專利名稱：多天線正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)中的時頻同步方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種多天線正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)中的時頻同步方法，根據(jù)本發(fā)明的時頻同步方法能夠?qū)崿F(xiàn)較高的幀到達檢測、符號時間偏移、頻率偏移等參數(shù)估計的精確度，在比較寬的時頻偏移范圍內(nèi)仍能夠使用，所必需的系統(tǒng)資源比較少。
背景技術(shù)：
多天線正交頻分復(fù)用(MIMO-OFDM)系統(tǒng)是當(dāng)前產(chǎn)業(yè)界和學(xué)術(shù)界關(guān)注的熱點問題，已經(jīng)有許多的無線通信系統(tǒng)是基于MIMO-OFDM的，如IEEE 802.16e，IEEE802.11n等，并且MIMO-OFDM極有可能在下一代移動通信系統(tǒng)中占據(jù)主導(dǎo)地位。
采用MIMO-OFDM的一個主要原因在于MIMO-OFDM系統(tǒng)能夠提供寬帶無線接入的能力，而在寬帶接入中，設(shè)計有效且資源需求少的前導(dǎo)序列是非常具有挑戰(zhàn)性的問題。
經(jīng)典的OFDM系統(tǒng)中時頻同步算法出現(xiàn)在參考文獻1(J.Beek，M.Sandel and P.O.Borjesson，“ML estimation of time and frequencyoffset in OFDM systems，”IEEE Trans.Signal Processing，vol.45，no.7，pp.1800-1805，July，1997)、參考文獻2(P.Moose，“Atechnique for orthogonal frequency division multiplexingfrequency offset correction，”IEEE Trans.Communications，vol.42，no.10，pp.2908-2914，Oct.，1994)和參考文獻3(F.Tufvesson，O.Edfors，and M.Faulkner，“Time and frequency synchronizationfor OFDM using PN-sequence preambles，”Pro.IEEE VTC-Fall，pp.2203-2207，1999)中。
這些同步算法的總結(jié)如下前導(dǎo)序列一般分為短序列部分和長序列部分，應(yīng)用短序列部分，可以估計比較寬的時間和頻率偏移范圍，得到時間和頻率上的粗同步，然后應(yīng)用長序列部分，對殘余的時間和頻率偏移進行精確同步，這稱為細同步。
在參考文獻4(US 2002/0041635 A1，“Preamble design formultiple input-multiple output(MIMO)，orthogonal frequencydivision multiplexing (OFDM) system)和參考文獻5(US2002/0122382 A1，“Synchronization in a multiple-input/multiple-output (MIMO) orthogonal frequency divisionmultiplexing (OFDM) system for wireless applications”)中，提出了一種前導(dǎo)序列設(shè)計方法，扼要介紹如下在幀到達后，首先通過對時域上的偽噪聲序列(PN)進行匹配得到符號時間同步，然后通過用頻域上的偽噪聲序列進行匹配得到整數(shù)倍子載波間隔頻偏(簡稱整數(shù)頻偏)估計，最后進行小數(shù)倍子載波間隔頻偏(簡稱小數(shù)頻偏)的估計。
需要注意的是，時間、頻率偏移范圍，時頻同步的精確度和所必需的前導(dǎo)序列長度是MIMO-OFDM通信系統(tǒng)設(shè)計中需要重點考慮的。
對于參考文獻1、2、3中的時頻同步方法，時頻偏移范圍和精確度是一對矛盾，即要使能夠糾正的偏移范圍足夠大，則精確度就比較低，而要使精確度高，則可以糾正的范圍就比較小，要解決該矛盾，必須使用兩組前導(dǎo)序列短序列和長序列，這必然耗費更多的系統(tǒng)資源。
參考文獻4、5對此矛盾做了改進，可以在時間偏移大的情況下，使用一組前導(dǎo)序列，就可以得到比較高的精確度，但是，如果同時頻率偏移同時較大時，整個同步算法的性能就會急劇惡化。

發(fā)明內(nèi)容
為了克服上述缺陷提出了本發(fā)明，因此本發(fā)明的目的是提供一種多天線正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)中的時頻同步方法，根據(jù)本發(fā)明的時頻同步方法能夠?qū)崿F(xiàn)較高的幀到達檢測、符號時間偏移、頻率偏移等參數(shù)估計的精確度，在比較寬的時頻偏移范圍內(nèi)仍能夠使用，所必需的系統(tǒng)資源比較少。根據(jù)本發(fā)明，在時間偏移、頻率偏移都較大的情況下，可以進行時頻的聯(lián)合同步，在應(yīng)用較少的系統(tǒng)資源前提下，能夠得到比較高的精確度。
為了實現(xiàn)上述目的，根據(jù)本發(fā)明，提出了一種多天線正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)中的時頻同步方法，所述方法包括以下步驟在發(fā)射端，在針對每一個發(fā)射天線的成幀數(shù)據(jù)中插入前導(dǎo)序列，所述前導(dǎo)序列包括兩個短PN序列和兩個長PN序列；在接收端，接收來自每一個接收天線上的數(shù)據(jù)幀，根據(jù)數(shù)據(jù)幀中所包括的所述前導(dǎo)序列，檢測出幀到達時間，估計出數(shù)據(jù)幀的抽樣符號時間偏移和頻率偏移，并根據(jù)估計出的抽樣符號時間偏移和頻率偏移對接收到的數(shù)據(jù)幀進行時間和頻率上的調(diào)整，從而實現(xiàn)時頻同步。
優(yōu)選地，所述成幀數(shù)據(jù)是對輸入的二進制比特流進行空時編碼、OFDM調(diào)制和成幀處理后所獲得的數(shù)據(jù)。
優(yōu)選地，在針對每一個發(fā)射天線的成幀數(shù)據(jù)中插入前導(dǎo)序列的步驟包括將前導(dǎo)序列插入到每一幀的起始位置，然后將其插入數(shù)據(jù)部分中。
優(yōu)選地，所述成幀數(shù)據(jù)包括超幀，每一個超幀包括若干個OFDM幀，每一個OFDM幀包括所述前導(dǎo)序列和若干個承載數(shù)據(jù)的OFDM符號。
優(yōu)選地，所述兩個短PN序列是完全相同的，兩個長PN序列也是完全相同的，并且短PN序列是取自長PN序列的尾部。
優(yōu)選地，短PN序列的長度和長PN序列的長度根據(jù)系統(tǒng)復(fù)雜度和同步精確度的折中進行選擇。
優(yōu)選地，針對每一個發(fā)射天線的前導(dǎo)序列結(jié)構(gòu)是相同的，均是順序排列的兩個短PN序列和兩個長PN序列，而PN序列是各不相同的。
優(yōu)選地，所述檢測出幀到達時間、估計出數(shù)據(jù)幀的抽樣符號時間偏移和頻率偏移的步驟包括粗略估計出幀的到達時間，然后聯(lián)合估計出抽樣符號時間偏移和整數(shù)頻率偏移，最后估計出小數(shù)頻率偏移。
優(yōu)選地，所述粗略估計出幀的到達時間的步驟包括按照以下方式，根據(jù)判決變量mj(k)來估計出幀的到達時間
(1)判斷mj(k)＞0是否對所有的接收天線均滿足，如果是，則執(zhí)行步驟(2)；(2)---mk=medianm1(k)m2(k)···mNr(k);]]>其中median{}為取中間值的操作，m(k)所對應(yīng)的k值即為所有接收天線的幀到達時間，其中，在時間k處，對于接收天線j，的判決變量mj(k)表示為mj(k)＝|Gj(k)|-TH×Pj(k)其中，TH是設(shè)定的幀到達閾值，Gj(k)=Σl=0L-1(xj(k-l)×xj*(k-l-L)),]]>Pj(k)=Σl=0L-1(xj(k-l)×xj*(k-l)),]]>xj(k)為接收信號，L是短PN序列的長度。
優(yōu)選地，所述聯(lián)合估計出抽樣符號時間偏移和整數(shù)頻率偏移的步驟包括如果定義幀起始時間后的接收信號為rj(k)，對應(yīng)接收天線j與發(fā)射天線i，則用于估計符號時間偏移和整數(shù)頻率偏移的判決變量Λi，j(k，m)如下Λi,j(k,m)=Σl=0D-1(rj(k-l)×pni*(l))+Σl=0D-1(Rj(m-n)×PNi*(n))]]>其中，對應(yīng)于Λi，j(k，m)最大時的k，m分別對應(yīng)于接收天線j估計出的來自發(fā)射天線i的信號的符號時間偏移和整數(shù)頻率偏移，將對應(yīng)所有發(fā)射天線的各個k取最小值得到接收天線j上接收信號應(yīng)該糾正的符號時間偏移，將所有發(fā)射天線的各個m取中間值得到整數(shù)頻率偏移。
優(yōu)選地，所述估計出小數(shù)頻率偏移的步驟包括如果定義符號時間同步和整數(shù)頻率偏移糾正后的接收信號為sj(k)，針對接收天線j，用于估計小數(shù)頻率偏移的判決變量λj(f)如下λj(f)=tan-1(Σl=0D-1sj(k-l)sj*(k-l-D)).]]>根據(jù)本發(fā)明，提供了一套新型的MIMO-OFDM系統(tǒng)中的同步方法，這套方法同時具有以下優(yōu)點較高的幀到達檢測、符號時間偏移、頻率偏移等參數(shù)估計的精確度，在比較寬的時頻偏移范圍內(nèi)仍能夠使用，所必需的系統(tǒng)資源比較少。
本發(fā)明可以作為MIMO-OFDM系統(tǒng)中的時頻同步模塊的設(shè)計方案，因為其性能和占用資源少等方面的優(yōu)點，本發(fā)明在寬帶無線通信領(lǐng)域，具有很高的專利價值。


通過參考以下結(jié)合附圖對所采用的優(yōu)選實施例的詳細描述，本發(fā)明的上述目的、優(yōu)點和特征將變得顯而易見，其中圖1是示出了MIMO-OFDM系統(tǒng)的發(fā)射機的方框圖；圖2是示出了MIMO-OFDM系統(tǒng)的接收機的方框圖；圖3是示出了根據(jù)本發(fā)明的時頻同步方法的示意方框圖；圖4是示出了根據(jù)本發(fā)明的前導(dǎo)序列結(jié)構(gòu)的示意圖；圖5是示出了根據(jù)本發(fā)明的幀到達檢測器的算法方框圖；圖6是示出了根據(jù)本發(fā)明的聯(lián)合符號同步和整數(shù)頻偏估計器的算法方框圖；圖7是示出了根據(jù)本發(fā)明的小數(shù)頻偏估計器的算法方框圖；圖8是示出了各接收天線幀到達時間的示意曲線圖；圖9是示出了與整數(shù)頻偏估計獨立的符號同步算法的被檢測信號的示意曲線圖；以及圖10是示出了與整數(shù)頻偏估計聯(lián)合的符號同步算法的被檢測信號的示意曲線圖。
具體實施例方式
圖1是示出了MIMO-OFDM系統(tǒng)的發(fā)射機的方框圖。如圖1所示，二進制比特流首先送入編碼器和交織器101進行信道編碼和比特交織，然后送入數(shù)字調(diào)制器103進行比特到星座圖上符號的映射，接著送入空時編碼器105進行空時編碼，空時編碼器的形式可以是空間復(fù)用，也可以是空時分組編碼或空時網(wǎng)格編碼，接下來是對數(shù)據(jù)分別通過OFDM調(diào)制器107-109進行調(diào)制，最后需要將數(shù)據(jù)進行裝幀，這通過數(shù)據(jù)成幀器113-115來實現(xiàn)，此時，數(shù)據(jù)成幀器113-115需要將前導(dǎo)序列插入模塊111產(chǎn)生的不同的前導(dǎo)序列插入到每一幀的起始位置，然后是數(shù)據(jù)部分，本發(fā)明提出的新型幀結(jié)構(gòu)在下面有詳細介紹。
MIMO-OFDM系統(tǒng)的接收機方案如圖2所示。來自每一個接收天線上的數(shù)字信號同時送入時頻同步估計器205和時頻糾正器201-203，時頻同步估計器205檢測出幀到達時間、估計出抽樣符號時間偏移和頻率偏移，送入時頻糾正器201-203，時頻糾正器201-203根據(jù)這些參數(shù)對接收到的數(shù)據(jù)進行時間和頻率上的調(diào)整，時頻同步后的數(shù)據(jù)首先送入OFDM解調(diào)器207-209進行數(shù)據(jù)解調(diào)，然后送入空時譯碼器211進行數(shù)據(jù)的空時譯碼或檢測，最后空時譯碼器輸出的數(shù)據(jù)依次通過數(shù)字解調(diào)器213進行符號到比特的映射并由解交織器譯碼器215進行比特的解交織和信道譯碼操作。
為了得到較高的幀到達時間、符號時間偏移、頻率偏移等參數(shù)估計的精確度，提出了根據(jù)本發(fā)明的時頻同步估計器205，如圖3所示。圖3是示出了根據(jù)本發(fā)明的時頻同步方法的示意方框圖。
具體地，數(shù)字信號首先進入幀到達檢測器301，粗略估計出幀的到達時間，然后送入時間偏移估計-整數(shù)頻偏估計器303，這里，我們把頻率偏移表示成Δf＝Nfc+δfc(1)其中，fc表示OFDM的子載波間隔，N是一個整數(shù)，可以為正值，也可以為負值，δ是一個大于-0.5并且小于等于+0.5的小數(shù)。時間偏移估計-整數(shù)頻偏估計器303可以同時估計出抽樣符號時間偏移和參數(shù)N，最后通過小數(shù)頻偏估計器305估計出參數(shù)δ。
對應(yīng)于本發(fā)明提出的時頻同步算法，并為了降低必需的系統(tǒng)資源占用量，本發(fā)明提出了一種新型的前導(dǎo)序列結(jié)構(gòu)，如圖4所示。
整個發(fā)送的數(shù)據(jù)(稱為超幀)包含若干個OFDM幀401，每一個OFDM幀401有一個或多個用于時頻同步的前導(dǎo)序列403和若干個承載數(shù)據(jù)的OFDM符號405組成，前導(dǎo)序列403包含兩個短PN序列407和兩個長PN序列409。對應(yīng)于每一個發(fā)射天線的前導(dǎo)序列結(jié)構(gòu)相同，但是PN序列都是不同的，短PN序列的長度和長PN序列的長度根據(jù)系統(tǒng)復(fù)雜度和同步精確度的折中進行選擇，兩個短PN序列是完全相同的，兩個長PN序列也是完全相同的，并且短PN序列是取自長PN序列的尾部。根據(jù)本發(fā)明，針對每一個發(fā)射天線的前導(dǎo)序列結(jié)構(gòu)是相同的，均是順序排列的兩個短PN序列和兩個長PN序列，而PN序列是各不相同的。
圖5是示出了根據(jù)本發(fā)明的幀到達檢測器的算法方框圖。
如圖5所示。每一個接收天線首先計算判決變量，對于接收天線j在時間k計算出判決變量mj(k)，mj(k)的計算如下式mj(k)＝|Gj(k)|-TH×Pj(k) (2)其中，TH是設(shè)定的閾值，如果定義接收信號為xj(k)，則Gj(k)=Σl=0L-1(xj(k-l)×xj*(k-l-L)),]]>Pj(k)=Σl=0L-1(xj(k-l)×xj*(k-l)).]]>每一個接收天線計算出的判決變量mj(k)均送入大于零判斷中間值取值(521)，大于零判斷中間值取值(521)執(zhí)行以下兩步操作(1)判斷mj(k)＞0是否對所有的天線均滿足，如是執(zhí)行下一步；(2)---m(k)=medianm1(k)m2(k)···mNr(k).]]>其中median{}是取中間值的操作，這樣處理是為了利用多個接收天線的冗余來提高多個發(fā)射天線情況下的幀到達時間檢測。m(k)所對應(yīng)的k值即為所有接收天線的幀到達時間。
圖6是示出了根據(jù)本發(fā)明的聯(lián)合符號同步和整數(shù)頻偏估計器的算法方框圖。
抽樣符號時間同步和整數(shù)倍子載波間隔頻率偏移是聯(lián)合估計出來的，如圖6所示。如果定義幀起始時間后的接收信號為rj(k)，對應(yīng)接收天線j-發(fā)射天線i，計算判決變量Λi,j(k,m)=Σl=0D-1(rj(k-l)×pni*(l))+Σl=0D-1(Rj(m-n)×PNi*(n))]]>(3)對應(yīng)于Λi，j(k，m)最大時的k，m分別對應(yīng)于接收天線j估計出的來自發(fā)射天線i的信號的符號時間偏移和整數(shù)頻率偏移，將對應(yīng)所有發(fā)射天線的各個k送入k取最小值(627)得到接收天線j上接收信號應(yīng)該糾正的符號時間偏移，將所有發(fā)射天線的各個m送入m取中間值(629)得到整數(shù)頻率偏移。
圖7是示出了根據(jù)本發(fā)明的小數(shù)頻偏估計器的算法方框圖。
本發(fā)明提出的小數(shù)頻偏估計器如圖7所示。如果定義符號時間同步和整數(shù)頻偏糾正后的接收信號為sj(k)，則接收天線j通過計算如下的判決變量得到小數(shù)頻偏λj(f)=tam-1(Σl=0D-1sj(k-l)sj*(k-l-D))---(4)]]>其中圖7中的CORDIC是一個專用的處理單元，執(zhí)行tan-1(·)操作，即取出角度值。
下面將列舉根據(jù)本發(fā)明的方法的實例來詳細說明。
在一個分布式多天線的無線通信環(huán)境，假定發(fā)射端有相鄰的四根天線，四根發(fā)射天線的信號均能到達接收端，接收端共有八根天線，其中四根相鄰(稱為組一)，另外四根相鄰(稱為組二)，這兩組接收天線的位置差別較大，接收端接收到的八路信號需要進行分布式的集中處理。OFDM中共有1024個子載波，循環(huán)前綴的長度為256。
發(fā)射端采用Turbo編碼和長度為40000比特的交織器，經(jīng)過QPSK調(diào)制后送入空分復(fù)用模塊，得到四路并行數(shù)據(jù)，然后經(jīng)過OFDM調(diào)制，前導(dǎo)序列中短PN序列的長度為128，長PN序列的長度為256。最后通過四個天線同時發(fā)送出去。
信道模型如下，四根發(fā)射天線和組一的四根接收天線之間的16個信道上的時間偏移和頻率偏移差別較小，四根發(fā)射天線和組二的四根接收天線之間的16個信道上的時間偏移和頻率偏移差別也較小，并且都是隨機均勻分布，而兩組接收天線之間的時間偏移和頻率偏移差別較大，四根發(fā)射天線和組一的四根接收天線之間的信道為統(tǒng)計獨立的COST207模型，四根發(fā)射天線和組二的四根接收天線之間的信道為統(tǒng)計獨立的ITU VA 60模型。
各接收天線的幀到達時間的示意圖如圖8所示。每一個接收天線均通過計算式子(2)和判決式子(2)大于零得到一個幀到達時間，然后再對各個接收天線計算出的判決變量取中間值估計出幀到達時間。可以從圖8看出，每一個接收天線檢測出的幀到達時間均不一樣，而且，有的可能會距正確的幀到達時間較遠，本發(fā)明采用了取中間值的方法，得到一個能被所有接收天線接受的幀到達時間。
每一個接收天線均執(zhí)行抽樣符號時間同步和整數(shù)倍子載波間隔頻率偏移聯(lián)合估計，分別計算式子(3)，得到每一個接收天線上接收信號應(yīng)該糾正的符號時間偏移和整數(shù)頻率偏移。為了對比獨立估計和聯(lián)合估計的性能差異，給出了抽樣符號時間同步的判決變量隨時間的變換曲線，如圖9和圖10所示。從這兩個圖中可以看出，抽樣符號時間同步和整數(shù)倍子載波間隔頻率偏移的獨立估計，在存在整數(shù)頻偏時是估計不出來的，而抽樣符號時間同步和整數(shù)倍子載波間隔頻率偏移的聯(lián)合估計則可以估計出來。
時頻同步的最后一步是小數(shù)頻偏的估計，可以通過計算式子(4)給出的判決變量得到小數(shù)頻偏，這里提供的方法是在時域做的，同理，也可以在頻域做。小數(shù)頻偏估計和抽樣符號時間同步、整數(shù)倍子載波間隔頻率偏移的聯(lián)合估計均應(yīng)用長PN序列做的。
之后，來自每一個接收天線上的數(shù)字信號分別進行時間和頻率上的調(diào)整后得到的數(shù)據(jù)首先送入OFDM解調(diào)器進行數(shù)據(jù)解調(diào)，然后送入迫零BLAST檢測器進行數(shù)據(jù)的檢測，最后檢測器輸出的數(shù)據(jù)依次通過數(shù)字解調(diào)器進行符號到比特的映射、解交織器譯碼器進行比特的解交織和信道譯碼等操作。
根據(jù)本發(fā)明，提供了一套新型的MIMO-OFDM系統(tǒng)中的同步方法，這套方法同時具有以下優(yōu)點較高的幀到達檢測、符號時間偏移、頻率偏移等參數(shù)估計的精確度，在比較寬的時頻偏移范圍內(nèi)仍能夠使用，所必需的系統(tǒng)資源比較少。
本發(fā)明可以作為MIMO-OFDM系統(tǒng)中的時頻同步模塊的設(shè)計方案，因為其性能和占用資源少等方面的優(yōu)點，本發(fā)明在寬帶無線通信領(lǐng)域，具有很高的專利價值。
盡管以上已經(jīng)結(jié)合本發(fā)明的優(yōu)選實施例示出了本發(fā)明，但是本領(lǐng)域的技術(shù)人員將會理解，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍的情況下，可以對本發(fā)明進行各種修改、替換和改變。因此，本發(fā)明不應(yīng)由上述實施例來限定，而應(yīng)由所附權(quán)利要求及其等價物來限定。
權(quán)利要求
1.一種多天線正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)中的時頻同步方法，所述方法包括以下步驟在發(fā)射端，在針對每一個發(fā)射天線的成幀數(shù)據(jù)中插入前導(dǎo)序列，所述前導(dǎo)序列包括兩個短PN序列和兩個長PN序列。在接收端，接收來自每一個接收天線上的數(shù)據(jù)幀，根據(jù)數(shù)據(jù)幀中所包括的所述前導(dǎo)序列，檢測出幀到達時間，估計出數(shù)據(jù)幀的抽樣符號時間偏移和頻率偏移，并根據(jù)估計出的抽樣符號時間偏移和頻率偏移對接收到的數(shù)據(jù)幀進行時間和頻率上的調(diào)整，從而實現(xiàn)時頻同步。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述成幀數(shù)據(jù)是對輸入的二進制比特流進行空時編碼、OFDM調(diào)制和成幀處理后所獲得的數(shù)據(jù)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于在針對每一個發(fā)射天線的成幀數(shù)據(jù)中插入前導(dǎo)序列的步驟包括將前導(dǎo)序列插入到每一幀的起始位置，然后將其插入數(shù)據(jù)部分中。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述成幀數(shù)據(jù)包括超幀，每一個超幀包括若干個OFDM幀，每一個OFDM幀包括所述前導(dǎo)序列和若干個承載數(shù)據(jù)的OFDM符號。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述兩個短PN序列是完全相同的，兩個長PN序列也是完全相同的，并且短PN序列是取自長PN序列的尾部。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于短PN序列的長度和長PN序列的長度根據(jù)系統(tǒng)復(fù)雜度和同步精確度的折中進行選擇。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于針對每一個發(fā)射天線的前導(dǎo)序列結(jié)構(gòu)是相同的，均是順序排列的兩個短PN序列和兩個長PN序列，而PN序列是各不相同的。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述檢測出幀到達時間、估計出數(shù)據(jù)幀的抽樣符號時間偏移和頻率偏移的步驟包括粗略估計出幀的到達時間，然后聯(lián)合估計出抽樣符號時間偏移和整數(shù)頻率偏移，最后估計出小數(shù)頻率偏移。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于所述粗略估計出幀的到達時間的步驟包括按照以下方式，根據(jù)判決變量mj(k)來估計出幀的到達時間(1)判斷mj(k)＞0是否對所有的接收天線均滿足，如果是，則執(zhí)行步驟(2)；(2)---m(k)=medianm1(k)m2(k)···mNr(k);]]>其中median{}為取中間值的操作，m(k)所對應(yīng)的k值即為所有接收天線的幀到達時間，其中，在時間k處，對于接收天線j，的判決變量mj(k)表示為mj(k)＝|Gj(k)|-TH×Pj(k)其中，TH是設(shè)定的幀到達閾值，Gj(k)=Σl=0L-1(xj(k-l)×xj*(k-l-L)),]]>Pj(k)=Σl=0L-1(xj(k-l)×xj*(k-l)),]]>xj(K)為接收信號，L是短PN序列的長度。
10.根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于所述聯(lián)合估計出抽樣符號時間偏移和整數(shù)頻率偏移的步驟包括如果定義幀起始時間后的接收信號為rj(k)，對應(yīng)接收天線j與發(fā)射天線i，則用于估計符號時間偏移和整數(shù)頻率偏移的判決變量Λi，j(k，m)如下Λi,j(k,m)=Σl=0D-1(rj(k-l)×pni*(l))+Σl=0D-1(Rj(m-n)×PNi*(n))]]>其中，對應(yīng)于Λi，j(k，m)最大時的k，m分別對應(yīng)于接收天線j估計出的來自發(fā)射天線i的信號的符號時間偏移和整數(shù)頻率偏移，將對應(yīng)所有發(fā)射天線的各個k取最小值得到接收天線j上接收信號應(yīng)該糾正的符號時間偏移，將所有發(fā)射天線的各個m取中間值得到整數(shù)頻率偏移。
11.根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于所述估計出小數(shù)頻率偏移的步驟包括如果定義符號時間同步和整數(shù)頻率偏移糾正后的接收信號為sj(k)，針對接收天線j，用于估計小數(shù)頻率偏移的判決變量λj(f)如下λj(f)=tan-1(Σl=0D-1sj(k-l)sj*(k-l-D)).]]>
全文摘要
根據(jù)本發(fā)明，提出了一種多天線正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)中的時頻同步方法，所述方法包括以下步驟在發(fā)射端，在針對每一個發(fā)射天線的成幀數(shù)據(jù)中插入前導(dǎo)序列，所述前導(dǎo)序列包括兩個短PN序列和兩個長PN序列；在接收端，接收來自每一個接收天線上的數(shù)據(jù)幀，根據(jù)數(shù)據(jù)幀中所包括的所述前導(dǎo)序列，檢測出幀到達時間，估計出數(shù)據(jù)幀的抽樣符號時間偏移和頻率偏移，并根據(jù)估計出的抽樣符號時間偏移和頻率偏移對接收到的數(shù)據(jù)幀進行時間和頻率上的調(diào)整，從而實現(xiàn)時頻同步。
文檔編號H04L1/06GK1992700SQ20051013740
公開日2007年7月4日 申請日期2005年12月30日 優(yōu)先權(quán)日2005年12月30日
發(fā)明者白偉, 金永鶴, 李小強, 付景興 申請人:北京三星通信技術(shù)研究有限公司, 三星電子株式會社