專利名稱：通信系統(tǒng)發(fā)射器中降低信號動態(tài)范圍的裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明大體上是關(guān)于一種在通信系統(tǒng)中的發(fā)射器，尤其是關(guān)于用以在通信系統(tǒng)發(fā)射器中降低信號動態(tài)范圍的裝置。
背景技術(shù)：
通信系統(tǒng)通常分為無線通信系統(tǒng)，例如移動無線系統(tǒng)和無線網(wǎng)絡(luò)，以及有線連接通信系統(tǒng)。全球移動通信系統(tǒng)(UMTS)是現(xiàn)行的一種移動無線系統(tǒng)，一個UMTS移動無線系統(tǒng)的基礎(chǔ)架構(gòu)在其它事物間會有移動站(使用者設(shè)備(UE))以及一無線接入網(wǎng)絡(luò)(UMTS路基無線接入網(wǎng)絡(luò)(UTRAN))。無線接入網(wǎng)絡(luò)包含經(jīng)由無線發(fā)射數(shù)據(jù)的設(shè)備，例如基站，其在UMTS移動無線系統(tǒng)中稱為節(jié)點B，基站分別供應(yīng)移動站所能座落的一特定區(qū)域及一小區(qū)，以無線在介于一移動站和一基站間做無線通信的接口，稱為一無線接口(Uu接口)。
在下文中，是參考說明書3GPP TS 25.213 V5.3.0(2003-03)的「展開與調(diào)制(FDD)」、3GPP TS 25.104 V.6.2.0(2003-06)的「基站(BS)無線發(fā)射及接收(FDD)」、以及3GPP TS 25.141 V.6.2.0(2003-06)的「第三代伙伴項目(3GPP)技術(shù)規(guī)格群組無線接入網(wǎng)絡(luò)的基站(BS)符合測試」。
在一UMTS移動無線系統(tǒng)中，欲由一基站在路線上發(fā)射至一移動站的數(shù)字數(shù)據(jù)，一開始需先進行信道編碼，此提供具冗余的數(shù)字數(shù)據(jù)，并且避免其因經(jīng)由一受干擾的移動無線信道而產(chǎn)生錯誤發(fā)射，或是在該數(shù)據(jù)的個別接收器可執(zhí)行一錯誤校正。該數(shù)字數(shù)據(jù)接著藉由一循序/并行轉(zhuǎn)換分成兩個數(shù)據(jù)比特流，且藉由一數(shù)字調(diào)制方法映像至在一復(fù)數(shù)平面上的符號。該數(shù)字數(shù)據(jù)接著藉由一多路存取方法，在有效發(fā)射頻寬內(nèi)散布至實體信道，該實體信道彼此組合，且接著藉由一密碼加密。為了經(jīng)由一移動無線信道發(fā)射該數(shù)字數(shù)據(jù)，便使用正交載波信號。該移動無線信道也藉由一雙工方法分成發(fā)射運作和接收運作。
在UMTS移動無線系統(tǒng)中所使用的數(shù)字調(diào)制方法是四進制相移鍵控(QPSK)或是16-四進制振幅調(diào)制(16QAM)，其中欲被發(fā)射的一位序列的二(QPSK)或四(16QAM)連續(xù)位會組合，且映像至一符號空間的符號，該空間藉由在該復(fù)數(shù)平面上一實部同相分量(I)及一虛部正交分量(Q)展開，其具有四個(QPSK)或16(16QAM)個元素。
分別在UMTS標準或是3GPP標準中，該碼分多址方法(CDMA)是用以作為多路存取方法，其中預(yù)備發(fā)射的雙極數(shù)據(jù)位串流，乘上一用戶特定雙極碼序列或是一擴展碼并展開。該擴展碼的元素稱為碼片(chips)，以便在語義上可與數(shù)據(jù)位串流的位區(qū)分，原則上，碼片不過就是位而已。該數(shù)據(jù)位串流乘上該碼片串聯(lián)再一次成為一雙極數(shù)據(jù)串流，一般來說，碼片串流率會是數(shù)據(jù)位串流率的倍數(shù)，且其由擴展碼的長度所決定，該擴展碼藉由一展開因子(SF)所描述，該展開因子對應(yīng)每位的碼片量，隨著固定發(fā)射器和接收器間無線發(fā)射鏈接上的碼片率，在碼片串流中表現(xiàn)的數(shù)據(jù)位率就僅與個別用戶特定擴展碼的展開因子有關(guān)。在UMTS移動無線系統(tǒng)中，為了可執(zhí)行不同的數(shù)據(jù)率，因此便使用具有可變展開因子的正交擴展碼(OVSF＝正交可變展開因子)，OVSF擴展碼訂易于規(guī)格3GPP TS 25.213中，在此裝置中，數(shù)據(jù)率可在32kbit/s至2Mbit/s的范圍內(nèi)變動。
寬帶碼分多址方法(WCDMA)是ETSI(歐洲通信標準學(xué)會)選擇作為FDD UMTS無線接口的基礎(chǔ)，其中發(fā)射的兩個方向以相同的數(shù)據(jù)率運作，或是對稱上行鏈路/下行鏈路運作是可行的。根據(jù)UMTS標準，數(shù)據(jù)于基站和移動站間以幀發(fā)射，每一幀具有15個時隙，每一時隙具有2560個碼片。一幀會具有10ms的持續(xù)時間，且每一時隙因此具有666μs的持續(xù)時間，且每一碼片因此具有約0.2604μs的持續(xù)時間Tc，碼片率Fchip為每幀38400碼片或是3.84Mchips/s。
為了由一基站或是一移動站的接收信號分離發(fā)射信號，或是將移動站至基站上行鏈路與基站至移動站的下行鏈路分離，在UMTS移動無線系統(tǒng)中便可使用時分雙工方法(TDD)或是碼分雙工方法(FDD)。在FDD方法中，該站臺在分離的頻帶中發(fā)射及接收，在此裝置中，一站臺的發(fā)射帶為另一站臺的接收帶，反之亦然。
所有用戶使用多路存取方法以在其可用的數(shù)據(jù)中刻印一個指紋，其藉由允許該發(fā)射信號儲存于該接收信號總和的用戶特定擴展碼。欲由一發(fā)射器平行發(fā)射的不同數(shù)據(jù)位串流，在調(diào)制方法的實部同相分量及虛部正交分量上乘上正交擴展碼，接著便相加。復(fù)數(shù)總和信號接著以一特定復(fù)數(shù)加密碼加密，其藉由該總和信號做碼片方向(chipwise)及幀校準的復(fù)數(shù)乘法運算。在UMTS移動無線系統(tǒng)的FDD模式中，該加密碼為站臺特定(station-specific)，亦即每一基站及每一移動站能使用不同的加密碼。由于接收碼片序列，該數(shù)據(jù)位串流的位可在接收器中藉由重復(fù)乘法程序復(fù)原，為了此目的，該碼片串流再一次在正確的相位中以已經(jīng)在發(fā)射器中使用相同的加密碼做乘法或關(guān)聯(lián)運算，其再一次形成該發(fā)射數(shù)據(jù)位串流。
在上行鏈路方面，舉例來說，數(shù)據(jù)由移動站經(jīng)由一無線鏈接發(fā)射至基站，不同移動站的數(shù)據(jù)根據(jù)CDMA多路存取方法編碼，且在實體信道發(fā)射，其組合以形成一無線信號，經(jīng)由共享頻率信道或是無線信道至該基站，其與該移動站以無線接觸。在FDD模式中，一實體信道由亦稱為信道化碼的擴展碼，以及頻率信道所定義。
通常，所謂的專用實體信道及共享實體信道間有所區(qū)別。專用實體信道專由一連結(jié)使用，且在呼叫設(shè)定期間及可能在呼叫期間重新配置。共享實體信道同時地或交替地由一些呼叫所利用。
在FDD模式中，實體信道，舉例來說，可為專用實體信道(DPCH)、共享控制實體信道(CCPCH)、共享導(dǎo)引信道(CPICH)以及同步化信道(SCH)。SCH是下行鏈路信道且用在小區(qū)搜尋和移動站同步方面，其可區(qū)分成兩個子信道，主要同步化信道(P-SCH)以及次要同步化信道(S-SCH)，P-SCH對所有的小區(qū)來說都相同，且因此不需要加密即可送出。
圖12所示為一發(fā)射器的裝置，或是定義在規(guī)格3GPP TS 25.213下行鏈路調(diào)制裝置，亦即由一基站至一移動站。在此例子中，該發(fā)射器使用一特定的載波頻率ω/2π，復(fù)數(shù)個不同位率的位串流中的一位串流，由一循序/并行轉(zhuǎn)換器(S-＞P)轉(zhuǎn)換成為兩個平行的位串流，兩位串流藉由一映像裝置映像至復(fù)數(shù)平面的符號，其根據(jù)一數(shù)字調(diào)制方法，例如QPSK或是16QAM(四進制振幅調(diào)制)，配置給同相分量(I)及正交分量(Q)的符號串流由以個別擴展碼Cch，SF，m在乘法裝置中展開。在此裝置中，不同的擴展碼會分派給每一實體信道，所得的正交分量(Q)及同相分量(I)的實部碼片串流便由加上一單一復(fù)數(shù)碼片串流轉(zhuǎn)換，且此碼片串流接著藉由一復(fù)數(shù)加密碼Sdl，n加密或是編碼。在加密后，每一實體信道由一加權(quán)因子Gi加權(quán)(點S)，其根據(jù)其功率等級。所得的碼片串流于一加法裝置及一額外加法裝置中組合，以加權(quán)因子G-p和Gs加權(quán)的同步化信道P-SCH和S-SCH便加至該復(fù)數(shù)碼片串流，所得碼片串流在一裝置中分成一實部成分和一虛部成分(點T)，實部成分和虛部成分的頻譜在兩個形狀濾波器(shape filter)中形狀，例如RRC(均方根升余弦)濾波器，其展現(xiàn)20％的滾降(roll-off)，該濾波碼片串流或是表現(xiàn)出最終由混合器升頻(up-converted)的信號，使用正交載波信號傳至特定載波頻率，且導(dǎo)入一功率放大器(圖上未示)，且至一發(fā)射天線(圖上未示)。
理論上在發(fā)射天線所獲得的信號為一參考信號，WCDMA下行鏈路信號的定義規(guī)定于規(guī)格3GPP TS 25.213中，為了幫助發(fā)射器的執(zhí)行，根據(jù)規(guī)格3GPP TS 25.104及3GPP TS 25.141的UMTS標準，允許一實際信號可與參考信號有些許的不同，且定義一定要達到的品質(zhì)需求。品質(zhì)需求由參考信號定義，其必須在測試(測試模式1至5)期間使用，且在測試期間必須測量品質(zhì)因子，其錯誤向量大小(EVM)、波峰碼域錯誤(PCDE)以及鄰接信道漏損功率比例(ACLR)。
在點T的碼片串流或是信號，為不同實體頻當(dāng)?shù)脑S多復(fù)數(shù)隨機信號的總和。此總和的結(jié)果為高斯信號，其缺點便是具有一個寬廣的動態(tài)范圍，如果沒有適當(dāng)?shù)剡x擇擴展碼，則在點T后的濾波運作將更進一步增加該信號的動態(tài)范圍。
圖13所示為WCDMA信號的互補累積分布函數(shù)(CCDF)，其在點T及圖12發(fā)射器的輸出，縱坐標表示一信號瞬間功率大于橫坐標的值的機率，用以定義該信號的動態(tài)范圍的機率值為10-4。圖13顯示，WCDMA信號在點T的功率相對功率的均方根(RMS)出現(xiàn)了10dB的動態(tài)范圍，除此之外，由發(fā)射器的輸出的互補累積分布函數(shù)可看出，如果把在點T后在發(fā)射器中的處理考慮進去的話，則動態(tài)范圍會變得更大。
在發(fā)射器中的裝置被產(chǎn)生信號的寬廣動態(tài)范圍影響最鉅的就是功率放大器，而其在所有的對象間是最復(fù)雜和最貴的組件。功率放大器必須在整個輸入范圍內(nèi)都具有線性特征。隨著WCDMA信號，功率放大器的運作點必須遠離(10dB或更大)其飽和點，以便避開非線性影響及信號漏損至鄰近信道，此結(jié)果會便是必須選擇相對所需的rms功率過大的功率放大器；由于功率放大器的效率很低，因此較大的功率放大器就需要較大的冷卻系統(tǒng)；設(shè)定該功率放大氣得運作點需求就會更高；且功率放大器的功率消耗就更大?？偨Y(jié)來說，這是關(guān)于更大的開支以及關(guān)于移動無線系統(tǒng)操作員的更高成本。
圖14A首先展示傳統(tǒng)發(fā)射器的實施。如同圖12一般，一符號來源產(chǎn)生具有一符號率為1/T的復(fù)數(shù)符號，當(dāng)該符號來源產(chǎn)生一WCDMA信號時，其信號率或是碼片率為3.84MHz，該復(fù)數(shù)符號輸入給一形狀濾波器，其于該濾波器的輸出產(chǎn)生該符號序列內(nèi)插版本，其具有由K所增加的符號率以及一所需的頻譜。該符號序列接著在一混合器中與一中間頻率混合，且使用一數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)轉(zhuǎn)換成一連續(xù)模擬時間域信號。在一處理裝置中做進一步模擬處理后，其顯示帶通濾波的數(shù)個階段且混合適當(dāng)?shù)妮d波頻率，該信號導(dǎo)入一功率放大器，最終導(dǎo)入一發(fā)射器天線。
圖14B所示為圖14A的發(fā)射器，其在符號來源和形狀濾波器間具有預(yù)補償裝置，如同在WO 99/53625 A1中所描述的一樣。該預(yù)補償裝置用以降低預(yù)備發(fā)射信號的動態(tài)范圍。圖15亦顯示該預(yù)補償裝置的圖式，一輸入信號的序列x(nT)符號的振幅與在預(yù)補償裝置中的閾值比較，當(dāng)超過此閾值時，便會計算一阻尼因子a(nT)，在一乘法裝置中由該符號乘上阻尼因子x(nT)*a(nT)，便會獲得一校正信號或該預(yù)補償裝置的輸出信號的序列xc(nT)，該阻尼因子由如下決定如果|x(nT)|＞閾值a(nT)＝1-(1-閾值/|x(n)|)否則a(nT)＝1(1)圖14B中的發(fā)射器會具有顯著的優(yōu)勢是由于在該形狀濾波器前便執(zhí)行校正，因此預(yù)期不會有來自所需信號帶的漏損。然而該發(fā)射器具有一個明顯的缺點，其將以范例說明，假設(shè)該符號來源產(chǎn)生下列三序列符號其一
1) +1 0 0 0 +1 0 0 0 +1 0 0 0 +1 02) +1 +1 +1 +1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 03) -1 +1 +1 -1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0(2)這三個序列具有相同的能量和相同的動態(tài)范圍，該序列接著送至該形狀濾波器，例如RRC濾波器，在該形狀濾波器的輸出，該三個序列產(chǎn)生具有非常不同的動態(tài)范圍信號，該三個序列尤其在該形狀濾波器的輸出產(chǎn)生一序列，其波峰會大于由該第一序列在該形狀濾波器的輸出產(chǎn)生的序列波峰，由于該信號的形狀，在通過該發(fā)射器內(nèi)的一些內(nèi)插階段后，圖15的預(yù)補償裝置便無法認知，在預(yù)補償裝置中所設(shè)定的閾值必須設(shè)定非常低，以便達到該功率放大器中所需的動態(tài)范圍。此會以相同的方法影響所有的序列，而且該系統(tǒng)便無法分辨有校正需要的序列以及無校正需要的序列，最終便是無謂的干擾或失真便會導(dǎo)入一信號或是一序列中。
因此，圖14B發(fā)射器及圖15預(yù)補償裝置的顯著缺陷，便是當(dāng)一信號的一序列需要或不需要校正時，該預(yù)補償裝置無法分辨，且因此無法有效降低在該發(fā)射器中信號的動態(tài)范圍而不造成該信號失真。
另一個已知可降低一信號的動態(tài)范圍便是使用FIR濾波器，用以由一振幅校正信號的序列產(chǎn)生一校正信號，該校正信號被加至該信號。
在T.May，H.Rohling，“Reducing the Peak-to-Average PowerRatio in OFDM Radio Transmission System”.Proc.IEEE VTC’98，Phonix，May 1998，pp.2472-2478，以及N.Hentati，M.Schrader，“Additive Algorithm for Reduction of Crest Factor”.5thInternationalOFDM Workshop 2000，Hamburg，pp.27-1-27-5中，描述了用以降低正交頻分多任務(wù)(OFDM)信號的動態(tài)范圍的裝置和方法。
T.May et al.和N.Hentati et al.都藉由增加一校正信號至該信號，以達到降低一信號的峰值因子。
xc(n)＝x(n)+c(n)(3)x(n)為取樣序列或是需被校正的信號序列，c(n)是校正信號的序列，而xc(n)是已校正信號的序列。該校正信號的序列由如下獲得c(n)=Σk=-∞∞hn-k·Δc(k)---(4)]]>h(.)是用以校正的脈沖，而Δc(k)是一振幅校正信號的序列Δc(k)，其用以降低該峰值因子至一目標值，在T.May et al.和N.Hentati et al.中，振幅校正信號的序列Δc(k)使用下列表示式獲得Δc(k)＝x(k)-x(k)/|x(k)|·閾值(5)該脈沖h(.)為高斯或是一si類函數(shù)(si＝sinx/x)脈沖，一復(fù)數(shù)帶通濾波器的脈沖響應(yīng)可用以作為分派給非零頻率的信號，一種產(chǎn)生脈沖h(.)的可能性便是使用具有一有限脈沖響應(yīng)(FIR)的濾波器，在脈沖或是FIR濾波器的脈沖響應(yīng)具有長度為2N+1系數(shù)的情況下，方程式(4)會變成c(n)=Σk=-NNhn-k·Δc(k)---(6)]]>圖16所示為用以降低一OFDM信號的動態(tài)范圍的裝置，該裝置展示一振幅校正信號產(chǎn)生裝置、一FIR濾波器，其具有一延遲組件(z-1)及系數(shù)hi、一延遲裝置以及一加法裝置，該FIR濾波器的系數(shù)hi為脈沖h(n)的2N+1個取樣。在T.May et al.中，假設(shè)主系數(shù)h0等于1，該振幅校正信號產(chǎn)生裝置接著根據(jù)方程式(5)產(chǎn)生一振幅校正信號的序列Δc(k)，如果該振幅校正信號的序列Δc(k)不為零，則在N+1個步驟后，該FIR濾波器的輸出信號就等于所需校正信號的序列c(n)，如果該欲被校正信號的序列x(k)的延遲裝置的延遲等于N+1，則該FIR濾波器校正信號的序列c(n)對準欲被校正延遲信號的序列x(n)。如果在該加法裝置中，該延遲信號的序列xc(n)減掉該校正信號的序列c(n)，則會產(chǎn)生具有所需動態(tài)范圍的該已校正信號的序列xc(n)。
圖17所示為由該FIR濾波器產(chǎn)生校正信號的序列c(n)，以及相關(guān)振幅校正信號的序列Δc(k)，其為較窄的點曲線，其中該目標動態(tài)范圍或閾值較大。該振幅校正信號的濾波序列或是校正信號的序列c(n)，恰好符合在校正時間輸入至FIR濾波器的該振幅校正信號的序列Δc(k)。欲被校正的信號序列x(n)超過所需閾值的機率很低，而且僅偶而需要校正。
圖18所示為該校正信號的序列c(n)，其中目標動態(tài)范圍或是該閾值為中間大小，該校正已經(jīng)以與該校正信號的序列c(n)的脈沖重疊頻率進行。然而，該校正信號的序列c(n)以及在FIR濾波器輸入的振幅校正信號序列Δc(k)間，在該校正時間便很符合。該FIR濾波器的校正信號會稍稍大于中間校正值。
圖19所示為由該FIR濾波器產(chǎn)生的校正信號序列c(n)，其中該動態(tài)范圍的閾值設(shè)定的非常低，且因此該校正信號序列的脈沖重疊部分非常多，該校正信號的序列c(n)以及在FIR濾波器輸入的振幅校正信號序列Δc(k)間，在該校正時間符合度便很差。
因此，圖16中用以降低一OFDM信號動態(tài)范圍的裝置的缺點，便是在于動態(tài)范圍具有非常低的閾值，欲被校正信號的過校正發(fā)生，且過校正會將無謂的噪聲導(dǎo)入欲被校正的信號，過校正的問題是基于該校正信號舊脈沖的尾端與新脈沖重疊。
該裝置另一個缺點便是在于可能會在校正時間的外部產(chǎn)生不需要的大波峰。
在某些國家，移動無線系統(tǒng)的操作員在移動無線系統(tǒng)小區(qū)內(nèi)可使用超過一個載波頻率，這些載波頻率位于鄰接頻率信道，舉例來說，間隔約為5MHz。因此在此類移動無線系統(tǒng)中，必須為所有載波頻率降低被發(fā)射信號的動態(tài)范圍。
圖20所示為一種傳統(tǒng)的發(fā)射器，用以產(chǎn)生一些具有不同載波頻率的載波信號(N)。為了實行此一發(fā)射器，基礎(chǔ)發(fā)射器結(jié)構(gòu)會為了N各載波重復(fù)，每一基礎(chǔ)載波結(jié)構(gòu)具有位串流bi數(shù)字調(diào)制的映像裝置，舉例來說，QAM調(diào)制；以加權(quán)因子Gi加權(quán)該位串流的加權(quán)裝置；一擴展碼產(chǎn)生器，以擴展碼CCH，SF，m展開該加權(quán)位串流，且以碼片率F-chip產(chǎn)生碼片串流(實體信道)；一第一加法裝置，用以組合該實體信道以形成一信號；一加密碼產(chǎn)生器用以加密該信號(點S)；一第二加法裝置，用以將同步化信道加至該信號(點T)；一形狀濾波器；一處理裝置以及不同實體信道的功率放大器。該N基礎(chǔ)發(fā)射器結(jié)構(gòu)的N個載波信號在一第三加法裝置中相加，且產(chǎn)生的多載波信號傳入一天線。
圖21所示為另一個傳統(tǒng)的發(fā)射器，用以產(chǎn)生一些具有不同載波頻率的載波信號，該發(fā)射器類似于圖20的發(fā)射器，但可以較低的成本實施。在圖21的發(fā)射器中，一基礎(chǔ)發(fā)射器結(jié)構(gòu)的每一載波信號，會藉由形狀濾波器后的混合器混合一中間頻率f，置于該載波信號間間隔的頻率已經(jīng)對應(yīng)所需頻率間隔。個別基礎(chǔ)發(fā)射器結(jié)構(gòu)的載波信號接著藉由該第三加法器在其外加總，以便產(chǎn)生一多載波信號。該多載波信號接著在一處理裝置中升頻至一中間無線頻率，并且送出至一單一多載波功率放大器，然后再送至天線。因為該功率放大器是發(fā)射器中最復(fù)雜的組件，因此圖21的發(fā)射器在降低方面的復(fù)雜度與圖20的發(fā)射器相比立即變得清楚。在圖20的發(fā)射器中，每一基礎(chǔ)發(fā)射器結(jié)構(gòu)皆需一功率放大器，反之，圖21的發(fā)射器僅需一多載波功率放大器而已。
然而，圖21發(fā)射器的缺點便是該多載波信號的動態(tài)范圍大于個別載波信號的動態(tài)范圍，如圖13所示。這使得多載波功率放大器難以達到需求標準，且還必須降低寬廣的動態(tài)范圍。
在多載波WCDMA基站設(shè)計考量-放大器線性化及峰值因子控制-技術(shù)白皮書-PMC Sierra Inc.-2002年八月一日，Andrew Right和Oliver Nesper描述用以降低多載波態(tài)范圍的裝置。
圖22所示為用以降低多載波信號的動態(tài)范圍的裝置，其可用于圖21的發(fā)射器，其由T點向前。具有一碼片率Fchip的每該N信號首先藉由一形狀濾波器內(nèi)插至一較高速率，舉例來說，藉由一RRC濾波器或是一等價裝置。在此速率時，便可藉由一相關(guān)混合器將個別信號與中間頻率f1，f2，...，fN混合，在該混合器輸出的該N個產(chǎn)生載波信號x1，x2，...，xN具有所需載波間的間隔。在此點，該載波信號由一第一加法裝置加總，以便產(chǎn)生一參考多載波信號v，如果該參考多載波信號v的振幅/功率超過一固定或可變的閾值，一多載波振幅校正信號Δv便會由一多載波振幅校正信號產(chǎn)生裝置計算，以便將該參考多載波信號v降到閾值下，該參考多載波信號v、該多載波振幅校正信號Δv、以及該載波信號x1，x2，...，xN接著輸入一校正脈沖產(chǎn)生器，其由這些N個復(fù)數(shù)單載波校正信號c1，c2，...，cN產(chǎn)生，該單載波校正信號c1，c2，...，cN-每一為以單載波振幅校正信號Δc1，Δc2，...，ΔcN調(diào)制的脈沖h1(.)，h2(.)，...，hN(.)，每一單載波校正信號c1，c2，...，cN分派給一載波信號x1，x2，...，xN，該單載波校正信號c1，c2，...，cN最終于第二加法裝置中加至每一載波信號x1，x2，...，xN的一延遲版本，以便產(chǎn)生已校正的載波信號，該延遲載波信號由延遲裝置產(chǎn)生，且個別延遲等于該第一加法裝置、該多載波振幅校正信號產(chǎn)生裝置、以及該校正脈沖產(chǎn)生器和該脈沖延遲群組的處理時間。該N個已校正載波信號接著在一第三加法裝置加在一起，以形成一多載波信號并送出至另一升頻階段，且最終送至多載波功率放大器，如圖21所示。該脈沖hi(.)具有降低在該載波帶內(nèi)一錯誤頻譜功率密度的功能，其以符合鄰接信道漏損率(ΔCLR)的需求達成。以單載波振幅校正信號Δc1，Δc2，...，ΔcN調(diào)制的該N個脈沖hi，當(dāng)加總在一起時，會形成一多載波校正信號，如果該多載波校正信號加上一適當(dāng)?shù)难舆t多載波信號，則其在取樣位置t0的振幅，亦即偵測到原始波峰處便會降低，這些脈沖可為低通脈沖，其接著升頻至相關(guān)載波頻率，亦可為復(fù)數(shù)帶通脈沖，其為載波帶設(shè)計。
圖23所示為表現(xiàn)圖22裝置效應(yīng)的圖表，考慮N＝4的載波信號，該四個載波信號由向量x1，x2，x3，x4在復(fù)數(shù)平面上表示，當(dāng)該載波信號被加上時，其產(chǎn)生參考多載波信號v或是參考多載波信號v的向量，參考多載波信號v的向量于由閾值所定義的目標范圍外，該目標范圍由在一圓圈內(nèi)的復(fù)數(shù)點所表示，圖22的裝置產(chǎn)生一多載波振幅校正信號Δv，其降低該參考多載波信號v的振幅(功率)在該目標范圍內(nèi)。
該多載波振幅校正信號由Δv＝-α·v所獲得，且其分布在四個載波信號xi間。圖23所示關(guān)于N個單一載波振幅校正信號的選擇，其可由Andrew Right et al.得知Δc1＝-α·x1，Δc1＝-α·x1，..，Δc1＝-α·x1(7)圖23所示為四個單載波振幅校正信號Δci對應(yīng)多載波振幅校正信號Δv的向量加法，在時間(t0)時，該振幅降低是必要的，該單載波振幅校正信號Δci降低該振幅至目標范圍，在不同的時間點方面，多載波振幅校正信號Δv為如下脈沖的總和
(Δc1·h1(t-t0)，Δc2·h2(t-t0)，...，ΔcN·hN(t-t0)) (8)其中t0是需要振幅校正的時間。
根據(jù)方程式(7)選擇單載波振幅校正信號的缺點，便在于他們會造成多載波信號巨大的失真，此失真的功率與使用的脈沖能量以及使用的單載波振幅校正信號的振幅成比例，其中脈沖有可能具有相同的能量。
圖24所示為表示圖22裝置效應(yīng)的圖表，其中每一向量，亦即本例中載波信號的向量x3，并非該參考多載波信號v的巨大振幅的原因，在根據(jù)方程式(7)所計算單載波振幅校正信號中，該單載波振幅校正信號Δc3＝-α·x3實際上代表太多的校正，其會將無謂的噪聲導(dǎo)入該載波信號x3中。
在上述的例子中，信號本身乃是一些信號的加總，每該信號具有不同的頻率帶且能以不同的調(diào)制方法產(chǎn)生，這些能為個別載波信號或是一些以不同調(diào)制方式調(diào)制的載波信號，例如以四進制振幅調(diào)制(QAM)方式或是以四進制相位位移鍵控(QPSK)，并且以多路存取方法(CDMA，WCDMA等等)編碼或是以多載波技術(shù)(OFDM＝正交頻分多任務(wù))編碼。這些信號具有變動非常大的動態(tài)范圍，且在某些情況下動態(tài)范圍很寬，其會導(dǎo)致在發(fā)射器中巨大的電路復(fù)雜度，且尤其是功率放大器。
本發(fā)明的目的在于產(chǎn)生一種裝置，其有效降低一信號的動態(tài)范圍，而不會有無謂的信號失真。
所述目的可藉由權(quán)利要求1、9或13的裝置來達成。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明制造一種在第一點降低一信號的動態(tài)范圍的裝置，其沿著在一通信系統(tǒng)的發(fā)射器中的一信號處理方向，該裝置置于沿著該信號處理方向的第二點，其在第一點前，其包含一輸入信號傳入的一輸入；一校正預(yù)測裝置，其根據(jù)該輸入信號產(chǎn)生一預(yù)測信號，其表示在第一點的信號預(yù)測，且由該預(yù)測信號產(chǎn)生一校正信號；一延遲裝置，其藉由該輸入信號的一延遲產(chǎn)生一延遲輸入信號，該延遲會在該校正預(yù)測裝置中考慮該處理時間；一加法裝置；其中該延遲輸入信號減去該校正信號，以便產(chǎn)生一已校正信號，其產(chǎn)生具有在第一點降低動態(tài)范圍的信號；以及該已校正信號輸出處的一輸出。
在從屬權(quán)利要求1至8中，可發(fā)現(xiàn)權(quán)利要求1所描述的裝置所具優(yōu)點的實施樣態(tài)及改善處。
根據(jù)一較佳實施方式，在發(fā)射器中的信號具有符號序列，且校正預(yù)測裝置具有一些預(yù)測裝置，每一預(yù)測裝置分派給該信號的每一符號在第一點中的特定相位，且每一預(yù)測裝置產(chǎn)生個別相位的一預(yù)測信號。
根據(jù)另一較佳實施方式，該校正預(yù)測裝置亦具有校正信號產(chǎn)生裝置，其分別與具有一個別閾值的個別預(yù)測信號值比較，且根據(jù)該比較的結(jié)果產(chǎn)生單一相位校正信號，其中低于該個別閾值的信號可由該個別預(yù)測信號所產(chǎn)生。
根據(jù)另一較佳實施方式，該校正預(yù)測裝置亦具有一校正組合裝置，其組合該單一相位校正信號，以便產(chǎn)生該校正信號。
根據(jù)另一較佳實施方式，該預(yù)測裝置為有限脈沖響應(yīng)濾波器。
根據(jù)另一較佳實施方式，該預(yù)測裝置所分派的相位彼此等距間隔。
根據(jù)另一較佳實施方式，該校正預(yù)測裝置具有一內(nèi)插濾波器，其產(chǎn)生該預(yù)測信號。
根據(jù)另一較佳實施方式，該校正預(yù)測裝置亦具有一校正信號產(chǎn)生裝置，其比較該具有閾值的預(yù)測信號值，且根據(jù)該比較結(jié)果產(chǎn)生一多相校正信號。
本發(fā)明易制造一種在一特定點降低一信號的動態(tài)范圍的裝置，其沿著在一移動通信系統(tǒng)的發(fā)射器中的一信號處理方向，其包含一輸入信號所傳入的一輸入；一振幅校正信號產(chǎn)生裝置，其由該輸入信號產(chǎn)生一振幅校正信號；一轉(zhuǎn)送濾波器，其由一修正振幅校正信號產(chǎn)生一校正信號；一反饋濾波器，其由該修正振幅校正信號產(chǎn)生后者的輸出信號，其表示該校正信號的一前脈沖值；一處理裝置，其由該振幅校正信號及該反饋濾波器的輸出信號，產(chǎn)生該修正振幅校正信號，依此則校正信號的脈沖間不會有重疊；一延遲裝置，其藉由該輸入信號的延遲產(chǎn)生一延遲輸入信號，該延遲會在該振幅校正信號產(chǎn)生裝置、該處理裝置以及該轉(zhuǎn)送濾波器中考慮該處理時間；一加法裝置，其中該延遲輸入信號減去該校正信號，以便產(chǎn)生具有降低動態(tài)范圍的一校正信號，且該校正信號于一輸出處輸出。
在從屬權(quán)利要求10至12中，可發(fā)現(xiàn)權(quán)利要求9所描述的裝置所具優(yōu)點的實施樣態(tài)及改善處。
根據(jù)一較佳實施方式，如果由該反饋濾波器的輸出信號所表示的校正信號前脈沖值，大于該振幅校正信號值的話，則該處理裝置設(shè)定該修正振幅校正信號值為零，否則便設(shè)定該修正振幅校正信號設(shè)定為振幅校正信號值與校正信號前脈沖值的差距。
根據(jù)另一較佳實施方式，該振幅校正信號產(chǎn)生裝置比較該輸入信號值與閾值，且根據(jù)該比較結(jié)果產(chǎn)生該振幅校正信號，其中低于該個別閾值的信號可由該個別預(yù)測信號所產(chǎn)生。
根據(jù)另一較佳實施方式，該轉(zhuǎn)送濾波器以及該反饋濾波器，為有限脈沖響應(yīng)濾波器或是一無限脈沖響應(yīng)濾波器。
本發(fā)明亦制造一種用以在一特定點降低一些具有不同載波頻率的載波信號動態(tài)范圍的裝置，其沿著在一移動通信系統(tǒng)的發(fā)射器中的一信號處理方向，其包含載波信號輸入處的一輸入；一加法裝置，該載波裝置于其中加總，以便產(chǎn)生一參考多載波信號；一多載波振幅校正信號產(chǎn)生裝置，其比較該參考多載波信號以及一閾值，且根據(jù)該比較結(jié)果產(chǎn)生一多載波振幅校正信號，其中低于該個別閾值的信號可由該參考多載波信號所產(chǎn)生；一校正脈沖產(chǎn)生器，其根據(jù)該多載波振幅校正信號產(chǎn)生個別單載波振幅校正信號，其由多載波振幅校正信號乘上一相關(guān)系數(shù)，且用以校正該載波信號的該單載波振幅校正信號由該單載波振幅校正信號乘上相關(guān)脈沖；延遲裝置，其由該載波信號的一相關(guān)延遲產(chǎn)生延遲載波信號，該延遲會在該加法裝置、該多載波振幅校正信號產(chǎn)生裝置以及該校正脈沖產(chǎn)生器中考慮該處理時間；加法裝置，其將單載波校正信號加上相關(guān)的延遲載波信號，已產(chǎn)生具有降低動態(tài)范圍的載波信號，并于已校正載波信號所輸出處輸出。
在從屬權(quán)利要求14至26中，可發(fā)現(xiàn)權(quán)利要求13所描述的裝置所具優(yōu)點的實施樣態(tài)及改善處。
根據(jù)一較佳實施方式，該系數(shù)為αi＝1/N，N為載波信號量。
根據(jù)另一較佳實施方式，該校正脈沖產(chǎn)生器亦根據(jù)該載波信號產(chǎn)生該單載波校正信號，且該系數(shù)為αi＝Pi/(P1+P2+...+PN)，其中i＝1，...，N，N為載波信號量，而Pi為關(guān)于該載波信號i的功率。
根據(jù)另一較佳實施方式，該校正脈沖產(chǎn)生器亦藉由該載波信號產(chǎn)生該單載波校正信號，且該系數(shù)為αi=Pi/(P1+P2+...+PN),]]>其中i＝1，...，N，N為載波信號量，而Pi為關(guān)于該載波信號i的功率。
根據(jù)另一較佳實施方式，該校正脈沖產(chǎn)生器亦根據(jù)該載波信號產(chǎn)生該單載波校正信號，且該系數(shù)為αi＝|xi|/(|x1|+|x2|+...+|xN|)，其中i＝1，...，N，N為載波信號量，而xi為關(guān)于該載波信號i的功率。
根據(jù)另一較佳實施方式，該校正脈沖產(chǎn)生器亦根據(jù)該載波信號以及該參考多載波信號，以產(chǎn)生該單載波校正信號，且該校正脈沖產(chǎn)生器針對個別載波信號的向量，分別計算投影至該參考多載波信號的向量，且當(dāng)該投影具有一方向與該參考多載波信號相反時，便不校正該個別載波信號，且當(dāng)該投影具有一方向與該多載波信號(v)向量相同時，則以αi＝ni/(n1+n2+...+nN)計算該系數(shù)，其中i＝1，...，N，N為載波信號量，而ni為載波信號xi的向量投影至該參考多載波信號的向量。
根據(jù)另一較佳實施方式，該校正脈沖產(chǎn)生器在計算該系數(shù)時，考慮一特定量的最顯著投影。
根據(jù)另一較佳實施方式，該校正脈沖產(chǎn)生器亦具有一校正分布裝置，其計算該系數(shù)且產(chǎn)生該單載波振幅校正信號，其由該多載波振幅校正信號乘上該系數(shù)，以及脈沖產(chǎn)生器，每該脈沖產(chǎn)生器分派給一載波信號，且產(chǎn)生一個別單載波校正信號，其由一個別單載波振幅校正信號乘上一相關(guān)脈沖。
根據(jù)另一較佳實施方式，該校正脈沖產(chǎn)生器亦具有第一混合器，其降頻一相關(guān)的單載波振幅校正信號至一基頻，且將其轉(zhuǎn)送至一個別脈沖產(chǎn)生器，以及一第二混合器，其升頻一相關(guān)單載波振幅校正信號至該個別載波頻率。
根據(jù)另一較佳實施方式，該脈沖為復(fù)數(shù)帶通脈沖，且具有一頻譜特征，其類似相關(guān)載波信號的頻譜特征。
根據(jù)另一較佳實施方式，該脈沖為等量低通脈沖，且具有一頻譜特征，其系類似相關(guān)載波信號的頻譜特征。
根據(jù)另一較佳實施方式，在發(fā)射器中的第一點或是特定點，為一數(shù)字/比轉(zhuǎn)換器或是一放大器的一形狀濾波器或是一混合器的輸出。
根據(jù)另一較佳實施方式，該通信系統(tǒng)為一移動無線系統(tǒng)或是一無線局域網(wǎng)絡(luò)(WLAN)。
根據(jù)另一較佳實施方式，該移動無線系統(tǒng)為一UMTS移動無線系統(tǒng)。
本發(fā)明的優(yōu)點在于預(yù)測一信號，其動態(tài)范圍會降低，可使用一等價模塊描述發(fā)射器的所有階段，且藉此表示信號失真可降低而不限制該動態(tài)范圍的降低表現(xiàn)。
本發(fā)明的另一優(yōu)點在于不會修改一校正信號的頻譜特征，因為僅修改一轉(zhuǎn)送濾波器的輸入信號。
本發(fā)明的另一優(yōu)點在于具有一所需校正的校正值可在校正時間達到一較佳符合度。
本發(fā)明的另一優(yōu)點在于降低該失真功率。
本發(fā)明的另一優(yōu)點在于由一信號校正產(chǎn)生的第二波峰是降低，且因此可達成較佳的動態(tài)范圍降低。
本發(fā)明的另一優(yōu)點在于一多載波信號的個別載波信號具有較少失真。


在下文中，本發(fā)明的較佳實施方式將參照附圖做更詳細的解釋，其中圖1所示為根據(jù)本發(fā)明的一說明用實施方式；圖2所示為圖1裝置的輸入信號；圖3所示為圖1裝置的校正預(yù)測裝置；圖4所示為圖3預(yù)測裝置的預(yù)測函數(shù)；圖5所示為本發(fā)明應(yīng)用中，一輸出信號的互補累積分布函數(shù)；圖6所示為根據(jù)本發(fā)明的另一說明用實施方式；圖7所示為根據(jù)本發(fā)明的另一說明用實施方式；圖8所示為圖7裝置的一詳細表示；圖9所示為根據(jù)本發(fā)明的校正脈沖產(chǎn)生器的一說明用實施方式；圖10所示為根據(jù)本發(fā)明的校正脈沖產(chǎn)生器的另一說明用實施方式；圖11所示為圖9裝置的效應(yīng)的圖表表示；圖12所示為一公知發(fā)射器；圖13所示為圖12公知發(fā)射器的CDMA信號的互補累積分布函數(shù)；圖14A和圖14B所示為另一公知發(fā)射器；圖15所示為圖14B公知發(fā)射器的一預(yù)補償裝置；圖16所示為用以降低一OFDM信號的動態(tài)范圍的公知裝置；圖17所示為圖16裝置的一校正信號；圖18所示為圖16裝置的一校正信號；圖19所示為圖16裝置的一校正信號；圖20所示為一些載波信號的一公知發(fā)射器；圖21所示為一些載波信號的一公知發(fā)射器；圖22所示為用以降低一多載波信號的動態(tài)范圍的公知裝置；圖23所示為圖22裝置的效應(yīng)的圖表表示；以及圖24所示為圖22裝置的效應(yīng)的圖表表示。
具體實施例方式
圖1所示為根據(jù)本發(fā)明的說明用實施例，其一種用以降低一信號動態(tài)范圍的裝置。該裝置用以降低一信號的動態(tài)范圍，其在一通信系統(tǒng)傳輸器中一信號處理方向的第一點，該裝置配置在沿著在發(fā)射器中該信號處理方向的第二點上，其位于該第一點前。
該通信系統(tǒng)較佳地為一移動無線系統(tǒng)，且可為任何無線通信系統(tǒng)，例如一無線局域網(wǎng)絡(luò)(WLAN)，或是一有線連接通信系統(tǒng)。該發(fā)射器較佳地為一UMTS移動無線系統(tǒng)的一基站的發(fā)射器。在該發(fā)射器中的信號較佳地由一符號來源產(chǎn)生，其較佳地藉由QPSK方法映像位串流至符號序列，且藉由WCDMA多路存取方法將其分配至實體信道。該裝置較佳地用于根據(jù)圖14A的發(fā)射器中。舉例來說，第一點為圖14A的功率放大器或是數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換器或是混合器或是形狀濾波器的輸出。舉例來說，第二點為圖14A中符號來源的輸出。
該裝置101具有一延遲裝置102、一校正預(yù)測裝置103以及一加法裝置104。一輸入信號的一序列x(nT)或是符號序列輸入至該裝置101的輸入，其在該裝置101所配置的發(fā)射器中的第二點，在此裝置下，T為符號間隔。在延遲裝置102中，一延遲輸入信號的序列x(nT-D)由該輸入信號的序列x(nT)產(chǎn)生，該延遲D考慮到該校正預(yù)測裝置103的處理時間。一校正信號的序列c(nT)由該校正預(yù)測裝置103從該輸入信號的序列x(nT)在發(fā)射器中的第一點產(chǎn)生，該校正預(yù)測裝置103預(yù)測由該裝置101輸入信號的序列x(nT)所影響的信號序列，該輸入信號位于該發(fā)射器內(nèi)的第二點，并且一校正信號的序列c(nT)，其以在第一點的信號具有所需降低動態(tài)范圍的方法。該預(yù)測僅執(zhí)行輸入信號確實需要的校正，且在第一點的信號與圖14B預(yù)補償裝置和發(fā)射器相比，并沒有無謂的失真。在該加法裝置104中，該延遲輸入信號的序列x(nT-D)減掉該校正信號的序列c(nT)，以便產(chǎn)生一校正信號的序列xc(nT)作為該裝置101的輸出信號，此校正過信號會在第一點產(chǎn)生具有一降低動態(tài)范圍的信號。
圖2所示為該輸入信號的序列x(nT)，其在圖1的裝置中處理。該輸入信號序列x(nT)的符號間隔T以時間細分成N個樣本或點。在這些時間上做參考點作為相0、相1、...、相N-1，間隔[nT，(n+1)T]的N個相較佳地以不同距離間隔。在圖1的校正預(yù)測裝置103中，N個預(yù)測裝置在該符號間隔內(nèi)的N個時間(相)預(yù)測一信號序列值，其將在下文中做更詳細的解釋。
圖3所示為圖1裝置的校正預(yù)測裝置，該校正預(yù)測裝置103具有每一相的一預(yù)測裝置105、一校正信號產(chǎn)生裝置106以及一相位校正裝置107。該校正預(yù)測裝置103亦具有一校正組合裝置108。該預(yù)測裝置105為每一相關(guān)相p產(chǎn)生一預(yù)測信號序列xp’(nT)，該預(yù)測信號的個別序列xp’(nT)一個接一個與一閥值在一校正信號產(chǎn)生裝置106中比較，當(dāng)該預(yù)測信號的序列xp’(nT)的符號序列超過該閾值時，該個別該個別校正信號產(chǎn)生裝置106會計算一單相校正信號的序列cp(nT)，對一相p而言，該單相校正信號的序列cp(nT)較佳地根據(jù)下列規(guī)則計算如果|xp’(nT)|＞閾值cp(nT)＝xp’(nT)*(1-閥值/|xp’(nT)|)否則cp(nT)＝0(9)一單相校正信號的序列cp(nT)是基于在該傳輸器中第一點的預(yù)測信號序列xp’(nT)所計算，其確實降低動態(tài)范圍，而非基于在第二點輸入信號的序列x(n)。該第一點是不同于圖14的形狀濾波器輸入的點，舉例來說，可為該圖14中形狀濾波器的輸出、混合器的輸出、該數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換器的輸出或是該放大器的輸出。該相位校正裝置107用以在基頻產(chǎn)生轉(zhuǎn)換單相校正信號的序列ep(nT)，其等價于一單相校正信號的個別序列cp(nT)。對每一相0，1，...，N-1而言，在一相位校正裝置107中使用不同的轉(zhuǎn)換。
該相位校正裝置107將轉(zhuǎn)換單相校正信號序列ep(nT)提供給該校正組合裝置108，非?？赡軙谐^一個該轉(zhuǎn)換單相校正信號序列ep(nT)在同一時間不為零。舉例來說，在圖2中，相1和相3的單相校正信號序列c1(nT)和c3(nT)在符號x(nT)期間同時不等于零，該校正組合裝置108組合該轉(zhuǎn)換單相校正信號的序列，以便產(chǎn)生該校正信號的序列c(nT)。
在圖1和圖3的裝置中，信號動態(tài)范圍的降低較佳地為對應(yīng)于圖14A形狀濾波器輸出的第一點執(zhí)行。關(guān)于這方面，圖4所示為圖14B的形狀濾波器典型的脈沖響應(yīng)，輸入信號的序列x(nT)的符號間隔T根據(jù)圖2分成四個相，對每一相而言，可取相等脈沖響應(yīng)作為樣本，亦即在圖14的連續(xù)圖形、虛線、點虛線、點線的樣本，其分別為相0、相1、相2及相3。在圖3的校正預(yù)測裝置103中，該N預(yù)測裝置105較佳地為有限脈沖響應(yīng)濾波器(FIR濾波器)，每一具有對應(yīng)等價脈沖響應(yīng)，該N等價脈沖響應(yīng)為h0(kT)，h1(kT)，...，hN-1(kT)，因此相p的預(yù)測信號序列xp’(nT)為Xp,(nT)=Σkx(kT)·hp(kT-nT)---(10)]]>該相位校正裝置107，其用于圖3的相位1至N-1，由該單相校正信號獲得轉(zhuǎn)換單相校正信號的序列ep(nT)，該轉(zhuǎn)換單相校正信號序列ep(nT)相當(dāng)于導(dǎo)入一基頻信號的實際失真，這些轉(zhuǎn)換單相校正信號的最小化因此相當(dāng)于導(dǎo)入失真的最小化。該相位校正裝置107較佳地具有一含脈沖響應(yīng)的FIR濾波器，其等于時間轉(zhuǎn)換脈沖響應(yīng)hp(kT)，其用于個別預(yù)測裝置105且由個別預(yù)測裝置的該脈沖響應(yīng)hp(nT)的能量正規(guī)化，因此相p的相位校正裝置107的FIR濾波器的脈沖響應(yīng)為
ep(nT)=Σkcp(kT)·hp(-(kT-nT))Σm(hp(mT))2---(11)]]>該轉(zhuǎn)換單相校正信號的符號序列ep(nT)具有最小量的能量。
該N預(yù)測裝置105根據(jù)方程式(10)為每一相p產(chǎn)生該預(yù)測信號序列xp’(nT)，預(yù)測信號的每一序列xp’(nT)接著根據(jù)法則9在一個別校正信號產(chǎn)生裝置106中檢查，其為個別相p計算一單相校正信號的序列cp(nT)。根據(jù)方程式(11)，每一單相校正信號的序列cp(nT)由個別相位校正裝置107分配一些值或是該轉(zhuǎn)換單相校正信號序列ep(nT)的符號。該校正組合裝置108組合該轉(zhuǎn)換單相校正信號的N個序列ep(nT)，以便形成一校正信號的一單一序列c(nT)?？赡軙谐^一個相同時需要校正，在圖1中，校正信號的序列c(nT)在加法裝置104中減去，以形成由該延遲裝置102所延遲的輸入信號序列x(nT)，以便在發(fā)射器中的第一點降低該信號的動態(tài)范圍。由于個別預(yù)測裝置105及相位校正裝置107的兩個FIR濾波器，該延遲裝置102較佳地考慮到處理時間D。
該校正組合裝置108較佳地根據(jù)下列非線性法則組合該轉(zhuǎn)換校正信號序列ep(nT)c[i].re＝e1[i].rec[i].im＝e1[i].imif(ABS(c[i].re＜ABS(e2[i].re))c[i].re＝e2[i].re....
if(ABS(c[i].re＜ABS(eN[i].re))c[i].re＝eN[i].reif(ABS(c[i].im＜ABS(e2[i].im))c[i].im＝e2[i].im....
if(ABS(c[i].im＜ABS(eN[i].im))c[i].im＝eN[i].im(12)實質(zhì)上在法則12中，具最大振幅的實部成分從該轉(zhuǎn)換單相校正信號序列ex[i]的實部成分(.re)中選出，而具最大振幅的虛部成分從該轉(zhuǎn)換單相校正信號序列ex[i]的虛部成分(.im)中選出。因此以虛擬碼表示的法則12已經(jīng)將復(fù)數(shù)值信號的使用考慮進去。
此外，校正組合裝置108可由該轉(zhuǎn)換單相校正信號序列ep(nT)的一簡單加法，來計算該校正信號序列c(nT)。
圖5所示為圖14中形狀濾波器的輸出信號序列的互補累積分布函數(shù)，其在以圖3N＝1，2，4的預(yù)測裝置105降低動態(tài)范圍后，以及未降低動態(tài)范圍(N＝0)下獲得，所使用的預(yù)測函數(shù)分別為，其以一個預(yù)測裝置105對圖4的相0作脈沖響應(yīng)，以兩個預(yù)測裝置105對相0和相2作脈沖響應(yīng)，以及以四個預(yù)測裝置105對相0至相3作脈沖響應(yīng)。由于相0的脈沖響應(yīng)非常近似dirac脈沖，因此可假設(shè)一個(N＝1)預(yù)測裝置時的結(jié)果對圖15的公知解決方法亦是有效的。
圖5的分布函數(shù)顯示出，為了獲得雨圖14B和圖15的預(yù)補償裝置相同程度的動態(tài)范圍降低，圖3中的校正預(yù)測裝置103及2或4個預(yù)測裝置105所使用閾值可以較大(1dB或更多)，且由該校正預(yù)測裝置103所產(chǎn)生的失真可因此較小，且相對的在降低動態(tài)范圍上有較佳的特征。
當(dāng)使用FIR濾波器時，圖3該校正預(yù)測裝置103的該預(yù)測裝置105可為多相濾波器，且如果在一符號間隔T內(nèi)相位間隔相等時，由一具有N因子的單一內(nèi)插濾波器執(zhí)行。由于時間轉(zhuǎn)換脈沖響應(yīng)，圖3的該相位校正裝置107亦類似一匹配濾波器，其關(guān)于一對應(yīng)的預(yù)測裝置105。在這些考慮下，可獲得一種降低一信號動態(tài)范圍的另一說明用圖6所示為一種用以降低一信號動態(tài)范圍的說明用實施方式，該裝置用以降低一信號的動態(tài)范圍，其在一通信系統(tǒng)的發(fā)射器中一信號處理方向的第一點。，該裝置配置在沿著在發(fā)射器中該信號處理方向的第二點上，其位于該第一點前。
該通信系統(tǒng)較佳地為一移動無線系統(tǒng)，且可為任何無線通信系統(tǒng)，例如一無線局域網(wǎng)絡(luò)(WLAN)，或是一有線連接通信系統(tǒng)。該發(fā)射器較佳地為一UMTS移動無線系統(tǒng)的一基站的發(fā)射器。在該發(fā)射器中的信號較佳地由一符號來源產(chǎn)生，其較佳地是藉由QPSK方法映像位串流至符號序列，且藉由WCDMA多路存取方法將其分配至實體信道。該裝置較佳地是用于根據(jù)圖14A的發(fā)射器中。舉例來說，第一點為圖14A的功率放大器或是數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換器或是混合器或是形狀濾波器的輸出。舉例來說，第二點為圖14A中符號來源的輸出。
該裝置601具有一第一延遲裝置602、一加法裝置604、一內(nèi)插濾波器605、一校正信號產(chǎn)生裝置606、一第二延遲裝置609、一匹配濾波器607、一十進制裝置610以及一放大器611。一輸入信號提供給該裝置601的輸入，該輸入信號的一序列x(nT)或是符號序列是輸入至該內(nèi)插濾波器605，其在發(fā)射器中一特定點預(yù)測一信號序列x’(kT/M)，由該預(yù)測信號序列x’(kT/M)或是該內(nèi)插濾波器605的輸出信號，可藉由該校正信號產(chǎn)生裝置606獲得一多相校正信號序列cp(kT/M)，較佳地是使用方程式(9)。接續(xù)的延遲裝置609調(diào)整該多相校正信號序列cp(kT/M)成為最佳取樣相位。該延遲裝置609的輸出信號序列輸入至該匹配濾波器607，且該匹配濾波器607的轉(zhuǎn)換校正信號序列e(kT/M)在該十進制裝置610中以一因子M往下取樣的一符號率。該往下取樣序列由該放大器611調(diào)整至正確的等級，其輸出一校正信號序列c(nT)。在該第一延遲裝置602中，一延遲輸入信號序列x(nT-D)由該輸入信號序列產(chǎn)生，該延遲D考慮該內(nèi)插濾波器605、該校正信號產(chǎn)生裝置606、該第一延遲裝置609、該匹配濾波器607、該十進制裝置610以及該放大器611的處理時間。該校正信號序列c(nT)由該延遲輸入信號序列x(nT-D)在該加法裝置604中減去，以便產(chǎn)生一校正信號或輸出信號的序列xc(nT)，其為在該裝置601后的發(fā)射器中在第一點具有一降低動態(tài)范圍的信號。
圖7所示為一種用以降低一信號動態(tài)范圍裝置的另一說明用實施方式。該裝置改進圖16裝置的脈沖產(chǎn)生，該裝置可由T.May et al.及N.Hentati et al.所知。此信號較佳地為在一發(fā)射器中沿著一信號處理方向特定點的信號。
該通信系統(tǒng)較佳地為一移動無線系統(tǒng)，且可為任何無線通信系統(tǒng)，例如一無線局域網(wǎng)絡(luò)(WLAN)，或是一有線連接通信系統(tǒng)。該發(fā)射器較佳地為一UMTS移動無線系統(tǒng)的一基站發(fā)射器。在該發(fā)射器中的信號較佳地由一符號來源產(chǎn)生，其較佳地是藉由QPSK方法映像位串流至符號序列，且藉由WCDMA多路存取方法將其分配至實體信道。此外，在發(fā)射器中的信號可為OFDM信號，該裝置較佳地是用于根據(jù)圖14A的發(fā)射器中。舉例來說，特定點為圖14A的功率放大器或是數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換器或是混合器或是形狀濾波器的輸出。
裝置701具有一振幅校正信號產(chǎn)生裝置712、一處理裝置713、一反饋濾波器714、一轉(zhuǎn)送濾波器715、一延遲裝置702以及一加法裝置704。一輸入信號序列x(n)輸入至該裝置701的一輸入，該信號為預(yù)備降低動態(tài)范圍的信號，例如在發(fā)射器中一特定點的一信號序列。該延遲裝置702考慮到在振幅校正信號產(chǎn)生裝置712、在處理裝置713以及在轉(zhuǎn)送濾波器715的處理時間，且由該輸入信號序列x(k)產(chǎn)生一延遲輸入信號序列x(n)。在該加法裝置704中，由該延遲裝置702所產(chǎn)生的延遲輸入信號是減掉一校正信號序列c(n)，以便產(chǎn)生該裝置701的一校正輸出信號序列xc(n)，其具有一降低的動態(tài)范圍，且于該裝置的輸出處輸出。該振幅校正信號產(chǎn)生裝置712，根據(jù)方程式(5)由該輸入信號序列x(k)產(chǎn)生一振幅校正信號序列Δc(k)。該轉(zhuǎn)送濾波器715用以產(chǎn)生適當(dāng)?shù)拿}沖h(.)，且藉此根據(jù)方程式(6)由該處理裝置713的修改振幅校正信號序列b(k)，計算一校正信號序列c(n)。該反饋濾波器714由該處理裝置713的修改振幅校正信號序列b(k)，產(chǎn)生該輸出信號序列y(k)，其表示當(dāng)現(xiàn)行輸入信號在延遲鏈中置于主要系數(shù)h0的位置時，該校正信號序列c(n)的舊或先行脈沖與該校正信號序列c(n)的新或現(xiàn)行脈沖重疊的值。
該處理裝置713使用該反饋濾波器714的輸出信號序列y(k)，來檢查該校正信號序列c(n)的先行脈沖尾端的確實值，是否有大于由該振幅校正信號產(chǎn)生裝置712所產(chǎn)生的一振幅校正信號序列Δc(k)所需值。該處理裝置713具有由該振幅校正信號序列Δc(k)產(chǎn)生一修改振幅校正信號序列b(k)的功能，使得該轉(zhuǎn)送濾波器715不會產(chǎn)生如圖16的裝置所產(chǎn)生的過度校正。該處理裝置713較佳地是根據(jù)下列虛擬的C程序代碼產(chǎn)生該修改振幅校正信號序列b(k)abs_y＝POW(y[k])；/*尾端功率*/abs_c＝POW(Δc(k))；/*振幅校正信號功率*/if(abs_y＞abs_c{/*如果過度校正，則不動作*/b[k].re＝0.0；b[k].im＝0.0；}else{/*僅增加至所需值的差距*/
b[k].re＝Δc(k).re-y[k].re；b[k].im＝Δc(k).im-y[k].re；}(13)在此例子中，必須考慮到在虛擬C程序代碼中，輸入信號是復(fù)數(shù)值的。該轉(zhuǎn)送濾波器715較佳地為FIR濾波器或是有限脈沖響應(yīng)濾波器(IIR濾波器)。該反饋濾波器714較佳地為一具有K系數(shù)或分接頭的FIR濾波器，或是IIR濾波器。
圖8所示為圖7用以降低一信號動態(tài)范圍裝置的細節(jié)，該轉(zhuǎn)送濾波器及該反饋濾波器為FIR濾波器。該轉(zhuǎn)送濾波器及該反饋濾波器在一單一FIR濾波器中執(zhí)行，其具有一第一和第二加法裝置716和717，分別連接至加法裝置716和717的系數(shù)乘法裝置718，以及連接至該系數(shù)乘法裝置718的延遲組件鏈719。該反饋濾波器因此使用該轉(zhuǎn)送濾波器的某些延遲組件719。該轉(zhuǎn)送濾波器的K個系數(shù)h+1...h+K為在主要系數(shù)h0后的轉(zhuǎn)送濾波器K個系數(shù)。圖8的裝置適合于低通脈沖(實部濾波器)以及使用復(fù)數(shù)濾波器的帶通濾波器。
當(dāng)一些載波信號被處理后，在圖8的裝置使用下述復(fù)數(shù)脈沖hNC(n)＝h(n)·ej2πf1n+h(n)·ej2πf2n+...+h(n)·ej2πfNn(14)h(.)是分別用于單一載波信號的低通脈沖，而f1，f2，...，fN為N個載波信號的頻率。
圖9所示為根據(jù)本發(fā)明一校正脈沖產(chǎn)生器的說明用實施方式，其用以降低圖22的多載波信號動態(tài)范圍。該裝置較佳地使用在圖20和圖21的發(fā)射器中。該校正脈沖產(chǎn)生器具有一校正分布裝置920，以及N脈沖產(chǎn)生器921。該校正分布裝置920分配一多載波振幅校正信號Δv至N個載波信號，其根據(jù)一參考多載波信號v、一多載波校正信號Δv及/或圖20的單載波信號x1，x2，...，xN，并產(chǎn)生配置給該載波信號的單載波振幅校正信號Δc1，Δc2，...，ΔcN。該N個單載波振幅校正信號Δc1，Δc2，...，ΔcN仿真N脈沖產(chǎn)生器921，其產(chǎn)生調(diào)制脈沖h1(t-t0)，h2(t-t0)，...，hN(t-t0)，或是單載波校正信號c1，c2，...，cN及單載波振幅校正信號Δc1，Δc2，...，ΔcN。用于一脈沖產(chǎn)生器921的每一復(fù)數(shù)脈沖h1，h2，...，hN不相同，且具有頻譜特征，其類似對應(yīng)載波的頻譜特征。該復(fù)數(shù)脈沖較佳地為帶通脈沖。
圖10所示為根據(jù)本發(fā)明的一校正脈沖產(chǎn)生器的另一說明用實施方式。與圖9的校正脈沖產(chǎn)生器相比，該校正脈沖產(chǎn)生器亦具有第一混合器922及第二混合器923。該第一混合器922用于往下轉(zhuǎn)換該單載波振幅校正信號Δc1，Δc2，...，ΔcN至該基頻。在所有的脈沖產(chǎn)生器921中，相同的低通脈沖h(.)，例如一實部脈沖，用于所有的載波。該第二混合器921用以往上轉(zhuǎn)換該產(chǎn)生脈沖至個別載波頻率，以便獲得一適當(dāng)?shù)念l譜占用，該第二混合器923考慮該處理延遲t0。
從圖9和圖10中，可明顯看出無論是否有校正脈沖產(chǎn)生器，其可由根據(jù)本發(fā)明的圖9和圖10的校正脈沖產(chǎn)生器取代，其結(jié)果便是可避免過校正且改善降低動態(tài)范圍的效能。
對比于公知方程式(7)的單載波振幅校正信號，該校正信號Δc1＝α1·Δv，Δc2＝α2·Δv，..，ΔcN＝αN·Δv (15)用于圖9和圖10的校正分配裝置920，該系數(shù)α1，α2，...，αN-為實數(shù)，且總和等于1。
圖11所示為根據(jù)本發(fā)明該單載波振幅校正信號的選擇，圖23公知選擇的比較圖，其在N＝4載波的情況下，改善的情況明顯可見。該單載波振幅校正信號Δc1、Δc2、Δc3、Δc4的四個向量的振幅總和較小，因為他們都平行與多載波振幅校正信號Δv運作。由于四個失真來源的總功率降低，參考多載波信號v的失真也會減少，該多載波振幅校正信號Δv能較佳地以下表示Δv(t)＝Δc1-·h1(t-t0)+Δc2-·h2(t-t0)+...+ΔcN-·hN(t-t0)＝[α1·h1(t-t0)+α2·h2(t-t0)+...+αN·hN(t-t0)]·Δv(16)在校正后，一多載波信號在t-0具有該校正振幅，然而，新的波峰將可能出現(xiàn)在與t0不同的位置，這些新波峰的振幅端視所使用的單載波振幅校正信號的振幅。當(dāng)選擇使用根據(jù)方程式(15)的單載波振幅校正信號時，這些新波峰具有較小的振幅，且最終輸出信號具有降低的動態(tài)范圍，其與圖7公知單載波振幅校正信號的選擇相比。
閾值越小，則效能改善越大。事實上，加上多載波信號v的不同方向的該載波信號x1，x2，...，xN的向量在圖23的目標區(qū)域外的機率會較大。
在表示式(8)中，由本發(fā)明裝置所計算的單載波振幅校正信號Δc1，Δc2，...，ΔcN，以脈沖h1(.)，h2(.)，...，hN(.)調(diào)制器，在他們加至每一載波信號前，這些脈沖較佳地為復(fù)數(shù)帶通脈沖，其具有類似欲被校正的載波信號的頻譜占用。
根據(jù)方程式(15)，單載波振幅校正信號的選擇亦可用于圖10校正脈沖產(chǎn)生器的說明用實施方式，其中該單載波振幅校正信號Δci首先由該第一混合器922轉(zhuǎn)換成基頻，其設(shè)定給個別載波頻率fi，且結(jié)果接著由一基頻脈沖h(.)調(diào)制。相同的實部脈沖較佳地用于所有的載波，該調(diào)制信號接著再一次由該第二混合器923往上轉(zhuǎn)換成該載波頻率，其設(shè)定給個別載波頻率fi，且考慮一處理時間t0，并且加至載波信號。該結(jié)果如表示式(17)所示(Δc1·e-j2πf1t·h1(t-t0)·e+j2πf1(t-t0)，Δc2·e-j2πf2t·h2(t-t0)·e+j2πf2(t-t0)，...，ΔcN·e-j2πfNt·hN(t-t0)·e+j2πfN(t-t0))(17)為了根據(jù)方程式(15)計算該單載波振幅校正信號Δc1，Δc2，...，ΔcN，所有的系數(shù)α1，α2，...，αN在該校正分布裝置920設(shè)定等于1/N，使得其總和等于1。此方法可輕易地執(zhí)行，均質(zhì)地分配噪聲功率于N個載波中，且當(dāng)所有載波具有相同功率時亦可使用。
當(dāng)該載波具有不同的功率時，每個載波的信號/噪聲比也不同。因此，該系數(shù)αi＝Pi/(P1+P2+...+PN)，其中i＝1，...，N (18)可用以在本發(fā)明的校正分布裝置920中計算該單載波振幅校正信號Δci，Pi為關(guān)于載波信號i的功率，該系數(shù)αi因此為總功率的部分。當(dāng)該傳輸參數(shù)已知時，該系數(shù)較佳地可預(yù)計算，否則可藉由評估每一載波信號的功率立即計算。
或者，系數(shù)αi=Pi/(P1+P2+...+PN),]]>其中i＝1，...，N(19)可用以在本發(fā)明的校正分布裝置920中計算該單載波振幅校正信號，Pi為關(guān)于載波信號i的功率，該系數(shù)αi因此為關(guān)于該載波rms功率的部分。當(dāng)該傳輸參數(shù)已知時，該系數(shù)較佳地藉由校正分布裝置920預(yù)計算，否則可藉由評估每一載波信號的功率或是藉由直接評估每一載波信號的平均值立即計算。此方法確保載波信號間相同的信號/失真比。
或者，系數(shù)αi＝|xi|/(|x1|+|x2|+...+|xN|)，其中i＝1，...，N(20)其每一載波信號的瞬間振幅比例，亦可用以在本發(fā)明的校正分布裝置920中計算該單載波振幅校正信號。
或者，該值α1，α2，...，αN亦可被計算，用以在本發(fā)明的校正分布裝置920中計算該單載波振幅校正信號，其方法為如果，舉例來說，圖24中的該載波信號x3未被校正，則該校正效能在關(guān)于新波峰校正后會有所改善。在此情況下，投影至參考多載波信號v向量的投影，對載波信號xi的每一向量計算。如果此投影具有一該參考多載波信號v向量的相反方向，則該個別載波信號不執(zhí)行校正，如果此投影具有一該參考多載波信號v向量的相同方向，則系數(shù)與該投影振幅成比例。下文中特別描述一偽碼，其用以計算該系數(shù)α1，α2，...，αNFor i＝1Nni＝Re{xi*conj(v)}； ％計算投影至vif(ni＜0)then ni＝0 ％檢查方向
EndFor i＝1Nαi＝ni/(n1+n2+...+nN) ％根據(jù)投影分配該校正END(21)值得注意的是參數(shù)ni為權(quán)值或是在峰值中載波信號xi意義的指示。如果上述計算該系數(shù)αi的方法擴張，則僅一最大數(shù)量M的參數(shù)會選擇用來校正，該參數(shù)對該波峰最顯著。該系數(shù)αi接著根據(jù)下列偽碼計算For i＝1Nni＝Re{xi*conj(v)}； ％計算投影至vif(ni＜0)then ni＝0 ％檢查方向Endz＝{ini∈M greatest value} ％選擇M個最顯著的參數(shù)T＝sum(ni，i∈z)For i＝1NIf(i∈z)thenαi＝ni/TEND(22)盡管本發(fā)明藉由較佳說明用實施方式描述，其并未限制且可以多種不同方式修改。
說明用的實施方式可任意地互相組合，其可藉由信號預(yù)測以及改善的校正，達成降低一信號的動態(tài)范圍。該信號可為一單載波信號及一多載波信號。本發(fā)明亦可用于通信系統(tǒng)或是多種不同形式的傳輸系統(tǒng)，例如有線連接或是無線通信系統(tǒng)，且可用于多種不同形式的通信信號。除了UMTS移動無線系統(tǒng)，一無線通信系統(tǒng)可為，例如一無線局域網(wǎng)絡(luò)(WLAN)，例如WLAN 802.11a/g，且可能通信信號為，舉例來說，CDMA信號、OFDM信號等等。
權(quán)利要求
1.一種降低在沿著一通信系統(tǒng)發(fā)射器中的一信號處理方向的一第一點的一信號動態(tài)范圍的裝置(101；601)，該裝置(101)置于沿著該信號處理方向的一第二點，其在該第一點前，其包含一輸入，為一輸入信號(x(nT))輸入處；一校正預(yù)測裝置(103)，其根據(jù)該輸入信號(x(nT))產(chǎn)生一預(yù)測信號(x0’(nT)，x1’(nT)，...，xN-1’(nT)；x’(kt/M))，其表示在第一點該信號的預(yù)測，且由該預(yù)測信號(x0’(nT)，x1’(nT)，...，xN-1’(nT)；x’(kt/M))產(chǎn)生一校正信號(c(nT)；cp(kt/M))；一延遲裝置(102；602)，其產(chǎn)生由該輸入信號(x(nT))的一延遲(D)所延遲的一輸入信號(x(nT-D))，該延遲(D)會考慮到在該校正預(yù)測裝置(103)的處理時間；一加法裝置(104；604)，其中該延遲輸入信號(x(nT-D))乃減去該校正信號(c(nT)；cp(kt/M))，以便產(chǎn)生一已校正信號(xc(nT))，其產(chǎn)生具有在該第一點降低動態(tài)范圍的信號；以及一輸出，為該已校正信號(xc(nT))輸出處。
2.如權(quán)利要求1所述的裝置(101)，其特征在于在該發(fā)射器中的信號具有符號序列，且特征在于該校正預(yù)測裝置(103)具有一數(shù)量(N)的預(yù)測裝置，在第一點的該信號的每一符號中一特定相位乃派給每一預(yù)測裝置(105)，且產(chǎn)生個別相位(p)的一預(yù)測信號(x1’(nT)，x2’(nT)，...，xN-1’(nT))。
3.如權(quán)利要求2所述的裝置(101)，其特征在于該校正預(yù)測裝置(103)亦具有N個校正信號產(chǎn)生裝置(106)，其分別將一個別閾值與個別預(yù)測信號(x1’(nT)，x2’(nT)，...，xN-1’(nT))值做比較，且根據(jù)該比較結(jié)果產(chǎn)生單相校正信號(c0(nT)，c1(nT)，...，cN-1(nT))，進而使得低于該個別閾值的信號可由該個別預(yù)測信號(x1’(nT)，x2’(nT)，...，xN-1’(nT))產(chǎn)生。
4.如權(quán)利要求3所述的裝置(101)，其特征在于該校正預(yù)測裝置(103)亦具有一校正組合裝置(108)，其組合該單相校正信號(c0(nT)，c1(nT)，...，cN-1(nT))，以便產(chǎn)生該校正信號(c(nT))。
5.如權(quán)利要求2、3或4所述的裝置(101)，其特征在于該預(yù)測裝置(105)為有限脈沖響應(yīng)濾波器。
6.如權(quán)利要求2至5其一所述的裝置(101)，其特征在于分派至該預(yù)測裝置(105)的相位彼此等距間隔。
7.如權(quán)利要求1所述的裝置(601)，其特征在于該校正預(yù)測裝置具有一內(nèi)插濾波器(605)，其產(chǎn)生預(yù)測信號(x’(kt/M))。
8.如權(quán)利要求7所述的裝置(601)，其特征在于該校正預(yù)測裝置亦具有一校正信號產(chǎn)生裝置(606)，其比較一閾值與該預(yù)測信號(x’(kt/M))值，且根據(jù)該比較結(jié)果產(chǎn)生一多相校正信號(cp(kt/M))。
9.一種降低在沿著一移動通信系統(tǒng)的一發(fā)射器中一信號處理方向的在一特定點的一信號的動態(tài)范圍的裝置(701)，其包含一輸入，為一輸入信號(x(k))輸入處；一振幅校正信號產(chǎn)生裝置(712)，其由該輸入信號(x(k))產(chǎn)生一振幅校正信號(Δc(k))；一轉(zhuǎn)送濾波器(715)，其由一修改振幅校正信號(b(k))產(chǎn)生一校正信號(c(n))；一反饋濾波器(714)，其由該修改振幅校正信號(b(k))產(chǎn)生后者的一輸出信號(y(k))，其表示該校正信號(c(n))的一先行脈沖值；一處理裝置(713)，其由該振幅校正信號(Δc(k))及該反饋濾波器(714)的輸出信號(y(k))，產(chǎn)生該修改振幅校正信號(b(k))，依此則校正信號(c(n))的脈沖間不會有重疊；一延遲裝置(702)，其產(chǎn)生由該輸入信號(x(k))的一延遲(D)所延遲的一輸入信號(x(n))，該延遲(D)會考慮在該振幅校正信號產(chǎn)生裝置(712)、該處理裝置(713)以及該轉(zhuǎn)送濾波器(715)中的處理時間；一加法裝置(704)，其中，該延遲輸入信號(x(n))乃減去該校正信號(c(n))，以便產(chǎn)生具有一降低動態(tài)范圍的一已校正信號(xc(n))；以及一輸出，為該已校正信號(xc(n))輸出處。
10.如權(quán)利要求9所述的裝置(701)，其特征在于如果由該反饋濾波器(714)的輸出信號(y(k))所表示的校正信號(c(n))先行脈沖值大于該振幅校正信號值(Δc(k))的話，則該處理裝置(713)設(shè)定該修改振幅校正信號(b(k))值為零，否則便將該修改振幅校正信號(b(k))值設(shè)定為振幅校正信號(Δc(k))值與校正信號(c(n))先行脈沖值間的差距。
11.如權(quán)利要求9或10所述的裝置(701)，其特征在于該振幅校正信號產(chǎn)生裝置(712)比較該輸入信號(x(k))值與閾值，且根據(jù)該比較結(jié)果產(chǎn)生該振幅校正信號(Δc(k))，因而使得低于該個別閾值的信號可由該輸入信號(x(k))所產(chǎn)生。
12.如權(quán)利要求9、10或11所述的裝置(701)，其特征在于該轉(zhuǎn)送濾波器(715)以及該反饋濾波器(714)，為有限脈沖響應(yīng)濾波器(716、717、718、719)(FIR濾波器)或是無限脈沖響應(yīng)濾波器(IIR)。
13.一種用以降低一數(shù)量具有不同載波頻率的載波信號的動態(tài)范圍的裝置，所述載波在沿著在一移動通信系統(tǒng)的一發(fā)射器中的一信號處理方向的一特定點，所述裝置包含一輸入，為一載波信號(x1，x2，...，xN)輸入處；一加法裝置，該載波信號(x1，x2，...，xN)在其中加總，以便產(chǎn)生一參考多載波信號(v)；一多載波振幅校正信號產(chǎn)生裝置，其比較該參考多載波信號(v)以及一閾值，且根據(jù)該比較結(jié)果產(chǎn)生一多載波振幅校正信號(Δv)，因而使得低于該閾值的信號可由該參考多載波信號(v)所產(chǎn)生；一校正脈沖產(chǎn)生器，其根據(jù)該多載波振幅校正信號(Δv)而由多載波振幅校正信號(Δv)乘上一相關(guān)系數(shù)(α1，α2，...，αN)來產(chǎn)生個別單載波振幅校正信號(Δc1，Δc2，...，ΔcN)，并由該單載波振幅校正信號(Δc1，Δc2，...，ΔcN)乘上相關(guān)脈沖(h1，h2，...，hN)產(chǎn)生用以校正該載波信號(x1，x2，...，xN)的該單載波振幅校正信號(c1，c2，...，cN)；一延遲裝置，其產(chǎn)生由該載波信號(x1，x2，...，xN)的一相關(guān)延遲所延遲的載波信號，該個別延遲會考慮在該加法裝置、該多載波振幅校正信號產(chǎn)生裝置以及該校正脈沖產(chǎn)生器中的處理時間；一加法裝置，其將單載波校正信號(c1，c2，...，cN)加上相關(guān)的延遲載波信號，以便產(chǎn)生具有降低動態(tài)范圍的已校正載波信號；以及一輸出，為該已校正載波信號(xc(n))輸出處。
14.如權(quán)利要求13所述的裝置，其特征在于該系數(shù)為αi＝1/N，N為載波信號數(shù)量。
15.如權(quán)利要求13所述的裝置，其特征在于該校正脈沖產(chǎn)生器亦根據(jù)該載波信號(x1，x2，...，xN)產(chǎn)生該單載波校正信號(c1，c2，...，cN)，且其特征在于該系數(shù)為αi＝Pi/(P1+P2+...+PN)，其中i＝1，...，N，N為載波信號數(shù)量，而Pi為關(guān)于該載波信號i的功率。
16.如權(quán)利要求13所述的裝置，其特征在于該校正脈沖產(chǎn)生器亦根據(jù)該載波信號(x1，x2，...，xN)產(chǎn)生該單載波校正信號(c1，c2，...，cN)，且其特征在于該系數(shù)為αi=Pi/(P1+P2+···+PN),]]>其中i＝1，...，N，N為載波信號數(shù)量，而Pi為關(guān)于該載波信號i的功率。
17.如權(quán)利要求13所述的裝置，其特征在于該校正脈沖產(chǎn)生器亦根據(jù)該載波信號(x1，x2，...，xN)產(chǎn)生該單載波校正信號(c1，c2，...，cN)，且其特征在于該系數(shù)為αi＝|xi|/(|x1|+|x2|+...+|xN|)，其中i＝1，...，N，N為載波信號數(shù)量，而Pi為關(guān)于該載波信號i的功率。
18.如權(quán)利要求13所述的裝置，其特征在于該校正脈沖產(chǎn)生器亦根據(jù)該載波信號(x1，x2，...，xN)以及該參考多載波信號(v)，以產(chǎn)生該單載波校正信號(c1，c2，...，cN)，且其特征在于該校正脈沖產(chǎn)生器針對一個別載波信號(xi)的向量，分別計算投影至該參考多載波信號(v)的向量的投影(ni)，且當(dāng)該投影(ni)具有與該參考多載波信號(v)的向量相反的方向時，便不校正該個別載波信號(xi)，且當(dāng)該投影(ni)具有與該多載波信號(v)向量相同的方向時，則以系數(shù)αi＝ni/(n1+n2+...+nN)來計算，其中i＝1，...，N，N為載波信號量，而ni為載波信號xi的向量投影至該參考多載波信號(v)的向量。
19.如權(quán)利要求18所述的裝置，其特征在于該校正脈沖產(chǎn)生器在計算該系數(shù)αi時，考慮到一特定量(M)的最顯著投影(ni)。
20.如權(quán)利要求13至19其一所述的裝置，其特征在于該校正脈沖產(chǎn)生器亦具有下列特征一校正分布裝置(920)，其由該多載波振幅校正信號(Δv)乘上該系數(shù)(α1，α2，...，αN)計算出該系數(shù)αi且產(chǎn)生該單載波振幅校正信號(Δc1，Δc2，...，ΔcN)；以及多個脈沖產(chǎn)生器(921)，一載波信號(x1，x2，...，xN)乃分派至各該脈沖產(chǎn)生器(921)，且由一個別單載波振幅校正信號(Δc1，Δc2，...，ΔcN)乘上一相關(guān)脈沖(h1，h2，...，hN)產(chǎn)生一個別單載波校正信號(c1，c2，...，cN)。
21.如權(quán)利要求20所述的裝置，其特征在于該校正脈沖產(chǎn)生器亦具有下列特征一第一混合器(922)，其往下轉(zhuǎn)換一相關(guān)的單載波振幅校正信號(Δc1，Δc2，...，ΔcN)至一基頻，且將其轉(zhuǎn)送至一個別脈沖產(chǎn)生器(921)；以及一第二混合器(923)，其往上轉(zhuǎn)換一相關(guān)單載波振幅校正信號(c1，c2，...，cN)至該個別載波頻率。
22.如權(quán)利要求13至20其一所述的裝置，其特征在于該脈沖(h1，h2，...，hN)為復(fù)數(shù)帶通脈沖，且具有頻譜特征，所述頻譜特征類似于相關(guān)載波信號(x1，x2，...，xN)的頻譜特征。
23.如權(quán)利要求13至21其一所述的裝置，其特征在于該脈沖(h1，h2，...，hN)為低通脈沖，且具有一頻譜特征，所述頻譜特征類似相關(guān)載波信號的(x1，x2，...，xN)頻譜特征。
24.如前述權(quán)利要求其一所述的裝置(101；601；701)，其特征在于在發(fā)射器中的第一點或是特定點為一形狀濾波器、一混合器、一數(shù)字/比轉(zhuǎn)換器或是一放大器的一輸出。
25.如前述權(quán)利要求其中的一所述的裝置(101；601；701)，其特征在于該通信系統(tǒng)為一移動無線系統(tǒng)或是一無線局域網(wǎng)絡(luò)(WLAN)。
26.如權(quán)利要求25所述的裝置(101；601；701)，其特征在于該移動無線系統(tǒng)為一UMTS移動無線系統(tǒng)。
全文摘要
本發(fā)明制造了一種降低一信號的動態(tài)范圍的裝置(101)，所述信號在沿著一通信系統(tǒng)的發(fā)射器中的一信號處理方向的一第一點，該裝置(101)設(shè)于沿著該信號處理方向的一第二點，其在該第一點前。所述裝置(101)包含一輸入，其為一輸入信號輸入處；一校正預(yù)測裝置(103)，其根據(jù)該輸入信號產(chǎn)生一預(yù)測信號，其表示在第一點該信號的預(yù)測，且由該預(yù)測信號產(chǎn)生一校正信號；一延遲裝置(102)，其產(chǎn)生由該輸入信號的一延遲所延遲的一輸入信號，該延遲會考慮到在該校正預(yù)測裝置(103)的處理時間；一加法裝置(104)，其中該延遲輸入信號減去該校正信號，以便產(chǎn)生一已校正信號，其產(chǎn)生具有在該第一點降低動態(tài)范圍的信號；以及一輸出，其為該已校正信號輸出處。
文檔編號H04B1/707GK1719739SQ20051008250
公開日2006年1月11日 申請日期2005年7月6日 優(yōu)先權(quán)日2004年7月6日
發(fā)明者S·馬斯里 申請人:因芬尼昂技術(shù)股份公司