專利名稱：多輸入多輸出系統(tǒng)信道容量的估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種信道容量的估計(jì)方法，尤其涉及一種頻率選擇性衰落環(huán)境中多天線系統(tǒng)信道容量的估計(jì)方法。
背景技術(shù)：
多輸入多輸出(Multiple Input Multiple OutputMIMO)系統(tǒng)能夠在不增加發(fā)射功率和帶寬情況下有效地增加信道容量，提高信號(hào)傳輸速率。目前，對(duì)于MIMO系統(tǒng)信道容量的研究主要集中在窄帶平衰落信道[1～4]，文獻(xiàn)[G.J.Foschini，M.J.Gans.On limits of wireless communications in a fading environment when usingmultiple antennas[J].Wireless personal Communications，1998，6(3)311-335.]中公開了在窄帶瑞利衰落環(huán)境，若不同天線對(duì)間的衰落獨(dú)立同分布，即便發(fā)射端未知信道參數(shù)，MIMO系統(tǒng)信道容量也可隨天線數(shù)線性增長(zhǎng)。在未來(lái)移動(dòng)通信系統(tǒng)中，由于傳輸帶寬要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于信道的相干帶寬，因此信道呈現(xiàn)頻率選擇性。在寬帶頻率選擇性環(huán)境中，文獻(xiàn)[G.G.Raleigh and V.K.Jones.Multivariatemodulation and coding for wireless communication [J].IEEE J.Sel.AreasCommunications，1999，17(5)851-866.]提出了將MIMO技術(shù)和OFDM技術(shù)相結(jié)合，這樣可以充分利用兩者的優(yōu)點(diǎn)，在有限的頻譜資源上實(shí)現(xiàn)更大的系統(tǒng)容量、更高的傳輸速率和頻譜效率。二者的結(jié)合已成為移動(dòng)通信中研究的熱點(diǎn)。文獻(xiàn)[A.Scaglione.Statistical analysis of the capacity of MIMO frequency selectiveRayleigh fading channels with arbitrary number of inputs and outputs[A].Proc.IEEE International Symposium on Information Theory[C].Lausanne，2002.278.]采用外部微分法推導(dǎo)了信道矩陣特征值的概率密度函數(shù)，并由此分析了頻率選擇性環(huán)境中MIMO系統(tǒng)信道容量的統(tǒng)計(jì)特性及信道容量的特征函數(shù)。該方法雖然可以求得MIMO系統(tǒng)信道容量的閉式表達(dá)，但是計(jì)算的復(fù)雜度很高。文獻(xiàn)[P.A.Bello.Characterization of Randomly Time-Variant Linear Channels [J].IEEETrans.Communications，1963，11(12)360-393.]指出頻率選擇性衰落信道可以用FIR濾波器來(lái)等效。但是以上文獻(xiàn)均沒有研究天線間距、天線數(shù)及散射角等模型物理參數(shù)對(duì)信道容量的影響。

發(fā)明內(nèi)容
為了解決頻率選擇性衰落環(huán)境中MIMO系統(tǒng)的信道容量及模型物理參數(shù)對(duì)信道容量的影響，本發(fā)明的目的在于提出了一種基于接收端均勻圓陣的衰落相關(guān)統(tǒng)計(jì)模型的構(gòu)建方法，并據(jù)此提出了一種MIMO系統(tǒng)的信道容量的估計(jì)方法，該方法回避了已有方法需要求取信道衰落相關(guān)特征值概率密度函數(shù)的問(wèn)題，降低了運(yùn)算量，而且可以有效地分析散射角大小和天線間距等模型物理參數(shù)對(duì)信道容量的影響。
本發(fā)明為解決技術(shù)問(wèn)題所采用的技術(shù)方案是一種多輸入多輸出系統(tǒng)信道容量的估計(jì)方法，包括以下步驟第一步，建立信道信號(hào)模型對(duì)于接收天線數(shù)為M、發(fā)射天線數(shù)為N的MIMO-OFDM系統(tǒng)，X(t)、r(t)分別為t時(shí)刻N(yùn)×1維發(fā)射信號(hào)向量和M×1維接收信號(hào)向量，假設(shè)信道為頻率選擇性瑞利衰落信道，并且在一個(gè)符號(hào)周期內(nèi)保持不變，將發(fā)射天線m和接收天線n間信道建模為L(zhǎng)-1階FIR濾波器，濾波器抽頭由hnm(l)，(l＝0，1，…，L-1)表示，接收天線與發(fā)射天線間信道矩陣為 則t時(shí)刻接收信號(hào)向量為r(t)=Σl=0L-1G(l)X(t-l)+N(t)---(1)]]>式中，N(t)為加性白高斯噪聲矢量；每根發(fā)射天線分配Nc個(gè)子載波，發(fā)射信號(hào)經(jīng)信道編碼、交織及QAM映射后輸入OFDM調(diào)制器，發(fā)送數(shù)據(jù)總長(zhǎng)為NNc，s(j)(j＝0，…，Nc-1)表示第j個(gè)子載波上的N×1維信號(hào)向量，令S＝[s(0)s(1)…s(Nc-1)]T，則S經(jīng)OFDM調(diào)制后可表示為X＝(F-1IN)S (2)接收信號(hào)經(jīng)傅立葉變換為X~=HS+V~---(3)]]>上式中， H(j)表示第j個(gè)子載波上接收天線與發(fā)射天線間的M×N維MIMO信道，H(j)=Σl=0L-1G(l)e-i2πjlNc,]]> 為噪聲矢量，V~=(F⊗IM)V,]]>F的(j，k)元素為1 I為單位陣，i為虛數(shù)單位；第二步，建立衰落相關(guān)統(tǒng)計(jì)模型根據(jù)H(j)=Σl=0L-1G(l)e-i2πjlNc]]>得出H(j)=G(0)+G(1)e-i2πjNc+···+G(L-1)e-i2πjNc(L-1)]]>
假設(shè)收發(fā)天線對(duì)間的多徑分量為相互獨(dú)立的均值為0，方差為σmn(l)的復(fù)高斯隨機(jī)變量，則H11=h11(0)+h11(1)e-i2πjNc+···+h11(L-1)e-i2πjNc(L-1)---(5)]]>H11為高斯隨機(jī)變量，其均值為0，方差為σ112(0)+…+σ112(L-1)，所以式(4)中各元素都為均值是0，方差為σmn2(0)+…+σmn2(L-1)(m＝1，…，M，n＝1，…，N)的復(fù)高斯隨機(jī)變量；第j個(gè)子載波上MIMO信道衰落的相關(guān)矩陣為R(j)=E(H(j)HH(j))]]> 由于任意收發(fā)天線對(duì)間的FIR信道的抽頭為獨(dú)立同分布的復(fù)高斯隨機(jī)變量，則有|H11|2+···+|H1N|2=σ112(0)+···+σ112(L-1)+···+σ1N2(0)+···σ1N2(L-1)---(7)]]>令σ2=σ112(0)+σ112(1)+···+σ112(L-1)]]>設(shè)各子信道的功率延遲截面矢量均相同，則式(7)可表示為|H11|2+…+|H1N|2＝Nσ2(8)式(6)可簡(jiǎn)化為R(j)＝E(H(j)HH(j))
上式中，Rj為衰落的空間相關(guān)矩陣。假設(shè)散射物均位于接收天線的遠(yuǎn)場(chǎng)，即信號(hào)平行到達(dá)接收天線陣。
信道矩陣H(j)可以寫成如下形式H(j)＝R1/2(j)U (10)式中，U的元素是均值為0，方差為1的獨(dú)立復(fù)高斯隨機(jī)變量；第三步，接收相關(guān)的統(tǒng)計(jì)特性接收端采用半徑為R的UCA天線陣，接收天線數(shù)為M，多徑信號(hào)到達(dá)接收天線陣的散射角為Δ，并且多徑信號(hào)到達(dá)方向在[Θ-Δ，Θ+Δ]上均勻分布，Θ為信號(hào)的平均到達(dá)方向角；UCA陣上任意兩根天線m和n間的空間相關(guān)系數(shù)為R(m,n)=∫Θ-ΔΘ+Δvm(ζ)vn(ζ)*f(ζ)dζ]]> 當(dāng)cosz≈1 sinz≈z， =12Δej4πRαλ∫-ΔΔej4πRzλβdz]]>=ej4πRαλsinc(4RβΔλ)---(12)]]>上式中λ為載波波長(zhǎng)，m為均勻圓陣上第m根天線與x軸的夾角；
由式(12)可得衰落空間相關(guān)矩陣Rj為 最后，估計(jì)MIMO系統(tǒng)信道容量發(fā)射的總功率為P，采用在所有的空頻信道上等功率發(fā)射，則MIMO-OFDM系統(tǒng)信道容量為C=maxtr(Σ)≤P1Nclog2[det(IMNc+1σn2HΣHH)]---(14)]]>上式中∑為NcN×NcN維發(fā)射信號(hào)的方差矩陣，Σ=diag{Σj}j=0Nc-1(j=0,1······,Nc-1),]]>在所有空頻信道上采用等功率發(fā)射，則有Σj=PNNcIN---(15)]]>所以系統(tǒng)的平均信道容量為E(C)=1NcE{log2[det(IMNc+ρHHH)]}---(16)]]>其中，ρ=PNNcσn2;]]>信道矩陣H為塊對(duì)角陣，將其代入式(16)中有E(C)=1NcE{Σj=0Nc-1log2[det(IM+ρH(j)HH(j))]}]]>將式(10)代入上式并對(duì)相關(guān)矩陣R(k)進(jìn)行特征值分解得E(C)=1NcE{Σj=0Nc-1log2[det(INr+ρNσ2ΛU(j)UH(j))]}---(17)]]> 對(duì)角線元素為接收空間相關(guān)矩陣Rj的特征值；
其中，MIMO系統(tǒng)平均信道容量上限的確定由于log為凹函數(shù)，所以Elogx≤logEx，因此E(C)≤1NcΣj=0Nc-1(log2E[det(IM+ρNσ2V(j))])---(18)]]>當(dāng)接收信噪比較高時(shí)，式(18)可簡(jiǎn)化為E(C)≤1NcΣj=0Nc-1(log2E[det(IM+ρNσ2V(j))])]]>≈1NcΣj=0Nc-1(log2E[det(ρNσ2V(j))])]]>=1NcΣj=0Nc-1(Mlog2(ρNσ2)+log2E[det(V(j))])---(19)]]> 與 具有相同分布；xN-k+12(k＝1，…，M)為獨(dú)立的x2隨機(jī)變量，得出E(detV(j))=2MdetΛΓM(N2+1)/ΓM(N2)---(20)]]>E(log2(detV(j)))=1ln2(Σk=1M(ln(λk)+ψ(N-k+1)))---(21)]]>所以將式(20)代入式(19)中得E(C)≤1NcΣj=0Nc-1(Σk=1Mlog2(λk)+log2(ΓM(N2+1)/ΓM(N2)))+M(log2(ρNσ2)+1)---(22)]]>式中，ΓM(a)=πM(M-1)/2Πk=1MΓ(a-k+1),]]>ψ(x)＝Г＇(x)/Г(x)；其中，MIMO系統(tǒng)平均信道容量下限確定對(duì)Hermitian矩陣，有det(I+A)≥det(A)成立，所以E(C)≥1NcΣj=0Nc-1E{log2[det(ρNσ2V(j))]}]]>=Mlog2(ρNσ2)+1NcΣj=0Nc-1E[log2(det(V(j)))]]]>將式(21)代入上式可得E(C)≥1Ncln2Σj=0Nc-1Σk=1M(ln(λk)+ψ(N-k+1))+Mlog2(ρNσ2).]]>本發(fā)明的有益效果是，本發(fā)明提出了一種頻率選擇性衰落環(huán)境中，MIMO系統(tǒng)信道衰落相關(guān)統(tǒng)計(jì)模型的構(gòu)建方法，并在此基礎(chǔ)上提出了MIMO系統(tǒng)信道容量的估計(jì)方法。該方法回避了已有方法需要求取信道衰落相關(guān)特征值概率密度函數(shù)的問(wèn)題，降低了運(yùn)算量；而且可以有效地分析了散射角大小和天線間距等模型物理參數(shù)對(duì)信道容量的影響。隨著天線間距的增大，系統(tǒng)的平均信道容量也逐漸增大；但當(dāng)天線間距增大到一定程度后，信道容量變化不明顯。散射角越大，信道容量的增長(zhǎng)速率越快。當(dāng)接收信噪比較高時(shí)，平均信道容量的上下限接近于其實(shí)際值。在信噪比較高時(shí)，推導(dǎo)給出的系統(tǒng)信道容量的上下限基本接近于其實(shí)際值。這為未來(lái)移動(dòng)通信系統(tǒng)的具體設(shè)計(jì)有一定的參考價(jià)值。


圖1是接收相關(guān)系數(shù)與天線間距及散射角間的關(guān)系圖，其中橫坐標(biāo)表示均勻圓陣半徑對(duì)載波波長(zhǎng)的歸一化值，即R/λ，縱坐標(biāo)表示均勻圓陣上第一根天線和第二根天線間的空間相關(guān)系數(shù)|R(1，2)|；圖2是接收相關(guān)系數(shù)與天線間距及散射角間的關(guān)系圖，其中橫坐標(biāo)表示均勻圓陣半徑對(duì)載波波長(zhǎng)的歸一化值，即R/λ，縱坐標(biāo)表示均勻圓陣上第一根天線和第二根天線間的空間相關(guān)系數(shù)|R(1，3)|；圖3是信道容量與天線間距及散射角的關(guān)系圖，其中橫坐標(biāo)表示均勻圓陣半徑對(duì)載波波長(zhǎng)的歸一化值，即R/λ，縱坐標(biāo)表示MIMO系統(tǒng)的平均信道容量；圖4是信道容量與散射角及信噪比的關(guān)系圖，其中橫坐標(biāo)表示MIMO系統(tǒng)的接收信噪比，縱坐標(biāo)表示MIMO系統(tǒng)的平均信道容量。
具體實(shí)施例方式
下面是對(duì)本發(fā)明技術(shù)方案的仿真驗(yàn)證仿真環(huán)境為散射物較豐富的城市地區(qū)，散射物都位于接收天線陣的遠(yuǎn)場(chǎng)；信號(hào)的平均到達(dá)方向?yàn)棣ǎ溅?3；各收發(fā)天線對(duì)間的多徑數(shù)為6，接收端采用半徑為R的均勻圓陣。信道的功率時(shí)延剖面為 約定Δ為散射角大小，縱坐標(biāo)|R(1，2)|和|R(1，3)|分別代表第1根接收天線和第2根及第3根間空間衰落相關(guān)系數(shù)的絕對(duì)值。R/λ為對(duì)載波波長(zhǎng)的歸一化均勻圓陣半徑。
下面通過(guò)附圖對(duì)本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。
圖1和圖2給出了接收相關(guān)系數(shù)與天線間距及散射角間的關(guān)系，接收天線數(shù)M＝4，可以看到，散射角Δ越大，接收空間相關(guān)系數(shù)取得最小值所需天線間距越小，并且隨著散射角Δ的增大，空間相關(guān)幅度逐漸減小。接收天線間距增大，接收空間相關(guān)系數(shù)逐漸遞減直至收斂到零。當(dāng)接收天線間距增大到一定程度后，接收相關(guān)系數(shù)幅度較小(＜0.3)對(duì)系統(tǒng)容量和性能影響很小。
圖3給出了系統(tǒng)信道容量與天線間距及散射角間的關(guān)系。發(fā)射天線數(shù)和接收天線數(shù)均為4，子載波數(shù)為Nc＝32；信噪比SNR＝20dB。從圖中可看出，隨著天線間距的增大，系統(tǒng)的平均信道容量也在逐漸增大；但是當(dāng)天線間距增大到一定程度后，再增大天線間距，系統(tǒng)的信道容量變化不明顯。從圖中還可看到，隨著散射角的增大，系統(tǒng)的信道容量也逐漸增大。
圖4給出了信道容量及其上下限與信噪比及散射角大小間的關(guān)系。發(fā)射天線和接收天線數(shù)都為4，子載波數(shù)為Nc＝32，均勻圓陣半徑R＝2.5λ。從圖中可看出，隨著信噪比的逐漸增大，平均信道容量的下限與其實(shí)際值之間的差距越來(lái)越小。信噪比增大到一定程度后，信道容量的下限基本上接近于其實(shí)際值。系統(tǒng)信道容量的上限的變化趨勢(shì)基本上與實(shí)際值的變化趨勢(shì)一致，二者之間差距不大。因此，從平均信道容量上下限角度出發(fā)完全可以分析散射角大小及天線間距等參數(shù)對(duì)信道容量的影響。從圖中還可以看出，散射角越大，系統(tǒng)的信道容量隨信噪比變化越明顯。這表明對(duì)于相同信噪比來(lái)說(shuō)，散射物較豐富的市區(qū)環(huán)境，信號(hào)到達(dá)接收天線的散射角較大，系統(tǒng)的信道容量也較大；但是，散射物相對(duì)較少的山村，信號(hào)到達(dá)接收天線的散射角較小，系統(tǒng)的信道容量也較少。
權(quán)利要求
1.一種多輸入多輸出系統(tǒng)信道容量的估計(jì)方法，其特征在于，包括以下步驟第一步，建立信道信號(hào)模型對(duì)于接收天線數(shù)為M、發(fā)射天線數(shù)為N的MIMO-OFDM系統(tǒng)，X(t)、r(t)分別為t時(shí)刻N(yùn)×1維發(fā)射信號(hào)向量和M×1維接收信號(hào)向量，信道為頻率選擇性瑞利衰落信道，并且在一個(gè)符號(hào)周期內(nèi)保持不變，將發(fā)射天線m和接收天線n間信道建模為L(zhǎng)-1階FIR濾波器，濾波器抽頭由hnm(l)，(l＝0，1，…，L-1)表示，接收天線與發(fā)射天線間信道矩陣為 則t時(shí)刻接收信號(hào)向量為r(t)=Σl=0L-1G(l)X(t-l)+N(t)---(1)]]>式中，N(t)為加性白高斯噪聲矢量；每根發(fā)射天線分配Nc個(gè)子載波，發(fā)送數(shù)據(jù)總長(zhǎng)為NNc，s(j)(j＝0，…，Nc-1)表示第j個(gè)子載波上的N×1維信號(hào)向量，令S＝[s(0)s(1)…s(Nc-1)]T，則S經(jīng)OFDM調(diào)制后可表示為X＝(F-1IN)S (2)接收信號(hào)經(jīng)傅立葉變換為X~=HS+V~---(3)]]>上式中， H(j)表示第j個(gè)子載波上接收天線與發(fā)射天線間的M×N維MIMO信道，H(j)=Σl=0L-1G(l)e-i2πjlNc,]]> 為噪聲矢量，V~=(F⊗IM)V,]]>F的(j，k)元素為exp(-i2πjkNc),]]>I為單位陣，i為虛數(shù)單位；第二步，建立衰落相關(guān)統(tǒng)計(jì)模型根據(jù)H(j)=Σl=0L-1G(l)e-i2πjlNc]]>得出H(j)=G(0)+G(1)e-i2πjNc+···+G(L-1)e-i2πjNc(L-1)]]> 假設(shè)收發(fā)天線對(duì)間的多徑分量為相互獨(dú)立的均值為0，方差為σmn(l)的復(fù)高斯隨機(jī)變量，則H11=h11(0)+h11(1)e-i2πjNc+···+h11(L-1)e-i2πjNc(L-1)---(5)]]>H11為高斯隨機(jī)變量，其均值為0，方差為σ112(0)+…+σ112(L-1)，所以式(4)中各元素都為均值是0，方差為σmn2(0)+…+σmn2(L-1)(m＝1，…，M，n＝1，…，N)的復(fù)高斯隨機(jī)變量；第j個(gè)子載波上MIMO信道衰落的相關(guān)矩陣為R(j)=E(H(j)HH(j))]]> 由于任意收發(fā)天線對(duì)間的FIR信道的抽頭為獨(dú)立同分布的復(fù)高斯隨機(jī)變量，則有|H11|2+···+|H1N|2=σ112(0)+···+σ112(L-1)+···+σ1N2(0)+···σ1N2(L-1)---(7)]]>令σ2=σ112(0)+σ112(1)+···+σ112(L-1)]]>設(shè)各子信道的功率延遲截面矢量均相同，則式(7)可表示為|H11|2+…+|H1N|2＝Nσ2(8)式(6)可簡(jiǎn)化為R(j)=E(H(j)HH(j))]]> 上式中，Rj為衰落的空間相關(guān)矩陣，假設(shè)散射物均位于接收天線的遠(yuǎn)場(chǎng)，即信號(hào)平行到達(dá)接收天線陣。信道矩陣H(j)可以寫成如下形式H(j)＝R1/2(j)U (10)式中，U的元素是均值為0，方差為1的獨(dú)立復(fù)高斯隨機(jī)變量；第三步，接收相關(guān)的統(tǒng)計(jì)特性接收端采用半徑為R的UCA天線陣，接收天線數(shù)為M，多徑信號(hào)到達(dá)接收天線陣的散射角為Δ，并且多徑信號(hào)到達(dá)方向在[Θ-Δ，Θ+Δ]上均勻分布，Θ為信號(hào)的平均到達(dá)方向角；UCA陣上任意兩根天線m和n間的空間相關(guān)系數(shù)為R(m,n)=∫Θ-ΔΘ+Δvm(ζ)vn(ζ)*f(ζ)dζ]]> 當(dāng)cos z≈1 sin z≈z， =12Δej4πRαλ∫-ΔΔej4πRzλβdz]]>=ej4πRαλsinc(4RβΔλ)---(12)]]>上式中λ為載波波長(zhǎng)，m為均勻圓陣上第m根天線與x軸的夾角； 由式(12)可得衰落空間相關(guān)矩陣Rj為 最后，估計(jì)MIMO系統(tǒng)信道容量發(fā)射的總功率為P，采用在所有的空頻信道上等功率發(fā)射，則MIMO-OFDM系統(tǒng)信道容量為C=maxtr(Σ)≤P1Nclog2[det(IMNc+1σn2HΣHH)]---(14)]]>上式中∑為NcN×NcN維發(fā)射信號(hào)的方差矩陣，Σ=diag{Σj}j=0Nc-1(j=0,1······,Nc-1),]]>在所有空頻信道上采用等功率發(fā)射，則有Σj=PNNcIN---(15)]]>所以系統(tǒng)的平均信道容量為E(C)=1NcE{log2[det(IMNc+ρHHH)]}---(16)]]>其中，ρ=PNNcσn2;]]>信道矩陣H為塊對(duì)角陣，將其代入式(16)中有E(C)=1NcE{Σj=0Nc-1log2[det(IM+ρH(j)HH(j))]}]]>將式(10)代入上式并對(duì)相關(guān)矩陣R(k)進(jìn)行特征值分解得E(C)=1NcE{Σj=0Nc-1log2[det(INr+ρNσ2ΛU(j)UH(j))]}---(17)]]> 對(duì)角線元素為接收空間相關(guān)矩陣Rj的特征值；其中，MIMO系統(tǒng)平均信道容量上限的確定由于log為凹函數(shù)，所以Elogx≤logEx，因此E(C)≤1NcΣj=0Nc-1(log2E[det(IM+ρNσ2V(j))])---(18)]]>當(dāng)接收信噪比較高時(shí)，式(18)可簡(jiǎn)化為E(C)≤1NcΣj=0Nc-1(log2E[det(IM+ρNσ2V(j)])]]>≈1NcΣj=0Nc(log2E[det(ρNσ2V(j))])]]>=1NcΣj=0Nc-1(Mlog2(ρNσ2)+log2E[det(V(j))])---(19)]]>det(V(j))det(Λ)]]>與Πk=1MχN-k+12]]>具有相同分布；χN-k+12(k＝1，…，M)為獨(dú)立的χ2隨機(jī)變量，得出E(detV(j))=2MdetΛΓM(N2+1)/ΓM(N2)---(20)]]>E(log2(detV(j)))=1ln2(Σk=1M(ln(λk)+ψ(N-k+1)))---(21)]]>所以將式(20)代入式(19)中得E(C)≤1NcΣj=0Nc-1(Σk=1Mlog2(λk)+log2(ΓM(N2+1)/ΓM(N2)))+M(log2(ρNσ2)+1)---(22)]]>式中，ΓM(a)=πM(M-1)/2Πk=1MΓ(a-k+1),]]>ψ(x)＝Γ′(x)/Γ(x)；其中，MIMO系統(tǒng)平均信道容量下限確定對(duì)Hermitian矩陣，有det(I+A)≥det(A)成立，所以E(C)≥1NcΣj=0Nc-1E{log2[det(ρNσ2V(j))]}]]>=Mlog2(ρNσ2)+1NcΣj=0Nc-1E[log2(det(V(j)))]]]>將式(21)代入上式可得E(C)≥1Ncln2Σj=0Nc-1Σk=1M(ln(λk)+ψ(N-k+1))+Mlog2(ρNσ2).]]>
全文摘要
本發(fā)明公開了一種多輸入多輸出系統(tǒng)信道容量的估計(jì)方法，通過(guò)信道信號(hào)模型的建立、衰落相關(guān)統(tǒng)計(jì)模型的建立、接收相關(guān)的統(tǒng)計(jì)特性來(lái)進(jìn)行MIMO系統(tǒng)信道容量的估計(jì)。該方法基于接收均勻圓陣構(gòu)建了蘊(yùn)含天線間距、散射角大小和多徑數(shù)等模型物理參數(shù)的衰落空間相關(guān)模型，研究了MIMO OFDM系統(tǒng)信道衰落的統(tǒng)計(jì)特性并在此基礎(chǔ)上利用Wishart分布的性質(zhì)提出了任意天線數(shù)的MIMO OFDM系統(tǒng)的信道容量及其上下限的估計(jì)方法。該方法回避了已有方法需要求取信道衰落相關(guān)特征值概率密度函數(shù)的問(wèn)題，降低了運(yùn)算量，并且可以有效地分析頻率選擇性環(huán)境中模型物理參數(shù)對(duì)信道容量的影響，為未來(lái)移動(dòng)通信系統(tǒng)的具體設(shè)計(jì)有一定的參考價(jià)值。
文檔編號(hào)H04L27/26GK1665224SQ20051004176
公開日2005年9月7日 申請(qǐng)日期2005年3月7日 優(yōu)先權(quán)日2005年3月7日
發(fā)明者王君, 朱世華, 王磊 申請(qǐng)人:西安交通大學(xué)