專利名稱：調(diào)制帶通信號頻率偏移的估算方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及到對移動無線電接收機中具有給定載波頻率、用調(diào)制信號調(diào)制的帶通信號的頻率偏移進行估算的方法以及設(shè)備。
除了符號同步和幀同步之外，為了恰當而有效地檢測所傳輸?shù)姆?，無線傳輸系統(tǒng)的數(shù)字接收機系統(tǒng)還要求估算和校正相位偏移和頻率偏移。
對數(shù)字式頻偏估算，使用探索方法，探索方法利用已知信號的特性或從接收到的信號所得到的信號的特性，并且探索方法是以所謂的最大似然原理為基礎(chǔ)。在這些探索方法中，在數(shù)據(jù)輔助法與非數(shù)據(jù)輔助法以及時鐘輔助法與非時鐘輔助法之間進行基本的區(qū)分。此外，還知道有或沒有反饋(反饋或前饋)的估算方法。所有這些方法都是基于使用以適當分辨率經(jīng)模/數(shù)轉(zhuǎn)換所接收到的信號的復合包絡(luò)。
從U.Mengali和A.N.D’Andrea的教科書“SynchronizationTechniques For Digital Receivers”(數(shù)字接收機的同步技術(shù))(PlenumPress，New York，1977)了解到根據(jù)所謂的“延遲乘法”方法工作的探索方法。在這種方法中，依據(jù)復合形式的采樣輸入信號與對前者適時顯示的共軛復合輸入信號的乘積產(chǎn)生出一個中間信號。在包括N個接收符號的觀測間隔計算出這個中間信號的值就得到了所需的頻率偏移。方法中使用微分解調(diào)器作為基本部件。該方法的不利因素是，為了對輸入信號進行采樣必須有以適當分辨率工作的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器。此外，除模擬前處理的線性度以外還要求有模擬輸入信號的增益控制。
從PCT公開文本W(wǎng)O 01/45339 A2了解到基于上述方法用來估算頻率偏移的另一方法。在這一資料中，通過考慮一附加延遲參數(shù)D提出了CPFSK調(diào)制(連續(xù)相位頻移鍵控)輸入信號中頻偏的一種改進估算方法。這種方法也呈現(xiàn)出上述缺點。
對于例如像在藍牙標準中提供的短程無線傳輸系統(tǒng)來說，人們了解了所謂限幅甄別接收機的概念，在這種接收機中將所接收到的模擬信號(可能降頻轉(zhuǎn)換到適當?shù)闹蓄l范圍)使用限幅器轉(zhuǎn)換成嚴格限幅數(shù)值離散的“1”位信號。進一步的信號處理只基于這個“1”位信號。從經(jīng)濟觀點看這種概念是非常令人感興趣的，因為這有可能省掉量化接收模擬信號用的(昂貴的)模/數(shù)轉(zhuǎn)器。不過，由于沒有得到分辨率適當?shù)乃邮漳M信號的采樣，上面闡述的頻偏估算的辦法就不能使用。
從R.Neubaser，Springer-Verlag 2003的教科書“IrregulreAbtastung(不規(guī)則采樣)”，如402-404頁8.2.2節(jié)以及375-377頁算法7.11中所述，我們了解了一種方法，此法通過只估算調(diào)制帶通信號的零交叉就能夠再現(xiàn)一個調(diào)制信號的瞬時頻率。為此，首先要確定調(diào)制帶通信號的零交叉時間。依據(jù)兩個相鄰時間的數(shù)值，在已知載波頻率時就能夠確定這兩個相鄰時間之間調(diào)制信號瞬時頻率的局部平均值。通過將局部平均值相乘并借助該瞬時頻率的傅里葉級數(shù)展開式就能夠完成所需瞬時頻率的再現(xiàn)。在這方面，提出一個確定相應(yīng)的傅里葉系數(shù)的遞歸法。這樣，瞬時頻率的傅里葉級數(shù)展開式就給出了瞬時頻率隨時間所需的變化。
本發(fā)明的目的是詳細說明移動無線電接收機中用調(diào)制信號調(diào)制的帶通信號頻偏的估算方法，這種方法花費不大即可實現(xiàn)。尤其是對模擬信號和混合信號(模擬和數(shù)字信號)接收機部件的實現(xiàn)幾乎沒有什么要求。此外，本發(fā)明還有一個目的是詳細說明一種相應(yīng)的設(shè)備。
通過獨立權(quán)利要求1和9的特征達到了構(gòu)成本發(fā)明基礎(chǔ)的目的。
根據(jù)本發(fā)明對移動無線電接收機中具有假定載頻、用調(diào)制信號調(diào)制的帶通信號頻偏進行估算的方法按下述步驟安排在第一步驟中，確定出帶通信號的零交叉時間。利用這些零交叉時間以及假定載頻，在另一步驟中通過計算一瞬時頻率的DC分量來估算所需的頻偏，此瞬時頻率由調(diào)制帶通信號的頻率扣除假定載頻后給出。
如權(quán)利要求1所述的方法，其給出的優(yōu)點是，除了載頻的假定值以外，確定頻偏所必須的只有調(diào)制帶通信號的零交叉時間。由于零交叉時間因非線性放大而保持不變，利用基于非線性限幅放大器(或限幅器)的接收機，花費不大就可實現(xiàn)這一方法。此外，由于限幅放大器的放大系數(shù)極高，且輸出電平受到限制，所以自動增益控制(AGC)在這種接收機中也就不再必要了。由于檢測放大信號的零交叉只需要一個“1”位幅度信息項，像在其他方法中那樣利用以高分辨率工作的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器對放大的輸入信號進行采樣也就不再必要了。這個“1”位幅度信息項，即所考慮的信號不管是大于還是小于零，都能夠通過代替高分辨率模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的簡單的比較器來加以確定。因而根據(jù)本發(fā)明的方法對接收機的實現(xiàn)提供了費用上的顯著優(yōu)點。實現(xiàn)的復雜性就從模擬或混合信號域移進純數(shù)字域。此外，在基于限幅器/甄別器原理的便宜的接收機中只能夠利用根據(jù)本發(fā)明的方法而無需額外建造費用(模/數(shù)轉(zhuǎn)換器)進行頻率校正。
原則上，可在兩種頻偏之間進行區(qū)分一方面，頻偏可以是假定載頻與接收機上實際載頻之間的頻率偏移。這可歸因于例如傳輸載頻PLL或接收載頻PLL(鎖相環(huán)路)的失諧或歸因于多普勒頻率偏移。此外，在一定觀測時期，例如在有DC分量的數(shù)據(jù)序列傳輸期間有可能調(diào)制信號呈現(xiàn)出不同于零的平均頻率。在根據(jù)本發(fā)明確定頻偏時，檢測的是基于這兩種原因的頻率偏差。
在本文件中，術(shù)語“頻率”常常既用于由公式符號“Ω”所規(guī)定的角頻率也用于由公式符號“f”所規(guī)定的其實際含義上的頻率。如果在頻率與角頻率之間進行區(qū)分，關(guān)于角頻率Ω的所作的陳述也適用于頻率f，同時要考慮比例系數(shù)“2π”的倒數(shù)。
有利的是，在估算瞬時頻率的DC分量時，一相位的若干局部變化分別都是在兩個相鄰時間之間借助這兩個時間的值進行確定的。該相位由調(diào)制帶通信號(s)的相位扣除假定載頻(f0，Ω0)所引起的相位后給出。這里，在估算瞬時頻率的DC分量時，若加上分別相鄰時間之間該相位的多個局部變化是有利的。
這么做所給出的優(yōu)點是，通過加上各個相位變化能夠確定出在觀測時間間隔內(nèi)瞬時頻率的DC分量。分別只需利用零交叉時間和假定載頻的數(shù)值就能夠計算出各個相位的變化。
相位中的局部變化最好通過計算下述表達式加以確定π-Ω0·(τj+1-τj)(1)，其中Ω0為假定角載頻，τj和τj+1是兩個相鄰的零交叉時間。
最好是，依據(jù)瞬時頻率傅里葉級數(shù)展開式的第0系數(shù)直接地確定出所估算的瞬時頻率的DC分量。不需要確定其他的傅里葉系數(shù)。
有利的是，為確定零交叉時間，要對兩種幅度狀況來估算出帶通信號的幅度。這樣的幅度估算能使信號形狀的模擬信息減少到最少而又不丟失零交叉時間的信息。利用代表“1”位幅度確定裝置的比較器能夠提供這一執(zhí)行工具。不需要用高分辨率的模/數(shù)轉(zhuǎn)換。
估算幅度時若進行帶通信號的限幅放大是有利的。如上面已經(jīng)講過的那樣，零交叉時間是不受限幅放大影響的。因而利用以限幅放大器(限幅器)為基礎(chǔ)的接收機花費不大就能夠?qū)嵤┍痉椒?。由于限幅放大器的放大系?shù)非常高，又加之放大器的輸出電平被限制在最大值，故這種接收機中就不再額外需要AGC增益控制了。因此，根據(jù)本發(fā)明的方法僅僅利用限幅器的“1”位信號輸出就能夠推斷出模擬調(diào)制帶通信號中的頻偏。
根據(jù)本發(fā)明估算頻偏的設(shè)備，其特征在于確定帶通信號零交叉時間的零交叉檢測器以及通過計算瞬時頻率DC分量來估算頻偏的裝置，瞬時頻率由調(diào)制帶通信號頻率扣除假定載波頻率后給出。頻偏估算裝置需要測得的零交叉時間和假定載波頻率作為輸入?yún)?shù)。
本發(fā)明的其他有利實施方案在各項從屬權(quán)利要求中詳細說明。
下文中，通過一典型實施方案并參照附圖將對本發(fā)明予以更詳細的說明，附圖中

圖1示出了根據(jù)本發(fā)明頻偏估算設(shè)備的實施方案；圖2示出了調(diào)制帶通信號s(連續(xù)曲線)和由幅度決定的雙態(tài)信號sb(虛線曲線)的變化曲線圖，其中畫出了兩個零交叉時間τj和τj+1；圖3示出了瞬時頻率Ωi的典型變化曲線圖，圖中畫出了輔助時間順序{τj}；及圖4示出了含零交叉時間τj和相應(yīng)輔助時間τj的時間線。
圖1表示出根據(jù)本發(fā)明對頻率偏移進行估算的設(shè)備的一種實施方案。在接收機(未示出)的射頻電路部分，所接收到的載頻為fFR＝ΩRF/2π的調(diào)制帶通信號被轉(zhuǎn)換為載頻為f0＝Ω0/2π(也稱為中間頻率)的調(diào)制帶通信號。此處f0＜fRF成立。將這個信號供給至限幅放大器BV。限幅放大器BV的輸出信號用作為比較器KOMP的輸入信號。比較器KOMP的輸出信號sb供給至計數(shù)器CTR。此外，時鐘信號clk也饋送進計數(shù)器CTR。限幅放大器BV，比較器KOMP以及計數(shù)器CTR組成了零交叉檢測器ND。零交叉檢測器ND在其輸出端分別提供出所檢測到的調(diào)制帶通信號或中間頻率信號的零交叉時間τj。使用零交叉時間τj作為瞬時頻率DC分量估算器SG的輸入信號。此外，估算器SG使用假定中間頻率f0或Ω0作為輸入變量。在其輸出端，估算器將所估算的值提供給頻率偏移fe或Ωe。
比較器KOMP和限幅放大器BV的電路可在一單個電路中實現(xiàn)。此外，限幅放大器因有相當高的放大系數(shù)和相當高的輸入電平，其輸出信號可能如此之大以致可以不要比較器KOMP。相反地，如果比較器KOMP輸入端的信號偏移足夠高的話也可以省掉限幅放大器BV。很重要的是，計數(shù)器CTR的輸入信號sb具有可能的最陡峭邊沿從而其已經(jīng)是以雙態(tài)方式由幅度所決定的信號。在這方面，也可能利用具有時間離散輸出信號的比較器，即“1”位模/數(shù)轉(zhuǎn)換器來代替具有時間連續(xù)輸出信號的比較器KOMP。
利用信號sb重新設(shè)置計數(shù)器CTR，其在每個零交叉時都對具有恒定時鐘頻率的時鐘信號clk的時鐘脈沖進和計數(shù)。所得到的計數(shù)就相當于零交叉的各自時間τj。只需借助這些時間τj和假定中間頻率f0或Ω0，估算器SG就可根據(jù)稍后說明的計算規(guī)則對瞬時頻率的DC分量進行計算，結(jié)果就得到了所需的頻偏fe或Ωe。
在原則上，還可以設(shè)想省掉將接收到的載頻為fRF＝ΩRF/2π的帶通信號降頻轉(zhuǎn)換成載頻為f0＝Ω0/2π的調(diào)制帶通信號s的獨立射頻電路部分。在這種情況下，帶通信號s的載頻就相當于所傳輸信號的載頻fRF＝ΩRF/2π。
圖2表示出調(diào)制帶通信號s(連續(xù)曲線)和得到的雙態(tài)幅度決定信號sb(虛線曲線)的變化情況以及圖中畫出的兩個零交叉時間τj和τj+1。檢測到的零交叉時間τj分別構(gòu)成了確定頻偏fe或Ωe的起始點。
為了根據(jù)本發(fā)明來計算頻率誤差，使用了關(guān)于本說明書引言中現(xiàn)有技術(shù)所提到的教科書“Irregulre Abtastung”提出的數(shù)學形式。這一數(shù)學形式詳細說明了如何能夠只通過知道無頻差調(diào)制信號在一定觀測時期內(nèi)所記錄的零交叉以及載波頻率就可重建調(diào)制信號的瞬時頻率。396-404頁8.2章及375-377頁算法7.11中的內(nèi)容在此引入本專利應(yīng)用公開內(nèi)容供參考之用。
下文中，上述教科書中所說明的數(shù)學形式將會再現(xiàn)考慮的是無頻差的調(diào)制帶通信號s，參見圖2。例如，可以使用CPFSK調(diào)制方法。在這種調(diào)制方法中，將dk∈{-1，1}的雙態(tài)符號序列{dk}調(diào)制到載波信號上，因而得到了下述的調(diào)制帶通信號s
s(t)=cos(Ω0·t+φ0+π·ηΣk=-∞∞dk·q(t-k·Tsym))---(2)]]>這里Ω0是載頻(頻帶中心頻率)，φ0為零相位角，通常為未知，η是調(diào)制指數(shù)，Tsym是符號dk的符號周期。為簡化并不限制通用性將帶通信號的幅度假定為1。根據(jù)下式定義在脈沖整形p期間的信號qq(t)=1Tsym∫-∞tp(t′)dt′---(3)]]>脈沖整形p取決于調(diào)制類型。例如，用GFSK(高斯頻移鍵控)進行高斯脈沖整形，而脈沖每符號在時間上的延伸要超過不只一個符號周期Tsym。
利用調(diào)制信號的所謂瞬時相位φiφi(t)=π·ηΣk=-∞∞dk·q(t-k·Tsym)---(4)]]>得到的調(diào)制帶通信號s為s(t)＝cos(Ω0·t+φ0+φi(t)) (5a)瞬時相位的下標i并非計數(shù)指數(shù)，此處及下文中其只意味著“即刻”。
如通過將方程式(5a)的右邊置于零后所得到的，下式用來表示信號s的零交叉時間τjΩ0·τj+φ0+φi(τj)=(2·j-1)·π2---(6)]]>因而調(diào)制信號在零交叉時的相位為φi(τj)=(2·j-1)·π2-Ω0·τj-φ0---(7)]]>
于是下式就用來表示調(diào)制信號在兩個接連零交叉之間的相位差φi(τj+1)-φi(τj)=∫τjτj+1Ωi(t)dt=π-Ω0·(τj+1-τj)---(8)]]>式中φi是調(diào)制信號的瞬時頻率，式中調(diào)制信號φi的瞬時頻率Ωi及其相位通過下式連系起來Ωi(t)=ddtφi(t)---(9)]]>從方程(8)可以看出，已知載頻Ω0時，按瞬時頻率在時間τj和τj+1間的定積分所確定的調(diào)制信號相位的變化，可以依據(jù)相鄰的零交叉時間τj和τj+1計算出來。
通過方程式∫tj-1+tj2tj+tj+12fi(t)dt=12∫τjτj+1Ωi(t)dt---(10)]]>利用f(t)＝Ωi(t)/2π，根據(jù)測得的零交叉時間序列{τj}確定出非等距輔助時間不規(guī)則序列{tj}。利用τj=tj+tj-12---(11)]]>按下式遞歸地得出非等距輔助時間tjtj＝2·τj-tj-1(12)這里必須選定初始時間t。。
圖3表示出瞬時頻率Ωi的典型變化。非等距輔助時間tj用x軸上的十字叉標示。
圖4表示出根據(jù)方程(11)和(12)輔助時間tj如何與零交叉時間τj關(guān)聯(lián)起來。
通過下文中說明的重現(xiàn)算法-在教科書“Irregulre Abtastung”375-37頁算法7.11中詳細說明了此算法-能夠確定瞬時頻率的函數(shù)fi(t)。
這種算法是基于根據(jù)下式 使用遞歸算出的第m傅里葉系數(shù)cm,n=cm,n-1+Σj[(Lfi)j-(Ln-1fi)j]·e-i2πmtj/NT---(14)]]>且初始化值fi，0＝0時的迭代傅里葉級數(shù)展開式，式中n表示遞歸指數(shù)。
按照頻率限制Ωg=πMT·N---(15)]]>在頻率信號fi的周期性連續(xù)值來得出M的數(shù)值，式中N·T表示使用參考量T的觀測周期。因此，Ωg可以理解為是待重現(xiàn)信號fi的最大頻率。
輔助量(Lnfi)j和(Lfi)j分別由下式確定 其中wj=tj+1-tj-12---(17)]]>
或(Lfi)j=1N·T∫tj-1+tj2tj+tj+12fi(t)dt---(18)]]>在下文中，說明根據(jù)本發(fā)明確定調(diào)制帶通信號頻偏的方法如果由零交叉檢測器ND所得到的帶通信號s呈現(xiàn)出按方程(5a)相對于無頻差信號分別進行估算的頻偏fe或Ωe(下標e代表“誤差”)，此帶通信號就可表示成s(t)＝cos(Ω0·t+φ0+φi(t)+2πfe·t)(5b)為了不限制其通用性，假定在觀測周期N·T內(nèi)頻偏fe隨時間恒定不變。
在這種方法中，基本上可在兩種頻偏fe之間進行區(qū)分1.一方面，能夠得到的頻偏為接收機端假定的載頻f0與實際載頻f0+fe之間的頻偏。
2.此外，有可能是調(diào)制分量在特定觀測周期呈現(xiàn)出不同于零的平均頻率。這可能是由于例如各單個符號值的出現(xiàn)在觀測周期中并非均等地分配，也就是說由于用雙態(tài)調(diào)制，分配給邏輯1的位數(shù)大于分配給邏輯0的位數(shù)。不過，在現(xiàn)代數(shù)字通信系統(tǒng)中，常?？梢詷O其近似地假定由于使用了所謂擾頻器而使這些數(shù)據(jù)序列沒有DC分量。
根據(jù)本發(fā)明，利用式(6)-(18)所規(guī)定的方法就可確定出第0傅里葉系數(shù)c0，n。
根據(jù)式(14)，(16)，(18)，(8)和(10)得到的第0傅里葉系數(shù)c0，n為c0,n=c0,n-1+Σj[(Lfi)j-(Ln-1fi)j]]]>
式中n如已提到的那樣代表遞歸指數(shù)。從式(19)可以看出，除了傅里葉系數(shù)c0，n-1之外，更高的傅里葉系數(shù)ck，n-1也用來計算第0傅里葉系數(shù)c0，n。
為了根據(jù)式(8)計算出局部相位變化，使用假定載波頻率，例如分別為額定載頻或預(yù)期載頻(頻帶中心頻率)作為載波頻率Ω0。
根據(jù)式(5b)連同式(9)，可能具有頻差的調(diào)制帶通信號的瞬時頻率是Ωi(s)=ddt(Ω0t+φ0+φi(t)+2πfe·t)=Ω0+ddtφi(t)+2πfe---(20)]]>由可能具有頻差的調(diào)制帶通信號頻率在扣除假定載頻后所給出的瞬時頻率為Ωi(s)-Ω0=ddtφi(t)+2πfe---(21)]]>根據(jù)式(5a)和(13)，第0傅里葉系數(shù)c0，n代表了函數(shù) 的DC成分。
根據(jù)2中所說明的原因任何與調(diào)制相關(guān)的頻偏都應(yīng)是fe部分，即 的DC成分為零。
結(jié)論是所需的頻偏可直接從按照式(19)算出的第0傅里葉系數(shù)得出fe＝C0，n(22)計算出的頻偏fe與假定載頻Ω0有關(guān)。
總起來說，根據(jù)本發(fā)明確定頻率偏移的設(shè)備，其工作按圖1可綜述如下a)在零交叉檢測器ND中確定帶通信號s的零交叉時間τj；b)在估算器SG中根據(jù)式(19)確定出在假定載頻f0或Ω0下的傅里葉系數(shù)c0，n；及c)在估算器SG中根據(jù)式(22)依據(jù)傅里葉系數(shù)c0，n確定并輸出頻偏。
在1和2中對頻偏fe原因所作的區(qū)分不能夠?qū)邮諜C進行，在接收機端頻偏的影響完全相同而與其起因無關(guān)。這可以依據(jù)下述情況得以理解載頻偏移也可以反過來理解為調(diào)制的DC分量。好么式(22)就規(guī)定了與起因無關(guān)的頻偏fe。
使用模擬計算結(jié)果，曾經(jīng)能證明，通常經(jīng)n次迭代后(n＜20)就已經(jīng)以極高的精度確定了第0傅里葉系數(shù)。
雖然用的是上述數(shù)學步驟中得到的頻率調(diào)制，但是根據(jù)本發(fā)明的方法不僅適用于頻率調(diào)制(FSK)的帶通信號，而且也可以與諸如相位調(diào)制(PSK-相移鍵控)等其他調(diào)制方法一起應(yīng)用。至于其他，式(5a)和(5b)則分別說明了任意調(diào)制的帶通信號。
權(quán)利要求
1.對移動無線電接收機中用調(diào)制信號調(diào)制、具有假定載波頻率(f0，Ω0)的帶通信號(s)頻率偏移進行估算的方法，其包括下述步驟a)確定帶通信號(s)的零交叉時間(τj)；及b)借助零交叉時間(τj)以及假定載波頻率通過計算瞬時頻率的DC分量估算出頻率偏移(fe)，此瞬時頻率由調(diào)制帶通信號(s)的頻率扣除假定載波頻率(f0，Ω0)后給出。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，為了估算瞬時頻率的DC分量，分別在兩個相鄰時間(τj)之間借助于這兩個時間(τj)的數(shù)值來確定一相位的多個局部變化，此相位由調(diào)制帶通信號(s)的相位扣除由假定載波頻率(f0，Ω0)所引起的相位后給出。
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，為了估算瞬時頻率的DC分量，要加上分別相鄰時間(τj)之間該相位的多個局部變化。
4.如權(quán)利要求2或3所述的方法，其特征在于，兩個相鄰時間(τj)之間相位的局部變化從確定下述表達式來得到π-Ω0·(τj+1-τj)式中Ω0為假定的角載頻，τj和τj+1是兩個相鄰的零交叉時間。
5.如權(quán)利要求1-4其中之一所述的方法，其特征在于，在步驟b)中完成如下步驟b1)借助零交叉時間(τj)確定出瞬時頻率傅里葉級數(shù)展開式的第0系數(shù)(C0，n)，及b2)依據(jù)瞬時頻率(fi，Ωi)傅里葉級數(shù)展開式的第0系數(shù)(C0，n)確定瞬時頻率的DC分量。
6.如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，遞歸地確定出瞬時頻率傅里葉級數(shù)展開式的第0系數(shù)(C0，n)。
7.如上述權(quán)利要求其中之一所述的方法，其特征在于，為了確定零交叉時間(τj)，-對兩個幅度狀態(tài)估算帶通信號(s)的幅度。
8.如權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于，為了估算帶通信信號(s)的幅度，-對帶通信號進行限幅放大。
9.對移動無線電接收機中用調(diào)制信號調(diào)制、具有假定載波頻率(f0)的帶通信號(s)頻率偏移(fe)進行估算的設(shè)備，其包括-確定帶通信號(s)零交叉時間(τj)的零交叉檢測器(ND)，及-依據(jù)所確定的時間(τj)和假定載波頻率(Ω0)通過計算瞬時頻率的DC分量來估算頻率偏移(fe)的裝置(SG)，瞬時頻率由調(diào)制帶通信號(s)的頻率扣除假定載波頻率后給出。
10.如權(quán)利要求9所述的設(shè)備，其特征在于，零交叉檢測器(ND)包括對兩個幅度狀態(tài)估算帶通信號(s)或放大帶通信號(s)之幅度的比較器(KOMP)。
11.如權(quán)利要求10所述的設(shè)備，其特征在于，零交叉檢測器(ND)包括放大帶通信號(s)的限幅放大器(BV)，放大器的輸出端與比較器(KOMP)相連接。
全文摘要
本發(fā)明涉及到對移動無線電接收機中具有給定載波頻率(Ω
文檔編號H04L27/233GK1898927SQ200480038339
公開日2007年1月17日 申請日期2004年10月15日 優(yōu)先權(quán)日2003年10月21日
發(fā)明者A·諾伊鮑爾 申請人:英飛凌科技股份公司