符號(hào)的二次統(tǒng)計(jì)期望值獲得，并且應(yīng)用了(EQ2)分段線性內(nèi)插法E^sNt=[f-1(βi+1)-f-1(βi)βi+1-βi]·|(Σk=0N-1y2(k))(Σk=0N-1|y(k)|)2-βi|+f-1(βi)---(EQ3)]]>式中，βi是線性內(nèi)插的參考點(diǎn)，N是一個(gè)PCG或一幀內(nèi)的符號(hào)的數(shù)目。N的值取決于SCH的數(shù)據(jù)率。y(k)是接收到符號(hào)的信號(hào)幅度量化值。
然而，需要指出的是，上式的分母中存在有一個(gè)統(tǒng)計(jì)偏差E[(1NΣk=0N-1|y(k)|)2]=1NE[N(E[|y(k)|]+r(k,N))2]]]> 式中，r(k，N)是殘留隨機(jī)變量，是由于有限和存在的標(biāo)準(zhǔn)誤差而產(chǎn)生的。通常，r(k，N)隨著N的減小而增大，而真實(shí)的統(tǒng)計(jì)均值和采樣均值之間的誤差則隨著采樣點(diǎn)數(shù)量的增加而減小。同樣，如果知道噪聲/干擾過(guò)程是已知的，E[r(k，N)2]就可以算出并消除，從而獲得無(wú)偏的估計(jì)器。
2、分離估計(jì)器另一個(gè)估計(jì)算法是通過(guò)組合導(dǎo)頻信號(hào)，并估計(jì)組合的導(dǎo)頻信號(hào)的方差來(lái)計(jì)算Nt，用SCH符號(hào)的平方的均值來(lái)計(jì)算Eb。這涉及到CDMA移動(dòng)臺(tái)中采用的Rake接收機(jī)及Finger的解調(diào)處理過(guò)程。
在CDKA移動(dòng)臺(tái)(終端)中，Rake接收機(jī)用于處理經(jīng)多徑傳輸?shù)竭_(dá)移動(dòng)臺(tái)的無(wú)線信號(hào)。不同路徑到達(dá)移動(dòng)臺(tái)的無(wú)線電信號(hào)，往往具有不同的傳輸遲延，傳輸遲延與無(wú)線電信號(hào)傳輸?shù)竭_(dá)移動(dòng)臺(tái)的路徑相關(guān)。Rake接收機(jī)中，解調(diào)某一特定傳輸遲延的無(wú)線電信號(hào)的硬件電路或軟件稱之為一個(gè)“FINGER”。通常一個(gè)Rake接收機(jī)有3或4個(gè)FINGER，即可以同時(shí)解調(diào)3或4個(gè)不同傳輸遲延的無(wú)線電信號(hào)。Rake接收機(jī)對(duì)全部FINGER輸出的信號(hào)做時(shí)序?qū)R，然后對(duì)這些信號(hào)進(jìn)行合成，輸出一個(gè)信噪比遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于單個(gè)FINGER輸出的信號(hào)。
CDMA移動(dòng)臺(tái)中，經(jīng)天線接收到的(CDMA基站發(fā)射的)無(wú)線電信號(hào)，在經(jīng)過(guò)接收放大器、射頻下變頻、接收帶通濾波、自動(dòng)增益控制等一系列處理，按照不同的遲延，輸入到不同的Finger作為原始I和Q信號(hào)。這些原始I和Q信號(hào)，包含業(yè)務(wù)I和Q信號(hào)，以及導(dǎo)頻I和Q信號(hào)。
每一個(gè)Finger的原始I和Q信號(hào)，首先經(jīng)過(guò)一個(gè)求積器(QDS)實(shí)現(xiàn)CDMA解擾碼處理。對(duì)于cdma2000而言，是用PN(偽隨機(jī)碼)碼解擾。而對(duì)于WCDMA，則是采用Gold碼解擾。
每一個(gè)Finger解擾后的信號(hào)分成兩路，一路送往業(yè)務(wù)信號(hào)恢復(fù)電路，取出有噪聲的業(yè)務(wù)誤信號(hào)。另一路送往導(dǎo)頻信號(hào)恢復(fù)電路，取出有噪聲的導(dǎo)頻信號(hào)。然后再針對(duì)業(yè)務(wù)信號(hào)和導(dǎo)頻信號(hào)，分別合并不同F(xiàn)inger的輸出。
在對(duì)來(lái)自多個(gè)Finger的輸出進(jìn)行合并(組合)前，需要對(duì)不同F(xiàn)inger的輸出進(jìn)行不同的加權(quán)處理。在本實(shí)用新型給出的信干比估計(jì)算法中，利用導(dǎo)頻信號(hào)的單極點(diǎn)濾波得到加權(quán)系數(shù)，并利用復(fù)數(shù)乘法器實(shí)現(xiàn)Finger輸出的加權(quán)處理。為了達(dá)到這個(gè)目的，需要在Rake接收機(jī)的每個(gè)Finger分量的硬件中加入一個(gè)復(fù)數(shù)乘法器(2元點(diǎn)積)。
附圖三是用分離估計(jì)方法估計(jì)Eb/Nt的系統(tǒng)框圖。圖中的“Channel Estimation”(信道估計(jì))模塊信道估計(jì)模塊的輸出就是權(quán)系數(shù)。其中的“Complex Conjugate”(復(fù)數(shù)共軛)用于構(gòu)成復(fù)數(shù)乘法器(為復(fù)數(shù)乘法提供二元)。
之后，業(yè)務(wù)信號(hào)通道(或?qū)ьl信號(hào)通道)的各個(gè)Finger的加權(quán)輸出經(jīng)過(guò)相位對(duì)齊以及時(shí)間對(duì)齊，DSP固件合并(業(yè)務(wù)或?qū)ьl的)全部Finger的加權(quán)輸出獲得組合的業(yè)務(wù)信號(hào)(或?qū)ьl信號(hào))。
在完成上述組合之后，干擾Nt的估計(jì)是作為導(dǎo)頻信號(hào)的方差來(lái)計(jì)算的。這里組合后的導(dǎo)頻信號(hào)是通過(guò)每符號(hào)間隔采樣一次而獲得，用下式表示P(k)＝c(k)+ζP(k)+n(k)(EQ5)式中，n(k)是AWGN噪聲分量。而ζP(k)是ISI(符號(hào)間干擾)分量，由計(jì)算上述組合導(dǎo)頻信號(hào)的方差而獲得。信號(hào)分量c(k)通常是常量或具有似穩(wěn)特性。而噪聲和ISI則具有零均值、IID過(guò)程及近似高斯特性。因此，組合后的導(dǎo)頻的方差是Var(P)＝Var(ζP)+Var(n) (EQ6)相似地，接收到的SCH信號(hào)可以表示為s(k)＝T(k)+ζT(k)+n(k)(EQ7)上式中各變量具有與噪聲表達(dá)式中相對(duì)等的定義。
在接收機(jī)解碼器收到的信號(hào)中，包含的噪聲的表達(dá)式為
Nt＝Var(ζT)+Var(n)(EQ8)如果我們假設(shè)ζP(k)——從導(dǎo)頻信道接收到的ISI，以及ζT(k)——從SCH接收到的ISI，是相同的(統(tǒng)計(jì)上具有一致性)，那么，我們可以根據(jù)導(dǎo)頻信號(hào)的方差估計(jì)NtNt＝Var(ζT)+Var(n)≈Var(P)＝Var(ζP)+Var(n)(EQ9)然而，一般地，這并不是一個(gè)有效的假設(shè)，因?yàn)橛捎谧愿蓴_(因TX/RX濾波器和/或信道的頻率失真而產(chǎn)生的)ISI功率取決于信道自身的功率。由于導(dǎo)頻信道是一個(gè)強(qiáng)信道，因而往往包含更多的ISI。這是本方法的缺點(diǎn)，分離估計(jì)器無(wú)法避免這個(gè)缺陷。
由于噪聲過(guò)程是動(dòng)態(tài)的，儀需要分別計(jì)算每一個(gè)PCG內(nèi)的方差，因此可以用下式計(jì)算出噪聲估計(jì)N^t=Σk=0M-1(P(k)-μ)2M-1---(EQ10)]]>其中，首先要計(jì)算出均值μ=Σk=0M-1P(k)M---(EQ11)]]>式中，M是一個(gè)PCG中的全速率的導(dǎo)頻符號(hào)數(shù)目。導(dǎo)頻信號(hào)強(qiáng)度由下式計(jì)算求得p(k)=[Icombined-pilot2(k)+Qcombined-pilot2(k)]1/2---(EQ12)]]>式中，Icombined-pilot(k)、Qcombined-pilot(k)分別表示組合后的第k個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)的同相、正交模擬調(diào)制分量。
符號(hào)能量的估計(jì)——Es，是按一個(gè)PCG中SCH符號(hào)能量的均值來(lái)計(jì)算的E^b=Σk=0N-1(s(k))2N---(EQ13)]]>式中，N是一個(gè)PC6中符號(hào)的數(shù)量。SCH符號(hào)功率由下式計(jì)算求得s2(k)=Icombined-traffic2(k)+Qcombined-traffic2(k)---(EQ14)]]>式中 ，Icombined-traffic(k)、Qcombined-traffc(k)分別表示組合后的第k個(gè)業(yè)務(wù)符號(hào)的同相、正交模擬調(diào)制分量。
算法評(píng)估的結(jié)論考慮到整體估計(jì)器具有較小的復(fù)雜度，所以選擇此算法來(lái)做Es/Nt的估計(jì)。不過(guò)，我們也對(duì)兩種方法的性能也作出了比較。在選定的仿真條件下，我們通過(guò)仿真發(fā)現(xiàn)，當(dāng)用于快速FPC時(shí)，分離估計(jì)器的性能勝過(guò)整體估計(jì)器。對(duì)于瑞利衰落信道而言，在性能方面存在大約0.75dB發(fā)射功率的差距。這是由于采用較少的采樣來(lái)估計(jì)二次統(tǒng)計(jì)造成的。當(dāng)應(yīng)用于基于單幀的估計(jì)時(shí)，兩種估計(jì)算法給出的估計(jì)準(zhǔn)確度及用于功控時(shí)獲得的誤幀率指標(biāo)，都超過(guò)了Turbo解碼的要求。
技術(shù)方案FDD模式的CDMA分離估計(jì)FDD模式的CDMA補(bǔ)充信道信號(hào)干擾比系統(tǒng)，經(jīng)天線接收到的CDMA基站發(fā)射的無(wú)線電信號(hào)，經(jīng)射頻解調(diào)出I、Q信號(hào)至求積器的信號(hào)輸入端，實(shí)現(xiàn)CDMA解擾碼處理，求積器輸出的一路信號(hào)送往業(yè)務(wù)信號(hào)恢復(fù)電路，取出有噪聲的業(yè)務(wù)誤信號(hào)后至加權(quán)器信號(hào)輸入端，加權(quán)器的信號(hào)輸出端至業(yè)務(wù)信號(hào)組合計(jì)算一個(gè)PCG中的Eb至除法器，求積器輸出的另一路送往導(dǎo)頻信號(hào)恢復(fù)電路，取出有噪聲的導(dǎo)頻信號(hào)后至加權(quán)器信號(hào)輸入端，加權(quán)器的信號(hào)輸出端至導(dǎo)頻信號(hào)組合計(jì)算一個(gè)PCG中的導(dǎo)頻強(qiáng)度均值后主算出Nt至除法器。在Rake接收機(jī)的每個(gè)Finger分量的硬件中加入一個(gè)復(fù)數(shù)乘法器(2元點(diǎn)積)，利用導(dǎo)頻信號(hào)的單極點(diǎn)濾波得到加權(quán)系數(shù)，利用復(fù)數(shù)乘法器實(shí)現(xiàn)Finger輸出的加權(quán)處理。業(yè)務(wù)信號(hào)通道(或?qū)ьl信號(hào)通道)的各個(gè)Finger的加權(quán)輸出經(jīng)過(guò)相位對(duì)齊以及時(shí)間對(duì)齊，DSP固件合并(業(yè)務(wù)或?qū)ьl的)全部Finger的加權(quán)輸出獲得組合的業(yè)務(wù)信號(hào)(或?qū)ьl信號(hào))。
本實(shí)用新型與背景技術(shù)相比，計(jì)算簡(jiǎn)捷，計(jì)算精度高，節(jié)約資源，易于在手機(jī)與嵌入式設(shè)備中實(shí)現(xiàn)。


圖1是補(bǔ)充信道閉環(huán)功率控制流程示意圖。
圖2是Eb/Nt評(píng)估函數(shù)和線性分段近似曲線示意圖。
圖3是分離估計(jì)方法估計(jì)補(bǔ)充信道信干比的系統(tǒng)示意框圖。
具體實(shí)施方式
實(shí)施例1參照附圖1。說(shuō)明的是補(bǔ)充信道閉環(huán)功率控制過(guò)程。CDMA基站除了向移動(dòng)臺(tái)(終端)發(fā)送業(yè)務(wù)信號(hào)(在與移動(dòng)臺(tái)通信的情況下)之外，還會(huì)始終不斷地向移動(dòng)臺(tái)發(fā)送導(dǎo)頻信號(hào)、同步信號(hào)，以及公共控制信號(hào)。
基站發(fā)送的各種信號(hào)，一般都經(jīng)過(guò)多徑衰落到達(dá)移動(dòng)臺(tái)。移動(dòng)臺(tái)利用Rake接收機(jī)將多徑傳輸?shù)男盘?hào)的主要分量提取出來(lái)。Rake接收機(jī)的每一個(gè)FINGER提取一條特定傳輸路徑(對(duì)應(yīng)于一個(gè)特定時(shí)間遲延)的信號(hào)抽取出來(lái)。Rake接收機(jī)將多個(gè)FINGER輸出信號(hào)的相位對(duì)齊，這樣多個(gè)FINGER的輸出就可以合并成一個(gè)信號(hào)。
為了實(shí)現(xiàn)對(duì)前向(下行)業(yè)務(wù)信號(hào)進(jìn)行功率控制，移動(dòng)臺(tái)利用止交的信道化碼從接收到的信號(hào)中分離出導(dǎo)頻信號(hào)和業(yè)務(wù)信號(hào)后，需要測(cè)量業(yè)務(wù)信號(hào)的信干比SIR＝Eb/Nt。Eb是業(yè)務(wù)信號(hào)功率，Nt是噪聲干擾功率。在測(cè)量出SIR值之后，移動(dòng)臺(tái)將測(cè)量到的SIR值與預(yù)先設(shè)定的信干比門限值相比較，如果測(cè)量值高于門限值，就通知基站降低功率，反之，通知基站提高功率。這就是前向內(nèi)環(huán)功控。
如果前向內(nèi)環(huán)功控的信干比門限值是由移動(dòng)臺(tái)通過(guò)實(shí)時(shí)計(jì)算誤幀率而產(chǎn)生的，那么這種通過(guò)計(jì)算誤幀率而產(chǎn)生信干比門限值的過(guò)程就叫做外環(huán)。采用外環(huán)的前向功率控制，叫做前向外環(huán)功控。如附圖一中就采用了外環(huán)和前向外環(huán)功控。
實(shí)施例2參照附圖2。說(shuō)明的是整體估計(jì)方法的Eb/Nt估計(jì)函數(shù)及近似計(jì)算方法。圖中，橫坐標(biāo)表示(EQ1)給出的——接收符號(hào)絕對(duì)值的二次統(tǒng)計(jì)(E(rn2)/E(|rn|)2)的值，縱坐標(biāo)表示(EQ2)給出的——接收符號(hào)絕對(duì)值的二次統(tǒng)計(jì)的反函數(shù)f-1E(rn2)/E(|rn|)2的值(即SIR的值)。圖中分別給出了f-1E(rn2)/E(|rn|)2及其多項(xiàng)式擬合、線性內(nèi)插逼近曲線。圖中的參考點(diǎn)用于分段線性內(nèi)插。
實(shí)施例3參照附圖3。經(jīng)天線接收到的(CDMA基站發(fā)射的)無(wú)線電信號(hào)，在經(jīng)過(guò)接收放大器、射頻下變頻、接收帶通濾波、自動(dòng)增益控制等一系列處理，按照不同的遲延，輸入到不同的Finger作為原始I和Q信號(hào)。這些原始I和Q信號(hào)，包含業(yè)務(wù)I和Q信號(hào)，以及導(dǎo)頻I和Q信號(hào)。
每一個(gè)Finger的原始I和Q信號(hào)，首先經(jīng)過(guò)一個(gè)求積器(QDS)實(shí)現(xiàn)CDMA解擾碼處理。對(duì)于cdma2000而言，是用PN(偽隨機(jī)碼)碼解擾。而對(duì)于WCDMA，則是采用Gold碼解擾。
每一個(gè)Finger解擾后的信號(hào)分成兩路，一路送往業(yè)務(wù)信號(hào)恢復(fù)電路，取出有噪聲的業(yè)務(wù)誤信號(hào)。另一路送往導(dǎo)頻信號(hào)恢復(fù)電路，取出有噪聲的導(dǎo)頻信號(hào)。然后再針對(duì)業(yè)務(wù)信號(hào)和導(dǎo)頻信號(hào)，分別合并不同F(xiàn)inger的輸出。
附圖2中，信道估計(jì)模塊的輸出，作為對(duì)Finger輸出進(jìn)行加權(quán)的權(quán)系數(shù)。而信道估計(jì)模塊中的“Complex Conjugate”(復(fù)數(shù)共軛)則用于構(gòu)成加權(quán)計(jì)算所需要的復(fù)數(shù)乘法器(為復(fù)數(shù)乘法器提供相乘的二個(gè)元素)。
之后，業(yè)務(wù)信號(hào)通道(或?qū)ьl信號(hào)通道)的各個(gè)Finger的加權(quán)輸出再經(jīng)過(guò)相位對(duì)齊以及時(shí)間對(duì)齊，由DSP固件實(shí)現(xiàn)合并(業(yè)務(wù)或?qū)ьl的)全部Finger的加權(quán)輸出，從而獲得組合的業(yè)務(wù)信號(hào)(或?qū)ьl信號(hào))。
在完成上述組合之后，對(duì)于業(yè)務(wù)信號(hào)，根據(jù)(EQ14)計(jì)算SCH符號(hào)能量s2(k)。另一方面，根據(jù)(EQ12)計(jì)算導(dǎo)頻強(qiáng)度p(k)。
在一個(gè)PCG的邊界，根據(jù)(EQ13)計(jì)算出 ，根據(jù)(EQ10)計(jì)算 。然后計(jì)算出 需要理解到的是上述實(shí)施例雖然對(duì)本實(shí)用新型作了比較詳細(xì)的說(shuō)明，但是這些說(shuō)明只是對(duì)本實(shí)用新型說(shuō)明性的，而不是對(duì)本實(shí)用新型的限制，任何不超出本實(shí)用新型實(shí)質(zhì)精神內(nèi)的發(fā)明創(chuàng)造，均落入本實(shí)用新型的保護(hù)范圍內(nèi)。
權(quán)利要求1.一種FDD模式的CDMA補(bǔ)充信道信號(hào)干擾比系統(tǒng)，它包括基站和天線，其特征是射頻解調(diào)器的信號(hào)輸出端接求積器的信號(hào)輸入端，求積器的一信號(hào)輸出端接業(yè)務(wù)信號(hào)恢復(fù)電路的信號(hào)端，業(yè)務(wù)信號(hào)恢復(fù)電路的信號(hào)輸出端接加權(quán)器信號(hào)輸入端，加權(quán)器的信號(hào)輸出端接除法器的信號(hào)端，求積器的另一信號(hào)輸出端接導(dǎo)頻信號(hào)恢復(fù)電路的信號(hào)端，導(dǎo)頻信號(hào)恢復(fù)電路的信號(hào)輸出端接加權(quán)器信號(hào)輸入端，加權(quán)器的信號(hào)輸出端接除法器。
專利摘要本實(shí)用新型提出兩種FDD模式的CDMA系統(tǒng)(cdma2000和UMTS)中補(bǔ)充信道信號(hào)干擾比估計(jì)系統(tǒng)，用于FDD模式的CDMA系統(tǒng)中補(bǔ)充信道的閉環(huán)功率控制。一是整體估算Eb/Nt此方法中Eb/Nt的估算是根據(jù)SCH的二次統(tǒng)計(jì)(平方的平均)；二是分離估算Eb和Nt此系統(tǒng)中Eb估算值等于補(bǔ)充業(yè)務(wù)信道的信號(hào)能量的平方的平均值，Nt的估算是基于導(dǎo)頻信道的能量方差。優(yōu)點(diǎn)計(jì)算簡(jiǎn)捷，計(jì)算精度高，節(jié)約資源，易于在手機(jī)與嵌入式設(shè)備中。
文檔編號(hào)H04B7/005GK2927512SQ200520118650
公開日2007年7月25日 申請(qǐng)日期2005年9月13日 優(yōu)先權(quán)日2005年9月13日
發(fā)明者臧侃, 許曉斌, 吳明 申請(qǐng)人:浙江華立通信集團(tuán)有限公司