專利名稱：移動通信系統(tǒng)的接收裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
根據(jù)專利權(quán)利要求1前序部分的句子，本發(fā)明涉及一種用于移動通信系統(tǒng)的接收裝置。設(shè)計例如這樣的一個接收裝置來解調(diào)接收的信號，在發(fā)射器端可以使用不同調(diào)制類型來調(diào)制該信號。
背景技術(shù)：
在基于藍牙標準版本1.1的數(shù)字無繩通信系統(tǒng)的情況下，以大約1Mbit/s的速率傳輸數(shù)據(jù)。在這種情況下使用二值GFSK(高斯頻移鍵控)調(diào)制方法。GFSK調(diào)制方法是頻率鍵控調(diào)制方法(FSK-頻移鍵控)。而且，在發(fā)射端使用高斯濾波器以便為基于GFSK的調(diào)制限制頻率帶寬。例如這樣的一個濾波器在頻率或數(shù)據(jù)脈沖上執(zhí)行脈沖整形，對于每個數(shù)據(jù)符號的脈沖遍布在大于一個符號時間周期T的時間上。
為了實現(xiàn)較高數(shù)據(jù)傳輸速率，一個選擇是使用具有較多值的調(diào)制方法，例如四值DQPSK方法(差分正交相移鍵控)或通常是DMPSK方法，其中傳輸?shù)氖荕個值符號而不是二值比特，M＞4。藍牙標準的另外版本(可能甚至是版本1.2，但也可能是最新版本2.0)正計劃使用具有較多值的調(diào)制方法增加數(shù)據(jù)速率。
為了在標準數(shù)字無線傳輸系統(tǒng)中以一個標準的后期版本增加數(shù)據(jù)速率，一旦無線鏈路已經(jīng)存在某一時間，值得做的是從具有少量值的調(diào)制方法(例如GFSK)變換到具有較多值的調(diào)制方法(例如DQPSK)。這允許標準的新版本向后兼容標準的較早版本。在藍牙標準的情況中建立連接或建立所謂皮網(wǎng)絡(luò)的過程在這種情況下可以通過具有少量值的調(diào)制方法來執(zhí)行，該過程用于應(yīng)用該標準的所有設(shè)備。如果在已經(jīng)建立的鏈路或皮網(wǎng)絡(luò)中的設(shè)備被設(shè)計用于具有較多值的調(diào)制，這些設(shè)備可以用于隨后的數(shù)據(jù)傳輸。通常，在基于TDMA(時分多址)的數(shù)字移動無線系統(tǒng)中，以數(shù)據(jù)突發(fā)(data bursts)的形式傳輸信息，該數(shù)據(jù)突發(fā)的定時被限定。在面向分組的移動無線系統(tǒng)的情況中，要被傳輸?shù)臄?shù)據(jù)分組遍布在一個或多個數(shù)據(jù)突發(fā)上。數(shù)據(jù)突發(fā)包括第一數(shù)據(jù)突發(fā)報頭或數(shù)據(jù)分組報頭。該報頭包含所需的信息，用于尋址遠程位置以及用于表示分組類型，并且因此由于兼容性的原因應(yīng)該使用具有少量值的調(diào)制方法傳輸該報頭用于標準的所有版本。通過切換到使用較多值的第二調(diào)制方法將該報頭指示給對應(yīng)遠程位置也是切實可行的。然后僅僅在數(shù)據(jù)突發(fā)的第二部分中執(zhí)行到使用較多值的調(diào)制方法的切換。如果連續(xù)傳輸多個數(shù)據(jù)分組，因而可替換地多次切換調(diào)制方法。
無導(dǎo)線通信系統(tǒng)的一個基本問題是在發(fā)射器和接收器之間存在頻率偏移，也就是說在接收信號的載頻和施加到接收器中的混頻器的頻率之間有誤差以便下混合(down-mixing)該接收的信號，這意味著或者提供給單獨混頻器的頻率用于直接下混合到基帶，否則提供給第一混頻器該頻率用于下混合到中頻以及提供給第二混頻器的頻率用于從中頻下混合到基帶。為了克服這個問題，必須在接收器端估計和校正頻率偏移。尤其，例如藍牙或DECT的無導(dǎo)線通信系統(tǒng)就執(zhí)行復(fù)雜度和功耗而言需要一個簡單的解決方案，因為制造商對低成本和低功耗同時有嚴格的要求。用于無繩通信系統(tǒng)的接收設(shè)備優(yōu)選地使用相對精確度通常為20ppm的低成本晶體振蕩器。對于藍牙通信系統(tǒng)，這意味著在兩個通信雙方之一中的頻率偏移為50kHz。由于在兩個通信雙方也就是說發(fā)射器和接收器中頻率偏移也隨著相反的數(shù)學信號而發(fā)生，則最大頻率偏移大約為100KHz。因此，為了確保好的接收質(zhì)量，在接收器中估計和補償頻率偏移是絕對必需的。
圖1a說明了數(shù)據(jù)突發(fā)的結(jié)構(gòu)，該數(shù)據(jù)突發(fā)可以在已經(jīng)建立的皮網(wǎng)絡(luò)中的訂戶之間基于比藍牙標準版本1.1高的藍牙標準由藍牙傳輸系統(tǒng)中的無線電設(shè)備進行相互交換。在圖1a中，數(shù)據(jù)突發(fā)或數(shù)據(jù)分組具有一個設(shè)置在開始的存取碼，該存取碼具有72μs的持續(xù)時間并且包括4μs長前同步碼、64μs長同步字和4μs長報尾。使用兩值GFSK調(diào)制方法調(diào)制存取碼。通過存取碼在特定標準的基礎(chǔ)上發(fā)送皮網(wǎng)絡(luò)的識別和同步信息。在這種情況下以1Mbit/s的第一數(shù)據(jù)速率發(fā)送數(shù)據(jù)。具有52μs的持續(xù)時間的報頭緊隨該存取碼，同樣地使用二值GFSK調(diào)制方法調(diào)制該報頭，除了尋址關(guān)于所用分組類型的信息和細節(jié)之外，同樣地，該報頭還包含關(guān)于第二數(shù)據(jù)速率的信息，在該數(shù)據(jù)速率上意欲傳輸隨后的有效載荷數(shù)據(jù)。由可選項、5μs長防護時間間隔和11μs長同步或訓(xùn)練序列形成的部分緊隨該報頭。對于防護時間間隔在可選時間周期期間不傳輸數(shù)據(jù)。防護時間間隔用于在發(fā)射和接收端上切換與調(diào)制相關(guān)的元件。同步或訓(xùn)練序列具有為接收器已知的訓(xùn)練符號序列并且用于信道估計。有效載荷數(shù)據(jù)區(qū)域緊隨這個訓(xùn)練序列。使用基于DMPSK調(diào)制其中M≥4的第二調(diào)制方法調(diào)制傳輸這個有效載荷數(shù)據(jù)。報尾然后緊隨有效載荷數(shù)據(jù)末端，該報尾還結(jié)束了數(shù)據(jù)突發(fā)。
圖1b以示意圖的形式示出了在數(shù)據(jù)突發(fā)上頻率偏移的容差需求。根據(jù)該圖，在存取碼期間來自標稱載頻Fc的最大誤差是±75kHz。這個值涉及初始頻率偏移，該初始頻率偏移包含在存取碼的時間周期期間可能發(fā)生的任何漂移。在整個數(shù)據(jù)突發(fā)的剩余部分上來自初始頻率偏移的任何漂移不應(yīng)該大于±10kHz。
在現(xiàn)有技術(shù)中已知的接收器結(jié)構(gòu)使用頻率偏移補償電路，基于頻率偏移的估計值使用該頻率偏移補償電路來設(shè)置從晶體振蕩器中發(fā)射的參考頻率。然而，在一定程度上這個結(jié)構(gòu)有缺點，一方面是需要額外的硬件；另一方面是為了調(diào)整晶體振蕩器需要相對長的時間。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的一個目的是為移動通信系統(tǒng)指定一個接收裝置，設(shè)計該接收裝置來解調(diào)使用不同調(diào)制類型已經(jīng)調(diào)制的接收信號，以及其中可以用相對小的復(fù)雜度和快速時間響應(yīng)估計和補償頻率偏移。
這個目的可以通過專利權(quán)利要求1的特征來實現(xiàn)。在從屬權(quán)利要求中詳細說明了有利的新的裝置或經(jīng)過改進的裝置。
根據(jù)本發(fā)明的用于移動通信系統(tǒng)的接收裝置具有第一接收部分，設(shè)計該第一接收部分用于解調(diào)第一調(diào)制類型的接收信號；以及第二接收部分，設(shè)計該第二接收部分用于解調(diào)第二調(diào)制類型的接收信號。第一接收部分包含頻率偏移估計單元，第二接收部分包含頻率校正單元用于校正頻率偏移，以及第一接收部分連接到第二接收部分用于傳輸估計的頻率偏移。
因此本發(fā)明能有效補償發(fā)射器和接收器之間的頻率偏移。使用第一調(diào)制類型基于接收的信號可以快速和有效地估計頻率偏移，并且然后將頻率偏移傳送給第二接收部分，其中基于第二調(diào)制類型處理接收的信號。在這種情況下，第二調(diào)制類型是基于具有較多值的調(diào)制方法，通過實例，使用該調(diào)制方法在發(fā)射器端調(diào)制有效載荷數(shù)據(jù)。
例如，第一調(diào)制類型可以是二值頻率調(diào)制方法，第二調(diào)制類型可以是具有值M≥4的調(diào)制方法。
通過估計頻率調(diào)制接收的信號中的已知位序列優(yōu)選地設(shè)計第一接收部分中的頻率偏移估計單元來估計頻率偏移。在例如藍牙或DECT的突發(fā)傳輸(burst transmission)方法的情況下，這個位序列位于數(shù)據(jù)突發(fā)中的已知固定位置。在基于比藍牙標準版本1.1高的藍牙標準的藍牙傳輸系統(tǒng)中使用的數(shù)據(jù)突發(fā)的結(jié)構(gòu)情況下，如圖1a所示的，這個位序列是存取碼的一部分，該存取碼設(shè)置在數(shù)據(jù)突發(fā)的開始，該位序列例如由設(shè)置在存取碼末端的報尾形成并且由位序列“1010”或“0101”形成該數(shù)字子幀。在更一般的項中，有利的是存在具有相同數(shù)目0比特和1比特的位序列。在(G)FSK調(diào)制作為第一調(diào)制類型的情況下，能計算解調(diào)(G)FSK信號序列的平均值以及使用這個平均值確定頻率偏移。
除了這之外，以這樣的一種方式優(yōu)選地設(shè)計根據(jù)本發(fā)明的接收裝置接收裝置具有模擬接收部分(或者模擬前端)，其輸入端連接天線并且具有分別與第一接收部分和第二接收部分連接的兩個輸出端。模擬接收部分包含一個混頻器，通過該混頻器將模擬接收的信號混合到中頻，或者直接混合到基帶。因此，使用第一調(diào)制類型調(diào)制的接收信號經(jīng)由第一輸出端從模擬接收部分傳給第一接收部分，使用第二調(diào)制類型調(diào)制的接收信號經(jīng)由第二輸出端傳給第二接收部分。
優(yōu)選地，使用第二調(diào)制類型在發(fā)射器端上解調(diào)有效載荷信號，并且經(jīng)由發(fā)射器的第二輸出端將有效載荷信號從模擬接收部分傳給第二接收部分。然后作為接收信號將有效載荷信號提供給頻率校正單元的第一輸入端，該接收信號已經(jīng)混合到中間比特頻率或直接混合到基帶。將表示估計的頻率偏移的信號提供給頻率校正單元的第二輸入端。在這種情況下，頻率校正單元可以采用具有模擬/數(shù)字(A/D)轉(zhuǎn)換器的數(shù)字頻率校正單元的形式，在頻率校正單元的信號通道上游提供該模擬/數(shù)字(A/D)轉(zhuǎn)換器并且將已經(jīng)混合到中頻或直接混合到基帶的接收信號提供給該模擬/數(shù)字(A/D)轉(zhuǎn)換器。A/D轉(zhuǎn)換器的輸出端然后連接數(shù)字頻率校正單元的一個輸入端。
尤其是，基于CORDIC算法設(shè)計數(shù)字頻率校正單元用于頻率校正。CORDIC算法允許相對容易地執(zhí)行頻率校正。能以低電路復(fù)雜性執(zhí)行CORDIC算法，以便基于CORDIC算法的電路成本(即低成本的振蕩器和CORDIC校正)比具有復(fù)雜補償?shù)恼袷幤鞒杀旧?。在J.E.Volder的文章“CORDIC三角計算技術(shù)”(無線電工程師學會會報，電子計算機第8卷第330-334頁，1959年(IRE Trans.Electronic computers，Vol.8，pp.330-334，1959))中描述了CORDIC算法。該算法包含N次迭代并且通過定義的角度αn＝arctan(2-n)，n＝0.1，...，N-1該算法用于矢量的旋轉(zhuǎn)。如果如最初所描述的一樣，該矢量表示復(fù)數(shù)信號的矢量，則這個旋轉(zhuǎn)允許通過乘以頻率校正信號來改變信號的頻率。該旋轉(zhuǎn)角度隨著每次迭代的進行變得越來越小(α0＝45°＞α1＝26.6°＞...＞αN-1)，以便隨著迭代步驟數(shù)目的增加信號的頻率以不斷較小的步驟變化。通過CORDIC算法的數(shù)字頻率校正也是文獻DE19948899A1的主題，由此該文獻也包含在本申請的公開內(nèi)容中。
如果將接收的信號混合到模擬接收部分中包含的混頻器的中頻，然后可以將已經(jīng)混合到中頻的接收信號提供給頻率校正單元的第一輸入端，以及將表示頻率偏移和中頻之和的信號提供給頻率校正單元的第二輸入端。然而，當將接收的信號混合到中頻時，也可能在第二接收部分提供第一頻率校正單元和第二頻率校正單元，在這種情況下然后將已經(jīng)混合到中頻的接收信號提供給第一頻率校正單元的第一輸入端，并且將表示中頻的信號提供給第一頻率校正單元的第二輸入端，將來自第一頻率校正單元的輸出信號直接地或間接地提供給第二頻率校正單元的第一輸入端，并且將表示頻率偏移的信號提供給第一頻率校正單元的第二輸入端。
在模擬部分中由混頻器將接收的信號混合到中頻的情況下，還能將來自混頻器的輸出信號提供給帶通濾波器，尤其是，提供給多相濾波器。在這個帶通濾波器中包含的模擬電路元件遵守某些容差，以便可能提供與濾波器匹配單元連接的帶通濾波器。這個濾波器匹配單元可以與頻率誤差計算單元連接，該頻率誤差計算單元使用來自濾波器匹配單元傳輸?shù)男畔⑿盘柎_定帶通濾波器的濾波器曲線的任何頻率誤差。在第二接收部分中提供第一頻率校正單元和第二頻率校正單元，在這種情況下然后將已經(jīng)混合到中頻的接收信號提供給第一頻率校正單元的第一輸入，將表示中頻和由頻率誤差計算單元計算的頻率誤差之和的信號提供給第一頻率校正單元的第二輸入，以及將表示頻率偏移的信號提供給第二頻率校正單元。
如果有兩個頻率校正單元，那么一個或兩個頻率校正單元可以使用CORDIC算法來操作。作為將接收的信號混合到中頻的一個可替換方案，然而也能提供在模擬接收部分中包含的混頻器以將接收的信號直接地混合到基帶，在這種情況下然后將基帶信號提供給頻率校正單元的第一輸入端，并且將表示頻率偏移的信號提供給頻率校正單元的第二輸入端。
移動通信系統(tǒng)可以是基于突發(fā)(burst)操作的通信系統(tǒng)，例如根據(jù)藍牙或DECT標準操作的通信系統(tǒng)。根據(jù)本發(fā)明的接收裝置結(jié)果被設(shè)計用于突發(fā)數(shù)據(jù)傳輸。在一個優(yōu)選實施例中，頻率偏移估計單元則被設(shè)計成為突發(fā)的持續(xù)時間估計頻率偏移一次并且僅僅一次?；谠谡麄€突發(fā)的持續(xù)時間上已經(jīng)從頻率偏移估計單元提供的頻率偏移，設(shè)計頻率校正單元來執(zhí)行校正。
因而，在如上面描述的這個實施例的情況下，在突發(fā)開始估計頻率偏移一次并且這個估計值用作整個突發(fā)的剩余持續(xù)時間上頻率校正的基礎(chǔ)。在這種情況下起初可以忽略在突發(fā)期間發(fā)生的頻率偏移中的任何漂移。然而，為此目的可以提供另一個校正單元。尤其當相位調(diào)制方法用作第二調(diào)制類型時，可以將相位校正單元設(shè)置在第二接收部分中來自頻率校正單元的信號通道下游并且該相位校正單元設(shè)計成通過相位校正連續(xù)地補償頻率偏移中的漂移。由接收信號的載頻的漂移或提供給一個混頻器或多個混頻器的一個或多個參考頻率的漂移或所有這些頻率的漂移可以引起頻率偏移漂移。
在這種情況下，相位校正單元的信號通道上游可以包含一個延遲解調(diào)器，用于產(chǎn)生由數(shù)據(jù)符號的持續(xù)時間分離的那些采樣值的相位差值。將來自延遲解調(diào)器的連續(xù)相位差值提供給相位校正單元。在M值DPSK調(diào)制方法的情況下，通過乘以(2π)/M或offset+(2π)/M將相位從一個數(shù)據(jù)符號偏移到下一個數(shù)據(jù)符號，如在偏移DPSK調(diào)制方法(例如π/4-DPQSK)中一樣。對于8-DPSK調(diào)制方法來說從一個數(shù)據(jù)符號偏移到下一個數(shù)據(jù)符號的最小相移是(2π)/8＝π/4。因此，能使用相位校正單元在±π/8＝±22.5°范圍內(nèi)重新調(diào)整頻率偏移。
參考典型的實施例并且結(jié)合附圖在下文中將較詳細地說明本發(fā)明。其中


圖1a示出了數(shù)據(jù)突發(fā)結(jié)構(gòu)的圖解；
圖1b示出了在一個數(shù)據(jù)突發(fā)的時間周期上載頻和頻率偏移的精確度的容差需求的圖解；圖2示出了根據(jù)本發(fā)明的接收裝置的一個典型實施例；圖3示出了第二接收部分的第一典型實施例，在接收裝置中該第二接收部分連接到模擬接收部分；圖4示出了一個相位校正單元，用于在數(shù)據(jù)突發(fā)期間補償頻率偏移的漂移；圖5示出了第二接收部分的第二典型實施例，在根據(jù)本發(fā)明的接收裝置中該第二接收部分連接到模擬接收部分；圖6示出了第二接收部分的第三典型實施例，根據(jù)本發(fā)明的接收裝置中該第二接收部分連接到模擬接收部分；圖7示出了實現(xiàn)M-DPSK接收裝置的一個實例。
具體實施例方式
圖2以示意方塊圖的形式示出了根據(jù)本發(fā)明的接收裝置的一個典型實施例。接收裝置具有模擬接收部分10(模擬前端)、GFSK接收器部分20和M-DPSK接收器部分30。在模擬接收部分10中，首先將來自天線的接收信號提供給放大器11(LNA，低噪音放大器)。將放大的接收信號從放大器11提供給復(fù)混頻器(complex mixer)12，在該復(fù)雜混頻器12中以已知的方式在同相和彼此相移90度的正交信號通道中將該信號混合到中頻或基帶。然后將復(fù)數(shù)信號提供給多相濾波器13。然后信號通道分支?；蛘呓?jīng)由限制器14將信號提供給GFSK接收器部分20；或者經(jīng)由可編程增益控制器15(PGC)將信號提供給M-DPSK接收器部分30。
將數(shù)據(jù)突發(fā)中的GFSK調(diào)制符號相繼地提供給GFSK接收器部分20中的解調(diào)/同步單元21、抽取/濾波單元22和數(shù)字解調(diào)器23。將來自數(shù)字解諧器23的實值信號輸入到頻率偏移估計器24，在該頻率偏移估計器24中由數(shù)據(jù)突發(fā)的存取碼的4μs長報尾的1010或0101位序列估計頻率偏移。
首先將已經(jīng)用M值DPSK調(diào)制的數(shù)據(jù)突發(fā)信號提供給M-DPSK接收器部分30中的模擬/數(shù)字(A/D)轉(zhuǎn)換器31。然后將數(shù)字化信號傳給單元32，在該單元32中執(zhí)行數(shù)字解調(diào)、頻率偏移補償和相位再調(diào)整。然后以此方式將已經(jīng)解調(diào)的信號提供給灰度(Gray)解碼器33。時鐘恢復(fù)單元被設(shè)置在灰度解碼器33的信號通道下游，但是該時鐘恢復(fù)單元與本發(fā)明無關(guān)，因此在下文中將不進行描述。
圖3示出了與模擬接收部分10連接的M-DPSK接收器部分30的第一典型實施例。頻率校正單元310被設(shè)置在信號通道中來自A/D轉(zhuǎn)換器31的下游，該頻率校正單元310基于CORDIC算法進行操作并且因此在下文中也被稱為CORDIC混頻器310。將數(shù)字化的I和Q信號分量提供給這個CORDIC混頻器310。同樣，將一個表示中頻fif和頻率偏移foffset之和的信號提供給CORDIC混頻器310，具體地表達式為exp(-i·2·π·(fif+foffset)·Ts1)。在這種情況下從GFSK接收器部分20中的頻率偏移估計器24中獲得頻率偏移foffset。通過計算存取碼的報尾中位序列1010或0101的解調(diào)GFSK信號的平均值可以確定頻率偏移估計器24中的頻率偏移。這優(yōu)選地可以是以簡單數(shù)字累加器的形式，其輸出也可以被縮放，并且將該輸出提供給M-DPSK接收器部分30中的單元32以便計算上述表達式。變量Ts1是采樣值的采樣周期，將該采樣值從A/D轉(zhuǎn)換器31提供給CORDIC混頻器310，A/D轉(zhuǎn)換器31在采樣頻率fs1上操作。
在下游抽取單元32.1中執(zhí)行對采樣頻率fs2的抽取。之后，將信號提供給一組延遲時間均衡器32.2、匹配濾波器32.3和內(nèi)插濾波器32.4。內(nèi)插濾波器32.4在頻率fs3上發(fā)出插值信號值。
在數(shù)據(jù)突發(fā)期間，CORDIC混頻器310利用從頻率偏移估計單元24中傳輸給該CORDIC混頻器310的頻率偏移foffset的值進行操作。設(shè)置在信號通道下游的延遲解調(diào)器350和相位解映射器360也用于補償數(shù)據(jù)突發(fā)期間頻率偏移中的任何漂移。這些在圖4中較詳細地進行了說明。首先，延遲解調(diào)器350從由一個符號周期Tsym(＝Tsample)分離的采樣值中產(chǎn)生相位差值。為此目的使用CORDIC單元351，將復(fù)數(shù)采樣值x(k)提供給CORDIC單元351的輸入側(cè)并且這個單元在輸出側(cè)發(fā)出這些采樣值的相位值。然后由延遲單元352和加法器353產(chǎn)生相位差值。圖4中在單元350和360之間的信號通道上清楚地示出了8-DPSK調(diào)制方法的符號間距(symbol space)。通常，在M-DPSK調(diào)制方法的情況下，通過乘以(2π)/M或offset+(2π)/M(offset-DPSK)相位從一個數(shù)據(jù)符號旋轉(zhuǎn)到下一個數(shù)據(jù)符號。對于8-DPSK調(diào)制方法來說從一個符號到下一個符號的最小相移是(2π)/8＝π/4。因此，可能使用相差校正單元或相位解映射器360在±π/8＝±22.5°范圍內(nèi)執(zhí)行再調(diào)整。為此目的，相差校正單元360具有一個模數(shù)單元362，通過該模數(shù)單元362執(zhí)行模(2π)/M的操作。在下游加法器363中從模操作的余數(shù)中減去值2π/(M+1)。將加法器363的輸出提供給時間離散濾波器364，該時間離散濾波器364的轉(zhuǎn)移函數(shù)是H(z)并且在加法器361中從隨后的相位差值中減去來自濾波器364的輸出值。然后也將從相位解映射器360中發(fā)出的校正相位差值提供給灰度解碼器33。
圖5示出了與模擬接收部分10連接的M-DPSK接收部分30的第二典型實施例。在下文中將僅僅描述與在圖3中說明的第一典型實施例的區(qū)別。使用相同的參考符號用于表示具有相同功能的部件。與圖3不同，使用了兩個CORDIC混頻器320和330。第一CORDIC混頻器320通過中頻fif執(zhí)行數(shù)字乘法操作。結(jié)果，將表示中頻fif的信號，即項exp(-i·π·fif·Ts1)提供給第一CORDIC混頻器320。第二CORDIC混頻器330通過頻率偏移foffset執(zhí)行數(shù)字乘法操作。結(jié)果，將表示頻率偏移foffset的信號，即項exp(-i·2·π·foffset·Ts2)提供給第二CORDIC混頻器330，其中Ts2是基于對頻率fs2的抽取的信號值的采樣周期。
圖6說明了與模擬接收部分10連接的M-DPSK接收部分30的第三典型實施例。在下文中將僅僅描述與在圖5中示出的實施例的區(qū)別。具有相同功能的部件被提供相同的參考符號。在圖6中的M-DPSK接收部分30也具有兩個CORDIC混頻器，其中第二CORDIC混頻器330以與如圖5所示的典型實施例的相同方式通過頻率偏移foffset執(zhí)行數(shù)字乘法操作。與圖5所示的實施例不同，第一CORDIC混頻器340通過一個頻率執(zhí)行數(shù)字乘法操作，該頻率是中頻和來自多相濾波器13的計算頻率誤差fdev之和。由于多相濾波器13的模擬電路元件中存在容差，則必須有規(guī)律地調(diào)整多相濾波器13。由設(shè)置在模擬接收部分10中的濾波器調(diào)整部分16執(zhí)行這個過程。該調(diào)整過程可以由RC時間常數(shù)的門極控制測量來執(zhí)行。RC時間常數(shù)與在有效操作放大器中使用的電阻和電容相匹配。通過啟動計算器來執(zhí)行該測量，該計算器是由RC時間常數(shù)的門極控制。計算器的輸出與操作放大器中可切換的電阻或電容連接。在計數(shù)和標稱計數(shù)之間的誤差被用作濾波器曲線的頻率漂移的度量。提供計數(shù)cv(fdev)給在M-DPSK接收部分30中包含的頻率誤差計算單元32.6，該頻率誤差計算單元32.6可縮放該計數(shù)以及確定頻率誤差。將來自這個縮放單元的輸出提供給CORDIC混頻器340，在CORDIC混頻器340中考慮中頻fif計算表達式exp(-i·π·(fif+fdev)Ts1)，結(jié)果是CORDIC混頻器340將信號下混合到基帶。
圖7說明了用于藍牙接收系統(tǒng)的接收器結(jié)構(gòu)的一個典型實施例。用于I和Q信號分量的A/D轉(zhuǎn)換器31.1和31.2在采樣速率8MHz上操作，具有用于幅度量化的7比特字長。在抽取單元32.1中由4到2MHz的系數(shù)(factor)減少抽樣速率，該系數(shù)等于符號頻率1Msymbol/s的2倍。在均衡器32.2中執(zhí)行組延遲時間均衡以及在匹配濾波器32.3中執(zhí)行濾波之后，在內(nèi)插濾波器32.4中由系數(shù)6.5插值信號以產(chǎn)生13Msamples/s。用系數(shù)6.5進行該插值的原因是采樣相位檢測單元優(yōu)選地是以在13倍于比特速率(1MHz)上操作的相關(guān)器的形式。
權(quán)利要求
1.用于移動通信系統(tǒng)的接收裝置，具有-第一接收部分(20)，設(shè)計該第一接收部分用于解調(diào)第一調(diào)制類型的接收信號；-第二接收部分(30)，設(shè)計該第二接收部分用于解調(diào)第二調(diào)制類型的接收信號；其特征在于-第一接收部分(20)包含頻率偏移估計單元(24)，以及第二接收部分(30)包含頻率校正單元(310；320；330；340；330)用于校正頻率偏移；以及-第一接收部分(20)連接到第二接收部分(30)，用于傳輸估計的頻率偏移。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收裝置，其特征在于-第一調(diào)制類型是兩值頻率調(diào)制方法，以及第二調(diào)制類型是具有值M≥4的調(diào)制方法。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的接收裝置，其特征在于-頻率偏移估計單元(24)設(shè)計成通過估計頻率調(diào)制接收信號中的已知位序列來估計頻率偏移。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的接收裝置，其特征在于-第一調(diào)制類型是(G)FSK調(diào)制方法，-位序列具有相同數(shù)目的0比特和1比特，-頻率偏移估計單元(24)設(shè)計成計算解調(diào)的(G)FSK信號的平均值以及根據(jù)該平均值確定頻率偏移。
5.根據(jù)前面權(quán)利要求中的任一權(quán)利要求所述的接收裝置，其特征在于-模擬接收部分(10)的輸入端與天線連接以及模擬接收部分(10)的兩個輸出分別與第一接收部分(20)和第二接收部分(30)連接，以及該模擬接收部分(10)-包含混頻器(12)，通過該混頻器將模擬接收的信號混合到中頻或直接地混合到基帶。
6.根據(jù)前面權(quán)利要求中的任一權(quán)利要求所述的接收裝置，其特征在于-將已經(jīng)混合到中頻或直接地混合到基帶的接收信號提供給頻率校正單元(310；330)的第一輸入端以及將表示估計頻率偏移的信號提供給頻率校正單元(310，330)的第二輸入端。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的接收裝置，其特征在于-將已經(jīng)混合到中頻的接收信號提供給頻率校正單元(310)的第一輸入端以及將表示頻率偏移和中頻之和的信號提供給頻率校正單元(310)的第二輸入端。
8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的接收裝置，其特征在于-第一頻率校正單元(320)和第二頻率校正單元(330)，其中-將已經(jīng)混合到中頻的接收信號提供給第一頻率校正單元(320)的第一輸入端，以及將表示中頻的信號提供給第一頻率校正單元(320)的第二輸入端；-將來自第一頻率校正單元(320)的輸出信號直接地或間接地提供給第二頻率校正單元(330)的第一輸入端，以及將表示頻率偏移的信號提供給第二頻率校正單元(330)的第二輸入端。
9.根據(jù)權(quán)利要求5和6所述的接收裝置，其特征在于-由混頻器(12)將接收的信號混合到中頻以及將來自混頻器(12)的輸出信號提供給多相濾波器(13)，-多相濾波器(13)與濾波器匹配單元(16)連接，該濾波器匹配單元(16)與頻率誤差計算單元(32.6)連接，-提供第一頻率校正單元(340)和第二頻率校正單元(330)，其中-將已經(jīng)混合到中頻的接收信號提供給第一頻率校正單元(340)的第一輸入端，以及將表示中頻和由頻率誤差計算單元(32.6)計算的頻率誤差之和的信號提供給第一頻率校正單元(340)的第二輸入端，以及-將表示頻率偏移的信號提供給第二頻率校正單元(330)。
10.根據(jù)權(quán)利要求6至8中任一權(quán)利要求所述的接收裝置，其特征在于-頻率校正單元(310；320，330；340，330)采用數(shù)字頻率校正單元的形式，將已經(jīng)混合到中頻或直接地混合到基帶的接收信號提供給模擬/數(shù)字(A/D)轉(zhuǎn)換器(31)，以及A/D轉(zhuǎn)換器(31)的輸出端與數(shù)字頻率校正單元的一個輸入端連接。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的接收裝置，其特征在于-基于CORDIC算法設(shè)計數(shù)字頻率校正單元用于頻率校正。
12.根據(jù)前面權(quán)利要求中的任一權(quán)利要求所述的接收裝置，其特征在于-設(shè)計接收裝置用于突發(fā)數(shù)據(jù)傳輸，以及-設(shè)計頻率偏移估計單元(24)以在突發(fā)的持續(xù)時間估計頻率偏移一次并且僅僅一次，將頻率校正單元(310；320，330；340，330)設(shè)計成基于在整個突發(fā)的持續(xù)時間已經(jīng)從頻率偏移估計單元(24)提供的頻率偏移來執(zhí)行校正。
13.根據(jù)權(quán)利要求12所述的接收裝置，其特征在于-第二調(diào)制類型是相位調(diào)制方法，將相位校正單元(360)設(shè)置在第二接收部分(30)中的頻率校正單元(310；320，330；340，330)的信號通道下游中以及將該相位校正單元(360)設(shè)計成通過相位校正連續(xù)地補償頻率偏移中的任何漂移。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的接收裝置，其特征在于-延遲解調(diào)器(350)，用于產(chǎn)生由數(shù)據(jù)符號的持續(xù)時間分離的采樣值的相位差值以及將相位差值提供給相位校正單元(360)。
15.根據(jù)前面權(quán)利要求中的任一權(quán)利要求所述的接收裝置，被設(shè)計用于藍牙通信系統(tǒng)。
全文摘要
在藍牙通信系統(tǒng)的數(shù)據(jù)突發(fā)的中間，將GFSK調(diào)制方法切換為用于有效載荷數(shù)據(jù)的M－DPSK調(diào)制方法。在第一接收部分(20)中為GFSK調(diào)制信號提供頻率偏移估計單元(24)以及通過在數(shù)據(jù)突發(fā)的報尾的位序列上求平均來估計頻率偏移。通過基于CORDIC算法操作的頻率校正單元(310；320，330；340，330)在第二接收部分(30)中校正頻率偏移。
文檔編號H04L27/00GK1808915SQ20051011864
公開日2006年7月26日 申請日期2005年11月1日 優(yōu)先權(quán)日2004年11月2日
發(fā)明者G·利普馬, M·阿梅斯 申請人:因芬尼昂技術(shù)股份公司