專(zhuān)利名稱(chēng)：多天線正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無(wú)線信息傳輸領(lǐng)域，特別是采用正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)的無(wú)線局域網(wǎng)、固定無(wú)線接入、移動(dòng)通信、地面數(shù)字電視廣播等信息傳輸系統(tǒng)和標(biāo)準(zhǔn)。更具體地，本發(fā)明涉及一種多天線(MIMO)OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)方法。
背景技術(shù)：
隨著無(wú)線網(wǎng)絡(luò)、多媒體技術(shù)和因特網(wǎng)的逐漸融合，人們對(duì)無(wú)線通信業(yè)務(wù)的類(lèi)型和質(zhì)量的要求越來(lái)越高。為滿足無(wú)線多媒體和高速率數(shù)據(jù)傳輸?shù)囊螅枰_(kāi)發(fā)新一代無(wú)線通信系統(tǒng)。在新一代無(wú)線系統(tǒng)中，將廣泛采用一些新技術(shù)，如正交頻分復(fù)用(OFDM)、多天線(MIMO)等。
OFDM是在頻域把信道分成許多正交子信道，將整個(gè)寬帶頻率選擇性信道分成相對(duì)平坦的子信道，同時(shí)，在每個(gè)OFDM符號(hào)間插入循環(huán)前綴(CP)作為保護(hù)間隔(GI)，大大減小了符號(hào)間干擾(ISI)。由于OFDM具有抗多徑能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，它在xDSL、DVB、DAB和WLAN、IEEE 802.16等系統(tǒng)中得到成功應(yīng)用。目前，第三代移動(dòng)通信標(biāo)準(zhǔn)化組織(3GPP)的長(zhǎng)期演進(jìn)計(jì)劃(LTE)中，也把它作為下(上)行的關(guān)鍵傳輸技術(shù)。
MIMO系統(tǒng)是指在發(fā)送和接收端使用多元天線陣列，這樣做能顯著提高系統(tǒng)容量和無(wú)線傳輸鏈路質(zhì)量。利用MIMO技術(shù)提高系統(tǒng)容量和傳輸質(zhì)量的方式包括兩類(lèi)空分復(fù)用和空間分集?？辗謴?fù)用的典型應(yīng)用實(shí)例是貝爾實(shí)驗(yàn)室提出的分層空時(shí)結(jié)構(gòu)(BLAST)，把整個(gè)數(shù)據(jù)流分解成若干個(gè)單獨(dú)的子數(shù)據(jù)流從多幅天線并行發(fā)送；在接收天線大于或等于發(fā)送天線數(shù)時(shí)，BLAST的信道容量與發(fā)送天線數(shù)成線性關(guān)系?？臻g分集是利用發(fā)送、接收天線間的多徑傳播來(lái)提高系統(tǒng)魯棒性；又包括接收分集和發(fā)送分集，如空時(shí)格碼和空時(shí)分組碼等。
MIMO與OFDM相結(jié)合的MIMO OFDM傳輸技術(shù)具有兩者的優(yōu)點(diǎn)，它既通過(guò)OFDM調(diào)制把頻率選擇性MIMO衰落信道分解成一組并行平坦衰落信道，又利用MIMO技術(shù)提高了系統(tǒng)容量，適用于傳輸高速率、高質(zhì)量的多媒體業(yè)務(wù)。
MIMO OFDM系統(tǒng)中，為恢復(fù)發(fā)射符號(hào)，接收端需正確估計(jì)每個(gè)發(fā)送、接收天線對(duì)之間的信道增益，這需通過(guò)信道估計(jì)完成。當(dāng)OFDM符號(hào)的保護(hù)間隔小于多徑信道最大時(shí)延擴(kuò)展時(shí)，OFDM符號(hào)間存在嚴(yán)重的符號(hào)間干擾(ISI)，這些干擾也存在于用于信道估計(jì)的導(dǎo)頻序列之間，導(dǎo)致信道估計(jì)不準(zhǔn)確。為此，本發(fā)明提出一種多天線(MIMO)OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)方法，可以減小用于信道估計(jì)的導(dǎo)頻符號(hào)之間的干擾，達(dá)到提高信道估計(jì)精度及正確恢復(fù)發(fā)射信號(hào)的目的。
參考文獻(xiàn)列表[1]3GPP R1-050590，NTT DoCoMo，Physical channels andmultiplexing in evolved UTRA downlink，RAN1 Ad Hoc on LTE[2]3GPP R1-050591，NTT DoCoMo，Physical channels andmultiplexing in evolved UTRA uplink，RAN1 Ad Hoc on LTE[3]YeLi等人發(fā)表在IEEE JSAC，19(3)，1999上的文章Channelestimation for OFDM systems with transmitter diversity in mobilewireless channels[4]Cioffi，J.等人發(fā)表在IEEE trans.comm.，vol.42，no.10，1994上的文章A data-driven multitone echo canceller[5]Kim，D等人發(fā)表在IEEE JSAC，vol.16，No.9，1998上的文章Residual ISI cancellation for OFDM with application to HDTVbroadcasting[6]3GPP R1-050622，Alcatel，Ericsson，F(xiàn)ujitsu，et al.，Principlesfor the Evolved UTRA radio-access concept，RAN1 Ad Hoc on LTE

發(fā)明內(nèi)容
在OFDM系統(tǒng)中，當(dāng)保護(hù)間隔時(shí)間長(zhǎng)度小于多徑信道最大時(shí)延擴(kuò)展時(shí)，OFDM符號(hào)間會(huì)存在干擾。對(duì)用于信道估計(jì)的訓(xùn)練符號(hào)而言，干擾將影響信道估計(jì)精度，進(jìn)一步降低了系統(tǒng)誤比特率性能。
因此，本發(fā)明的目的在于提供一種保護(hù)間隔不足的OFDM信道估計(jì)方法。
為了實(shí)現(xiàn)上述目的，根據(jù)本發(fā)明，提出了一種多天線正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)方法，利用前半部序列與后半部序列相同的導(dǎo)頻序列進(jìn)行信道估計(jì)，所述方法包括以下步驟在發(fā)射端，設(shè)置呈循環(huán)移位關(guān)系的導(dǎo)頻序列，并對(duì)導(dǎo)頻序列進(jìn)行IFFT變換后發(fā)射；在接收端，刪除接收的導(dǎo)頻序列的前半部分并復(fù)制接收的導(dǎo)頻序列的后半部分；把復(fù)制序列插入接收的導(dǎo)頻的前半部位置以重建導(dǎo)頻序列；對(duì)重建序列進(jìn)行FFT變換；以及根據(jù)發(fā)射的導(dǎo)頻序列及重建的導(dǎo)頻序列，估計(jì)信道增益系數(shù)。
優(yōu)選地，在發(fā)射端的每幅天線上設(shè)置循環(huán)移位的導(dǎo)頻序列。
優(yōu)選地，所述導(dǎo)頻序列為線性調(diào)頻序列。
優(yōu)選地，在將導(dǎo)頻序列發(fā)送到正交頻分復(fù)用載波端時(shí)，在正交頻分復(fù)用載波端的偶載波上傳送線性調(diào)頻序列，而在奇載波上傳送數(shù)據(jù)零。
優(yōu)選地，所述導(dǎo)頻序列為 其中A0為幅度，n為載波序號(hào)，N為總載波數(shù)。
優(yōu)選地，利用最小二乘法估計(jì)信道增益系數(shù)。
優(yōu)選地，利用最小均方差法估計(jì)信道增益系數(shù)。
為克服干擾對(duì)信道估計(jì)的影響，本發(fā)明提出在不同發(fā)射天線間采用改進(jìn)的線性調(diào)頻序列，該序列發(fā)送到OFDM載波上時(shí)，OFDM的偶載波上傳送線性調(diào)頻序列，奇載波上傳輸零。且該序列有以下特征(I)DFT變換后恒定幅度；序列的前半部與后半部相同。同時(shí)，不同天線之間采用不同導(dǎo)頻序列，且這些序列之間互為循環(huán)移位。
因采用的信道估計(jì)序列的前后兩半部分相同，它們經(jīng)信道傳輸后，接收序列也應(yīng)相同；但當(dāng)保護(hù)間隔不足時(shí)，訓(xùn)練序列受到ISI的影響，且大部分ISI存在前半序列中。若丟棄接收序列的前半部分，則可消除ISI；同時(shí)，把接收序列的后半部分復(fù)制到原前半序列的位置，則可恢復(fù)全部的接收序列；最后，利用發(fā)射序列和重建序列作LS估計(jì)，可提高信道估計(jì)精度。
因重建的導(dǎo)頻序列受到的ISI較原接收導(dǎo)頻序列大大減小，利用它獲得的信道估計(jì)精度也相應(yīng)提高，保證了正確的符號(hào)恢復(fù)。


下面將參照附圖，對(duì)本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例進(jìn)行詳細(xì)的描述，其中圖1是示出了可應(yīng)用根據(jù)本發(fā)明的信道估計(jì)方法的MIMO OFDM系統(tǒng)的方框圖；圖2是示出了已有導(dǎo)頻序列的示意圖；圖3示出了傳統(tǒng)最小二乘(LS)估計(jì)方法的示例；圖4示出了用于本發(fā)明信道估計(jì)方法的導(dǎo)頻序列的示例；圖5是用于解釋根據(jù)本發(fā)明的信道估計(jì)方法的原理的示意圖；圖6是示出了根據(jù)本發(fā)明的信道估計(jì)方法的步驟的流程圖；圖7示出了多徑衰落信道的功率分布的示例；以及圖8是用于比較本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)的效果的曲線圖。
具體實(shí)施例方式
下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明作具體說(shuō)明。應(yīng)該指出，所描述的實(shí)施例僅是為了說(shuō)明的目的，而不是對(duì)本發(fā)明范圍的限制。所描述的各種數(shù)值并非用于限定本發(fā)明，這些數(shù)值可以根據(jù)本領(lǐng)域普通技術(shù)人員的需要進(jìn)行任何適當(dāng)?shù)男薷摹?br> 圖1是示出了可應(yīng)用根據(jù)本發(fā)明的信道估計(jì)方法的MIMO OFDM系統(tǒng)的方框圖。所示MIMO OFDM系統(tǒng)具有NT幅發(fā)射天線和NR幅接收天線。在發(fā)送端，符號(hào)流經(jīng)空時(shí)編碼或復(fù)用模塊101把數(shù)據(jù)符號(hào)編碼或復(fù)用到每個(gè)天線支路端，利用插入導(dǎo)頻模塊102～102’在每支路數(shù)據(jù)中插入導(dǎo)頻序列，把數(shù)據(jù)、導(dǎo)頻符號(hào)經(jīng)逆離散傅氏變換IDFT模塊103～103’調(diào)制為多載波信號(hào)，經(jīng)加入循環(huán)前綴模塊104～104’形成OFDM信號(hào)，并經(jīng)天線105～105’發(fā)射到信道。
在接收端，移出循環(huán)前綴模塊107～107’把每天線支路接收到的OFDM符號(hào)中的CP刪除，并利用傅氏變換DFT模塊108～108’對(duì)OFDM符號(hào)進(jìn)行解調(diào)。之后，在信號(hào)處理模塊109完成空時(shí)譯碼、信號(hào)恢復(fù)等操作。信道估計(jì)模塊110利用一般的方法估計(jì)出多天線信道增益系數(shù)，它包括重建導(dǎo)頻110-1、DFT變換110-2和估計(jì)110-3等模塊。
假設(shè)第p幅天線的發(fā)射信號(hào)為Xp[n，k]，則第q幅天線接收到的第n個(gè)載波(共N個(gè)載波)的第k個(gè)符號(hào)可以由下面的公式(1)表示Yq[n,k]=Σp=0Nr-1Hq,p[n,k]Xp[n,k]+Wq[n,k]---(1)]]>式中，Hp，q[n，k]是第p幅發(fā)射天線和第q幅接收天線之間的頻域信道系數(shù)，Wq[n，k]是頻域噪聲。寫(xiě)成如公式(2)所示的矢量形式Y(jié)q＝HqpXp+Wq(2)其中，頻域信道向量Hqp＝hqpF，F(xiàn)為FFT陣，hqp＝[hqp(0)…h(huán)qp(L-1)]為L(zhǎng)階多徑信道，代入式(2)重寫(xiě)為公式(3)Yq＝hFX+wq(3)令Q＝FX，則得到公式(4)Yq＝hQ+Wq(4)信道估計(jì)的目的是通過(guò)發(fā)射接收端已知的訓(xùn)練序列(導(dǎo)頻)，估計(jì)出信道脈沖響應(yīng)，即由式(4)求解h，根據(jù)文獻(xiàn)[3]公開(kāi)的內(nèi)容可以得到其最小二乘解，如下面的公式(5)所示hq＝(QHQ)+QYq(5)這里，“H”表示厄爾米特轉(zhuǎn)置，“+”表示偽逆。
用于MIMO OFDM信道估計(jì)的已有訓(xùn)練序列有多種，如IEEE802.11n采用長(zhǎng)為2個(gè)OFDM符號(hào)的長(zhǎng)訓(xùn)練符號(hào)(T1～T2)，它與前面的短訓(xùn)練符號(hào)之間插入保護(hù)間隔抗GI符號(hào)間干擾，如圖2中的(a)所示。3GPP LTE提案中也提出了一些導(dǎo)頻序列結(jié)構(gòu)，如圖2中的(b)所示。
但是，當(dāng)保護(hù)間隔時(shí)間長(zhǎng)度小于多徑信道最大時(shí)延擴(kuò)展時(shí)，將在導(dǎo)頻符號(hào)之間以及數(shù)據(jù)符號(hào)之間造成ISI。對(duì)用于信道估計(jì)的訓(xùn)練符號(hào)而言，干擾將引起信道估計(jì)誤差，進(jìn)一步影響到數(shù)據(jù)符號(hào)恢復(fù)的正確性。
圖3示出了在上述情況下采用最小二乘(LS)信道估計(jì)器的估計(jì)方法，先發(fā)送導(dǎo)頻序列，該序列經(jīng)信道傳輸?shù)浇邮斩?，接收端利用接收的?dǎo)頻信號(hào)和存儲(chǔ)在接收端的該導(dǎo)頻信號(hào)，利用最小二乘(LS)方法進(jìn)行信道估計(jì)。
為降低導(dǎo)頻序列的峰值平均功率比，文獻(xiàn)[4]提出了如下具有恒包絡(luò)特性的訓(xùn)練序列，如公式(6)所示S(n)＝A0exp(jπn2/N)，n＝0，…，N-1(6)式中，A0為幅度，n為載波序號(hào)，N為總載波數(shù)。該信號(hào)為雷達(dá)技術(shù)中常用的線性調(diào)頻(chirp)信號(hào)，它具有經(jīng)(I)DFT變換后幅度恒定的特點(diǎn)。為提高信道估計(jì)性能，文獻(xiàn)[5]將其改進(jìn)為下面的公式(7)表示的序列 該序列具有以下特征其前半部序列與后半部序列相同，如圖4中的(a)所示。
本發(fā)明將其推廣應(yīng)用到MIMO OFDM系統(tǒng)中。注意到在多天線系統(tǒng)中，為減小干擾，不同天線間的導(dǎo)頻符號(hào)一般設(shè)計(jì)為正交或時(shí)移正交。為此，本發(fā)明設(shè)計(jì)不同天線之間采用周期N/2NT的循環(huán)移位的導(dǎo)頻序列，如圖4中的(a)和(b)所示，其中(a)表示第一幅天線發(fā)射的導(dǎo)頻序列，(b)表示第二幅天線發(fā)射的導(dǎo)頻序列。
圖5是用于解釋根據(jù)本發(fā)明的信道估計(jì)方法的原理的示意圖?；诟倪M(jìn)線性調(diào)頻序列的上述特征，本發(fā)明所提出的信道估計(jì)的原理為因序列的前后兩半部分相同，它們經(jīng)信道傳輸后，接收序列也應(yīng)相同；但當(dāng)保護(hù)間隔不足時(shí)，訓(xùn)練序列受到ISI的影響，且大部分ISI存在前半序列中。若丟棄接收序列的前半部分，則可消除ISI；同時(shí)，把接收序列的后半部分復(fù)制到原前半序列的位置，則可恢復(fù)全部的接收序列；最后，利用發(fā)射序列和重建序列作信道估計(jì)，可提高估計(jì)精度。
圖6是示出了根據(jù)本發(fā)明的信道估計(jì)方法的步驟的流程圖。
首先，在步驟601，在發(fā)射端，設(shè)置呈循環(huán)移位關(guān)系的導(dǎo)頻序列(在本實(shí)施例中，選用上述改進(jìn)線性調(diào)制序列，但本發(fā)明并不局限于此，只要導(dǎo)頻序列的前后兩半部分相同)。然后，在步驟602，對(duì)導(dǎo)頻序列進(jìn)行IFFT變換后發(fā)射。在步驟603，在接收端，刪除接收導(dǎo)頻序列的前半部分。然后，在步驟604，復(fù)制接收導(dǎo)頻序列的后半部分，并在步驟605，把復(fù)制序列插入接收導(dǎo)頻的前半部位置。然后，在步驟606，對(duì)重建序列進(jìn)行FFT變換。最后，在步驟607，根據(jù)發(fā)射導(dǎo)頻序列及重建導(dǎo)頻序列，估計(jì)信道增益系數(shù)。
因重建的導(dǎo)頻序列受到的ISI較原接收導(dǎo)頻序列大大減小，利用它獲得的信道估計(jì)精度也相應(yīng)提高，保證了正確的符號(hào)恢復(fù)。
此外，在MIMO OFDM系統(tǒng)中，在發(fā)射端的每幅天線上設(shè)置循環(huán)移位的導(dǎo)頻序列。而且，可以利用最小二乘法、最小均方差法等多種方法來(lái)估計(jì)信道增益系數(shù)。
下面，將參照?qǐng)D7和圖8，對(duì)本發(fā)明和現(xiàn)有技術(shù)進(jìn)行比較。圖7示出了多徑衰落信道的功率分布的示例；以及圖8是用于比較本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)的效果的曲線圖。
通過(guò)仿真實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證本發(fā)明所提出的信道估計(jì)方法的性能，設(shè)系統(tǒng)參數(shù)為·2根發(fā)射2根接收天線·載頻5GHz·系統(tǒng)帶寬20MHz·每個(gè)OFDM符號(hào)總載波數(shù)N＝64·QPSK調(diào)制，未編碼·信道多普勒頻率80Hz·9徑信道，每徑功率呈指數(shù)分布，如圖7所示，將每徑功率對(duì)第一徑進(jìn)行歸一化，由此得到每徑的功率依次為[exp(0)exp(-1)exp(-2)exp(-3)exp(-4)exp(-5)exp(-6)exp(-7)exp(-8)]。
圖8示出了所得到的仿真結(jié)果?？梢钥吹?，當(dāng)CP＝0時(shí)，即OFDM符號(hào)間無(wú)保護(hù)間隔，系統(tǒng)會(huì)存在嚴(yán)重的符號(hào)間干擾，采用本發(fā)明提出的方法進(jìn)行信道估計(jì)所獲得的系統(tǒng)誤符號(hào)率SER性能優(yōu)于未重建導(dǎo)頻序列的一般方法。當(dāng)CP＝4時(shí)，相對(duì)于9徑的信道，OFDM符號(hào)間保護(hù)間隔也不足夠，符號(hào)間也存在干擾，這時(shí)，采用本發(fā)明提出的方法進(jìn)行信道估計(jì)所獲得的系統(tǒng)SER性能仍優(yōu)于一般方法。
盡管已經(jīng)針對(duì)典型實(shí)施例示出和描述了本發(fā)明，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)該理解，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍的情況下，可以進(jìn)行各種其他的改變、替換和添加。因此，本發(fā)明不應(yīng)該被理解為被局限于上述特定實(shí)例，而應(yīng)當(dāng)由所附權(quán)利要求所限定。
權(quán)利要求
1.一種多天線正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)方法，利用前半部序列與后半部序列相同的導(dǎo)頻序列進(jìn)行信道估計(jì)，所述方法包括以下步驟在發(fā)射端，設(shè)置呈循環(huán)移位關(guān)系的導(dǎo)頻序列，并對(duì)導(dǎo)頻序列進(jìn)行IFFT變換后發(fā)射；在接收端，刪除接收的導(dǎo)頻序列的前半部分并復(fù)制接收的導(dǎo)頻序列的后半部分；把復(fù)制序列插入接收的導(dǎo)頻的前半部位置以重建導(dǎo)頻序列；對(duì)重建序列進(jìn)行FFT變換；以及根據(jù)發(fā)射的導(dǎo)頻序列及重建的導(dǎo)頻序列，估計(jì)信道增益系數(shù)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的多天線正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)方法，其特征在于在發(fā)射端的每幅天線上設(shè)置循環(huán)移位的導(dǎo)頻序列。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的多天線正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)方法，其特征在于所述導(dǎo)頻序列為線性調(diào)頻序列。
4.根據(jù)前述權(quán)利要求之一所述的多天線正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)方法，其特征在于在將導(dǎo)頻序列發(fā)送到正交頻分復(fù)用載波端時(shí)，在正交頻分復(fù)用載波端的偶載波上傳送線性調(diào)頻序列，而在奇載波上傳送數(shù)據(jù)零。
5.根據(jù)前述權(quán)利要求之一所述的多天線正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)方法，其特征在于所述導(dǎo)頻序列為 其中A0為幅度，n為載波序號(hào)，N為總載波數(shù)。
6.根據(jù)前述權(quán)利要求之一所述的多天線正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)方法，其特征在于利用最小二乘法估計(jì)信道增益系數(shù)。
7.根據(jù)前述權(quán)利要求之一所述的多天線正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)方法，其特征在于利用最小均方差法估計(jì)信道增益系數(shù)。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種提高多天線OFDM信道估計(jì)精度的導(dǎo)頻序列發(fā)送、接收方法。當(dāng)導(dǎo)頻符號(hào)的保護(hù)間隔不夠時(shí)，經(jīng)多徑信道傳播后的接收符號(hào)中存在符號(hào)間干擾。為降低干擾對(duì)信道估計(jì)的影響，提出在不同天線間發(fā)送循環(huán)移位的線性調(diào)頻序列；接收處理，利用該序列的對(duì)稱(chēng)性特征，刪除符號(hào)間干擾較多的前半部分序列；同時(shí)，把接收序列的后半部分復(fù)制到原前半序列的位置并重建接收序列，這減小了導(dǎo)頻序列的符號(hào)間干擾；最后，利用重建序列作信道估計(jì)。利用該方法進(jìn)行信道估計(jì)可提高估計(jì)精度和系統(tǒng)誤比特率性能。
文檔編號(hào)H04L27/26GK1980201SQ20051012950
公開(kāi)日2007年6月13日 申請(qǐng)日期2005年12月5日 優(yōu)先權(quán)日2005年12月5日
發(fā)明者黎海濤, 李繼峰 申請(qǐng)人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會(huì)社