專(zhuān)利名稱(chēng)：一種單載波分塊傳輸系統(tǒng)中的定時(shí)跟蹤方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及寬帶數(shù)字通信同步方法，屬于寬帶無(wú)線(xiàn)通信技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
通信技術(shù)在最近幾十年，特別是二十世紀(jì)九十年代以來(lái)得到了長(zhǎng)足發(fā)展，對(duì)人們?nèi)粘Ｉ詈蛧?guó)民經(jīng)濟(jì)的發(fā)展產(chǎn)生了深遠(yuǎn)的影響。而未來(lái)通信技術(shù)正朝著寬帶高速的方向發(fā)展，因此許多寬帶數(shù)字傳輸技術(shù)受到廣泛的關(guān)注，正交頻分復(fù)用(以下簡(jiǎn)稱(chēng)OFDMOrthogonalFrequency Division Multiplexing)和單載波頻域均衡(以下簡(jiǎn)稱(chēng)SC-FDESingle Carrierwith Frequency Domain Equalization)就是兩種被人們重視的寬帶數(shù)字傳輸技術(shù)，它們均屬于分塊傳輸技術(shù)。
在寬帶無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)中，由多徑傳播引起的頻率選擇性衰落會(huì)嚴(yán)重影響通信的可靠性。正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)可以有效地克服頻率選擇性衰落帶來(lái)的碼間干擾，逐漸成為無(wú)線(xiàn)通信和移動(dòng)通信領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)，在多種標(biāo)準(zhǔn)中成為支撐技術(shù)，例如無(wú)線(xiàn)局域網(wǎng)(WLANWireless Local Area Network)中的IEEE802.11a，歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)化協(xié)會(huì)(ETSIEuropean Telecommunication Standard Institute)的HiperLAN/2，無(wú)線(xiàn)城域網(wǎng)(WMANWireless Metropolitan Area Network)中的IEEE802.16，有線(xiàn)數(shù)據(jù)傳輸中的各種高速數(shù)字用戶(hù)線(xiàn)(xDSLDigital Subscriber Line)也都是基于OFDM技術(shù)的標(biāo)準(zhǔn)。
但是OFDM技術(shù)對(duì)載頻同步比較敏感，而且峰均功率比Peak-to-Average Power Ratio(PAPR)較大，因此單載波頻域均衡(SC-FDE)系統(tǒng)方案被提出來(lái)，該方案能有效地克服OFDM技術(shù)上的不足，并且與OFDM有相似的傳輸效率和實(shí)現(xiàn)復(fù)雜性，在IEEE802.16中與OFDM共同建議為物理層傳輸技術(shù)。SC-FDE是寬帶無(wú)線(xiàn)傳輸中一種很有前途的抗多徑干擾的方法，和OFDM一樣采取分塊傳輸，并且采用循環(huán)前綴Cyclic Prefix(CP)方式，這樣就可以把信號(hào)與信道脈沖響應(yīng)的線(xiàn)性卷積轉(zhuǎn)化為循環(huán)卷積，并且消除了多徑引起的幀間干擾。在接收端采用簡(jiǎn)單的頻域均衡技術(shù)就可以消除符號(hào)間干擾，例如迫零(簡(jiǎn)稱(chēng)ZFZeroForcing)均衡和最小均方誤差(簡(jiǎn)稱(chēng)MMSEMinimum Mean Square Error)均衡，因此SC-FDE技術(shù)目前受到越來(lái)越多的重視。
SC-FDE系統(tǒng)有以下幾個(gè)主要特征(1)SC-FDE系統(tǒng)不存在PAPR問(wèn)題，所以不需要使用昂貴的線(xiàn)性功率放大器；(2)存在時(shí)延擴(kuò)展時(shí)，使用頻域均衡的SC-FDE系統(tǒng)與OFDM系統(tǒng)有相似的傳輸效率和實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度；(3)SC-FDE系統(tǒng)對(duì)定時(shí)偏差特別敏感。一般認(rèn)為，SC-FDE可以容忍的定時(shí)偏差為0.02個(gè)抽樣間隔以?xún)?nèi)；(4)糾錯(cuò)編碼對(duì)于SC-FDE系統(tǒng)并非必要。
SC-FDE系統(tǒng)的同步技術(shù)分為定時(shí)同步和載波頻率同步，其中定時(shí)同步可進(jìn)一步分為SC-FDE幀同步和采樣時(shí)鐘同步。SC-FDE信號(hào)的幀沿著時(shí)間軸順序到來(lái)，每幀SC-FDE信號(hào)由循環(huán)前綴和有用數(shù)據(jù)信息組成，幀同步就是確定每幀SC-FDE信號(hào)中有用數(shù)據(jù)信息的開(kāi)始時(shí)刻，也就是確定傅立葉變換窗的開(kāi)始時(shí)刻。采樣時(shí)鐘同步即抽樣率同步，主要是接收機(jī)和發(fā)射機(jī)的采樣時(shí)鐘頻率保持一致。發(fā)送端和接收端之間采樣時(shí)鐘的偏差，導(dǎo)致每個(gè)符號(hào)樣本都會(huì)一定程度的偏離正確的采樣時(shí)間，這個(gè)偏差隨著樣本數(shù)量的增加而線(xiàn)性增大。舉例來(lái)說(shuō)，對(duì)于5ppm(百萬(wàn)分之五)的抽樣頻率偏差，每10,000個(gè)抽樣之后就會(huì)有一個(gè)0.05抽樣間隔大小的時(shí)間偏離。定義相對(duì)時(shí)偏τ為絕對(duì)時(shí)偏與抽樣間隔時(shí)間的比值(以下提到的時(shí)偏均是指相對(duì)時(shí)偏)，則如果一個(gè)SC-FDE幀包括100個(gè)采樣，那么100幀后，相對(duì)時(shí)偏τ就會(huì)達(dá)到5％，這是SC-FDE系統(tǒng)無(wú)法承受的。
SC-FDE系統(tǒng)的定時(shí)同步一般分為以下兩個(gè)步驟定時(shí)捕獲和定時(shí)跟蹤，又稱(chēng)為粗定時(shí)同步和細(xì)定時(shí)同步。接收端首先進(jìn)行定時(shí)捕獲，將定時(shí)偏差控制在較小的范圍內(nèi)，使系統(tǒng)能夠正常工作。由前面的分析可知，采樣時(shí)鐘的偏差具有累積效應(yīng)，為了維持較好的同步性能，必須進(jìn)行定時(shí)跟蹤。定時(shí)跟蹤即細(xì)定時(shí)同步跟蹤定時(shí)偏差的變化，防止其累積效應(yīng)，保證定時(shí)同步的精度。所以，接收機(jī)必須要跟蹤定時(shí)偏差的變化。
目前SC-FDE系統(tǒng)中的定時(shí)捕獲算法一般是通過(guò)發(fā)送訓(xùn)練序列來(lái)實(shí)現(xiàn)，然后利用循環(huán)前綴與SC-FDE符號(hào)中被復(fù)制部分的相關(guān)性來(lái)實(shí)現(xiàn)定時(shí)跟蹤。由于跟蹤精度不高，所以間隔若干幀后就要發(fā)送訓(xùn)練幀來(lái)糾正，這降低了傳輸效率，而在移動(dòng)通信及寬帶接入系統(tǒng)中，頻譜資源是非常寶貴的。
以下簡(jiǎn)單介紹含有同步模塊的基帶離散信號(hào)處理的SC-FDE系統(tǒng)。下面的信號(hào)是指發(fā)送端數(shù)/模(D/A)變換之前和接收端模/數(shù)(A/D)之后的信號(hào)，信道是離散化后的形式。如果采用軟件無(wú)線(xiàn)電實(shí)現(xiàn)，也可以用中頻離散信號(hào)處理完成，此時(shí)信號(hào)是中頻離散信號(hào)，信道是等效中頻離散信道，處理方式與基帶相同。)發(fā)送端SC-FDE系統(tǒng)發(fā)送端經(jīng)符號(hào)映射后發(fā)出的不包括CP的一幀離散SC-FDE信號(hào)為s(n)，(n＝0，1，…，N-1)，信道脈沖響應(yīng)為h(n)，(n＝0，1，…，Lh-1)，其中Lh≤L，L為CP長(zhǎng)度。
接收端信號(hào)傳輸過(guò)程中要受到加性白高斯噪聲(AWGNAdditive White Gaussian Noise)的干擾，設(shè)噪聲為w(n)，(n＝0，1，…，N-1)，接收端接收到的信號(hào)去掉CP后得到r(n)＝s(n)h(n)+w(n)，(n＝0，1，…，N-1) (1)“”表示循環(huán)卷積運(yùn)算，頻域表達(dá)式為R(k)＝S(k)H(k)+W(k)，(k＝0，1，…，N-1)(2)其中R(k)，S(k)，H(k)，W(k)分別為通過(guò)對(duì)r(n)，s(n)，h(n)，w(n)做N點(diǎn)離散傅里葉變換(以下簡(jiǎn)稱(chēng)DFTDiserete Fourier Transform)得到的頻域形式，信號(hào)的DFT可以通過(guò)快速傅立葉變換(以下簡(jiǎn)稱(chēng)FFTFast Fourier Transform)算法實(shí)現(xiàn)，H(k)，(k＝0，1，…，N-1)為信道頻域特性。
接收信號(hào)完成定時(shí)捕獲后，信號(hào)中含有的剩余時(shí)偏真實(shí)值設(shè)為τ，則此時(shí)接收信號(hào)的頻域表達(dá)式為R(k，τ)＝S(k)H(k)exp(j2πτ(k+L)/N)+W(k)exp(j2πτ(k+L)/N),(j=-1,k=0,1,···,N-1)---(3)]]>
系統(tǒng)正常工作時(shí)，要求時(shí)偏τ很小，一般小于2％。若接收信號(hào)剩余時(shí)偏估計(jì)值為 糾正后的接收信號(hào)為R(k,τ-τ~)=R(k,τ)exp(-j2πτ~(k+L)/N)]]>=S(k,τ-τ~)H(k)+W(k)exp(j2π(τ-τ~)(k+L)/N),(k=0,1,···,N-1)---(4)]]>令估計(jì)偏差τ0=τ-τ~,]]>則(4)式變?yōu)镽(k，τ0)＝S(k，τ0)H(k)+W(k)exp(j2πτ0(k+L)/N)(5)這就是帶有剩余時(shí)偏估計(jì)偏差τ0的接收信號(hào)的頻域形式。
完成時(shí)偏捕獲后，利用信道估計(jì)方法容易得到H(k)的估計(jì) 然后進(jìn)行信道均衡，均衡可以采用如下三種方式之一(1)迫零均衡(ZF)；(2)最小均方誤差(MMSE)；(3)混合均衡，即一部分子信道用迫零均衡，而另一部分子信道用最小均方誤差均衡。以迫零均衡為例，均衡后的信號(hào)為X^(k,τ0)=R(k,τ0)/H^(k),(k=0,1,···,N-1)---(6)]]>其中， 表示信道頻域響應(yīng)H(k)的估計(jì)值，它是由信道估計(jì)算法給出。對(duì) 做N點(diǎn)的離散傅里葉逆變換(以下簡(jiǎn)稱(chēng)IDFTInverse Discrete FourierTransform)，可以通過(guò)快速傅立葉逆變換(以下簡(jiǎn)稱(chēng)IFFTInverse Fast FourierTransform)算法實(shí)現(xiàn)，然后根據(jù)判決規(guī)則進(jìn)行信號(hào)檢測(cè)，就可以得到這一幀SC-FDE數(shù)據(jù)信息的判決信號(hào)(n)。

發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)的不足，提供一種低代價(jià)、高精度且能滿(mǎn)足實(shí)際應(yīng)用要求的多徑衰落信道中單載波分塊傳輸系統(tǒng)中的定時(shí)跟蹤方法。
本發(fā)明提出的單載波分塊傳輸系統(tǒng)中的定時(shí)跟蹤方法包括以下步驟(1)收發(fā)雙方建立通信并且系統(tǒng)進(jìn)入正常工作狀態(tài)后，根據(jù)當(dāng)前幀信道估計(jì)和判決的結(jié)果，重構(gòu)與接收信號(hào)相對(duì)應(yīng)的不含時(shí)偏的頻域形式信號(hào)；(2)根據(jù)含有時(shí)偏的接收信號(hào)頻域形式的實(shí)際值和步驟(1)所得的重構(gòu)值計(jì)算新的剩余時(shí)偏估計(jì)偏差和時(shí)偏估計(jì)值；(3)利用步驟(2)計(jì)算出的時(shí)偏估計(jì)值糾正下一幀含有時(shí)偏的接收信號(hào)。
下面對(duì)以上步驟作詳細(xì)說(shuō)明第一步，收發(fā)雙方建立通信并且系統(tǒng)進(jìn)入正常工作狀態(tài)后，根據(jù)當(dāng)前幀信道估計(jì)和判決的結(jié)果，重構(gòu)與接收信號(hào)相對(duì)應(yīng)的不含時(shí)偏的頻域形式信號(hào)。
系統(tǒng)正常工作時(shí)，判決后的SC-FDE數(shù)據(jù)幀信息(n)，(n＝0，1，…，N-1)的誤碼率會(huì)比較低，例如小于10-3，此時(shí)判決過(guò)程消除了絕大部分時(shí)偏和噪聲的影響；對(duì)(n)，(n＝0，1，…，N-1)做N點(diǎn)FFT變換，得到其頻域形式S^(k),(k=0,1,···,N-1),]]>再利用信道估計(jì)值 根據(jù)公式R^(k)=S^(k)H^(k),(k=0,1,···,N-1)---(7)]]>重構(gòu)出不含時(shí)偏的接收信號(hào)的頻域形式。
第二步根據(jù)含有時(shí)偏的接收信號(hào)頻域形式的實(shí)際值和步驟(1)所得的重構(gòu)值計(jì)算新的剩余時(shí)偏估計(jì)偏差和時(shí)偏估計(jì)值；含有剩余時(shí)偏估計(jì)偏差的接收信號(hào)頻域形式與重構(gòu)值分別由(5)式、(7)式給出，令R(k,τ0)=xk+jyk,(j=-1,k=0,1,···,N-1)---(8)]]>R^(k)=ak+jbk,(k=0,1,···,N-1)---(9)]]>由公式τ^0=Σk=0N-1[y(k)a(k)-x(k)b(k)]Σk=0N-1[(a2(k)+b2(k))2π(k+L)/N]---(10)]]>得到當(dāng)前傳輸幀剩余時(shí)偏估計(jì)偏差τ0的估計(jì)值 根據(jù)公式τ~=τ~+τ^0]]>校正原時(shí)偏估計(jì)值，得到新的時(shí)偏估計(jì)值 第三步利用步驟(2)計(jì)算出的時(shí)偏估計(jì)值糾正下一幀含有時(shí)偏的接收信號(hào)。
利用公式(4)即R(k,τ-τ~)=R(k,τ)exp(-j2πτ~(k+L)/N)]]>糾正下一幀含有時(shí)偏的接收信號(hào)。
由于受噪聲的影響，該估計(jì)值是一個(gè)隨機(jī)變量，通過(guò)計(jì)算該估計(jì)值與實(shí)際剩余時(shí)偏的均方誤差可以估計(jì)算法的精度。
本發(fā)明利用信號(hào)重構(gòu)方法導(dǎo)出了一種單載波分塊傳輸系統(tǒng)中定時(shí)偏差的估計(jì)方法，由此得到了一種定時(shí)跟蹤方法，采用算法糾正方式而非傳統(tǒng)的鎖相環(huán)方式，計(jì)算復(fù)雜度低，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，可跟蹤范圍較大，跟蹤速度快，精度高，提高了傳輸效率，該方法可以用于基于SC-FDE技術(shù)的通信系統(tǒng)中，完成定時(shí)捕獲后，利用該方法進(jìn)行定時(shí)跟蹤。


圖1給出了按本發(fā)明實(shí)現(xiàn)的單載波分塊傳輸系統(tǒng)定時(shí)跟蹤方法的框圖。
圖2是在不同信噪比下本發(fā)明算法的跟蹤性能仿真結(jié)果圖。
圖3是估計(jì)后剩余時(shí)偏的均方誤差仿真結(jié)果圖。
圖中1.射頻及中頻解調(diào)模塊，2.A/D轉(zhuǎn)換模塊，3.去CP模塊，4.N點(diǎn)FFT模塊，5.時(shí)偏糾正模塊，6.均衡模塊，7.N點(diǎn)IFFT模塊，8.判決模塊，9.N點(diǎn)FFT模塊，10.重構(gòu)模塊，11.估計(jì)偏差計(jì)算模塊，12.同步模塊，該模塊由四部分組成，12-1.載波頻率同步子模塊，12-2.抽樣率同步子模塊，12-3.時(shí)偏捕獲子模塊，12-4.時(shí)偏跟蹤子模塊，13.延遲模塊。
具體實(shí)施方式
實(shí)施例圖1給出了按本發(fā)明實(shí)現(xiàn)的單載波分塊傳輸系統(tǒng)定時(shí)跟蹤方法的框圖。
各模塊作用如下模塊1射頻及中頻解調(diào)模塊，在無(wú)線(xiàn)環(huán)境下，將接收天線(xiàn)接收到信號(hào)的頻譜從射頻或者中頻上搬移到低頻。在解調(diào)之前需要用同步模塊中的頻率同步數(shù)據(jù)糾正信號(hào)傳輸過(guò)程中引起的頻偏。
模塊2A/D轉(zhuǎn)換模塊，將解調(diào)后模擬信號(hào)變換為數(shù)字信號(hào)。A/D變換需要對(duì)模擬信號(hào)進(jìn)行抽樣，提供時(shí)鐘信號(hào)的晶振需要跟發(fā)射機(jī)D/A模塊的晶振頻率相同，否則就會(huì)導(dǎo)致抽樣率誤差，因此在A/D變換之前要進(jìn)行抽樣率同步。
模塊3去CP模塊，將循環(huán)前綴去掉，這時(shí)就存在判斷一幀數(shù)據(jù)從哪開(kāi)始的問(wèn)題，則去CP之前需要做定時(shí)捕獲。
模塊4N點(diǎn)FFT模塊，將每幀N個(gè)數(shù)據(jù)變換到頻域，得到N個(gè)信號(hào)的頻域形式。
模塊5時(shí)偏糾正模塊，根據(jù)同步子模塊中的時(shí)偏跟蹤子模塊輸出的剩余時(shí)偏估計(jì)值 由公式R(k,τ-τ~)=R(k,τ)exp(-j2πτ~(k+L)/N)]]>糾正接收信號(hào)。結(jié)果送入模塊6均衡，同時(shí)存儲(chǔ)其實(shí)部和虛部。
模塊6根據(jù)信道估計(jì)值 完成均衡。得到信道均衡后的信號(hào) 模塊7N點(diǎn)IFFT模塊，將均衡后得到的信號(hào)進(jìn)行IFFT變換到時(shí)域。
模塊8判決模塊，將每幀N個(gè)均衡后的信號(hào)由判決量化規(guī)則得到判決后信號(hào)(n)。
模塊9N點(diǎn)FFT模塊，將判決后的數(shù)據(jù)立即進(jìn)行FFT變換。
模塊10重構(gòu)模塊，重構(gòu)出 存儲(chǔ) 的實(shí)部和虛部。
模塊11估計(jì)偏差計(jì)算模塊，根據(jù)模塊10輸出 和模塊5輸出R(k，τ0)的實(shí)部和虛部，計(jì)算出當(dāng)前傳輸幀剩余時(shí)偏估計(jì)偏差τ0的估計(jì)值 模塊12同步模塊，由4個(gè)子模塊組成，包括載波頻率同步子模塊12-1，抽樣率同步子模塊12-2，定時(shí)捕獲子模塊12-3和時(shí)偏跟蹤子模塊12-4。載波頻率同步子模塊12-1將載波頻率同步數(shù)據(jù)送給射頻及中頻解調(diào)模塊1；抽樣率同步子模塊12-2將同步信息送給A/D模塊2；定時(shí)捕獲子模塊12-3將幀同步信息送給去CP模塊3；時(shí)偏跟蹤子模塊12-4，根據(jù)公式τ~=τ~+τ^0]]>得到時(shí)偏估計(jì)值 將計(jì)算結(jié)果送給延遲模塊13。
模塊13延遲模塊，延遲一幀，將 值送給時(shí)偏糾正模塊5，糾正下一幀含有時(shí)偏的接收信號(hào)。
整個(gè)時(shí)偏跟蹤過(guò)程包括FFT模塊，重構(gòu)模塊，估計(jì)偏差計(jì)算模塊，跟蹤子模塊，延遲模塊和時(shí)偏糾正模塊六部分組成。FFT模塊將判決后的信號(hào)(n)變換到頻域 重構(gòu)模塊利用公式R^(k)=S^(k)H^(k)]]>重構(gòu)出不含時(shí)偏的 估計(jì)偏差計(jì)算模塊根據(jù)公式τ^0=Σk=0N-1[y(k)a(k)-x(k)b(k)]Σk=0N-1[(a2(k)+b2(k))2π(k+L)/N]]]>計(jì)算出當(dāng)前傳輸幀剩余時(shí)偏估計(jì)偏差τ0的估計(jì)值 跟蹤子模塊由公式τ~=τ~+τ^0]]>得到時(shí)偏估計(jì)值 經(jīng)延遲模塊延遲一幀，由時(shí)偏糾正模塊根據(jù)剩余時(shí)偏估計(jì)值對(duì)下一幀含有時(shí)偏的接收信號(hào)進(jìn)行時(shí)偏糾正，完成剩余時(shí)偏的跟蹤，以上過(guò)程均為數(shù)字處理過(guò)程，其物理實(shí)現(xiàn)通過(guò)通用數(shù)字信號(hào)處理芯片編程實(shí)現(xiàn)。
該實(shí)施例仿真參數(shù)仿真環(huán)境Matlab7.0幀長(zhǎng)N＝256CP長(zhǎng)度32符號(hào)映射QPSK信道環(huán)境AWGN信道相對(duì)時(shí)偏τ＝0.1圖2和圖3為單載波分塊傳輸系統(tǒng)的跟蹤仿真結(jié)果。仿真結(jié)果表明，該算法跟蹤速度快，精度高，嚴(yán)格將相對(duì)時(shí)偏鎖定在2％以?xún)?nèi)，完全滿(mǎn)足系統(tǒng)對(duì)定時(shí)跟蹤精度的要求，具有很高的實(shí)用價(jià)值。本發(fā)明的突出優(yōu)點(diǎn)為計(jì)算復(fù)雜度低，特別是計(jì)算量小，估計(jì)精度高，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，可跟蹤范圍較大，不降低系統(tǒng)的頻譜效率，屬于真正意義上的盲估計(jì)跟蹤方法。
為避免混淆，本說(shuō)明書(shū)中所提到的一些名詞做以下解釋1.符號(hào)是指信息比特經(jīng)過(guò)調(diào)制映射(也稱(chēng)符號(hào)映射)后的數(shù)據(jù)。一般是一個(gè)實(shí)部和虛部均為整數(shù)的復(fù)數(shù)。
2.幀信號(hào)對(duì)于OFDM，一幀信號(hào)在發(fā)送端是指做IFFT變換的N個(gè)符號(hào)，在接收端是指在去掉CP以后做FFT變換的N個(gè)符號(hào)。對(duì)于單載波分塊傳輸SC-FDE系統(tǒng)，一幀信號(hào)在發(fā)送端是指相鄰兩個(gè)CP之間的N個(gè)信息符號(hào)，在接收端是指在去掉CP以后做FFT變換的N個(gè)符號(hào)。
權(quán)利要求
1.一種單載波分塊傳輸系統(tǒng)中的定時(shí)跟蹤方法，其特征在于該方法包括以下步驟(1)收發(fā)雙方建立通信并且系統(tǒng)進(jìn)入正常工作狀態(tài)后，根據(jù)當(dāng)前幀信道估計(jì)和判決的結(jié)果，重構(gòu)與接收信號(hào)相對(duì)應(yīng)的不含時(shí)偏的頻域形式信號(hào)；(2)根據(jù)含有時(shí)偏的接收信號(hào)頻域形式的實(shí)際值和步驟(1)所得的重構(gòu)值計(jì)算新的剩余時(shí)偏估計(jì)偏差和時(shí)偏估計(jì)值；(3)利用步驟(2)計(jì)算出的時(shí)偏估計(jì)值糾正下一幀含有時(shí)偏的接收信號(hào)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的單載波分塊傳輸系統(tǒng)中的定時(shí)跟蹤方法，其特征在于所述第(1)步實(shí)現(xiàn)方法如下系統(tǒng)正常工作時(shí)，判決后的SC-FDE數(shù)據(jù)幀信息(n)，(n＝0，1，…，N-1)的誤碼率會(huì)比較低，例如小于10-3，此時(shí)判決過(guò)程消除了絕大部分時(shí)偏和噪聲的影響；對(duì)(n)，(n＝0，1，…，N-1)做N點(diǎn)DFT變換，信號(hào)的DFT可以通過(guò)快速傅立葉變換算法實(shí)現(xiàn)，得到其頻域形式 (k＝0，1，…，N-1)，再利用信道估計(jì)值 根據(jù)公式R^(k)=S^(k)H^(k),(k=0,1,···,N-1)]]>重構(gòu)出不含時(shí)偏的接收信號(hào)的頻域形式。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的單載波分塊傳輸系統(tǒng)中的定時(shí)跟蹤方法，其特征在于所述第(2)步實(shí)現(xiàn)方法如下根據(jù)含有時(shí)偏的接收信號(hào)頻域形式的實(shí)際值和步驟(1)所得的重構(gòu)值計(jì)算新的剩余時(shí)偏估計(jì)偏差和時(shí)偏估計(jì)值；含有剩余時(shí)偏估計(jì)偏差的接收信號(hào)頻域形式與重構(gòu)值分別由(5)式即R(k，τ0)＝S(k，τ0)H(k)+W(k)exp(j2πτ0(k+L)/N)及(7)式即R^(k)=S^(k)H^(k),(k=0,1,···,N-1)]]>給出，令R(k,τ0)=xk+jyk,(j=-1,k=0,1,···,N-1)]]>R^(k)=ak+jbk,(k=0,1,···,N-1)]]>由公式τ^0=Σk=0N-1[y(k)a(k)-x(k)b(k)]Σk=0N-1[(a2(k)+b2(k))2π(k+L)/N]]]>得到當(dāng)前傳輸幀剩余時(shí)偏估計(jì)偏差τ0的估計(jì)值 根據(jù)公式τ~=τ~+τ^0]]>校正原時(shí)偏估計(jì)值，得到新的時(shí)偏估計(jì)值
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的單載波分塊傳輸系統(tǒng)中的定時(shí)跟蹤方法，其特征在于所述第(3)步實(shí)現(xiàn)方法如下利用公式(4)即R(k,τ-τ~)=R(k,τ)exp(-j2πτ~(k+L)/N)]]>糾正下一幀含有時(shí)偏的接收信號(hào)；由于受噪聲的影響，該估計(jì)值是一個(gè)隨機(jī)變量，通過(guò)計(jì)算該估計(jì)值與實(shí)際剩余時(shí)偏的均方誤差可以估計(jì)算法的精度。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種單載波分塊傳輸系統(tǒng)中的定時(shí)跟蹤方法，包括以下步驟(1)收發(fā)雙方建立通信并且系統(tǒng)進(jìn)入正常工作狀態(tài)后，根據(jù)當(dāng)前幀信道估計(jì)和判決的結(jié)果，重構(gòu)與接收信號(hào)相對(duì)應(yīng)的不含時(shí)偏的頻域形式信號(hào)；(2)根據(jù)含有時(shí)偏的接收信號(hào)頻域形式的實(shí)際值和步驟(1)所得的重構(gòu)值計(jì)算新的剩余時(shí)偏估計(jì)偏差和時(shí)偏估計(jì)值；(3)利用步驟(2)計(jì)算出的時(shí)偏估計(jì)值糾正下一幀含有時(shí)偏的接收信號(hào)。本發(fā)明計(jì)算復(fù)雜度低，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，可跟蹤范圍較大，跟蹤速度快，精度高，提高了傳輸效率，該方法可以用于基于SC－FDE技術(shù)的通信系統(tǒng)中，完成定時(shí)捕獲后，利用該方法進(jìn)行定時(shí)跟蹤。
文檔編號(hào)H04L27/00GK1694440SQ20051004366
公開(kāi)日2005年11月9日 申請(qǐng)日期2005年6月6日 優(yōu)先權(quán)日2005年6月6日
發(fā)明者杜巖, 張雪芬 申請(qǐng)人:山東大學(xué)