專利名稱：基于gmc的多天線復(fù)用發(fā)送、接收裝置及頻域均衡方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種基于GMC的多天線復(fù)用發(fā)送、接收裝置及頻域均衡方法，特別是在接收端做均衡處理時(shí)，得不到調(diào)制映射后星座圖上符號的無線通信系統(tǒng)，在衰落信道情況下多天線復(fù)用傳輸發(fā)送裝置和對應(yīng)的頻域均衡接收方法。
背景技術(shù)：
多輸入多輸出MIMO(Multiple Input Multiple Output)的多天線技術(shù)是未來移動通信系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)高數(shù)據(jù)速率，提高傳輸質(zhì)量的重要途徑，是現(xiàn)代通信技術(shù)中的重大突破之一，提供了解決未來Internet無線網(wǎng)絡(luò)中的業(yè)務(wù)容量需求瓶頸問題。多天線技術(shù)已經(jīng)出現(xiàn)在寬帶無線接入系統(tǒng)、無線局域網(wǎng)WLAN和3G及后3G等商用無線通信產(chǎn)品和網(wǎng)絡(luò)中。多天線通信系統(tǒng)定義為在發(fā)射端和接收端分別采用多個(gè)天線，也就是信號通過發(fā)射端和接收端的多個(gè)天線傳送和接收，從而改善每個(gè)用戶得到的服務(wù)質(zhì)量(誤比特率或數(shù)據(jù)速率)。利用多天線技術(shù)可以提高網(wǎng)絡(luò)服務(wù)性能并給網(wǎng)絡(luò)運(yùn)營商帶來巨大收益。
多天線復(fù)用信號處理技術(shù)是一種采用多天線實(shí)現(xiàn)并行傳輸數(shù)據(jù)的結(jié)構(gòu)。該信號處理技術(shù)能夠使無線鏈接的容量提高20到30倍。即每個(gè)發(fā)送信號采用不同的發(fā)送天線，在接收端也利用多個(gè)天線以及獨(dú)特的信號處理技術(shù)把互相干擾的信號分離出來，從而可在給定的信道頻段上，容量隨天線的數(shù)量成比例增加。
現(xiàn)有的頻域均衡器利用MMSE原理進(jìn)行工作時(shí)，假設(shè)使用n根發(fā)送天線和n根接收天線，發(fā)送的數(shù)據(jù)塊記為x，有x＝[x1；x2；...xn] (1)其中，xi為第i根天線上發(fā)送的長度為N的數(shù)據(jù)塊序列，為列向量。
接收到的塊記為y，則有y=y1y2...yn=H~x+n---(2)]]>
其中 為從發(fā)送天線q到接收天線p的信道矩陣，為循環(huán)矩陣，且有Hi，j＝FHΛi，jF(4)其中，H表示共軛轉(zhuǎn)置，F(xiàn)(l,k)=1/Ne-j2π/Nlk,]]>0≤l，k≤N-1。且有F-1＝F*。Λi，j為對角矩陣。
分別對yi作FFT，可得Y=DFy=DFH~x+DFn=DFn=DFH~DF-1DFx+DFn]]>=Λ~X+DFn]]>(5)其中 以(5)式為目標(biāo)，在頻域?qū)乘以一個(gè)矩陣W進(jìn)行均衡，再變回時(shí)域，則有DF-1Z=DF-1WY=DF-1WDFHx~+DF-1WDFn---(7)]]>使用MMSE方法，即有WMMSE=argminwE[|x-z|2]---(8)]]>即E[|x-z|2]=σs2In,N-σs2H~HDF-1WHDF-σS2DF-1WDFH~]]>+σs2DF-1WDFH~H~HDF-1WHDF+σn2DF-1WWHDF]]>(9)在(9)式兩邊對WH取偏導(dǎo)，則有WMMSE=σs2DFH~H[σs2DFH~H~H+σn2DF]-1---(10)]]>即
WMMSE＝σs2ΛH[σs2ΛΛH+σn2I]-1(11)其中，WMMSE為MMSE方法乘性矩陣，σs為信號能量，Λ包含M×M個(gè)N×N對角矩陣，其中M為發(fā)射天線數(shù)目，N為FFT長度，σn為噪聲能量，在步驟3.3之均衡器中設(shè)計(jì)中，必須對一MN×MN的矩陣求逆，WMMSE的計(jì)算復(fù)雜度主要由[σs2ΛΛH+σn2I]-1決定，若直接計(jì)算[σs2ΛΛH+σn2I]-1，其算法復(fù)雜度為O((MN)3)，在多天線GMC系統(tǒng)中，M＝2，3，4 N＝512，1024，此時(shí)，該矩陣求逆過程給接收機(jī)帶來巨大的計(jì)算開銷，浪費(fèi)著系統(tǒng)的大量資源。
使用一般的方法，該步驟算法復(fù)雜度為O((MN)3)，在GMC系統(tǒng)中，塊長一般為N＝512或者N＝1024，而發(fā)送天線數(shù)目一般選擇為M＝2，3，4。于是，從而浪費(fèi)大量的資源。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是提供一種基于GMC的多天線復(fù)用發(fā)送、接收裝置及頻域均衡方法，該發(fā)射裝置發(fā)明裝置要利用多天線系統(tǒng)發(fā)送復(fù)用和接收分集的優(yōu)勢，從而實(shí)現(xiàn)在發(fā)送端不同天線發(fā)送不同信號；相應(yīng)的在接收端大大降低了系統(tǒng)的開銷。
為了解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明所采用的技術(shù)方案是提供一種基于GMC系統(tǒng)多天線復(fù)用傳輸發(fā)送裝置，包括依次連接的串并轉(zhuǎn)換模塊，線性變換模塊，成形濾波器組，加循環(huán)前綴模塊和射頻發(fā)送模塊，以及，還包括多天線復(fù)用發(fā)射模塊，其連接成形濾波器組的輸出端及加循環(huán)前綴模塊的輸入端，用于將成形濾波后的信號交替分塊到多路上，作為相應(yīng)多個(gè)天線發(fā)射的信道組；相應(yīng)地，本發(fā)明還提供一種基于GMC系統(tǒng)多天線復(fù)用傳輸接收裝置，包括射頻接收模塊，同步與信道估計(jì)模塊，去除循環(huán)前綴模塊，串并轉(zhuǎn)換模塊，以及，還包括頻域均衡模塊，其與串/并轉(zhuǎn)換模塊、同步與信道估計(jì)模塊的輸出端相連接，其利用估計(jì)的信道衰落系數(shù)對采樣信號進(jìn)行頻域均衡；并串轉(zhuǎn)換模塊，其與頻域均衡模的輸出端相連接，用于將輸入的并行數(shù)據(jù)序列變換成串行的輸出數(shù)據(jù)序列；匹配濾波器組，其與并串轉(zhuǎn)換模塊的輸出端相連接，用于將串行輸入符號序列進(jìn)行與發(fā)射機(jī)子帶成行濾波組相對應(yīng)的子帶匹配濾波處理，以生成多個(gè)子帶并行輸出的符號數(shù)據(jù)序列；線性逆變換模塊，其與匹配濾波器組模塊的輸出端相連接，用于將各子帶傳輸?shù)男盘柣謴?fù)到時(shí)域去；并串轉(zhuǎn)換模塊，其與線性逆變換模塊的輸出端相連接，用于將輸入的并行數(shù)據(jù)序列變換成串行的輸出數(shù)據(jù)序列。這樣就恢復(fù)出了在原始星座點(diǎn)上的串行符號。
同時(shí)，本發(fā)明還提供一種基于本發(fā)明的多天線復(fù)用傳輸發(fā)送裝置的簡化頻域均衡方法，包括計(jì)算WMMSE＝σs2ΛH[σs2ΛΛH+σn2I]-1，其包括如下步驟步驟1、首先記[σs2ΛΛH+σn2I]-1為Λ’，設(shè)Λ’包括M×M個(gè)小矩陣，且每個(gè)小矩陣均為對角矩陣；步驟2、將Λ’分解為沿主對角線準(zhǔn)對角矩陣和沿反對角線準(zhǔn)對角矩陣的和；步驟3、將Λ’的逆過程轉(zhuǎn)化為對角矩陣或塊對角矩陣的求逆從而計(jì)算WMMSE；其中，WMMSE為MMSE方法乘性矩陣，σs為信號能量，Λ包含M×M個(gè)N×N對角矩陣，其中M為發(fā)射天線數(shù)目，N為FFT長度，σn為噪聲能量，Λ’為過程參數(shù)。
采用本發(fā)明的多天線復(fù)用發(fā)射裝置，顯著的提高了頻譜效率，相應(yīng)的本發(fā)明簡化了傳統(tǒng)均衡方法的大矩陣求逆過程，在不影響系統(tǒng)性能的前提下，充分利用頻域信道矩陣的特殊結(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)出簡化的均衡器，使得MMSE均衡中矩陣求逆的算法復(fù)雜度從O((MN)3)下降到O(M3N)，在GMC系統(tǒng)中，塊長一般為N＝512或者N＝1024，而發(fā)送天線數(shù)目一般選擇為M＝2，3，4。簡化的均衡器大大地減少了系統(tǒng)的開銷。


圖1是本發(fā)明的發(fā)射裝置的結(jié)構(gòu)示意圖。
圖2是本發(fā)明的接收裝置的結(jié)構(gòu)示意圖。
具體實(shí)施例方式
如圖1，本發(fā)明中發(fā)送裝置由串并轉(zhuǎn)換模塊，線性變換模塊，成形濾波器組，多天線復(fù)用發(fā)射模塊，加循環(huán)前綴模塊和射頻發(fā)送模塊依次連接而成。
串并轉(zhuǎn)換模塊1，其輸出端與線性變換模塊2相連，用于將已調(diào)制的串行符號數(shù)據(jù)序列變成并行符號數(shù)據(jù)序列。
線性變換模塊2，與串并轉(zhuǎn)換模塊1的輸出端相連，用于將輸入的數(shù)據(jù)符號進(jìn)行FFT變換后，映射到多個(gè)子帶上傳輸，一方面可以獲得頻率復(fù)用增益，另一方面可以降低發(fā)射信號的峰均比。
成形濾波器組3，與線性變換模塊的輸出端相連，用于將整個(gè)信道帶寬分割成若干個(gè)相互正交(擬正交)的子信道(或子帶)，成形濾波器組中每個(gè)子濾波器對應(yīng)一個(gè)子信道。這樣，經(jīng)過線性變換所得的并行符號數(shù)據(jù)塊的列向量中的每個(gè)元素符號被分別映射到相應(yīng)的子信道上。
多天線復(fù)用發(fā)射模塊4，與成形濾波器組3的輸出端相連，將成形濾波后的信號交替分塊到多路上，作為相應(yīng)多路發(fā)射的信道組，本具體實(shí)施例中信道可以是2路、3路、4路。
加循環(huán)前綴模塊5，與多天線復(fù)用發(fā)射模塊4的輸出端相連，在信號塊之前加上循環(huán)前綴，用于消除塊間干擾，隔離信道時(shí)延擴(kuò)展的影響，以利于接收機(jī)的頻域均衡。
射頻發(fā)送模塊6，和加循環(huán)前綴模塊5的輸出端相連，并與發(fā)送天線連接，用于將基帶信號上變頻到射頻。經(jīng)過和射頻發(fā)送模塊和發(fā)送天線，發(fā)射機(jī)輸出射頻信號。
如圖2，本發(fā)明的對應(yīng)的接收裝置包括射頻接收模塊，同步與信道估計(jì)模塊，去除循環(huán)前綴模塊，串并轉(zhuǎn)換模塊，頻域均衡模塊，并串轉(zhuǎn)換模塊，匹配濾波器組模塊，線性逆變換模塊和并串轉(zhuǎn)換模塊。其中所述的頻域均衡模塊均包括依次連接的FFT變換模塊、線性組合器模塊，子信道均衡模塊、IFFT變換模塊。
射頻接收模塊11，其與接收天線相連接，用于將無線信道中的信號接收下來，變頻到基帶進(jìn)行處理。經(jīng)過接收天線和射頻處理模塊，接收機(jī)輸出基帶信號。
同步與信道估計(jì)模塊12，其與射頻接收模塊11的輸出端相連接，用于完成接收信號的時(shí)頻同步和信道衰落系數(shù)估計(jì)。
去除循環(huán)前綴模塊13，其與射頻接收模塊11的輸出端相連接，用于刪除受到符號間干擾的信號循環(huán)前綴，消除塊間干擾，隔離信道時(shí)延擴(kuò)展的影響，以利于接收機(jī)的頻域均衡。
串并轉(zhuǎn)換模塊14，其與去除循環(huán)前綴模塊13的輸出端相連接，用于將輸入的串行數(shù)據(jù)序列變換成并行的輸出數(shù)據(jù)序列。
頻域均衡模塊，其與串/并轉(zhuǎn)換模塊14、同步與信道估計(jì)模塊12的輸出端相連接，其利用估計(jì)的信道衰落系數(shù)對采樣信號進(jìn)行頻域均衡。
并串轉(zhuǎn)換模塊19，其與頻域均衡模的輸出端相連接，用于將輸入的并行數(shù)據(jù)序列變換成串行的輸出數(shù)據(jù)序列。
匹配濾波器組110，其與并串轉(zhuǎn)換模塊19的輸出端相連接，用于將串行輸入符號序列進(jìn)行與發(fā)射機(jī)子帶成行濾波組相對應(yīng)的子帶匹配濾波處理，以生成多個(gè)子帶并行輸出的符號數(shù)據(jù)序列。
線性逆變換模塊111，其與匹配濾波器組模塊110的輸出端相連接，用于將各子帶傳輸?shù)男盘柣謴?fù)到時(shí)域去。
并串轉(zhuǎn)換模112，其與線性逆變換模塊111的輸出端相連接，用于將輸入的并行數(shù)據(jù)序列變換成串行的輸出數(shù)據(jù)序列。這樣就恢復(fù)出了在原始星座點(diǎn)上的串行符號。
所述的頻域均衡模塊包括依次連接的FFT變換模塊15，其與串/并轉(zhuǎn)換模塊14的輸出端相連接，用于將一定長度的接收信號數(shù)據(jù)塊變換到頻域，以便于頻域均衡消除信道對該數(shù)據(jù)塊的影響；線性組合器16，用于將多個(gè)時(shí)間塊內(nèi)接收到的符號進(jìn)行線性變換，重新組合，利于均衡模塊進(jìn)行簡單的線性均衡；均衡模塊17，其與線性組合器模塊16的輸出端和相連接，用于在頻域?qū)π诺罁p傷進(jìn)行相位和幅度的補(bǔ)償；IFFT變換模塊18，其與均衡模塊17的輸出端相連接，用于將已經(jīng)經(jīng)過頻域均衡的頻域子帶信號恢復(fù)到時(shí)域去，以便于進(jìn)一步處理。
基于上述發(fā)射及接收裝置，由于數(shù)據(jù)符號串要經(jīng)過線性變換和成形濾波器，經(jīng)過空時(shí)處理模塊的復(fù)信號不再是星座圖上的符號，使得在接收端要使用星座點(diǎn)信息的進(jìn)行檢測和均衡方法不可行，即最大似然(ML)、干擾抵消(SIC)、QR分解等譯碼方法不可行。而最小均方誤差頻域均衡(MMSE-FDE)不需要原始星座點(diǎn)的信息，從而成為一種可行的均衡方法，但該均衡方法復(fù)雜度高。所以，對應(yīng)地，本發(fā)明還需提供一種簡化的頻域均衡方法，具體說明如下記[σs2ΛΛH+σn2I]-1為Λ’，設(shè)Λ'=Λ11Λ12...Λ1MΛ21Λ22...Λ2M............ΛM1ΛM2...ΛMM.]]>
Λ’為過程參數(shù)，當(dāng)M=2時(shí)，Λ′2=Λ11Λ12Λ21Λ22·]]>令A(yù)2=Λ1100Λ22,]]>B2=0Λ12Λ210.]]>則Λ’2=A2+B2.
于是Λ2′-1=(A2+B2)-1=(I2+A2-1B2)-1A2-1]]>＝(Ι2-&Agr;2-1&Bgr;2)(Ι2-&Agr;2-1&Bgr;2)-1(Ι2+&Agr;2-1&Bgr;2)-1&Agr;2-1]]>=(I2-A2-1B2)(I2-(A2-1B2)2)-1A2-1]]>注意到(I2-(A2-1B2)2)是一對角矩陣，從而求(I2-(A2-1B2)2)-1的復(fù)雜度為2N。故總的求Λ’2-1的過程共執(zhí)行20N次乘法，4N次加法。
當(dāng)M=3時(shí)，Λ'3=Λ11Λ12Λ13Λ21Λ22Λ23Λ31Λ32Λ33.]]>令A(yù)3=Λ11Λ120Λ21Λ22000Λ33,]]>B3=00Λ1300Λ23Λ31Λ320,]]>則Λ3=A3+B3Λ3′-1=(A3+B3)-1=(I3+A3-1B3)-1A3-1]]>=(I3-A3-1B3)(I3-A3-1B3)-1(I3+A3-1B3)-3A3-1]]>=(I3-A3-1B3)(I3-(A3-1B3)2)-1A3-1]]>
注意到(I3-(A3-1B3)2)是一塊對角矩陣，從而可用一個(gè)Λ2的求逆以及一個(gè)對角矩陣的求逆完成(I3-(A3-1B3)2)-1?？偟那螃?-1的過程共執(zhí)行64N次乘法，17N次加法。
當(dāng)M=4時(shí)，Λ,4=Λ11Λ12Λ13Λ14Λ21Λ22Λ23Λ24Λ31Λ32Λ33Λ34Λ41Λ42Λ43Λ44·]]>令A(yù)4=Λ11Λ1200Λ21Λ220000Λ33Λ3400Λ43Λ44,]]>B4=00Λ13Λ1400Λ23Λ24Λ31Λ3200Λ41Λ4200,]]>則Λ4=A4+B4Λ4,-1=(A4+B4)-1=(I4+A4-1B4)-1A4-1]]>=(I4-A4-1B4)(I4-A4-1B4)-1(I4+A4-1B4)-1A4-1]]>=(I4-A4-1B4)(I4-(A4-1B4)2)-1A4-1]]>注意到(I4-(A4-1B4)2)是一塊對角矩陣，從而可用兩個(gè)Λ’2的求逆完成(I4-(A4-1B4)2)-1。總的求Λ’4-1的過程共執(zhí)行152N次乘法，56N次加法。
權(quán)利要求
1.一種基于GMC的多天線復(fù)用發(fā)送裝置，包括依次連接的串并轉(zhuǎn)換模塊，線性變換模塊，成形濾波器組，加循環(huán)前綴模塊和射頻發(fā)送模塊，其特征在于，還包括多天線復(fù)用發(fā)射模塊，其連接成形濾波器組的輸出端及加循環(huán)前綴模塊的輸入端，用于將成形濾波后的信號交替分塊到多路上，作為相應(yīng)多個(gè)天線發(fā)射的信道組；
2.一種基于GMC的多天線復(fù)用接收裝置，包括射頻接收模塊，同步與信道估計(jì)模塊，去除循環(huán)前綴模塊，串并轉(zhuǎn)換模塊，其特征在于，還包括頻域均衡模塊，其與串/并轉(zhuǎn)換模塊、同步與信道估計(jì)模塊的輸出端相連接，其利用估計(jì)的信道衰落系數(shù)對采樣信號進(jìn)行頻域均衡；并串轉(zhuǎn)換模塊，其與頻域均衡模的輸出端相連接，用于將輸入的并行數(shù)據(jù)序列變換成串行的輸出數(shù)據(jù)序列；匹配濾波器組，其與并串轉(zhuǎn)換模塊的輸出端相連接，用于將串行輸入符號序列進(jìn)行與發(fā)射機(jī)子帶成行濾波組相對應(yīng)的子帶匹配濾波處理，以生成多個(gè)子帶并行輸出的符號數(shù)據(jù)序列；線性逆變換模塊，其與匹配濾波器組模塊的輸出端相連接，用于將各子帶傳輸?shù)男盘柣謴?fù)到時(shí)域去；并串轉(zhuǎn)換模塊，其與線性逆變換模塊的輸出端相連接，用于將輸入的并行數(shù)據(jù)序列變換成串行的輸出數(shù)據(jù)序列。這樣就恢復(fù)出了在原始星座點(diǎn)上的串行符號。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的基于GMC的多天線復(fù)用接收裝置，其特征在于，所述的頻域均衡模塊包括依次連接的FFT變換模塊15，其與串/并轉(zhuǎn)換模塊14的輸出端相連接，用于將一定長度的接收信號數(shù)據(jù)塊變換到頻域；線性組合器模塊16，用于將多個(gè)時(shí)間塊內(nèi)接收到的符號進(jìn)行線性變換，重新組合，利于均衡模塊進(jìn)行簡單的線性均衡；均衡模塊17，其與線性組合器模塊16的輸出端和相連接，用于在頻域?qū)π诺罁p傷進(jìn)行相位和幅度的補(bǔ)償；IFFT變換模塊18，其與均衡模塊17的輸出端相連接，用于將已經(jīng)經(jīng)過頻域均衡的頻域子帶信號恢復(fù)到時(shí)域。
4.一種基于權(quán)利要求1所述的發(fā)射裝置的頻域均衡方法，包括計(jì)算WMMSE=σs2ΛH[σs2ΛΛH+σn2I]-1,]]>其特征在于，包括如下步驟步驟1、首先記[σs2ΛΛH+σn2I]為Λ’，設(shè)Λ’包括M×M個(gè)小矩陣，且每個(gè)小矩陣均為對角矩陣；步驟2、將Λ’分解為沿主對角線準(zhǔn)對角矩陣和沿反對角線準(zhǔn)對角矩陣的和；步驟3、將Λ’的逆過程轉(zhuǎn)化為對角矩陣或塊對角矩陣的求逆從而計(jì)算WMMSE；其中，WMMSE為MMSE方法乘性矩陣，σs為信號能量，Λ包含M×M個(gè)N×N對角矩陣，其中M為發(fā)射天線數(shù)目，N為FFT長度，σn為噪聲能量，Λ’為過程參數(shù)。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的頻域均衡方法，其特征在于，當(dāng)M＝2時(shí)，Λ’分解為A2=Λ1100Λ22,]]>B2=0Λ12Λ210.]]>
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的頻域均衡方法，其特征在于，對Λ’的求逆過程可轉(zhuǎn)化為Λ2'-1=(I2-A2-1B2)(I2-(A2-1B2)2)-1A2-1.]]>
7.根據(jù)權(quán)利要求4所述的頻域均衡方法，其特征在于，當(dāng)M＝3時(shí)，Λ’分解為A3=Λ11Λ120Λ21Λ22000Λ33,]]>B3=00Λ1300Λ23Λ31Λ320.]]>
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的頻域均衡方法，其特征在于，對Λ’的求逆過程可轉(zhuǎn)化為Λ3'-1=(I3-A3-1B3)(I3-(A3-1B3)2)-1A3-1.]]>
9.根據(jù)權(quán)利要求4所述的頻域均衡方法，其特征在于，當(dāng)M＝4時(shí)，Λ’分解為A4=Λ11Λ1200Λ21Λ220000Λ33Λ3400Λ43Λ44,]]>B4=00Λ13Λ1400Λ23Λ24Λ31Λ3200Λ41Λ4200.]]>
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的頻域均衡方法，其特征在于，對Λ’的求逆過程可轉(zhuǎn)化為Λ4'-1=(I4-A4-1B4)(I4-(A4-1B4)2)-1A4-1.]]>
全文摘要
本發(fā)明提供一種基于GMC的多天線復(fù)用發(fā)送、接收裝置及頻域均衡方法，包括計(jì)算W
文檔編號H04B7/08GK1983859SQ200510111450
公開日2007年6月20日 申請日期2005年12月13日 優(yōu)先權(quán)日2005年12月13日
發(fā)明者熊勇, 梁越, 汪凡, 劉彬, 張小東, 卜智勇 申請人:中國科學(xué)院上海微系統(tǒng)與信息技術(shù)研究所, 上海無線通信研究中心