專(zhuān)利名稱(chēng)：智能天線(xiàn)下行鏈路波束形成方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于WCDMA-FDD系統(tǒng)智能天線(xiàn)的下行鏈路波束形成方法。
背景技術(shù)：
當(dāng)代及未來(lái)移動(dòng)通信領(lǐng)域，智能天線(xiàn)是必選的先進(jìn)技術(shù)。一個(gè)完整的智能天線(xiàn)系統(tǒng)的相關(guān)技術(shù)包含三方面內(nèi)容天線(xiàn)陣列的空間幾何分布、波達(dá)方向(DOA，即用戶(hù)手機(jī)信號(hào)到達(dá)基站天線(xiàn)陣列的入射角度和方向)的多用戶(hù)檢測(cè)、波束變換的優(yōu)化準(zhǔn)則、上行鏈路和下行鏈路數(shù)字波束的形成(DBF)。這幾方面不是相互獨(dú)立的，而是相互聯(lián)系的。WCDMA系統(tǒng)和窄帶CDMA系統(tǒng)一樣，都是干擾受限系統(tǒng)，也就是干擾量的大小直接影響到系統(tǒng)的用戶(hù)容量和信道的速率容量。智能天線(xiàn)技術(shù)能夠有效地增益有用信號(hào)、抵消干擾信號(hào)的性能已經(jīng)得到了廣泛的驗(yàn)證，所以把智能天線(xiàn)技術(shù)應(yīng)用到WCDMA移動(dòng)通信中可以大大增強(qiáng)系統(tǒng)的性能。智能天線(xiàn)的關(guān)鍵技術(shù)是波束形成，就是如何讓天線(xiàn)陣列形成的數(shù)字波束在有用信號(hào)方向上形成增益，而在干擾信號(hào)方向上形成零陷?；臼褂弥悄芴炀€(xiàn)之后，對(duì)上行鏈路(從移動(dòng)臺(tái)到基站)的波束形成可以很方便地實(shí)現(xiàn)。智能天線(xiàn)的下行鏈路仍采用數(shù)字波束形成技術(shù)，對(duì)N個(gè)天線(xiàn)單元、M個(gè)用戶(hù)的系統(tǒng)，在某信道上發(fā)射M個(gè)信號(hào)需要構(gòu)造N×M的最佳發(fā)射加權(quán)矩陣Wt。下行鏈路(從基站到移動(dòng)臺(tái))波束的形成，對(duì)于時(shí)分雙工(TDD)系統(tǒng)來(lái)說(shuō)比較容易實(shí)現(xiàn)，因?yàn)殡p向使用同一頻率，發(fā)射和接收的時(shí)間間隔不太長(zhǎng)，可以認(rèn)為上行鏈路的加權(quán)矩陣系數(shù)互易，即Wt＝Wr；因?yàn)樯舷滦行畔⑥D(zhuǎn)化速率遠(yuǎn)大于時(shí)變信道的變化速率，可以認(rèn)為上下鏈路信道特征相同，這樣，在上行鏈路上形成的波束可以直接用于下行。然而對(duì)于頻分雙工(FDD)系統(tǒng)，上下行鏈路的頻差有幾十到上百兆赫茲，即使在同一時(shí)刻，雙向信道特征也完全不同，不能簡(jiǎn)單替代。由于兩個(gè)頻率上載波相位沿每條路徑的變化不同，如果將上行鏈路方向用于下行鏈路，則由于不同的載波頻率導(dǎo)致不同的電波傳播路徑長(zhǎng)度的差異，用戶(hù)端就很有可能無(wú)法對(duì)齊相位，形成破壞性的合并分量，從而導(dǎo)致用戶(hù)端的衰落。因此無(wú)法用上行鏈加權(quán)系數(shù)矩陣Wr來(lái)代替下行鏈路Wt。目前，對(duì)FDD系統(tǒng)下行鏈路波束形成的解決方案通常用信道反饋法，信道反饋法采用依賴(lài)手機(jī)反饋的方案，用來(lái)估計(jì)下行信道響應(yīng)，幫助下行鏈路波束形成，缺點(diǎn)是需要重新設(shè)計(jì)上下行鏈路協(xié)議，易受往返傳播和處理延遲的影響，只能在環(huán)境隨時(shí)間變化非常緩慢的情況下使用。

發(fā)明內(nèi)容
為了克服現(xiàn)有的頻分雙工系統(tǒng)下行鏈路波束的形成只能采用信道反饋法的缺陷，提供一種智能天線(xiàn)下行鏈路波束形成方法，它不依賴(lài)手機(jī)反饋，它使智能天線(xiàn)波束形成的主瓣能精準(zhǔn)地指向目標(biāo)移動(dòng)臺(tái)，從而降低附加干擾，改善無(wú)線(xiàn)傳輸效果，進(jìn)而提高系統(tǒng)容量。本發(fā)明的技術(shù)方案包括如下步驟一、根據(jù)上行鏈路無(wú)線(xiàn)信號(hào)的波達(dá)方向求取上行鏈路天線(xiàn)陣列的接收權(quán)值；本發(fā)明的技術(shù)方案還包括二、根據(jù)上行鏈路天線(xiàn)陣列的接收權(quán)值求取上行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣；三、用頻率校準(zhǔn)矩陣處理上行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣從而得到下行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣，所述頻率校準(zhǔn)矩陣通過(guò)上行鏈路載波頻率、下行鏈路載波頻率、基站天線(xiàn)陣列分布系數(shù)和小區(qū)扇區(qū)化系數(shù)得出；四、根據(jù)下行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣求取下行鏈路天線(xiàn)陣列的發(fā)射權(quán)值；五、根據(jù)下行鏈路天線(xiàn)陣列的發(fā)射權(quán)值得出下行數(shù)字波束形成；本發(fā)明采用了一種頻率校準(zhǔn)方法，由上行鏈路接收權(quán)值經(jīng)過(guò)數(shù)學(xué)運(yùn)算后，得到下行鏈路發(fā)射權(quán)值。根據(jù)下行鏈路發(fā)射權(quán)值來(lái)決定天線(xiàn)陣列中各個(gè)天線(xiàn)陣元發(fā)射信號(hào)的復(fù)增益，從而使智能天線(xiàn)波束形成的主瓣始終對(duì)準(zhǔn)期望移動(dòng)用戶(hù)方向。由于下行波束是通過(guò)上行波束得到的，所以下行波束能夠跟蹤移動(dòng)用戶(hù)的運(yùn)動(dòng)，不斷調(diào)整智能天線(xiàn)波束形成的主瓣。通過(guò)使用頻率校準(zhǔn)矩陣，由上行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣來(lái)估計(jì)下行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣，這種頻率校準(zhǔn)方法的優(yōu)點(diǎn)在于它的計(jì)算量很小。上行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣通過(guò)頻率校準(zhǔn)矩陣進(jìn)行變換之后，可得到下行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣。而頻率校準(zhǔn)矩陣只與上、下行鏈路載波頻率、基站天線(xiàn)陣列分布和小區(qū)扇區(qū)化有關(guān)，它可以事先計(jì)算并存儲(chǔ)，因此大大減小了計(jì)算量。由于本方法能使智能天線(xiàn)波束形成的主瓣更加精準(zhǔn)地指向目標(biāo)移動(dòng)臺(tái)，從而降低附加干擾，改善無(wú)線(xiàn)傳輸效果，進(jìn)而提高系統(tǒng)容量。本發(fā)明的方法解決了智能天線(xiàn)應(yīng)用于WCDMA-FDD系統(tǒng)下行鏈路波束形成中的難題，具有設(shè)計(jì)合理、工作可靠的優(yōu)點(diǎn)，具有較大的推廣價(jià)值。


圖1是本發(fā)明方法的各步驟示意圖，圖2是目前通常方式的下行鏈路波束形成原理示意圖，圖3是應(yīng)用本發(fā)明方法天線(xiàn)陣元為4時(shí)的上、下行波束方向比較圖，圖4是應(yīng)用本發(fā)明方法天線(xiàn)陣元為6時(shí)的上、下行波束方向比較圖，圖5是應(yīng)用本發(fā)明方法天線(xiàn)陣元為8時(shí)的上、下行波束方向比較圖，圖6是天線(xiàn)陣元為4時(shí)使用與不使用本發(fā)明方法下行波束的誤碼率比較圖，圖7是天線(xiàn)陣元為6時(shí)使用與不使用本發(fā)明方法下行波束的誤碼率比較圖，圖8是天線(xiàn)陣元為8時(shí)使用與不使用本發(fā)明方法下行波束的誤碼率比較圖，圖9是瑞利信道下的多用戶(hù)誤碼率比較圖，圖10是萊斯信道下的多用戶(hù)誤碼率比較圖，圖11是LS-DRMTA算法結(jié)構(gòu)示意圖。
具體實(shí)施例方式具體實(shí)施方式
一下面結(jié)合圖1具體說(shuō)明本實(shí)施方式。本實(shí)施方式通過(guò)如下步驟實(shí)現(xiàn)一、根據(jù)上行鏈路無(wú)線(xiàn)信號(hào)的波達(dá)方向1求取上行鏈路天線(xiàn)陣列的接收權(quán)值2；二、根據(jù)上行鏈路天線(xiàn)陣列的接收權(quán)值2求取上行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣3；三、用頻率校準(zhǔn)矩陣7處理上行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣3從而得到下行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣4，所述頻率校準(zhǔn)矩陣7通過(guò)上行鏈路載波頻率8、下行鏈路載波頻率9、基站天線(xiàn)陣列分布系數(shù)10和小區(qū)扇區(qū)化系數(shù)11得出；四、根據(jù)下行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣4求取下行鏈路天線(xiàn)陣列的發(fā)射權(quán)值5；五、根據(jù)下行鏈路天線(xiàn)陣列的發(fā)射權(quán)值5得出下行數(shù)字波束形成(DBF)6；本發(fā)明的下行波束在不斷重復(fù)以上五個(gè)步驟的過(guò)程中不斷收斂并使主瓣跟蹤期望移動(dòng)臺(tái)的運(yùn)動(dòng)，從而提高波束指向精確度。針對(duì)WCDMA-FDD系統(tǒng)，其無(wú)線(xiàn)傳輸?shù)闹行念l率為2GHz頻段。根據(jù)上行波束得到上行鏈路接收權(quán)值是用已有的最小二乘解擴(kuò)重?cái)U(kuò)多目標(biāo)陣列(LS-DRMTA)算法來(lái)求得的。本發(fā)明主要解決下行鏈路波束形成的難點(diǎn)，而多徑傳輸是影響下行鏈路波束形成最重要的因素。最佳情況下，如果完全知道用戶(hù)和基站間的傳播信道特征，利用路徑分集的優(yōu)點(diǎn)，沿多徑向用戶(hù)發(fā)射的同時(shí)，抑制無(wú)法到達(dá)用戶(hù)的方向上的發(fā)射功率。但實(shí)際上基站無(wú)法完全獲得時(shí)變信道的特征，信道的時(shí)變性使得這種方法十分復(fù)雜。如果采用單一波束發(fā)射，則如何選擇最佳路徑，即信號(hào)最強(qiáng)的路徑尤為關(guān)鍵。如果用戶(hù)在移動(dòng)中，某個(gè)特定路徑的損耗急劇增加，則基站必須對(duì)此有所察覺(jué)，如有可能，要迅速將功率賦予一條新路徑。所以目前通常方式的多信號(hào)下行鏈路波束形成原理如圖2所示，基站發(fā)給若干個(gè)用戶(hù)的信號(hào)分別為發(fā)射信號(hào)0～發(fā)射信號(hào)K-1，分別經(jīng)過(guò)運(yùn)算器WO～WK-1進(jìn)行加權(quán)處理和加法器∑相加后從智能天線(xiàn)的各個(gè)天線(xiàn)中發(fā)送給各個(gè)用戶(hù)。下行鏈路波束形成最簡(jiǎn)單的方法當(dāng)然就是使用和上行鏈路相同的加權(quán)系數(shù)矩陣，在FDD模式下，用上行鏈路得到的權(quán)對(duì)發(fā)射信號(hào)進(jìn)行加權(quán)是不可行的選擇，因?yàn)樯?、下行信道采用的是不同的頻率。所以，圖2中關(guān)鍵在于下行鏈路中天線(xiàn)陣列發(fā)射權(quán)值如何來(lái)得到，也就是如何完成下行鏈路權(quán)值更新。在步驟二中，根據(jù)上行鏈路接收權(quán)值求取上行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣的公式是Qu,k=1PΣi=1PWu,k(i)Wu,kH(i);]]>其中P是上行波束到達(dá)天線(xiàn)陣列的有效路徑數(shù)，Wu，k(1)是接收權(quán)值，Wu，kH(i)是求逆加轉(zhuǎn)置。在步驟四中，根據(jù)下行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣可以推導(dǎo)出Br=Qd,rQu,r-1]]>；Bi=Qd,iQu,i-1,]]>Br和Bi是簡(jiǎn)化了的頻率校準(zhǔn)矩陣的實(shí)部和虛部，上式就是上下行接收權(quán)協(xié)方差矩陣和頻率校準(zhǔn)矩陣之間的數(shù)學(xué)表達(dá)式。然后計(jì)算下行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣的主特征向量作為下行波束形成權(quán)向量w1，w2，…wm?；拘枰粩嗟剡\(yùn)算使得下行波束形成不斷收斂并指向期望用戶(hù)信號(hào)的來(lái)波方向。頻率校準(zhǔn)算法的思想就是在上行鏈路接收權(quán)已知的情況下，通過(guò)使用頻率校準(zhǔn)矩陣使得下行鏈路的波束方向圖與上行鏈路波束方向圖具有相同的主波瓣指向。由于在獲得上行接收權(quán)時(shí)，采用每?jī)蓚€(gè)控制信息比特進(jìn)行一次權(quán)值更新，因此下行鏈路權(quán)的更新速度與上行一致。
圖3、圖4和圖5分別給出了天線(xiàn)陣元數(shù)m＝4、m＝6和m＝8時(shí)對(duì)應(yīng)的上行和下行波束方向圖。在此，假設(shè)用戶(hù)的DOA已知為0度，首先根據(jù)DOA得出理想的上行接收權(quán)，并用虛線(xiàn)繪制出對(duì)應(yīng)的上行波束方向圖。然后利用頻率校準(zhǔn)算法由上行接收權(quán)計(jì)算出下行發(fā)射權(quán)，并用實(shí)線(xiàn)繪制出對(duì)應(yīng)的下行波束方向圖。從三幅圖中都能看出用本發(fā)明方法形成的下行波束方向圖在最大主瓣的方向上與下行波束方向圖保持了指向的一致，零陷位置的則稍有偏差。
本發(fā)明方法的智能天線(xiàn)系統(tǒng)在上行鏈路使用LS-DRMTA算法，對(duì)于期望用戶(hù)信號(hào)最強(qiáng)的路徑形成主波束，其它的多徑信號(hào)在WCDMA系統(tǒng)中可以通過(guò)Rake接收機(jī)進(jìn)行利用。對(duì)應(yīng)的在下行鏈路使用頻率校正(FC)算法，只向最強(qiáng)期望來(lái)波方向發(fā)射信號(hào)增益最大。在CDMA系統(tǒng)中，如果將智能天線(xiàn)與Rake接收機(jī)相結(jié)合，那么就可以通過(guò)空時(shí)二維聯(lián)合處理，將來(lái)自期望用戶(hù)的多徑信號(hào)通過(guò)相關(guān)接收后再合并，可以增強(qiáng)在頻率選擇性衰落環(huán)境里的輸出信噪比。從天線(xiàn)陣元數(shù)的角度來(lái)看，天線(xiàn)陣元數(shù)增加，誤碼率特性變好。但并不是天線(xiàn)陣元數(shù)越多越好，因?yàn)樵诠こ虒?shí)現(xiàn)時(shí)，各個(gè)陣元之間存在著相互影響，且陣元的特性很難做到完全相同，同時(shí)還要考慮體積的問(wèn)題。因此，在實(shí)際中，陣元數(shù)通常取4到8。接下來(lái)再討論一下，如果不使用頻率校準(zhǔn)算法，而把上行鏈路得到的權(quán)直接用于下行發(fā)射會(huì)如何。圖6、圖7和圖8分別是4陣元、6陣元和8陣元情況下，分別使用上行接收權(quán)和FC算法得出的權(quán)進(jìn)行下行發(fā)射時(shí)的誤碼率比較曲線(xiàn)。從圖中可見(jiàn)，如果不經(jīng)過(guò)任何變換，將上行接收權(quán)直接用于下行發(fā)射，那么下行鏈路的誤碼率較大，其中的誤差是由于上、下行鏈路的載波頻率不同而形成的下行鏈路波束主瓣沒(méi)有指向期望用戶(hù)造成的。當(dāng)使用FC算法進(jìn)行變換之后，精確的主瓣方向指向期望用戶(hù)給用戶(hù)帶來(lái)了更大的增益，因此誤碼率得到了改善，并且隨著天線(xiàn)陣元數(shù)增多這種改善越明顯。在誤碼率相同的情況下，接收端的信噪比提高了1～2個(gè)dB，而信噪比1～2個(gè)dB的改善對(duì)WCDMA系統(tǒng)容量的改善的意義是巨大的。在此，F(xiàn)C算法的有效性得到了進(jìn)一步的驗(yàn)證，即在大大減小計(jì)算量的同時(shí)，保證上、下行鏈路具有相同的波束主瓣指向，使角度估計(jì)的精確性也能滿(mǎn)足要求，完成了FDD模式的下行鏈路波束形成，在基站的發(fā)射功率相同時(shí)，增大了用戶(hù)端的信噪比，降低了誤碼率，使下行鏈路的通信質(zhì)量得到了改善。
CDMA系統(tǒng)是一種干擾受限系統(tǒng)，它是由于各個(gè)用戶(hù)之間的碼不是完全正交的造成的?？梢?jiàn)，對(duì)多址干擾的抑制就是對(duì)系統(tǒng)容量的提高。當(dāng)扇區(qū)內(nèi)存在多個(gè)用戶(hù)的時(shí)候，智能天線(xiàn)將波束的主瓣方向?qū)?zhǔn)期望用戶(hù)，而將零陷對(duì)準(zhǔn)干擾用戶(hù)來(lái)波方向，從而在空間上將同信道上的用戶(hù)分離開(kāi)。在下行鏈路將主瓣對(duì)準(zhǔn)期望用戶(hù)，零陷對(duì)準(zhǔn)干擾用戶(hù)，在發(fā)射功率相同的前提下，既提高了對(duì)期望用戶(hù)的增益又減小了對(duì)其他用戶(hù)的干擾。圖9和圖10分別給出了瑞利和萊斯信道下的多用戶(hù)誤碼率比較曲線(xiàn)。從圖中可以看出，隨著用戶(hù)數(shù)的增多，干擾增大，誤碼率也相應(yīng)的增大。在使用了智能天線(xiàn)之后，誤碼率降低了一個(gè)數(shù)量級(jí)，陣元數(shù)從4增加到8時(shí)，誤碼率進(jìn)一步降低?？梢?jiàn)，智能天線(xiàn)對(duì)多址干擾的抑制是十分有效的。
具體實(shí)施方式
二下面結(jié)合圖11具體說(shuō)明本實(shí)施方式。本實(shí)施方式以WCDMA/FDD為應(yīng)用背景，在物理層，把每條傳輸信道都映射到一條物理信道。數(shù)據(jù)以連續(xù)幀的方式通過(guò)空中接口傳輸，每個(gè)幀長(zhǎng)度是10ms，包括15個(gè)時(shí)隙，每個(gè)時(shí)隙長(zhǎng)0.6667ms。因?yàn)榇a片速率為3.84Mchip/s，每個(gè)時(shí)隙包括2560個(gè)碼片。每個(gè)時(shí)隙上可以發(fā)送的比特?cái)?shù)由擴(kuò)頻因子決定。例如，如果擴(kuò)頻因子為4，那么每個(gè)時(shí)隙的比特?cái)?shù)為2560/4＝640。如果目標(biāo)用戶(hù)只分配到一個(gè)時(shí)隙，那么這個(gè)用戶(hù)的數(shù)據(jù)率就為640/(10ms)＝64kbit/s。如果擴(kuò)頻因子為256，那么這個(gè)用戶(hù)在該信道上的數(shù)據(jù)率就只有1kbit/s。因此，通過(guò)采用不同的擴(kuò)頻因子和分配不同的時(shí)隙數(shù)與信道數(shù)，移動(dòng)臺(tái)實(shí)際上可以得到可變數(shù)據(jù)率。WCDMA采用的擴(kuò)頻碼是正交可變擴(kuò)頻因子(OVSF)碼，長(zhǎng)度在4到512之間，可表示為Cch，SF，k。OVSF碼是一種正交碼，用它對(duì)物理信道進(jìn)行擴(kuò)頻可消除信道間的干擾。上行鏈路物理控制信道的擴(kuò)頻因子固定為256，采用的擴(kuò)頻碼是Cch，256，0，該碼字為全1。本實(shí)施方式與實(shí)施方式一的不同點(diǎn)是在步驟一中根據(jù)上行鏈路波束的波達(dá)方向求取上行鏈路接收權(quán)值是采用LS-DRMTA算法。在以下的討論中，認(rèn)為擾碼準(zhǔn)確同步。通常情況下，控制信道能提供比較好的擴(kuò)頻增益，且它的擴(kuò)頻碼因子固定為256，擴(kuò)頻碼為全1，所以利用控制信道的數(shù)據(jù)比特進(jìn)行解擴(kuò)重?cái)U(kuò)既使得計(jì)算簡(jiǎn)單又能提供較好的算法魯棒性。在圖11所示系統(tǒng)中，基帶轉(zhuǎn)換后的數(shù)據(jù)送給各個(gè)用戶(hù)的處理模塊，每個(gè)用戶(hù)的處理方法是一樣的。LS-DRMTA算法實(shí)現(xiàn)可分為以下幾步(1)初始化P個(gè)M維權(quán)向量w1，w2，…，wP，使每一個(gè)矢量的第一個(gè)元素等于1，其余元素等于0；(2)用每個(gè)用戶(hù)各自的擾碼計(jì)算每個(gè)用戶(hù)的y(k)；(3)對(duì)每個(gè)用戶(hù)的信號(hào)解擾并取出其Q路控制部分信號(hào)序列z(k)；(4)分別解擴(kuò)每個(gè)用戶(hù)的z(k)序列得到v(n)；(5)分別得到每個(gè)用戶(hù)的重?cái)U(kuò)信號(hào)；(6)分別調(diào)整每個(gè)用戶(hù)的權(quán)矢量wP(i＝1，2，…，P)(7)重復(fù)步驟2到7。通過(guò)廣義逆可以求得最小二乘意義下的極小范數(shù)解，這也是能得到的最優(yōu)解。
這樣就得到了步驟一中的智能天線(xiàn)上行鏈路接收權(quán)值。
下面給出一些不同天線(xiàn)陣元數(shù)對(duì)應(yīng)的頻率校準(zhǔn)矩陣實(shí)部Br和虛部Bl的理論值，其中上行鏈路載波頻率fu＝1.8GHz，下行鏈路載波頻率fd＝2GHz，扇區(qū)個(gè)數(shù)S＝3。陣列天線(xiàn)元素的個(gè)數(shù)為m。
1.m＝4，S＝3，fu＝1.8GHz，fd＝2GHz
Br=1.0000000-0.07051.02820.02740.0085-0.0209-0.19721.20030.01950.30380.0686-1.01281.6479]]>Bi=1.1433-0.03280.0043-0.52151.26660.06680.7976-0.76801.3078]]>2.m＝6，S＝3，fu＝1.8GHz，fd＝2GHzBr=1.000000000-0.06901.02510.02370.0173-0.0019-0.0017-0.0207-0.18801.20200.0011-0.00010.00770.20300.1098-0.80711.40380.1260-0.0281-0.5917-0.00151.4942-1.44511.31050.21442.3173-0.3267-4.93594.4097-2.35101.9172]]>Bi=1.1316-0.0301-0.01190.0211-0.0045-0.49561.26280.1027-0.04770.00940.6982-0.80351.17000.2064-0.0269-1.03141.2543-0.89531.10310.23801.5883-2.86731.5586-0.32111.2334]]>3.m＝8，S＝3，fu＝1950MHz，fd＝2140MGHzBr=1.00000000000-0.07481.02550.03540.00830.0037-0.00620.00150.00010.0043-0.18971.15150.0401-0.02450.0270-0.0063-0.00030.13380.1156-0.66721.29380.1936-0.08030.01750.0006-0.3802-0.02491.0655-1.09651.10460.3660-0.05440.00070.8542-0.1381-1.96411.9399-0.92840.90350.3807-0.0161-2.04550.54994.3590-4.39331.8834-0.78401.05120.337411.0683-4.0016-23.057024.7295-10.18862.7463-3.01432.7658]]>Bi=1.1585-0.08080.02590.00590.0097-0.01200.0033-0.54401.35350.0347-0.0199-0.01600.0214-0.00580.7529-0.90121.24660.17140.0012-0.02240.0065-1.04211.2270-0.90901.14930.2375-0.01330.00001.4169-1.69841.2942-0.94031.05280.3987-0.0444-1.51641.4846-1.37531.2764-0.57580.52770.5527-15.587632.1983-22.79726.6416-8.78159.0086-1.3599]]>
權(quán)利要求
1.智能天線(xiàn)下行鏈路波束形成方法，它包括如下步驟一、根據(jù)上行鏈路無(wú)線(xiàn)信號(hào)的波達(dá)方向求取上行鏈路天線(xiàn)陣列的接收權(quán)值；其特征在于它還包括如下步驟二、根據(jù)上行鏈路天線(xiàn)陣列的接收權(quán)值求取上行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣；三、用頻率校準(zhǔn)矩陣處理上行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣從而得到下行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣，所述頻率校準(zhǔn)矩陣通過(guò)上行鏈路載波頻率、下行鏈路載波頻率、基站天線(xiàn)陣列分布系數(shù)和小區(qū)扇區(qū)化系數(shù)得出；四、根據(jù)下行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣求取下行鏈路天線(xiàn)陣列的發(fā)射權(quán)值；五、根據(jù)下行鏈路天線(xiàn)陣列的發(fā)射權(quán)值得出下行數(shù)字波束形成。
全文摘要
本發(fā)明公開(kāi)一種用于WCDMA－FDD系統(tǒng)智能天線(xiàn)的下行鏈路波束形成方法。智能天線(xiàn)下行鏈路波束形成方法通過(guò)如下步驟完成根據(jù)上行鏈路波束的波達(dá)方向求取上行鏈路接收權(quán)值；根據(jù)上行鏈路接收權(quán)值求取上行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣；用頻率校準(zhǔn)矩陣處理上行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣從而得到下行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣，頻率校準(zhǔn)矩陣通過(guò)上、下行鏈路載波頻率、基站天線(xiàn)陣列元素的數(shù)量和小區(qū)扇區(qū)化系數(shù)得出；根據(jù)下行信道響應(yīng)協(xié)方差矩陣求取下行鏈路發(fā)射權(quán)值；根據(jù)下行鏈路發(fā)射權(quán)值得出下行波束；本發(fā)明采用了頻率校準(zhǔn)方法，它的計(jì)算量很小。由于本方法能使智能天線(xiàn)波束形成的主瓣更加精準(zhǔn)地指向目標(biāo)移動(dòng)臺(tái)，從而降低附加干擾，改善無(wú)線(xiàn)傳輸效果，進(jìn)而提高系統(tǒng)容量。
文檔編號(hào)H04B7/06GK1665161SQ20051000964
公開(kāi)日2005年9月7日 申請(qǐng)日期2005年1月19日 優(yōu)先權(quán)日2005年1月19日
發(fā)明者孟維曉, 沙學(xué)軍, 陳莉娜 申請(qǐng)人:哈爾濱工業(yè)大學(xué)