專利名稱：正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中空頻發(fā)射分集的非相干檢測方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于數(shù)字信息傳輸技術(shù)領(lǐng)域，更具體地涉及一種正交頻分復(fù)用(OrthogonalFrequency Division Multiplexing，OFDM)系統(tǒng)中基于空時分組編碼(Space-Time Block Code，STBC)的空頻發(fā)射分集的非相干檢測方法。
背景技術(shù)：
在復(fù)雜的無線環(huán)境中，周圍的物體(如房屋、建筑物或樹木等)對無線電波會起到反射的作用。這些障礙物會產(chǎn)生幅度衰減和相位延遲不同的反射波。如果發(fā)射一個調(diào)制信號，那么該發(fā)射信號的多個反射波就會從不同方向經(jīng)過不同傳播延遲到達(dá)接收天線。這些反射信號經(jīng)過位于各處的接收機(jī)天線接收后，根據(jù)其隨機(jī)相位的不同，對接收信號會起到加強(qiáng)或減弱的作用。由此會造成接收端信號的幅度變化，形成衰落。統(tǒng)計表明，在障礙物均勻的城市街道或森林環(huán)境中，信號包絡(luò)起伏近似于滿足Rayleigh分布，故多徑快衰落又稱為Rayleigh衰落。短期快衰落是由于收發(fā)信號雙方的相對運(yùn)動而產(chǎn)生多徑信號的存在造成時間擴(kuò)散，從而引起傳輸信號的符號問干擾；而相對運(yùn)動造成的多普勒效應(yīng)會引起傳輸信號的相位迅速變化，在不同的測試環(huán)境下有不同的快衰落特性。
在衰落信道下，接收信號的信噪比很不穩(wěn)定，當(dāng)信道處于深度衰落中時接收信噪比低，判決錯誤的概率就大，嚴(yán)重降低信號傳輸?shù)目煽啃?。為了提高系統(tǒng)的抗衰落性能，可以采用正交頻分復(fù)用(OFDM)多載波調(diào)制技術(shù)以及各種信道均衡技術(shù)等。而分集技術(shù)是克服頻率和時間選擇性衰落的有效技術(shù)，它將相同信息經(jīng)過幾個不相關(guān)的衰落信道，然后對接收信號進(jìn)行合成。因?yàn)閹讉€信道同時處于深衰落的概率較低，因此可以達(dá)到平滑信道衰落，增加信噪比，改善接收機(jī)誤碼特性的目的。特別地，在數(shù)字電視地面廣播網(wǎng)絡(luò)中，由于分集技術(shù)降低了接收機(jī)的信噪比(SNR)門限要求，因此在同樣的發(fā)射功率下，還可以擴(kuò)展電視信號的覆蓋范圍。
常用的分集方式是采用多重天線進(jìn)行空間分集，這種技術(shù)在發(fā)射端或接收端都可以實(shí)現(xiàn)，分別稱為發(fā)射分集和接收分集。其中，使用多個接收天線的接收分集是一種傳統(tǒng)而有效的分集技術(shù)，它不需要犧牲傳輸效率，在接收端可以采用最大值切換、最大比例合并等簡單方式完成多個接收信號的選擇或合并，然后再按照常規(guī)方法進(jìn)行譯碼和判決。已有許多實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，接收分集能夠獲得良好的效果，分集方法也很簡單，但在具體應(yīng)用中會受到一些限制。一是接收分集需要接收機(jī)有多套并行的射頻前端處理，增加了接收機(jī)的成本和復(fù)雜度；二是要使各路接收信號不相關(guān)，每兩個接收天線的距離要為載波波長的10倍量級，例如，在數(shù)字電視地面廣播(DTTB)所處的VHF/UHF頻段，此距離約為4～7米，這對于很多移動和便攜式接收終端很難實(shí)現(xiàn)。相反地，對于發(fā)射端來說，上述限制都不成問題，因此，發(fā)射分集技術(shù)日益成為研究的熱點(diǎn)，近年來已有很多發(fā)射分集的研究成果，但是不少方法需要改變整個發(fā)射系統(tǒng)的設(shè)計，而且即使在較少的發(fā)射天線數(shù)和低階星座圖的情況下，接收端譯碼復(fù)雜度仍然很大。為了解決這個問題，Alamouti于1998年在其經(jīng)典論文“Alamouti S.A simple transmitdiversity technique for wireless communications.IEEE Journal on Select Areas in Communications，1998，16(8)1451-1458”中提出了一種空時分組編碼(STBC)方案，在兩發(fā)射天線系統(tǒng)中應(yīng)用，其編碼構(gòu)造和譯碼算法非常簡單，同樣可以獲得分集增益。Tarokh等人在1999年將STBC推廣至任意發(fā)射天線數(shù)的情況，對這種方案給出了理論分析和構(gòu)造準(zhǔn)則，參見論文“Tarokh V，Jafarkhani H.and Calderbank A.Space-time bloke codes from orthogonal designs.IEEE Trans.onInformation Theory，1999，45(5)1456-1467”。在復(fù)數(shù)域上，基于正交結(jié)構(gòu)設(shè)計的STBC編碼矩陣G(x1，x2，…，xk)滿足GHG＝(|x1|2+|x2|2+…+|xk|2)In，In為單位矩陣。這樣，接收端在譯碼時可以將每個符號分開，對xi分別進(jìn)行譯碼，大大降低了接收端的譯碼復(fù)雜度。
上述的發(fā)射分集方法在分析時均假設(shè)接收端能夠得到準(zhǔn)確的信道信息，因此，在實(shí)際應(yīng)用中需要不斷地估計當(dāng)前的信道響應(yīng)，這稱為相干檢測，當(dāng)然在很多情況下這種檢測方法是可行的。但是，也存在一些應(yīng)用，在其中進(jìn)行信道估計需要付出很高的代價，或者很難得到準(zhǔn)確的信道估計。例如，如果發(fā)射端的天線數(shù)目比較多，則在接收端對每一條單獨(dú)的信號傳輸信道都要進(jìn)行估計，運(yùn)算量很大；如果信道本身變化比較快，那就很難獲得即時的信道信息。所以，在這些發(fā)射端和接收端都無法得到準(zhǔn)確的信道信息的應(yīng)用中發(fā)射分集技術(shù)也引起了人們的關(guān)注，已有不少研究成果?；谏衔奶岬降腟TBC技術(shù)，Tarokh等人提出了一種簡單的非相干檢測發(fā)射分集方法，參見論文“Tarokh V，and Jafarkhani H.A deferential detectionscheme for transmit diversity.IEEE Journal on Select Areas in Communications，2000，18(7)1169-1174”。它在接收端無須進(jìn)行信道估計，而在性能上相對于相應(yīng)的相干檢測僅有3dB信噪比損失。
由于STBC(相干檢測或非相干檢測)技術(shù)具有快速譯碼的優(yōu)點(diǎn)，所以很快得到了廣泛研究，并迅速由平衰落單載波系統(tǒng)信道擴(kuò)展到頻率選擇性衰落的正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)信道中，形成了基于OFDM系統(tǒng)的空時分組編碼。由于在OFDM調(diào)制技術(shù)中涉及到時域和頻域兩種信號，因此STBC編碼可以分別在時域和頻域中進(jìn)行。如果在時域輸入符號中進(jìn)行STBC編碼，即將連續(xù)的k個OFDM符號按照一定的編碼格式進(jìn)行編碼(“Lee K and Williams D.Aspace-time coded transmitter diversity technique for frequency selective fading channels.in Proc.IEEE Sensor Array and Multichannel Signal Processing Workshop.Cambridge，MAIEEE，2000.149-152”)，稱為OFDM系統(tǒng)的空時發(fā)射分集方法(STC-OFDM)；STBC編碼也可以在頻域中進(jìn)行，將相鄰的k個子載波上的數(shù)據(jù)編碼(“Lee K and Williams D.A space-frequency transmitterdiversity technique for OFDM systems.in Proc.IEEE GLOBECOM’00.San Francisco，CAIEEE，2000，1473-1477”)，稱為OFDM系統(tǒng)的空頻發(fā)射分集方法(SFC-OFDM)。
通常OFDM幀格式的第一和第二種構(gòu)成如圖1(a)和1(b)所示。在圖1(a)的格式中，離散傅里葉變換(Discrete Fourier Transform，DFT)塊1A2位于循環(huán)前綴段1A1之后，循環(huán)前綴用作DFT的保護(hù)間隔。OFDM調(diào)制需要使用保護(hù)間隔或它的等效體，以便抵消接收信號中可能存在的多徑信號，防止碼間串?dāng)_，該結(jié)構(gòu)稱為循環(huán)前綴的OFDM(Cyclic Padding OFDM，CP-OFDM)。CP-OFDM目前已經(jīng)得到了廣泛應(yīng)用，如數(shù)字音頻廣播(Digital AudioBroadcasting，DAB)，地面數(shù)字視頻廣播(Terestrial Digital Video Broadcasting，DVB-T)，IEEE802.11a、HIPERLAN/2無線局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)等都使用到了CP-OFDM。在圖1(b)的格式中，DFT塊后面跟著零填充段，此零填充段用作DFT塊的保護(hù)間隔。該結(jié)構(gòu)稱為零填充的OFDM(ZeroPadding OFDM，ZP-OFDM)。參見論文“Muquet B，Wang Z，Giannakis G.B，Courville M.de，andDuhamel P.Cyclic Prefixing or Zero Padding for Wireless Multicarrier Transmissions IEEE Trans.on Communications，2002，50(12)2136-2148”。清華大學(xué)申請的中國發(fā)明專利“正交頻分復(fù)用調(diào)制系統(tǒng)中保護(hù)間隔的填充方法”(授權(quán)號為01124144.6)提出了偽隨機(jī)(PN)序列填充的OFDM幀格式，如圖l(c)所示。在PN序列填充的OFDM系統(tǒng)中沒有插入頻域?qū)ьl信號，而是在OFDM的保護(hù)間隔中以時域的方式插入了PN序列，用于幀同步、頻率同步、定時同步、信道傳輸特性估計和跟蹤相位噪聲等，得到了系統(tǒng)的高效率和高可靠性。
為了在OFDM系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)發(fā)射天線分集的非相干檢測，必須滿足下列條件(1)發(fā)射天線之間保持足夠距離，以使到達(dá)接收機(jī)的各條傳輸信道統(tǒng)計獨(dú)立；(2)通過合適的方法把接收到的多路信號分離出來，使其互不相關(guān)。
針對上述背景，本發(fā)明提出了一種針對OFDM系統(tǒng)的基于空時分組編碼的空頻發(fā)射分集的非相干檢測方法。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)系統(tǒng)中基于空時分組編碼(Space Time Block Code，STBC)的一種空頻發(fā)射分集的非相干檢測方法。
本發(fā)明針對OFDM系統(tǒng)中的發(fā)射分集問題，提出了一種基于正交STBC編碼的空頻發(fā)射分集的非相干檢測方法，它適用于調(diào)制星座圖為MPSK的兩天線發(fā)射分集系統(tǒng)。經(jīng)過能量歸一化后，星座圖上每個星座點(diǎn)的平均符號能量為1/2。本發(fā)明提出的發(fā)射分集方法的發(fā)射端和接收端的框圖如圖2和圖3所示。
本發(fā)明所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)，即OFDM，一種空頻發(fā)射分集的非相干檢測方法，其特征在于，所述方法是一種基于空時分組編碼的非相干檢測方法，其發(fā)射端在數(shù)字集成電路中是按照以下步驟依次實(shí)現(xiàn)的步驟1.發(fā)送傳輸初始化序列X(k，1)，它在發(fā)射和接收端均為已知；設(shè)在第t-1時段，經(jīng)過差分編碼后得到的傳輸序列為X′(k，l-1)，其按照子載波序號分為偶數(shù)子序列Xe′(m，l-1)和奇數(shù)子序列Xo′(m，l-1)，它們的長度均為N/2，當(dāng)前t時段的頻域輸入序列為X(k，l)，其中k表示子載波序號，0≤k≤N-1，N為OFDM系統(tǒng)中的子載波數(shù)，l表示信號幀序號，偶數(shù)子序列和奇數(shù)子序列分別為Xe(m，l)和Xo(m，l)，0≤m≤N/2-1；在此，定義傳輸一個OFDM信號幀的時間為一個時段；步驟2.第t時段的頻域輸入序列X(k，l)經(jīng)過頻率域差分映射后得，αF(m)=Xe(m,l)Xe*(m,1)+Xo*(m,l)Xo(m,1)βF(m)=Xe(m,l)Xo*(m,1)-Xo*(m,l)Xe(m,1)]]>0≤n≤N/2-1，其中，*表示復(fù)數(shù)共軛運(yùn)算；步驟3.經(jīng)過差分編碼，可得第t時段的傳輸序列為，Xe′(m,l)=αF(m)Xe′(m,l-1)+βF(k)Xo′(M,L-1)Xo′m(m,l)=αF*(m)Xo′(m,l-1)-βF*(k)Xe′(m,l-1)]]>0≤m≤N/2-1；步驟4.將Xe′(m，l)和Xo′(m，l)分別作N/2點(diǎn)反離散傅里葉變換，得到的時域偶數(shù)子序列和奇數(shù)子序列分別為x1e(n，l)和x1o(n，l)；步驟5.在第t時段，發(fā)射天線為Tx1的第一個傳輸鏈路的時域序列為xTx1(n,l)=[x1e(n,l)+x1o(n,l)WN-n]/2xTx1(n+N/2,l)=[x1e(n,l)-x1o(n,l)WN-n]/2]]>0≤n≤N/2-1，其中，WNk=e-j2πNk;]]>步驟6.將x1e(n，l)和x1o(n，l)經(jīng)過空頻編碼后得到發(fā)射天線為Tx2的第二個傳輸鏈路的時域偶數(shù)子序列和奇數(shù)子序列，
x2e(n,l)=x1o*((-n)N/2,l)x2o(n,l)=-x1e*((-n)N/2,l)]]>0≤n≤N/2-1，其中，*表示復(fù)數(shù)共軛運(yùn)算，(n)N/2表示對n取模N/2運(yùn)算；步驟7.在第t時段，發(fā)射天線為Tx2的第二個傳輸鏈路的時域序列為xTx2(n,l)=[x2e(n,l)+x2o(n,l)WN-n]/2xTx2(n+N/2,l)=[x2e(n,l)-x2o(n,l)WN-n]/2]]>0≤n≤N/2-1；步驟8.按照OFDM系統(tǒng)的信道幀結(jié)構(gòu)，在兩個發(fā)射鏈路的時域信號序列中分別插入設(shè)定的保護(hù)間隔形式和保護(hù)間隔數(shù)據(jù)，將其和步驟(5)以及步驟(7)得到的幀體xTx1(n，l)、xTx2(n，l)分別組成兩個發(fā)射鏈路各自完整的信號幀；步驟9.將上述完整的OFDM信號進(jìn)行成形濾波和數(shù)模變換處理，然后經(jīng)過包含頻率上變換和功放在內(nèi)的前端處理，最后分別通過天線Tx1和Tx2在預(yù)定的頻道帶寬中發(fā)射出去，完成發(fā)射天線分集；其接收端在數(shù)字集成電路中是按照以下步驟依次實(shí)現(xiàn)的步驟1’.在接收端經(jīng)過OFDM解調(diào)后，連續(xù)兩幀的接收信號在第2m、2m+1個子載波上的樣值分別記為RF(2m，l-1)、RF(2m+1，l-1)、RF(2m，l)以及RF(2m+1，l)；步驟2’.計算下述兩個變量RF1(m)=RF(2m,l-1)RF*(2m+1,l-1)HRF(2m,l)RF*(2m+1,l)]]>RF2(m)=RF(2m+1,l-1)-RF*(2m,l-1)HRF(2m,l)RF*(2m+1,l)]]>0≤n≤N/2-1；步驟3’.令Hi，t(k)表示在第t個時間段內(nèi)第i個傳輸鏈路的子信道k上的復(fù)值信道沖激響應(yīng)，假設(shè)在相鄰的兩個時間段以及相鄰的兩個子載波之間的信道響應(yīng)近似相同，即Hi(m)＝Hi，l-1(2m)≈Hi，l-1(2m+1)≈Hi，l(2m)≈Hi，l(2m+1)，i＝1，2，0≤m≤N/2-1，由于當(dāng)信號星座圖以及傳輸初始化序列設(shè)定時，每對變量(αF(m)，βF(m))的取值集合E也已固定，遍歷E中所有可能的取值，計算下式(RF1(m)-GαF(m))2+(RF2(m)-GβF(m))2，其中G＝|H1(m)|2+|H2(m)|2，當(dāng)上式取最小值時，即可估計出(αF(m)，βF(m))；步驟4’.經(jīng)過頻率域差分逆映射，得到對第t時段的輸入序列的最終估計
Xe(m,l)=αF(m)Xe(m,1)+βF(k)Xo(m,1)Xo(m,l)=αF*(m)Xo(m,1)-βF*(k)Xe(m,1)]]>0≤m≤N/2-1。
本發(fā)明所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)，即OFDM，一種空頻發(fā)射分集的非相干檢測方法，其特征在于，第二個發(fā)射鏈路(Tx2)的時域信號只須對在計算第一個發(fā)射鏈路(Tx1)的時域信號時得到的x1e(n，l)和x1o(n，l)進(jìn)行簡單處理即可得到，因此，在傳輸一幀OFDM信號的時間內(nèi)只須做一次反離散傅里葉變換(IDFT)運(yùn)算，減小了運(yùn)算復(fù)雜度。
同時，本發(fā)明所提出的基于正交STBC編碼的空頻發(fā)射分集的非相干檢測方法不失一般性，可以參考另外一些論文(例如，“Tao M，and Cheng R.Differential space-time block codes.inProc.IEEE GLOBECOM’01.San Antonio，November 2001.1098-1102”)，很方便地移植到采用其他調(diào)制星座圖的系統(tǒng)。本發(fā)明所述的發(fā)射分集方案并不排斥接收分集，在本發(fā)明中可以引入多個接收天線進(jìn)行接收分集。
下面我們對本發(fā)明中提出的OFDM系統(tǒng)的空頻發(fā)射分集的非相干檢測方法的原理和性能進(jìn)行分析，此方法的應(yīng)用系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。為了描述簡單起見，在下面的分析中以QPSK調(diào)制星座圖為例，采用其他調(diào)制星座圖的情況的分析與此類似。
假設(shè)頻域輸入信號序列為X(k，l)，其中k表示子載波序號(0≤k≤N-1，N為OFDM系統(tǒng)中的子載波數(shù))，l表示信號幀序號。將X(k，l)按照子載波序號分為偶數(shù)子序列Xe(m，l)和奇數(shù)子序列Xo(m，l)，它們的長度均為N/2。首先發(fā)送初始序列X(k，1)，它在發(fā)射和接收端均為已知。假設(shè)在第t-1時段，經(jīng)過差分編碼后得到的傳輸序列為X′(k，l-1)，其偶數(shù)子序列和奇數(shù)子序列分別為Xe′(m，l-1)和Xo′(m，l-1)，則第t時段的頻域輸入序列X(k，l)經(jīng)過頻率域差分映射后可得，αF(m)=Xe(m,l)Xe*(m,1)+Xo*(m,l)Xo(m,1)βF(m)=Xe(m,l)Xo*(m,1)-Xo*(m,l)Xe(m,1)]]>(0≤n≤N/2-1)經(jīng)過差分編碼，可得第t時段的傳輸序列為，Xe′(m,l)=αF(m)Xe′(m,l-1)+βF(k)Xo′(m,l-1)Xo′(m,l)=αF*(m)Xo′(m,l-1)-βF*(k)Xe′(m,l-1)]]>(0≤m≤N/2-1)記Xe′(m，l)和Xo′(m，l)的N/2點(diǎn)反離散傅里葉變換的結(jié)果分別為x1e(n，l)和x1o(n，l)，則可得發(fā)射天線為Tx1的第一個傳輸鏈路的時域序列為xTx1(n,l)=[x1e(n,l)+x1o(n,l)WN-n]/2xTx1(n+N/2,l)=[x1e(n,l)-x1o(n,l)WN-n]/2]]>(0≤n≤N/2-1)
式中WMk=e-j2πNk.]]>發(fā)射天線為Tx2的第二個傳輸鏈路的時域序列可以表示為xTx2(n,l)=[x2e(n,l)+x2o(n,l)WN-n]/2xTx2(n+N/2,l)=[x2e(n,l)-x2o(n,l)WN-n]/2]]>(0≤n≤N/2-1)其中，x2e(n，l)和x2o(n，l)可以經(jīng)過如下的空頻編碼后得到，x2e(n,l)=x1o*((-n)N/2,l)x2o(n,l)=-x1e*((-n)N/2,l)]]>(0≤n≤N/2-1)式中，*表示復(fù)數(shù)共軛運(yùn)算，(n)N/2表示對n取模N/2運(yùn)算。
根據(jù)離散傅里葉變換(DFT)的性質(zhì)，對x2e(n，l)和x2o(n，l)做N/2點(diǎn)DFT運(yùn)算的結(jié)果可以表示為x2e(n,l)→DFT(N/2)Xo′*(m,l)x2o(n,l)→DFT(N/2)-Xe′*(m,l)]]>(0≤n，m≤N/2-1)因此，兩個傳輸鏈路的等效頻域序列為(由于對于所有的信號幀下式均成立，所以下式中省略了表示幀序號的變量l)XTx1=[X′(0),X′(1)LX′(2m),Xo′(2m+1)LX′(N-2),X′(N-1)]XTx2=[X′*(1),-X′*(0)LX′*(2m+1),-X′*(2m)LX′*(N-1),-X′*(N-2)]]]>(0≤m≤N/2-1)不失一般性，假設(shè)在接收端只有一個接收天線，以使得分析簡單。在下面的分析中，假設(shè)各個發(fā)射天線的信號經(jīng)過的信道是不相關(guān)的，并且是加性信道，用一個接收天線收到的信號是各個發(fā)射信號的疊加。經(jīng)過OFDM解調(diào)后，連續(xù)兩幀的接收信號在第2m、2m+1個子載波上的樣值可以表示為RF(2m,l-1)=H1,l-1(2m)X′(2m,l-1)+H2,l-1(2m)X′*(2m+1,l-1)+W(2m,l-1)RF(2m+1,l-1)=H1,l-1(2m+1)X′(2m+1,l-1)-H2,l-1(2m+1)X′*(2m,l-1)+W(2m+1,l-1)RF(2m,l)=H1,l(2m)X′(2m,l)+H2,l(2m)X′*(2m+1,l)+W(2m,l)RF(2m+1,l)=H1,l(2m+1)X′(2m+1,l)-H2,l(2m+1)X′*(2m,l)+W(k,l)]]>(0≤m≤N/2-1)式中，Hi，t(k)表示在第t個時間段內(nèi)(一個時間段表示傳輸一個完整的OFDM幀所用的時間，下同)第i個傳輸鏈路的子信道k上的復(fù)值信道沖激響應(yīng)，W(k，t)表示在第t個時間段內(nèi)子信道k上的復(fù)值加性白高斯噪聲(AWGN)。
假設(shè)在相鄰的兩個時間段以及相鄰的兩個子載波之間的信道響應(yīng)近似相同，即
Hi(m)＝Hi，l-1(2m)≈Hi，l-1(2m+1)≈Hi，l(2m)≈Hi，l(2m+1)，i＝1，2，0≤m≤N/2-1。則由上式中接收信號的樣值可得，RF(2m,l-1)RF*(2m+1,l-1)=H1(m)H2(m)-H2*(m)H1*(m)X′(2m,l-1)X′*(2m+1,l-1)+W(2m,l-1)W*(2m+1,l-1)]]>(0≤m≤N/2-1)RF(2m+1,l-1)-RF*(2m,l-1)=H1(m)H2(m)-H2*(m)H1*(m)X′(2m+1,l-1)-X′*(2m,l-1)+W(2m+1,l-1)-W*(2m,l-1)]]>(0≤m≤N/2-1)RF(2m,l)RF*(2m+1,l)=H1(m)H2(m)-H2*(m)H1*(m)X′(2m,l)X′*(2m+1,l)+W(2m,l)W*(2m+1,l)]]>(0≤m≤N/2-1)因此，RF1(m)=RF(2m,l-1)RF*(2m+1,l-1)HRF(2m,l)RF*(2m+1,l)]]>=(|H1(m)|2+|H2(m)|2)[X′(2m,l)X′*(2m,l-1)+X′*(2m+1,l)X′(2m+1,l-1)]]]>+X′(2m,l-1)X′*(2m+1,l-1)HH1(m)H2(m)-H2*(m)H1*(m)HW(2m,l)W*(2m+1,l)]]>+W(2m,l-1)W*(2m+1,l-1)HH1(m)H2(m)-H2*H1*(m)X′(2m,l)X′*(2m+1,l)+W(2m,l-1)W*(2m+1,l-1)HW(2m,l)W*(2m+1,l)]]>(0≤m≤N/2-1)(1)RF2(m)=RF(2m+1,l-1)-RF*(2m,l-1)HRF(2m,l)RF*(2m+1,l)]]>=(|H1(m)|2+|H2(m)|2)[X′(2m,l)X′*(2m+1,l-1)-X′*(2m+1,l)X′(2m,l-1)]]]>+X′(2m+1,l-1)-X′*(2m,l-1)HH1(m)H2(m)-H2*(m)H1*(m)HW(2m,l)W*(2m+1,l)]]>+W(2m+1,l-1)-W*(2m,l-1)HH1(m)H2(m)-H2*H1*(m)X′(2m,l)X′*(2m+1,l)+W(2m+1,l-1)-W*(2m,l-1)HW(2m,l)W*(2m+1,l)]]>(0≤m≤N/2-1)(2)記上述兩式中等號右邊的后三個噪聲項(xiàng)的和分別為WF1(m)和WF2(m)，注意到發(fā)射端差分編碼的公式，則有RF1(m)RF2(m)=(|H1(m)|2+|H2(m)|2)αF(m)βF(m)+WF1(m)WF2(m)]]>(0≤m≤N/2-1)(3)由上式可見，(αF(m)，βF(m))可以通過(RF1(m)，RF2(m))估計出來，0≤m≤N/2-1。在調(diào)制星座圖為QPSK的情況下，經(jīng)過能量歸一化后，星座圖上每個星座點(diǎn)的平均符號能量為1/2，即星座點(diǎn)集合為P={-12-12j,-12+12j,12-12j,12+12j}]]>
如果初始序列X(k，1)中的每個元素均為

則每對變量(αF(m)，βF(m))都是下述集合中的元素之一E=10,12+12j12-12j,12-12j12+12j,01,12-12j12+12j,0-j,-j0,-12-12j12-12j,12+12j-12+12j,-12+12j12+12j,j0,0j,0-1,-12+12j-12-12j,-12-12j-12+12j,-10.]]>因此，遍歷E中所有可能的取值，計算下式(RF1(m)-GαF(m))2+(RF2(m)-GβF(m))2其中G＝|H1(m)|2+|H2(m)|2，當(dāng)上式取最小值時，即可估計出(αF(m)，βF(m))，0≤m≤N/2-1。
從(3)式中的(|H1(m)|2+|H2(m)|2)系數(shù)項(xiàng)可以看出，本發(fā)明所述的方法確實(shí)可以得到分集增益。另外，由(1)式和(2)式還可見，等號右邊的的最后一項(xiàng)是噪聲乘積項(xiàng)，當(dāng)接收端的信噪比比較大時，此項(xiàng)相對于其余兩個噪聲項(xiàng)可以忽略不計。因此，非相干檢測中RF1(m)和RF2(m)中的噪聲能量相對于相干檢測來說增加了一倍，從而在性能上相對于相應(yīng)的相干檢測會有3dB信噪比損失。
在估計出(αF(m)，βF(m))后，經(jīng)過頻率域差分逆映射，得到對輸入序列的最終估計Xe(m,l)=αF(m)Xe(m,1)+βF(k)Xo(m,1)Xo(m,l)=αF*(m)Xo(m,1)-βF*(k)Xe(m,1)]]>(0≤m≤N/2-1)基于上述分析，對本發(fā)明所提出的OFDM系統(tǒng)中的一種空頻發(fā)射分集的非相干檢測方法進(jìn)行了計算機(jī)仿真，仿真的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)與圖4相同。在仿真中我們采用了如表1所示的在數(shù)字電視地面廣播應(yīng)用中常見的一種信道模型。
表1分集傳輸信道仿真模型

仿真中采用QPSK星座圖和保護(hù)間隔為數(shù)據(jù)幀體長度1/9的3780點(diǎn)PN序列填充的OFDM系統(tǒng)，不加入信道編碼，并且假設(shè)各個發(fā)射天線的信號經(jīng)過的信道不相關(guān)。圖5和圖6分別給出了相干檢測STC-OFDM、相干檢測SFC-OFDM和本發(fā)明所提出的非相干檢測SFC-OFDM發(fā)射分集方法在慢衰落信道和快衰落信道下的誤比特率(BER)性能比較仿真結(jié)果。圖中的信噪比(Signal to Noise Ratio，SNR)均以接收天線為準(zhǔn)。
圖5所示為慢衰落信道，最大多普勒頻移fd＝20Hz，此時相干檢測STC-OFDM和相干檢測SFC-OFDM系統(tǒng)的BER性能近似相同，而非相干檢測SFC-OFDM系統(tǒng)的BER性能有3dB的信噪比損失，這與理論分析的結(jié)果比較吻合。
圖6所示為快衰落信道，最大多普勒頻移fd＝100Hz，此時相干檢測STC-OFDM系統(tǒng)已不能提供分集增益，出現(xiàn)了誤碼平層，這是相干檢測STC-OFDM系統(tǒng)中信道假設(shè)誤差所帶來的影響，這說明STC-OFDM受到信道中多普勒頻移的影響比較大。而相干檢測SFC-OFDM系統(tǒng)和本發(fā)明所提出的非相干檢測SFC-OFDM分集方案表現(xiàn)出對多普勒頻移的不敏感，仍然保持了較高增益。相應(yīng)地，非相干檢測SFC-OFDM的系統(tǒng)性能相對于相干檢測SFC-OFDM系統(tǒng)也有較小的信噪比損失。


圖1為目前應(yīng)用于OFDM系統(tǒng)的三種幀結(jié)構(gòu)。
圖2為本發(fā)明提出的非相干檢測發(fā)射分集方法的發(fā)射端框圖。
圖3為本發(fā)明提出的非相干檢測發(fā)射分集方法的接收端框圖。
圖4為本發(fā)明提出的非相干檢測發(fā)射分集方法的應(yīng)用系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。
圖5為本發(fā)明在慢衰落信道下的對比仿真結(jié)果(fd＝20Hz)。
圖6為本發(fā)明在快衰落信道下的對比仿真結(jié)果(fd＝100Hz)。
具體實(shí)施例方式
假設(shè)各個發(fā)射天線的信號經(jīng)過的信道是不相關(guān)的，并且是加性信道。以QPSK調(diào)制星座圖為例，經(jīng)過能量歸一化后，星座圖上每個星座點(diǎn)的平均符號能量為1/2，即星座點(diǎn)集合為P={-12-12j,-12+12j,12-12j,12+12j}]]>記頻域輸入信號序列為X(k，l)，其中k表示子載波序號(0≤k≤N-1，N為OFDM系統(tǒng)中的子載波數(shù))，l表示信號幀序號。將X(k，l)按照子載波序號分為長度均為N/2的偶數(shù)子序列Xe(m，l)和奇數(shù)子序列Xo(m，l)。首先發(fā)送初始序列X(k，1)，其中每個子載波上的符號均為 假設(shè)在第t-1時段，經(jīng)過差分編碼后得到的傳輸序列為X′(k，l-1)，其偶數(shù)子序列和奇數(shù)子序列分別為Xe′(m，l-1)和Xo′(m，l-1)，則第t時段的頻域輸入序列X(k，l)經(jīng)過頻率域差分映射后可得，
αF(m)=Xe(m,l)Xe*(m,1)+Xo*(m,l)Xo(m,1)βF(m)=Xe(m,l)Xo*(m,1)-Xo*(m,l)Xe(m,1)]]>(0≤m≤N/2-1)其中，*表示復(fù)數(shù)共軛運(yùn)算。
經(jīng)過差分編碼，可得第t時段的傳輸序列為，Xe′(m,l)=αF(m)Xe′(m,l-1)+βF(k)Xo′(m,l-1)Xo′(m,l)=αF*(m)Xo′(m,l-1)-βF*(k)Xe′(m,l-1)]]>(0≤m≤N/2-1)將Xe′(m，l)和Xo′(m，l)分別做N/2點(diǎn)反離散傅里葉變換，結(jié)果為x1e(n，l)和x1o(n，l)，則發(fā)射天線為Tx1的傳輸鏈路的時域序列為xTx1(n,l)=[x1e(n,l)+x1o(n,l)WN-n]/2xTx12(n+N/2,l)=[x1e(n,l)-x1o(n,l)WN-n]/2]]>(0≤n≤N/2-1)式中WNk=e-j2πNk.]]>發(fā)射天線為Tx2的傳輸鏈路的時域序列可以表示為xTx2(n,l)=[x2e(n,l)+x2o(n,l)WN-n]/2xTx2(n+N/2,l)=[x2e(n,l)-x2o(n,l)WN-n]/2]]>(0≤n≤N/2-1)其中，x2e(n，l)和x2o(n，l)經(jīng)過如下的空頻編碼后得到，x2e(n,l)=x1o*((-n)N/2,l)x2o(n,l)=-x1e*((-n)N/2,l)]]>(0≤n≤N/2-1)式中，*表示復(fù)數(shù)共軛運(yùn)算，(n)N/2表示對n取模N/2運(yùn)算。
按照OFDM系統(tǒng)的信道幀結(jié)構(gòu)，在兩個發(fā)射鏈路的時域信號序列中分別插入設(shè)定的PN序列作為保護(hù)間隔，與上述得到的幀體xTx1(n，l)、xTx2(n，l)分別組成兩個發(fā)射鏈路各自完整的信號幀。將完整的OFDM信號進(jìn)行成形濾波和數(shù)模變換處理，然后經(jīng)過包含頻率上變換和功放在內(nèi)的前端處理，最后分別通過天線Tx1和Tx2在預(yù)定的頻道帶寬中發(fā)射出去，完成發(fā)射天線分集。
不失一般性，考慮在接收端只有一個接收天線。經(jīng)過OFDM解調(diào)后，假設(shè)在相鄰的兩個時間段以及相鄰的兩個子載波之間的信道響應(yīng)近似相同，則連續(xù)兩幀的接收信號在第2m、2m+1個子載波上的樣值可以表示為RF(2m,l-1)RF*(2m+1,l-1)=H1(m)H2(m)-H2*(m)H1*(m)X′(2m,l-1)X′*(2m+1,l-1)+W(2m,l-1)W*(2m+1,l-1)]]>(0≤m≤N/2-1)
RF(2m+1,l-1)-RF*(2m,l-1)=H1(m)H2(m)-H2*(m)H1*(m)X′(2m+1,l-1)-X′*(2m,l-1)+W(2m+1,l-1)-W*(2m,l-1)]]>(0≤m≤N/2-1)RF(2m,l)RF*(2m+1,l)=H1(m)H2(m)-H2*(m)H1*(m)X′(2m,l)X′*(2m+1,l)+W(2m,l)W*(2m+1,l)]]>(0≤m≤N/2-1)其中，Hi(k)表示第i個傳輸鏈路的子信道k上的復(fù)值信道沖激響應(yīng)，W(k，t)表示在第t個時間段內(nèi)子信道k上的復(fù)值加性白高斯噪聲(AWGN)。進(jìn)一步可得，RF1(m)=RF(2m,l-1)RF*(2m+1,l-1)HRF(2m,l)RF*(2m+1,l)]]>=(|H1(m)|2+|H2(m)|2)[X′(2m,l)X′*(2m,l-1)+X′*(2m+1,l)X′(2m+1,l-1)]]]>+X′(2m,l-1)X′*(2m+1,l-1)HH1(m)H2(m)-H2*(m)H1*(m)HW(2m,l)W*(2m+1,l)]]>+W(2m,l-1)W*(2m+1,l-1)HH1(m)H2(m)-H2*H1*(m)X′(2m,l)X′*(2m+1,l)+W(2m,l-1)W*(2m+1,l-1)HW(2m,l)W*(2m+1,l)]]>(0≤m≤N/2-1)RF2(m)=RF(2m+1,l-1)-RF*(2m,l-1)HRF(2m,l)RF*(2m+1,l)]]>=(|H1(m)|2+|H2(m)|2)[X′(2m,l)X′*(2m+1,l-1)-X′*(2m+1,l)X′(2m,l-1)]]]>+X′(2m+1,l-1)-X′*(2m,l-1)HH1(m)H2(m)-H2*(m)H1*(m)HW(2m,l)W*(2m+1,l)]]>+W(2m+1,l-1)-W*(2m,l-1)HH1(m)H2(m)-H2*H1*(m)X′(2m,l)X′*(2m+1,l)+W(2m+1,l-1)-W*(2m,l-1)HW(2m,l)W*(2m+1,l)]]>(0≤m≤N/2-1)記上述兩式中等號右邊的后三個噪聲項(xiàng)的和分別為WF1(m)和WF2(m)，注意到發(fā)射端差分編碼的公式，則有RF1(m)RF2(m)=(|H1(m)|2+|H2(m)|2)αF(m)βF(m)+WF1(m)WF2(m)]]>(0≤m≤N/2-1)在調(diào)制星座圖為QPSK的情況下，且初始序列X(k，1)中的每個元素均為 時，每對變量(αF(m)，βF(m))都是下述集合中的元素之一E=10,12+12j12-12j,12-12j12+12j,01,12-12j12+12j,0-j,-j0,-12-12j12-12j,12+12j-12+12j,-12+12j12+12j,j0,0j,0-1,-12+12j-12-12j,-12-12j-12+12j,-10.]]>因此，遍歷E中所有可能的取值，計算下式
(RF1(m)-GαF(m))2+(RF2(m)-GβF(m))2其中G＝|H1(m)|2+|H2(m)|2，當(dāng)上式取最小值時，即可估計出(αF(m)，βF(m))，0≤m≤N/2-1。在估計出(αF(m)，βF(m))后，經(jīng)過頻率域差分逆映射，得到對輸入序列的最終估計Xe(m,l)=αF(m)Xe(m,l)+βF(k)Xo(m,l)Xo(m,l)=αF*(m)Xo(m,l-1)-βF*(k)Xe(m,l)]]>(0≤m≤N/2-1)上面對本發(fā)明的一般性具體實(shí)施例進(jìn)行了說明，但本發(fā)明并不限制于上述實(shí)施例，在不脫離本申請的權(quán)利要求的精神和范圍情況下，本領(lǐng)域的技術(shù)人員可作出各種修改或改型。
權(quán)利要求
1.本發(fā)明所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)，即OFDM，一種空頻發(fā)射分集的非相干檢測方法，其特征在于，所述方法是一種基于空時分組編碼的非相干檢測方法，其發(fā)射端在數(shù)字集成電路中是按照以下步驟依次實(shí)現(xiàn)的步驟1.發(fā)送傳輸初始化序列X(k，1)，它在發(fā)射和接收端均為已知；設(shè)在第t-1時段，經(jīng)過差分編碼后得到的傳輸序列為X′(k，l-1)，其按照子載波序號分為偶數(shù)子序列Xe′(m，l-1)和奇數(shù)子序列Xo′(m，l-1)，它們的長度均為N/2，當(dāng)前t時段的頻域輸入序列為X(k，l)，其中k表示子載波序號，0≤k≤N-1，N為OFDM系統(tǒng)中的子載波數(shù)，l表示信號幀序號，偶數(shù)子序列和奇數(shù)子序列分別為Xe(m，l)和Xo(m，l)，0≤m≤N/2-1；在此，定義傳輸一個OFDM信號幀的時間為一個時段；步驟2.第t時段的頻域輸入序列X(k，l)經(jīng)過頻率域差分映射后得，αF(m)=Xe(m,l)Xe*(m,1)+Xo*(m,l)Xo(m,1)βF(m)=Xe(m,l)Xo*(m,1)-Xo*(m,l)Xe(m,1)0≤m≤N/2-1,]]>其中，*表示復(fù)數(shù)共軛運(yùn)算；步驟3.經(jīng)過差分編碼，可得第t時段的傳輸序列為，Xe′(m,l)=αF(m)Xe′(m,l-1)+βF(k)Xo′(m,l-1)Xo′(m,l)=αF*(m)Xo′(m,l-1)-βF*(k)Xe′(m,l-1)0≤m≤N/2-1;]]>步驟4.將Xe′(m，l)和Xo′(m，l)分別作N/2點(diǎn)反離散傅里葉變換，得到的時域偶數(shù)子序列和奇數(shù)子序列分別為x1e(n，l)和x1o(n，l)；步驟5.在第t時段，發(fā)射天線為Tx1的第一個傳輸鏈路的時域序列為xTx1(n,l)=[x1e(n,l)+x1o(n,l)WN-n]/2xTx1(n+N/2,l)=[x1e(n,l)-x1o(n,l)WN-n]/20≤n≤N/2-1,]]>其中，WNk=e-j2πNk;]]>步驟6.將x1e(n，l)和x1o(n，l)經(jīng)過空頻編碼后得到發(fā)射天線為Tx2的第二個傳輸鏈路的時域偶數(shù)子序列和奇數(shù)子序列，x2e(n,l)=x1o*((-n)N/2,l)x2o(n,l)=-x1e*((-n)N/2,l)0≤n≤N/2-1,]]>其中，*表示復(fù)數(shù)共軛運(yùn)算，(n)N/2表示對n取模N/2運(yùn)算；步驟7.在第t時段，發(fā)射天線為Tx2的第二個傳輸鏈路的時域序列為xTx2(n,l)=[x2e(n,l)+x2o(n,l)WN-n]/2xTx2(n+N/2,l)=[x2e(n,l)-x2o(n,l)WN-n]/20≤n≤N/2-1;]]>步驟8.按照OFDM系統(tǒng)的信道幀結(jié)構(gòu)，在兩個發(fā)射鏈路的時域信號序列中分別插入設(shè)定的保護(hù)間隔形式和保護(hù)間隔數(shù)據(jù)，將其和步驟(5)以及步驟(7)得到的幀體xTx1(n，l)、xTx2(n，l)分別組成兩個發(fā)射鏈路各自完整的信號幀；步驟9.將上述完整的OFDM信號進(jìn)行成形濾波和數(shù)模變換處理，然后經(jīng)過包含頻率上變換和功放在內(nèi)的前端處理，最后分別通過天線Tx1和Tx2在預(yù)定的頻道帶寬中發(fā)射出去，完成發(fā)射天線分集；其接收端在數(shù)字集成電路中是按照以下步驟依次實(shí)現(xiàn)的步驟1’.在接收端經(jīng)過OFDM解調(diào)后，連續(xù)兩幀的接收信號在第2m、2m+1個子載波上的樣值分別記為RF(2m，l-1)、RF(2m+1，l-1)、RF(2m，l)以及RF(2m+1，l)；步驟2’.計算下述兩個變量RF1(m)=RF(2m,l-1)RF*(2m+1,l-1)HRF(2m,l)RF*(2m+1,l)]]>RF2(m)=RF(2m+1,l-1)-RF*(2m,l-1)HRF(2m,l)RF*(2m+1,l)0≤m≤N/2-1;]]>步驟3’.令Hi，t(k)表示在第t個時間段內(nèi)第i個傳輸鏈路的子信道k上的復(fù)值信道沖激響應(yīng)，假設(shè)在相鄰的兩個時間段以及相鄰的兩個子載波之間的信道響應(yīng)近似相同，即Hi(m)＝Hi，l-1(2m)≈Hi，l-1(2m+1)≈Hi，l(2m)≈Hi，l(2m+1)，i＝1，2，0≤m≤N/2-1，由于當(dāng)信號星座圖以及傳輸初始化序列設(shè)定時，每對變量(αF(m)，βF(m))的取值集合E也已固定，遍歷E中所有可能的取值，計算下式(RF1(m)-GαF(m))2+(RF2(m)-GβF(m))2，其中G＝|H1(m)|2+|H2(m)|2，當(dāng)上式取最小值時，即可估計出(αF(m)，βF(m))；步驟4’.經(jīng)過頻率域差分逆映射，得到對第t時段的輸入序列的最終估計Xe(m,l)=αF(m)Xe(m,1)+βF(k)Xo(m,1)Xo(m,l)=αF*(m)Xo(m,1)-βF*(k)Xe(m,1)0≤m≤N/2-1.]]>
全文摘要
本發(fā)明屬于數(shù)字信息傳輸技術(shù)領(lǐng)域。主要步驟為1)發(fā)送已知的初始傳送信號序列；2)將隨后輸入的頻域信號序列在頻率域上進(jìn)行差分編碼；3)將上述得到的序列進(jìn)行空頻編碼；4)在得到的時域信號中插入合適的保護(hù)間隔，組成各自發(fā)射鏈路的完整OFDM信號幀；5)將信號幀進(jìn)行成形濾波、數(shù)模變換和前端處理，分別通過兩個天線在預(yù)定的頻道帶寬中發(fā)射出去；6)在接收端經(jīng)過OFDM解調(diào)后，在連續(xù)兩幀的接收信號間進(jìn)行頻率域差分解碼，完成非相干檢測。本發(fā)明簡單、快速，在接收端無須進(jìn)行信道估計，同時也使系統(tǒng)獲得了分集增益。
文檔編號H04L1/06GK1925475SQ20051008634
公開日2007年3月7日 申請日期2005年9月2日 優(yōu)先權(quán)日2005年9月2日
發(fā)明者王勁濤, 宋健, 楊知行, 潘長勇, 王軍 申請人:清華大學(xué)