專利名稱：一種正交頻分復用系統(tǒng)的采樣頻率偏差跟蹤信號處理裝置及方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于無線數(shù)字通信領(lǐng)域，特別是一種基于正交頻分復用(OrthognalFrepuency Division Multiplexing，OFDM)調(diào)制方法的采樣頻率偏差跟蹤技術(shù)。
背景技術(shù)：
與模擬通信系統(tǒng)不同，數(shù)字通信系統(tǒng)都會有D/A和A/D模塊，在發(fā)送端通過D/A模塊將數(shù)字信號變換成模擬信號，然后通過射頻模塊發(fā)射到無線信道中去，而接收端則通過A/D模塊將通過射頻模塊獲取的模擬信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，然后進行全數(shù)字化的處理。但是決定接收機D/A模塊和發(fā)射機A/D模塊的采樣頻率的晶振特性無法做到完全相同，造成了發(fā)送端和接收端采樣頻率存在偏差。
由于接收機和發(fā)射機的晶振特性無法做到完全相同，造成了發(fā)送端和接收端采樣頻率的偏差。采樣頻率的偏差會破壞OFDM信號子載波間的正交性，導致解調(diào)性能的下降，因此對采樣頻率偏差的估計也是OFDM系統(tǒng)中的重要部分之一。
隨著時間的增長，由于采樣頻率偏差估計剩余誤差造成的相位偏移量不斷增加，而且采樣時鐘的偏差造成的相位偏差在不同的子載波上是不相同的，這樣的相位偏差會使得QAM的星座圖發(fā)生旋轉(zhuǎn)，且不同子載波上的星座點旋轉(zhuǎn)的相位量各不相同。如圖1a及圖1b所示從圖1a及圖1b中可以看出采樣頻率偏差估計的剩余誤差對星座點的影響。圖1a是OFDM幀的持續(xù)時間不是很長的情況?？梢钥吹酱藭r星座點已經(jīng)開始散開，且不同子載波上的星座點旋轉(zhuǎn)的相位各不相同。不過由于OFDM幀的持續(xù)時間較短，相位的旋轉(zhuǎn)還不是很大，16QAM的星座圖還是可以勉強分辨，但已對解碼造成了影響。圖1b是OFDM幀的持續(xù)時間較長的情況?？梢钥吹竭@個時候，星座點的相位旋轉(zhuǎn)已經(jīng)非常大了，16QAM的星座圖幾乎形成了三個同心圓，已經(jīng)完全不能分辨，不能進行解調(diào)。
在圖1a的情況下雖然星座圖已經(jīng)散開，但仍舊可以分辨，可以不進行采樣頻率偏差估計剩余誤差跟蹤而直接進行解調(diào)。但是為了提高系統(tǒng)性能，還是需要進行采樣頻率偏差估計剩余誤差跟蹤。在圖1b的情況下，星座圖已經(jīng)無法分辨，必須進行采樣頻率偏差估計剩余誤差跟蹤。
采樣時鐘偏差對接收信號的影響必然導致某些特征量的變換，接收機就是通過對這些變量的估計來判斷采樣頻率偏差的方向以及大小，從而對采樣時鐘的采樣間隔進行調(diào)整采樣時鐘偏差對接收信號的影響必然導致某些特征量的變換，接收機就是通過對這些變量的估計來判斷采樣頻率偏差的方向以及大小，從而對采樣時鐘的采樣間隔進行調(diào)整。圖2a、圖2b、圖2c給出了常見的對系統(tǒng)采樣時鐘進行調(diào)整的三種方案。圖2a所示的方案對采樣時鐘的調(diào)整是在模擬處理模塊內(nèi)進行的。即在模擬模塊中提取參數(shù)特征，對采樣時鐘的調(diào)整信息是模擬部分獲取的。這種方案在原理上比較簡單，但是由于提取的是模擬量信號，容易受到各種電磁干擾，以及電路板底板噪聲底干擾，所以對采樣頻率偏差的估計會有較大的誤差，同步性能較差。而且調(diào)試也不方便，由于電路板之間差異性，不同電路板的參數(shù)設(shè)置可能會有很大的不同。由于這些原因，所以提出了在數(shù)字處理部分提取參數(shù)特征的方案，如圖2b所示。在數(shù)字信號中提取參數(shù)特征有很多優(yōu)勢，數(shù)字信號處理過程受電磁干擾以及電路板底板噪聲影響非常小，而且對數(shù)字信號進行處理可以采用復雜的算法以提高參數(shù)估計的性能。但是這種方案也有不足之處，采樣時鐘采樣間隔的調(diào)整過程依然是個模擬過程，其調(diào)整過程還是會受到電磁干擾以及晶振本身波動的影響，使得整個采樣模塊的性能下降。同時軟件無線電技術(shù)的提出就是希望能在同一個硬件平臺上通過軟件模塊的切換完成通信模式、通信速率的變換。而該方案是通過直接調(diào)整采樣時鐘來實現(xiàn)同步的，而通信模式以及通信速率的變化對采樣時鐘的動態(tài)范圍提出了很高的要求。這就限制了系統(tǒng)多模式、多速率的實現(xiàn)。所以提出了固定采樣頻域的方案，如圖2c所示。該方案采用一個固定頻率的本振對信號進行采樣，采樣間隔的調(diào)整在數(shù)字處理模塊內(nèi)通過內(nèi)插處理直接對數(shù)字信號進行調(diào)整來實現(xiàn)。這樣就實現(xiàn)了接收機信采樣頻率同步的全數(shù)字化。為可變模式、可變速率接收機的實現(xiàn)提供了很大的方便。
利用圖2c所示的方案，可以采樣一個固定頻率的本振對信號進行采樣，采樣間隔的調(diào)整在數(shù)字處理模塊內(nèi)通過內(nèi)插處理直接對數(shù)字信號進行調(diào)整來實現(xiàn)。這里可以實現(xiàn)全數(shù)字化的采樣頻率同步算法。而軟件無線電技術(shù)正是要盡量減少模擬電路環(huán)節(jié)，讓寬帶A/D和D/A模塊盡量靠近天線，使得我們可以依靠強大的數(shù)字信號處理器件就可以是實現(xiàn)無線信號的接收發(fā)送。
如圖3所示，是一個典型的軟件無線電收發(fā)機模型，寬帶A/D和D/A模塊盡量靠近天線，可以依靠強大的數(shù)字信號處理器件就可以是實現(xiàn)無線信號的接收發(fā)送。這樣才有可能按不同需要，通過軟件來更換和重新配置數(shù)字信號處理功能。但實際上受到物理器件水平和數(shù)字通信技術(shù)的限制，很難實現(xiàn)全波段的射頻信號數(shù)字化處理。早期只能在較低的波段和低速率數(shù)字通信系統(tǒng)中，如短波電臺可以使用多波段RF天線、高速的A/D、D/A變換器和DSP處理器來實現(xiàn)軟件無線電通信。隨著近年來模擬/數(shù)字器件水平、數(shù)字信號處理技術(shù)、全數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù)的發(fā)展，軟件無線電技術(shù)逐漸走向?qū)嶋H應用領(lǐng)域。所以，靈活的hl(t)=Πj=I1,j≠1I2t-jTsiTs-jTs]]>硬件平臺結(jié)構(gòu)和軟件構(gòu)架、合理的無線網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)、高速寬帶數(shù)字/模擬器件、各種數(shù)字信號處理技術(shù)和全數(shù)字化調(diào)制解調(diào)方法等成為軟件無線電研究的關(guān)鍵所在。
接收端的采樣速率是不變的，并且一般來說與發(fā)送方采樣速率不可能完全相同，其比值一般為無理數(shù)。在這樣的情況下，只有根據(jù)計算出的判決點的位置，然后用插值計算的方法估計出最佳判決點上的信號值。
設(shè)x(m)是對信號進行采樣率為fs＝1/Ts的采樣，得到的離散序列。通過一個沖擊響應為h1(t)的內(nèi)插濾波器，可以得到一個模擬的信號。
y(t)=Σmx(m)hl(t-mTs)]]>通過對y(t)進行重采樣，可以將采樣頻率轉(zhuǎn)換到我們需要的頻率fi＝1/Ti上，令t＝kTi，可得y(kTi)=Σmx(mTs)hl(kTi-mTs)]]>根據(jù)輸入序列{x(m)}、插值濾波器h1(t)以及輸入輸出采樣位置kTi和mTs可計算出新的采樣點y(kTi)的值。式中Ts表示采樣周期，Ti與符號周期成整數(shù)倍關(guān)系，y(kTi)表示用與符號速率成整數(shù)倍關(guān)系的頻率采樣所得的信號值。
m是輸入信號的序列號，定義插值濾波器的序列號為i＝int[kTi/Ts]-m，其中int[z]表示取不大于z的最大整數(shù)。同樣，定義mk＝int[kTi/Ts]，μk＝kTi/Ts-mk，從時間軸上看，它們之間的關(guān)系如圖5所示。
則上面的公式可以改寫為y(kTi)=y[(mk+μk)Ts]=Σi=I1I2x[(mk-i)Ts]hl[(i+μk)Ts]]]>其中在高速系統(tǒng)中，高效的實現(xiàn)結(jié)構(gòu)將大大節(jié)省資源。對于給定的多項式，最直接的實現(xiàn)方法是根據(jù)當前的時間(i+μk)Ts，實時計算出內(nèi)插系數(shù)，再作橫向濾波。顯然，這樣做很耗資源。我們也可以對時偏μkTs進行分級量化，事先計算好抽頭系數(shù)，然后根據(jù)輸入調(diào)用相應的系數(shù)。顯然這樣做就和一般的濾波函數(shù)沒有區(qū)別，失去了多項式內(nèi)插函數(shù)具有的優(yōu)勢。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是針對上述問題的存在，提供一種定時誤差或采樣頻率偏差的提取均是基于導頻而獨立于符號速率的、由一個數(shù)字控制振蕩器(NCO)控制的內(nèi)插環(huán)路來實現(xiàn)采樣速率轉(zhuǎn)換和符號同步的精確跟蹤的適用于軟件無線電OFDM接收機的采樣速率轉(zhuǎn)換和符號同步方法的正交頻分復用系統(tǒng)用采樣頻率偏差跟蹤的信號處理裝置及方法。
本發(fā)明的目的是通過以下技術(shù)方案實現(xiàn)的本發(fā)明所述的正交頻分復用系統(tǒng)的采樣頻率偏差跟蹤信號處理裝置，包括一由采樣頻率為fsam的時鐘控制的用于將接收的模擬正交頻分復用(OFDM)中頻信號進行數(shù)字化處理的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)；一用于進行數(shù)字正交下變頻和整數(shù)倍抽取處理而獲得較低采樣率的基帶信號(rcm)及輸出采樣率為afN的復數(shù)序列的數(shù)字下變頻器(DDC)；一用于調(diào)整采樣頻率并進行定時偏差校正，得到采樣率為2fN、采樣時刻最佳的輸出信號序列的內(nèi)插濾波器；一用于去除循環(huán)前綴(GI)而得到fN的信號序列的有限沖激響應(FIR)濾波器；一用于進行串并變換和傅立葉變換(FFT)計算而得到輸出信號的串并變換器；
一用于對傅立葉變換計算之前的內(nèi)插器輸出信號進行粗定時誤差檢測(TED)以得到粗估計誤差值 并用該粗估計誤差值調(diào)整傅立葉變換計算窗口位置的粗定時檢測(TED)裝置；其特點是所述串并變換器后設(shè)有一用于對傅立葉變換計算之后的輸出信號進行定時誤差檢測(TED)以確定其精定時誤差(ε)的后定時誤差檢測(TED)裝置，且所述后定時誤差檢測(TED)裝置與內(nèi)插濾波器之間設(shè)置有一用于通過相對偏差計算內(nèi)插控制偏置值，進行內(nèi)插位置調(diào)整，從而實現(xiàn)符號精確同步的由依序連接的環(huán)路濾波裝置、重采樣控制裝置、數(shù)字控制振蕩器(NCO)組成的內(nèi)插控制環(huán)路，其中所述后定時誤差檢測(TED)裝置得到的定時誤差(ε)的整數(shù)部分εi來調(diào)整FFT計算窗口位置，小數(shù)部分εi作為內(nèi)插控制環(huán)路的誤差輸入信號，驅(qū)動環(huán)路濾波和重采樣控制器、數(shù)字控制振蕩器(NCO)單元，并通過相位偏差計算內(nèi)插控制偏置值，進行內(nèi)插位置調(diào)整。
其中上述內(nèi)插濾波器采用四點分段拋物線擬合內(nèi)插濾波器。
本發(fā)明所述的正交分復用系統(tǒng)的采樣頻率偏差跟蹤信號處理方法，其特點是包括以下步驟(1)、用一由采樣頻率為fsam的時鐘控制的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)將接收的模擬正交頻分復用中頻信號進行數(shù)字化處理得到數(shù)字正交頻分復用中頻信號；(2)、用一數(shù)字下變器(DDC)將數(shù)字正交頻分復用中頻信號進行正交下變頻處理和對其采樣速率進行抽取系數(shù)(a)的整數(shù)倍抽取處理而得到采樣速率為afN的串行輸出序列；(3)、用一濾波函數(shù)為y(n)=Σl=0LμnlΣi=I1I2bl(i)r(mn-i)]]>
的內(nèi)插濾波器對數(shù)字下變頻器(DDC)輸出的串行輸出序列進行采樣速率轉(zhuǎn)換得到采樣率為2f(N)的信號輸出序列，其中公式中bl(i)是與最佳采樣點和輸入采樣信號的歸一化偏差μn無關(guān)的固定系數(shù)，r(mn-i)是數(shù)字化接收信號序列，L為內(nèi)插濾波階數(shù)，下標n為內(nèi)插輸出樣點序列標號，I1、I2為內(nèi)插時刻參與計算的輸入樣點相對于參考基準樣點mn的前后偏移量；(4)、用一有限沖激響應(FIR)濾波器對內(nèi)插濾波器的信號輸出序列進行循環(huán)前綴(GI)的去除處理和將其采樣速率降低為接近符號速率(fN)的采樣速率轉(zhuǎn)換處理，此時，定時偏差λl的OFDM第l個符號的第n個子載波可以表示為yl,n=1Nf{Σk=0Nf-1Xl,kej(2πΔfcTs+φ0+2πnλl+2πkn/Nf)Hl,k}+wl,n]]>其中Ts＝T+Tg，T是有用數(shù)據(jù)的周期，Tg是一個符號中保護間隔的時間長度，Δfc是載波頻差，Φ0是相位偏差，第l個符號相對于Ts歸一化的定時偏差為λl；(5)、用一串并變換器對有限沖激響應(FIR)的信號輸出序列進行串并變換和傅立葉變換(FFT)計算而得到并行信號輸出序列；(6)、用一粗定時誤差檢測(TED)裝置對內(nèi)插濾波器輸出的信號輸出序列采用基于保護間隔相關(guān)運算的算法得到粗定時誤差估計值 并由此得到傅立葉變換(FFT)窗口的起始位置；(7)、用一后定時誤差檢測(TED)裝置對傅立葉變換輸出的并行信號輸出序列采用跟蹤算法并通過頻域上的定時誤差檢測來得到定時偏差ε的估計值；(8)、將后定時誤差檢測(TED)裝置檢測得到的定時偏差ε的整數(shù)部分εi反饋調(diào)整傅立葉變換(FFT)窗口的起始位置，將其小數(shù)部分εf用來調(diào)整數(shù)字控制振蕩器(NCO)相位ηn的初始值和頻率控制字Wn并驅(qū)動由環(huán)路濾波器、采樣控制器及數(shù)字控制振蕩器(NCO)組成的內(nèi)插控制環(huán)路來反饋跟蹤和調(diào)整內(nèi)插濾波器的剩余偏差，此時這些參數(shù)的遞歸方程如下μn＝ηn/wnηn＝(ηn-1-wn-1)mod 1ηstart_l＝ηstart_l-1+f1(ε)wstart_l＝wstart_l-1+f2(ε)w0＝2fN/fddc其中wn是wn的初值，f1(ε)、f2(ε)是ε經(jīng)兩個環(huán)路濾波器后的輸出，兩個環(huán)路濾波器的帶寬分別是wf1和wf2。而wstart_l和ηstart_l分別是第l個OFDM符號對應的NCO頻率控制字和相位的第一個值，wstart_l每個OFDM符號計算一次，即同個符號內(nèi)其值保持不變，而ηn和wn的更新速率為采樣速率fddc。
本發(fā)明由于采用一個固定頻率的本振對信號進行采樣及將采樣間隔的調(diào)整在數(shù)字處理模塊內(nèi)通過內(nèi)插處理直接對數(shù)字信號進行調(diào)整來實現(xiàn)的方法。從而實現(xiàn)了接收機信采樣頻率同步的全數(shù)字化。為可變模式、可變速率接收機的實現(xiàn)提供了很大的方便。同時本發(fā)明由于采用了可用于OFDM軟件接收機的全數(shù)字化內(nèi)插環(huán)路。該方法可以實現(xiàn)采樣速率到符號速率的轉(zhuǎn)換，在基于前導字的同步粗估計的基礎(chǔ)上，用NCO控制的環(huán)路來實現(xiàn)殘留符號定時偏差和采樣頻率誤差的跟蹤補償，可以獲得精確同步。
以下結(jié)合附圖詳細描述本發(fā)明的實現(xiàn)


圖1a是OFDM幀持續(xù)時間較短的情況下采樣頻率偏差估計的剩余誤差對星座點的影響的結(jié)構(gòu)示意圖；圖1b是OFDM幀持續(xù)時間較長的情況下采樣頻率偏差估計的剩余誤差對星座點的影響的結(jié)構(gòu)示意圖；圖2a是對采樣時鐘的調(diào)整是在模擬處理模塊內(nèi)進行的結(jié)構(gòu)示意圖；
圖2b是對采樣時鐘的調(diào)整是在數(shù)字處理部分提取參數(shù)特征的方案的結(jié)構(gòu)示意圖；圖2c是對采樣時鐘的調(diào)整是在一個固定頻率的本振對信號進行采樣的結(jié)構(gòu)示意圖；圖3是一個典型的軟件無線電收發(fā)機模型的結(jié)構(gòu)示意圖；圖4是本發(fā)明的結(jié)構(gòu)組成示意圖；圖5是本發(fā)明的采樣率轉(zhuǎn)換關(guān)系的結(jié)構(gòu)示意圖。
具體實施例方式
如圖4及圖5所示，本發(fā)明所述的正交頻分復用系統(tǒng)的采樣頻率偏差跟蹤信號處理裝置，包括一由采樣頻率為fsan的時鐘控制的用于將接收的模擬正交頻分復用OFDM中頻信號進行數(shù)字化處理的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)；一用于進行數(shù)字正交下變頻和整數(shù)倍抽取處理而獲得較低采樣率的基帶信號(rcm)及輸出采樣率為afN的復數(shù)序列的數(shù)字下變頻器(DDC)；一用于調(diào)整采樣頻率并進行定時偏差校正，得到采樣率為2fN、采樣時刻最佳的輸出信號序列的內(nèi)插濾波器，其中所述內(nèi)插濾波器采用四點分段拋物線擬合內(nèi)插濾波器；一用于去除循環(huán)前綴(GI)而得到fN的信號序列的有限沖激響應(FIR)濾波器；一用于進行串并變換和傅立葉變換(FFT)計算而得到輸出信號的串并變換器；一用于對傅立葉變換計算之前的內(nèi)插器輸出信號進行粗定時誤差檢測(TED)以得到粗估計誤差值 并用該粗估計誤差值調(diào)整傅立葉變換計算窗口位置的粗定時檢測(TED)裝置；其特征在于所述串并變換器后設(shè)有一用于對傅立葉變換計算之后的輸出信號進行定時誤差檢測(TED)裝置以確定其精定時誤差(ε)的后定時誤差檢測(TED)裝置，且所述后定時誤差檢測(TED)裝置與內(nèi)插濾波器之間設(shè)置有一用于通過相對偏差計算內(nèi)插控制偏置值，進行內(nèi)插位置調(diào)整，從而實現(xiàn)符號精確同步的由依序連接的環(huán)路濾波裝置、重采樣控制裝置、數(shù)字控制振蕩器(NCO)組成的內(nèi)插控制環(huán)路，其中所述后定時誤差檢測(TED)裝置得到的定時誤差(ε)的整數(shù)部分εi來調(diào)整傅立葉變換(FFT)計算窗口位置，小數(shù)部分εi作為內(nèi)插控制環(huán)路的誤差輸入信號，驅(qū)動環(huán)路濾波和重采樣控制器、數(shù)字控制振蕩器(NCO)單元，并通過相位偏差計算內(nèi)插控制偏置值，進行內(nèi)插位置調(diào)整。此時根據(jù)如圖5所示的采樣速率轉(zhuǎn)換的主要信號控制參數(shù)，其中時間軸上方是輸入采樣序列，采樣周期為Ts；時間軸下方是輸入采樣序列，采樣周期為Ti。輸入采樣點和輸出點之間的時間偏差用μkTs表示，從而可以得到如下的遞歸方程μn＝ηn/wnηn＝(ηn-1-wn-1)mod 1ηstart_l＝ηstart_l-1+f1(ε)wstart_l＝wstart_l-1+f2(ε)w0＝2fN/fddc其中，ηn是NCO相位累加器中的相位值，wn是NCO頻率控制字；ε是從FFT輸出信號中檢測出的定時偏差，由它控制ηn和wn來產(chǎn)生μn。其中w0是wn的初值，f1(ε)、f2(ε)是ε經(jīng)兩個環(huán)路濾波器后的輸出。兩個環(huán)路濾波器的帶寬分別是wf1和wf2。而wstart_l和ηstart_l分別是第l個OFDM符號對應的NCO頻率控制字和相位的第一個值。wstart_l每個OFDM符號計算一次，即同個符號內(nèi)其值保持不變。而ηn和wn的更新速率為采樣速率fddc。采樣頻率偏差和殘留初定時偏差可以通過調(diào)整NCO的這兩個參數(shù)值及相關(guān)參數(shù)來實現(xiàn)跟蹤補償。這時我們得到了控制環(huán)路結(jié)構(gòu)的一些參數(shù)，本發(fā)明所述解決方案的解決要點是如何估計殘留的定時誤差。假設(shè)在OFDM數(shù)據(jù)符號中每隔Np個子載波加入一個導頻。如圖5所示， 是傅立葉變換(FFT)之前定時誤差的初步估計值。我們采用基于保護間隔相關(guān)運算的算法來實現(xiàn)OFDM符號的初步同步估計。在AWGN信道條件下，符號定時偏差的估計值由下式得到λ^=argmaxk{|Σi=0Ng-1yk+iyk+i+Nf*|)]]>-12Σi=0Ng-1(|yk+i|2+|yk+i+Nf|2)}]]>則FFT窗口的起始位置可以表示為sFFT=λ^+Ng-s]]>其中s是FFT窗口位置的前移值。初步符號同步估計值往往是一個實數(shù)值，而傅立葉變換(FFT)窗口位置的最小調(diào)整步進為一個采樣點。所以初步定時同步校正后必然的一定的殘留偏差。另外，在接收機中還存在采樣時鐘頻率偏差，即設(shè)定的初始值w0不可能是實際值。上述兩點都將引起每個符號及符號中每一個子載波的不同的相位旋轉(zhuǎn)。設(shè)第l個符號的殘留定時誤差為ϵ(l)=λl-λ^]]>因此，需要一個跟蹤算法來減小ε(l)。ε(l)的估計值可以通過頻域上的TED(Timing Error Detector)得到。
ϵ^(l)=Δφ·Nf/(2Δkπ)]]>≈angle[Yl,k2Yl,k1]·Nf/(2Δkπ)]]>定義殘留定時偏差的平均值為ε(l)＝εi+εfεi＝int(ε(l))，εf＝fra(ε(l))
εi和εf分別表示估計值的整數(shù)和小數(shù)部分，而此時整數(shù)部分εi用來調(diào)整FFT的窗口位置。則有sFFT=λ^+Ng-s-ϵi]]>而小數(shù)部分通過內(nèi)插器來跟蹤調(diào)整剩余的偏差，該值用來調(diào)整NCO相位ηn的初始值和NCO頻率控制字。這樣采樣速率轉(zhuǎn)換、采樣頻率偏差和符號定時誤差跟蹤可以綜合在一個如圖4所示內(nèi)插環(huán)路內(nèi)，從而使本發(fā)明所述的定時誤差或采樣頻率偏差的提取均是基于導頻而獨立于符號速率的、由一個數(shù)字控制振蕩器NCO控制的內(nèi)插環(huán)路來實現(xiàn)采樣轉(zhuǎn)換和符號同步的精確跟蹤的適用于軟件無線電OFDM接收機的采樣速率轉(zhuǎn)換和符號同步方法以達到本發(fā)明的目的。
一種正交分復用系統(tǒng)的采樣頻率偏差跟蹤信號處理方法，其特征在于包括以下步驟(1)、用一由采樣頻率為fsam的時鐘控制的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)將接收的模擬正交頻分復用中頻信號進行數(shù)字化處理得到數(shù)字正交頻分復用中頻信號；(2)、用一數(shù)字下變器(DDC)將數(shù)字正交頻分復用中頻信號進行正交下變頻處理和對其采樣速率進行抽取系數(shù)(a)的整數(shù)倍抽取處理而得到采樣速率為fN的串行輸出序列；(3)、用一濾波函數(shù)為y(n)=Σl=0LμnlΣi=I1I2bl(i)r(mn-i)]]>的內(nèi)插濾波器對數(shù)字下變頻器(DDC)輸出的串行輸出序列進行采樣速率轉(zhuǎn)換得到采樣率為fN的信號輸出序列，其中公式中bl(i)是與最佳采樣點和輸入采樣信號的歸一化偏差μn無關(guān)的固定系數(shù)，r(mn-i)是數(shù)字化接收信號序列，L內(nèi)插濾波階數(shù)，下標n為內(nèi)插輸出樣點序列標號，I1、I2為內(nèi)插時刻參與計算的輸入樣點相對于參考基準樣點mn的前后偏移量；(4)、用一有限沖激響應(FIR)濾波器對內(nèi)插濾波器的信號輸出序列進行循環(huán)前綴(GI)的去除處理和將其采樣速率降低為接近符號速率(fN)的采樣速率轉(zhuǎn)換處理，此時，定時偏差λl的OFDM第l個符號的第n個子載波可以表示為yl,n=1Nf{Σk=0Nf-1Xl,kej(2πΔfcTs+φ0+2πnλl+2πkn/Nf)Hl,k}+wl,n]]>其中Ts＝T+Tg，T是有用數(shù)據(jù)的周期，Tg是一個符號中保護間隔的時間長度，Δfc是載波頻差，Φ0是相位偏差，第l個符號相對于Ts歸一化的定時偏差為λl；(5)、用一串并變換器對有限沖激響應(FIR)的信號輸出序列進行串并變換和傅立葉變換(FFT)計算而得到并行信號輸出序列；(6)、用一粗定時誤差檢測(TED)裝置對內(nèi)插濾波器輸出的信號輸出序列采用基于保護間隔相關(guān)運算的算法得到粗定時誤差估計值 并由此得到傅立葉變換(FFT)窗口的起始位置；(7)、用一后定時誤差檢測(TED)裝置對傅立葉變換輸出的并行信號輸出序列采用跟蹤算法并通過頻域的定時誤差檢測來得到定時偏差ε的估計值，即先通過如下公式來計算第l個符號的殘留定時誤差 ϵ^(l)=Δφ·Nf/(2Δkπ)]]>≈angle[Yl,k2Yl,k1]·Nf/(2Δkπ),]]>再定義殘留定時偏差的平均值為ε(l)＝εi+εfεi＝int(ε(l))，εf＝fra(ε(l))εi和εf分別表示估計值的整數(shù)和小數(shù)部分，而此時整數(shù)部分εi用來調(diào)整FFT的窗口位置。則有
sFFT=λ^+Ng-s-ϵi;]]>(8)、將后定時誤差檢測(TED)裝置檢測得到的定時偏差ε的整數(shù)部分εi反饋調(diào)整傅立葉變換(FFT)窗口的起始位置，將其小數(shù)部分εf用來調(diào)整數(shù)字控制振蕩器(NCO)相位ηn的初始值和頻率控制字wn并驅(qū)動由環(huán)路濾波器、采樣控制器及數(shù)字控制振蕩器(NCO)組成的內(nèi)插控制環(huán)路來反饋跟蹤和調(diào)整內(nèi)插濾波器的剩余偏差，此時這些參數(shù)的遞歸方程如下μn＝ηn/wnηn＝(ηn-1-wn-1)mod 1ηstart_l＝ηstart_l-1+f1(ε)wstart_l＝wstart_l-1+f2(ε)w0＝2fN/fddc其中w0是wn的初值，f1(ε)、f2(ε)是ε經(jīng)兩個環(huán)路濾波器后的輸出，兩個環(huán)路濾波器的帶寬分別是wf1和wf2。而wstart_l和ηstart_l分別是第l個OFDM符號對應的NCO頻率控制字和相位的第一個值，wstart_l每個OFDM符號計算一次，即同個符號內(nèi)其值保持不變，而ηn和wn的更新速率為采樣速率fddc。
權(quán)利要求
1.一種正交頻分復用系統(tǒng)的采樣頻率偏差跟蹤信號處理裝置，包括一由采樣頻率為fsam的時鐘控制的用于將接收的模擬正交頻分復用OFDM中頻信號進行數(shù)字化處理的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)；一用于進行數(shù)字正交下變頻和整數(shù)倍抽取處理而獲得較低采樣率的基帶信號(rcm)及輸出采樣率為afN的復數(shù)序列的數(shù)字下變頻器(DDC)；一用于調(diào)整采樣頻率并進行定時偏差校正，得到采樣率為2fN、采樣時刻最佳的輸出信號序列的內(nèi)插濾波器；一用于去除循環(huán)前綴(GI)而得到fN的信號序列的有限沖激響應(FIR)濾波器；一用于進行串并變換和傅立葉變換(FFT)計算而得到輸出信號的串并變換器；一用于對傅立葉變換(FFT)計算之前的內(nèi)插器輸出信號進行粗定時誤差檢測(TED)以得到粗估計誤差值 并用該粗估計誤差值調(diào)整傅立葉變換(FFT)計算窗口位置的粗定時檢測(TED)裝置；其特征在于所述串并變換器后設(shè)有一用于對傅立葉變換(FFT)計算之后的輸出信號進行定時誤差檢測(TED)裝置以確定其精定時誤差(ε)的后定時誤差檢測(TED)裝置，且所述后定時誤差檢測(TED)裝置與內(nèi)插濾波器之間設(shè)置有一用于通過相對偏差計算內(nèi)插控制偏置值，進行內(nèi)插位置調(diào)整，從而實現(xiàn)符號精確同步的由依序連接的環(huán)路濾波裝置、重采樣控制裝置、數(shù)字控制振蕩器(NCO)組成的內(nèi)插控制環(huán)路，其中所述后定時誤差檢測(TED)裝置得到的定時誤差(ε)的整數(shù)部分εi來調(diào)整FFT計算窗口位置，小數(shù)部分εi作為內(nèi)插控制環(huán)路的誤差輸入信號，驅(qū)動環(huán)路濾波和重采樣控制器、數(shù)字控制振蕩器(NCO)單元，并通過相位偏差計算內(nèi)插控制偏置值，進行內(nèi)插位置調(diào)整。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的正交頻分復用系統(tǒng)的采樣頻率偏差跟蹤信號處理裝置，其特征在于上述內(nèi)插濾波器采用四點分段拋物線擬合內(nèi)插濾波器。
3.一種正交分復用系統(tǒng)的采樣頻率偏差跟蹤信號處理方法，其特征在于包括以下步驟(1)、用一由采樣頻率為f的時鐘控制的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)將接收的模擬正交頻分復用中頻信號進行數(shù)字化處理得到數(shù)字正交頻分復用中頻信號；(2)、用一數(shù)字下變器(DDC)將數(shù)字正交頻分復用中頻信號進行正交下變頻處理和對其采樣速率進行抽取系數(shù)(a)的整數(shù)倍抽取處理而得到采樣速率為a(fN)的串行輸出序列；(3)、用一濾波函數(shù)為y(n)=Σi=0I1μnlΣi=I1I2bl(i)r(mn-i)]]>的內(nèi)插濾波器對數(shù)字下變頻器(DDC)輸出的串行輸出序列進行采樣速率轉(zhuǎn)換得到采樣率為2f(N)的信號輸出序列，其中公式中bl(i)是與最佳采樣點和輸入采樣信號的歸一化偏差μn無關(guān)的固定系數(shù)，r(mn-i)是數(shù)字化接收信號序列，L為內(nèi)插濾波階數(shù)，下標n為內(nèi)插輸出樣點序列標號，I1、I2為內(nèi)插時刻參與計算的輸入樣點相對于參考基準樣點mn的前后偏移量；(4)、用一有限沖激響應(FIR)濾波器對內(nèi)插濾波器的信號輸出序列進行循環(huán)前綴(GI)的去除處理和將其采樣速率降低為接近符號速率(fN)的采樣速率轉(zhuǎn)換處理，此時，定時偏差λl的OFDM第l個符號的第n個子載波可以表示為yl,n=1Nf{Σk=0Nf-1Xl.kej(2πΔfcTs+φ0+2πnλ1+2πkn/Nf)Hl,k}+wl,n]]>其中Ts＝T+Tg，T是有用數(shù)據(jù)的周期，Tg是一個符號中保護間隔的時間長度，Δfc是載波頻差，Ф0是相位偏差，第l個符號相對于Ts歸一化的定時偏差為λl；(5)、用一串并變換器對有限沖激響應(FIR)濾波器的信號輸出序列進行串并變換和傅立葉變換(FFT)計算而得到并行信號輸出序列；(6)、用一粗定時誤差檢測(TED)裝置對內(nèi)插濾波器輸出的信號輸出序列采用基于保護間隔相關(guān)運算的算法得到粗定時誤差估計值 并由此得到傅立葉變換(FFT)窗口的起始位置；(7)、用一后定時誤差檢測(TED)裝置對傅立葉變換輸出的并行信號輸出序列采用跟蹤算法并通過頻域上的定時誤差檢測來得到定時偏差ε的估計值；(8)、將后定時誤差檢測(TED)裝置檢測得到的定時偏差ε的整數(shù)部分εi反饋調(diào)整傅立葉變換(FFT)窗口的起始位置，將其小數(shù)部分εj用來調(diào)整數(shù)字控制振蕩器(NCO)相位ηn的初始值和頻率控制字wn并驅(qū)動由環(huán)路濾波器、采樣控制器及數(shù)字控制振蕩器(NCO)組成的內(nèi)插控制環(huán)路來反饋跟蹤和調(diào)整內(nèi)插濾波器的剩余偏差，此時這些參數(shù)的遞歸方程如下μn＝ηn/wnηn＝(ηn-1-wn-1)mod 1ηstart_l＝ηstart_l-1+f1(ε)wstart_l＝wstart_l-1+f2(ε)w0＝2fN/fddc其中w0是wn的初值，f1(ε)、f2(ε)是ε經(jīng)兩個環(huán)路濾波器后的輸出，兩個環(huán)路濾波器的帶寬分別是wf1和wf2。而wstart_l和ηstart_l分別是第l個OFDM符號對應的NCO頻率控制字和相位的第一個值，wstart_l每個OFDM符號計算一次，即同個符號內(nèi)其值保持不變，而ηn和wn的更新速率為采樣速率fddc。
全文摘要
一種正交頻分復用系統(tǒng)的采樣頻率偏差跟蹤信號處理裝置及方法，包括數(shù)字下變頻器、內(nèi)插濾波器、FIR濾波器、串并變換器、粗定時檢測裝置和后定時誤差檢測裝置，其中后定時誤差檢測裝置與內(nèi)插濾波器之間設(shè)置有一用于通過相對偏差計算內(nèi)插控制偏置值進行內(nèi)插位置調(diào)整的由依序連接的環(huán)路濾波裝置、重采樣控制裝置、數(shù)字控制振蕩器組成的內(nèi)插控制環(huán)路，其中所述后定時誤差檢測裝置得到的定時誤差ε的整數(shù)部分ε
文檔編號H04L27/26GK1719818SQ20051003570
公開日2006年1月11日 申請日期2005年7月8日 優(yōu)先權(quán)日2005年7月8日
發(fā)明者陳朝暉, 趙民建, 羅志勇, 喻斌, 呂峻, 張路明, 宋旭東 申請人:廣州海格通信有限公司, 浙江大學