專利名稱：Ofdm系統(tǒng)的信道評(píng)估的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明通常涉及無線正交頻分多路復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中的信道估計(jì)方法，特別是涉及用線性最小均方誤差(LMMSE)估計(jì)技術(shù)的信道估計(jì)方法。
背景技術(shù)：
正交頻分多路復(fù)用(OFDM)是多載波調(diào)制系統(tǒng)的高頻譜效率類型，它具有單載波系統(tǒng)的許多優(yōu)點(diǎn)，特別是對(duì)時(shí)散信道中的高數(shù)據(jù)速率傳輸。傳輸?shù)姆旨沁M(jìn)一步改善衰落環(huán)境中的無線通信系統(tǒng)的有效方法。能可靠地高數(shù)據(jù)速率無線通信的具有發(fā)送器分集的時(shí)空編碼OFDM系統(tǒng)有希望成為寬帶無線服務(wù)的有效替代。然而，時(shí)空編碼系統(tǒng)要求精確估計(jì)信道頻率響應(yīng)。
用于OFDM系統(tǒng)的傳統(tǒng)一維信道估計(jì)技術(shù)包括(a)最小平方(LS)，(b)最小均方誤差(MMSE)和(c)線性最小均方誤差(LMMSE)估計(jì)技術(shù)。LS估計(jì)器具有低復(fù)雜性，但具有高均方誤差(MSE)，特別是在系統(tǒng)用低信噪比工作時(shí)。另一方面，基于時(shí)域信道統(tǒng)計(jì)的MMSE估計(jì)器是高度復(fù)雜的并且在任何實(shí)際實(shí)施中需要大量乘法器和加法器。MMSE估計(jì)器為采樣間隔的信道環(huán)境提供良好的性能，但對(duì)非采樣間隔的信道和高信噪比具有有限的性能。
LMMSE估計(jì)器為采樣間隔及非采樣間隔的信道提供好的性能。然而，LMMSE估計(jì)器的實(shí)際實(shí)施非常復(fù)雜并需要執(zhí)行大量計(jì)算以實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確的信道估計(jì)。

發(fā)明內(nèi)容
理想的是提供一種在具有發(fā)送器分集的OFDM系統(tǒng)中執(zhí)行信道估計(jì)的方法，該方法簡(jiǎn)單而有效的，并使現(xiàn)有信道估計(jì)技術(shù)的計(jì)算復(fù)雜性最小化。
同樣理想的是提供一種減輕或克服已知信道估計(jì)技術(shù)的一個(gè)或多個(gè)問題的執(zhí)行信道估計(jì)的方法。
本發(fā)明的一個(gè)方面提供一種用于在正交頻分多路復(fù)用系統(tǒng)中執(zhí)行線性信道估計(jì)的方法，該方法包括下列步驟從多個(gè)發(fā)送天線接收發(fā)送的導(dǎo)頻碼元；從發(fā)送的導(dǎo)頻碼元形成一個(gè)最小平方估計(jì)矩陣；形成近似固定權(quán)重矩陣的稀疏平滑矩陣，其中稀疏平滑矩陣中各行向量包含固定權(quán)重矩陣的各行中的一個(gè)或多個(gè)最強(qiáng)權(quán)重；以及從稀疏平滑矩陣和最小平方估計(jì)矩陣派生出信道估計(jì)矩陣。
在一個(gè)實(shí)施例中，稀疏平滑矩陣根據(jù)下列定義Ej(k)=argmaxwj(k,m){(Σm=0M-1|wj(k,m)|2)|wj(k)}]]>其中Ej(k)為具有從固定權(quán)重矩陣Wj(k)的第k行的M個(gè)最強(qiáng)權(quán)重形成的具有非零項(xiàng)Wj(k，m)的稀疏平滑矩陣的行能量，k表示頻率段號(hào)而j表示發(fā)送天線號(hào)。
重復(fù)的導(dǎo)頻碼元之前和/或之后可以是周期前導(dǎo)符，并且可以從多個(gè)發(fā)送天線在交織副載波上發(fā)送。
另選地，獨(dú)立導(dǎo)頻碼元之前和/或之后可以是周期前導(dǎo)符，并且可以從多個(gè)發(fā)送天線在交織副載波上發(fā)送。
在另一選擇中，每一導(dǎo)頻碼元之前和/或之后可以是周期前導(dǎo)符，并且可以從多個(gè)發(fā)送天線在交織副載波上發(fā)送。
最好，對(duì)周期前導(dǎo)符窗口長(zhǎng)度或延遲張開近似長(zhǎng)度進(jìn)行選擇以使固定權(quán)重矩陣的實(shí)數(shù)和虛數(shù)部分包含相等或零個(gè)輸入項(xiàng)。周期前導(dǎo)符窗口或延遲張開近似的長(zhǎng)度可以為(1+N/2)或(1+N/4)，其中N為用于形成導(dǎo)頻碼元的離散傅里葉逆變換的長(zhǎng)度。
在較佳安排中，形成稀疏平滑矩陣的步驟包括計(jì)算多個(gè)可能的稀疏平滑矩陣；將多個(gè)矩陣存儲(chǔ)在存儲(chǔ)設(shè)備中；并從所述存儲(chǔ)設(shè)備選擇地檢索多個(gè)可能的稀疏平滑矩陣中的一個(gè)。
所述存儲(chǔ)設(shè)備可以合宜地為查找表。
可以根據(jù)從最小平方估計(jì)矩陣派生的特性從所述存儲(chǔ)設(shè)備選擇平滑矩陣用于檢索。
所述特性可包括信噪比SNR、功率延遲曲線的均方根延遲張開τrms和功率延遲曲線的延遲張開τx中的一個(gè)或多個(gè)。
所述方法可進(jìn)一步包括下列步驟通過執(zhí)行循環(huán)移位將信道脈沖響應(yīng)對(duì)稱地定位在0附近使固定權(quán)重矩陣的系數(shù)成實(shí)數(shù)。
方便地，可以在時(shí)域中或通過頻域中的等價(jià)線性相位旋轉(zhuǎn)來執(zhí)行循環(huán)移位。
所述方法可進(jìn)一步包括下列步驟將對(duì)稱成形的延遲張開近似用于信道估計(jì)。所述延遲張開近似可以是矩形的。
本發(fā)明的另一方面提供一種用于正交頻分多路復(fù)用系統(tǒng)中的信道估計(jì)器，所述信道估計(jì)器包括最小平方估計(jì)單元，用于從從多個(gè)發(fā)送天線發(fā)送的導(dǎo)頻碼元形成最小平方估計(jì)矩陣；矩陣形成單元，用于形成近似固定權(quán)重矩陣的稀疏平滑矩陣，其中稀疏平滑矩陣中各行向量包含所述固定權(quán)重矩陣的各行中的一個(gè)或多個(gè)最強(qiáng)權(quán)重；以及信道估計(jì)單元，用于從稀疏平滑矩陣和最小平方估計(jì)矩陣形成信道估計(jì)矩陣。
方便地，矩陣形成單元可包括存儲(chǔ)設(shè)備，用于存儲(chǔ)多個(gè)可能的稀疏平滑矩陣；以及矩陣選擇單元，用于從所述存儲(chǔ)設(shè)備選擇性地檢索多個(gè)可能的稀疏平滑矩陣中的一個(gè)。
所述存儲(chǔ)設(shè)備可以是查找表。
所述矩陣形成單元可以根據(jù)從最小平方估計(jì)矩陣派生的特性從所述存儲(chǔ)設(shè)備選擇稀疏平滑矩陣用于檢索。


為了幫助理解本發(fā)明，在附圖中圖示出較佳實(shí)施例。然而，應(yīng)理解下列說明只是示例而不應(yīng)作為對(duì)上述本發(fā)明的通用性的限制。
在附圖中圖1為OFDM系統(tǒng)的示意圖；圖2為圖1的OFDM系統(tǒng)中的接收器的信道估計(jì)器形成部分的示意圖；圖3為示出圖2的信道估計(jì)的操作的流程圖；圖4為用于圖3所示的信道估計(jì)處理中的三個(gè)不同導(dǎo)頻碼元分配方案的圖示；圖5為信道脈沖響應(yīng)的0附近的對(duì)稱定位和圖3所示的LMMSE信道估計(jì)中使用的一致延遲張開近似的圖示；圖6示出與SVD方法相比，均方誤差性能與SWC方法的復(fù)雜性的關(guān)系曲線；以及圖7示出對(duì)于SVD和SWC方案的均方誤差性能與SNR的關(guān)系曲線。
具體實(shí)施例方式
現(xiàn)在參見圖1，一般地示出基于系統(tǒng)10的OFDM，它將信道估計(jì)和信號(hào)檢測(cè)操作運(yùn)用于均衡中。通過來自信道編碼器14的信道編碼并通過交織器16的復(fù)交織來保護(hù)數(shù)字信號(hào)源12不遭受衰落現(xiàn)象。此后，二進(jìn)制信號(hào)由OFDM調(diào)制器18調(diào)制并通過多路徑衰落信道20傳送。在傳輸期間，添加了噪聲22。
接收器濾波器24(能取DFT(離散傅里葉變換)的形式)接收和信號(hào)，然后該濾波器的輸出被傳送至信號(hào)檢測(cè)器26。由于多路徑信道傳輸，在接收的信號(hào)中出現(xiàn)一些碼元間干擾。因此，信號(hào)檢測(cè)器26要求知道信道脈沖響應(yīng)(CIR)特性以確保成功去除碼元間干擾。信道脈沖響應(yīng)特性由信道估計(jì)器28確定。檢測(cè)后，該信號(hào)由去交織器30去交織并通過信道解碼器32信道解碼以提取原始消息。
通過使用多個(gè)發(fā)送天線在圖1中所示的OFDM系統(tǒng)10中實(shí)現(xiàn)發(fā)送器分集。為了使信道估計(jì)成為可能，同時(shí)從多個(gè)發(fā)送天線在交織的副載波上發(fā)送導(dǎo)頻碼元。在接收器端，LMMSE信道估計(jì)器28通過插入從各指定天線測(cè)量的不同組子信道來標(biāo)識(shí)未測(cè)量的子信道中的信道特性。
在具有兩個(gè)發(fā)送天線和一個(gè)接收器的下行鏈路分集環(huán)境中，兩個(gè)發(fā)送天線j＝1，2在K交織副載波上同時(shí)向OFDM導(dǎo)頻碼元發(fā)送。導(dǎo)頻碼元X1和X2被定義如下x1＝{a0，0，a1，0，a2，...，aK/2-1，0}x2＝{0，b0，0，b1，0，b2，...，0，bK/2-1} (1)其中aK和bK為量值為1的任意復(fù)數(shù)。
這些信號(hào)中每一個(gè)形成一OFDM塊。用被限制于周期前導(dǎo)符(CP)的長(zhǎng)度的信道脈沖響應(yīng)，接收到的碼元的數(shù)字傅里葉變換(DFT)可由下列等式給出y(k)=Σj=12Hj(k)xj(k)+v(k)---(2)]]>其中k＝0，1，...，K-1表示副載波數(shù)，Hj(k)為對(duì)應(yīng)于發(fā)送天線j的信道頻率響應(yīng)而V(k)為具有零均值和方差1的添加復(fù)數(shù)高斯噪聲。
在此示例實(shí)施例中，信道估計(jì)器28為包型信道估計(jì)器，其中只將信道的頻率相關(guān)性用于信道估計(jì)中。頻域相關(guān)性取決于多路徑信道延遲張開并能通過頻域相關(guān)函數(shù)rf(k)描述。對(duì)于成指數(shù)衰退的多路徑功率延遲曲線，頻域相關(guān)函數(shù)rf(k)能由下列等式給出rf(k)=11+j2πτrmsk(Δf)---(3)]]>
其中，τrms是功率延遲曲線的均方根(rms)延遲擴(kuò)張而Δf表示副載波間隔。
對(duì)應(yīng)于2×1分集系統(tǒng)中的第j個(gè)發(fā)送器的LMMSE信道估計(jì)向量 可以由下列等式取得H^j=RHjP~jRP~jP‾j-1P~j---(4)]]>其中RHjP~j=RHjPj]]>和RP~jP~j=(RPjPj+1SNRI)]]>分別為大小K×K/2和K/2×K/2的相關(guān)矩陣[3]。I為單位矩陣而SNR為SNR的預(yù)期值。 為對(duì)應(yīng)于天線j的導(dǎo)頻位置處的長(zhǎng)度K/2的最小平方(LS)估計(jì)向量，由下列等式給出P~j=Xj-1yj---(5)]]>其中，Xj為包含由(1)給出的發(fā)送導(dǎo)頻點(diǎn)Xj(k)的對(duì)角矩陣。 的最佳低等級(jí)近似由奇異值分解(SVD)給出。然后，用(4)中的合適取代，等級(jí)r估計(jì)器由下列等式定義H^j=UjΣjr000VjHRP~jP~j-1/2P~j---(6)]]>其中Uj和VJH為酉矩陣，而∑jr為包含最強(qiáng)奇異值的r×r左上角對(duì)角矩陣。上標(biāo)(.)r和(.)H分別表示等級(jí)r和厄密共軛轉(zhuǎn)置矩陣。
在具有大延遲張開的信道中，等級(jí)r逼近值K/3，低等級(jí)近似不再降低估計(jì)器復(fù)雜性。
信道估計(jì)器28通過重大的權(quán)重獲取(significant weight catching(SWC))提供固定權(quán)重矩陣，即LMMSE，的另選稀疏近似。為了便于理解，可重寫等式(4)H^j=WjP~j---(7)]]>其中Wj=RHjP~jRP~jP‾-1]]>為固定權(quán)重矩陣(又稱為插值矩陣)。
一些Wj的行輸入包含比其它更強(qiáng)的權(quán)重，最強(qiáng)的值在其對(duì)角線上。
信道估計(jì)器28將固定權(quán)重矩陣Wj的頻域限制于在各行中包含M個(gè)最強(qiáng)權(quán)重的稀疏(即只包括有限個(gè)非區(qū)域(non-zone)元件)平滑矩陣，其中M≤K/2。從下列公式獲得近似固定權(quán)重矩陣的稀疏平滑矩陣Ej(k)=argmaxwj(k,m){(Σm=0M-1|wj(k,m)|2)|wj(k)}---(8)]]>其中wj(k)表示來自固定權(quán)重矩陣的行向量。
圖2示出信道估計(jì)器28的一個(gè)實(shí)際實(shí)施。去多路復(fù)用塊40基于始發(fā)導(dǎo)頻碼元的發(fā)送天線運(yùn)作而使去交織導(dǎo)頻碼元成流。最小平方估計(jì)器42和44是基于已知導(dǎo)頻數(shù)據(jù)的并從去多路復(fù)用塊40接收導(dǎo)頻碼元流。快速傅里葉逆變換(IFFT)塊46和48運(yùn)作而估計(jì)脈沖響應(yīng)，從該響應(yīng)提取路由均方延遲張開(塊50和52中)和信噪比估計(jì)(塊54和56中)以及其它特征(例如絕緣延遲張開)。公共邏輯塊48接收信噪比估計(jì)和路由均方延遲張開估計(jì)及其它特征，并運(yùn)作而從存儲(chǔ)在非易失性存儲(chǔ)設(shè)備60的查找表選擇一個(gè)合適的稀疏平滑矩陣。旋轉(zhuǎn)塊62和64運(yùn)作而旋轉(zhuǎn)由塊42和44產(chǎn)生的最小平方估計(jì)，然后該估計(jì)通過乘法和加法塊66和68與由公共邏輯塊58標(biāo)識(shí)的稀疏平滑矩陣相乘和相加。旋轉(zhuǎn)塊62和64在頻域中執(zhí)行信道脈沖響應(yīng)旋轉(zhuǎn)。乘法和加法塊66和68用本發(fā)明的重大權(quán)重獲取技術(shù)運(yùn)作而平滑和插入最小平方估計(jì)。然后旋轉(zhuǎn)塊70和72運(yùn)作而將乘法和加法塊66和68的輸出解旋以產(chǎn)生信道估計(jì)。應(yīng)注意如果預(yù)旋轉(zhuǎn)數(shù)據(jù)則能免去解旋塊70和72。
圖3中示出由信道估計(jì)器執(zhí)行的步驟。此圖示出最初在步驟80，從用于具有圖1示出的發(fā)送分集的OFDM系統(tǒng)的多個(gè)發(fā)送天線接收發(fā)送的導(dǎo)頻碼元，。在步驟82， 由信道估計(jì)器28根據(jù)表達(dá)式計(jì)算最小平方估計(jì)矩陣。
LMMSE信道估計(jì)格式控制符 可以從稀疏平滑矩陣和最小平方估計(jì)的乘積取得。為了進(jìn)一步最小化信道估計(jì)器復(fù)雜性并改善信道估計(jì)器28的估計(jì)準(zhǔn)確度，可預(yù)先計(jì)算多個(gè)可能的稀疏平滑矩陣并存儲(chǔ)在信息估計(jì)器28的查找表中。
為此，通過對(duì)最小平方估計(jì)矩陣執(zhí)行步驟84的快速傅里葉逆變換(IFFT)操作最初取得信道脈沖響應(yīng)。首先從快速傅里葉逆變換計(jì)算信噪比、功率延遲曲線的均方延遲張開和接收到的導(dǎo)頻碼元的延遲張開。功率延遲曲線是IFFT的輸出，且它被限于周期前導(dǎo)符的長(zhǎng)度?？梢詮钠渌敵鋈〉迷肼暪烙?jì)以形成SNR估計(jì)。功率延遲曲線的第一和最后一個(gè)重要多路徑成分之間的時(shí)間為延遲張開，且rms延遲張開能從下列等式取得
στ=Σiαi2τi2Σiαi2-(Σiαi2τiΣiαi2)2]]>其中α1為振幅而τi為第i個(gè)多路徑成分的延遲。
已知上述在步驟86已估計(jì)的信道脈沖響應(yīng)特性，在步驟88由信道估計(jì)器28從查找表選擇最合適的插值或稀疏平滑矩陣。
在步驟90，通過計(jì)算在步驟58由信道估計(jì)器選擇的稀疏平滑矩陣和在步驟82中確定的最小平方估計(jì)矩陣的乘積執(zhí)行LMMSE信道估計(jì)。寬帶無線局域網(wǎng)(WLAN)在數(shù)據(jù)包的起始包括兩個(gè)長(zhǎng)的OFDM導(dǎo)頻碼元，以使得能進(jìn)行信道估計(jì)。導(dǎo)頻碼元之前為雙倍字長(zhǎng)的周期前導(dǎo)符(CP)，以有效消除由衰落信道引起的碼元間干擾和載波間干擾。被發(fā)現(xiàn)能將發(fā)送器分集或多輸入多輸出系統(tǒng)包括在現(xiàn)有的OFDM標(biāo)準(zhǔn)中的下列變型的導(dǎo)頻方案特別適合和本發(fā)明一起使用。在圖4(a)中示出的第一方案由標(biāo)準(zhǔn)導(dǎo)頻系統(tǒng)組成，在該系統(tǒng)中兩個(gè)重復(fù)(在本情況下長(zhǎng))的導(dǎo)頻碼元190和102之前為周期前導(dǎo)符104。在此情況中，周期前導(dǎo)符為1600ns的雙倍字長(zhǎng)周期前導(dǎo)符。
在圖4(b)中示出的第二方案將兩個(gè)重復(fù)的導(dǎo)頻碼元分成兩個(gè)獨(dú)立的導(dǎo)頻碼元106和108，它們每一個(gè)之前有周期前導(dǎo)符，在此情況中是長(zhǎng)度800ns的單個(gè)周期前導(dǎo)符。導(dǎo)頻碼元106之前的周期前導(dǎo)符在圖4中的標(biāo)號(hào)為110，而導(dǎo)頻碼元108之前的周期前導(dǎo)符的標(biāo)號(hào)為112。
在圖4(c)中所示的第三方案發(fā)送前面有周期前導(dǎo)符的單個(gè)導(dǎo)頻碼元114，在此情況中標(biāo)號(hào)為116的1600ns的雙倍字長(zhǎng)周期前導(dǎo)符長(zhǎng)度為子信道數(shù)的兩倍，而為前述兩個(gè)方案的帶寬的一半。
圖4中示出的三個(gè)示例方案為4×1天線分集系統(tǒng)。前兩個(gè)方案為每一天線j＝(1，2，...，4)形成兩個(gè)連續(xù)OFDM導(dǎo)頻碼元xj(i)，i＝(0，1)。第三個(gè)方案只為每一天線j形成一個(gè)導(dǎo)頻碼元xj(i)，i＝(0)。所有三個(gè)方案具有8μs的前同步碼長(zhǎng)度。
在具有有限遷移率的信道中，圖4(a)中示出的第一導(dǎo)頻方案中的兩個(gè)重復(fù)OFDM碼元的最小平方估計(jì)矩陣 能如下在步驟82中取得P~j=12Xj-1Σi=01yj(i),---(9)]]>
其中Xj＝Xj(i)，i＝(0，1)為包含發(fā)送的導(dǎo)頻點(diǎn)Xj(k)的大小K/Q×K/Q的對(duì)角矩陣。
圖4(b)中示出的第二導(dǎo)頻方案中的最小 平方估計(jì)矩陣能如下在步驟62中取得P~j=P‾j(0)∪P‾j(1)---(10)]]>其中 為對(duì)應(yīng)于從發(fā)送器j接收到的第i個(gè)導(dǎo)頻OFDM碼元的長(zhǎng)度K/Q的LS估計(jì)向量，它由下列表達(dá)式給出P~j(i)=Xj-1(i)yj(i)---(11)]]>等式(11)還表示圖4(c)所示的第三導(dǎo)頻方案的長(zhǎng)度2K/Q的LS估計(jì)向量P~j=Pj‾(i),]]>i＝0。用2K副載波，此方案需要在分別計(jì)算 和yj(i)時(shí)將相關(guān)矩陣大小和FFT長(zhǎng)度增加兩倍，如果正確選擇減小復(fù)數(shù)權(quán)重系數(shù)結(jié)果的統(tǒng)一功率延遲曲線的長(zhǎng)度，則能進(jìn)一步降低信道估計(jì)器復(fù)雜性(其中信道的指數(shù)功率延遲曲線能被近似成統(tǒng)一的)。通常將功率延遲曲線的長(zhǎng)度設(shè)置成周期前導(dǎo)符長(zhǎng)度?！昂谩敝芷谇皩?dǎo)符(CP)長(zhǎng)度窗口為(1+N/2)或(1+N/4)，其中N為用于形成OFDM碼元的IDFT的長(zhǎng)度。這樣，使得當(dāng)選擇“好”周期前導(dǎo)符長(zhǎng)度窗口時(shí)，固定權(quán)重矩陣值的實(shí)數(shù)和虛數(shù)部分包含相等或零個(gè)輸入項(xiàng)。
用統(tǒng)一的功率延遲曲線，如果如圖5所示通過執(zhí)行循環(huán)移位使信道脈沖響應(yīng)(CIR)對(duì)稱地位于零周圍，則能使固定權(quán)重矩陣的系數(shù)為實(shí)數(shù)。這一方法使固定權(quán)重矩陣的所有系數(shù)為實(shí)數(shù)，因此降低了需要由信道估計(jì)器28執(zhí)行的計(jì)算的復(fù)雜性。
圖5(上)示出典型的信道脈沖響應(yīng)120。統(tǒng)一的(矩形)形狀的功率延遲曲線122繪制在脈沖響應(yīng)周圍。圖5(下)示出信道脈沖響應(yīng)和假定移向左邊的統(tǒng)一功率延遲曲線，因此將此功率延遲曲線的中心定在零附近。這是通過當(dāng)和由OFDM系統(tǒng)使用的DFT/IDFT塊處理一起使用時(shí)的循環(huán)移位實(shí)現(xiàn)的。負(fù)時(shí)間成分出現(xiàn)在圖5(下)所示的塊的結(jié)尾。
再次參見圖3，為了提供通過重大權(quán)重獲取的LMMSE信道估計(jì)由信道估計(jì)器28執(zhí)行的程序步驟可任選地包括在步驟92執(zhí)行源自步驟82的最小平方估計(jì)矩陣的相位旋轉(zhuǎn)的步驟和執(zhí)行源自步驟90的LMMSE信道估計(jì)的解旋的互補(bǔ)步驟94。最后，在步驟96向檢測(cè)器26提供信道估計(jì)向量。
信道脈沖響應(yīng)的循環(huán)移位能通過在(-2πkp/N)的LS頻率估計(jì)周圍應(yīng)用線性相位旋轉(zhuǎn)而在頻域中實(shí)現(xiàn)，其中位移p是統(tǒng)一功率延遲曲線長(zhǎng)度的一半。注意p對(duì)94的互補(bǔ)步驟為負(fù)。如果預(yù)先旋轉(zhuǎn)數(shù)據(jù)碼元，則可以免去下一步驟。
如果使用“好”周期前導(dǎo)符窗口，則可不需要步驟92和94。然而，由于小于信道脈沖響應(yīng)的最佳窗口，這一方法可減少由信道估計(jì)器28提供的結(jié)果。
申請(qǐng)人在具有2個(gè)發(fā)送器和1個(gè)接收器的802.11a系統(tǒng)中實(shí)行模擬。天線j的均方誤差(MSE)由下列等式給出MSEj=1ktrace(E{(H^j-Hj)(H^j-Hj)H})---(12)]]>在室內(nèi)HIPPERLAN/2無采樣間隔信道A(τrms＝50ns)，B(τrms＝100ns)和C(τrms＝150ns)中操作該系統(tǒng)，總發(fā)送功率歸一化到一。其中假設(shè)SNR和τrms的所有信息都可用于計(jì)算Wj。
通過在衰落多路徑信道上將兩個(gè)長(zhǎng)OFDM-BPSK導(dǎo)頻碼元傳送1000次來估計(jì)MSE信道估計(jì)性能。對(duì)于每次重復(fù)，都同時(shí)從兩個(gè)發(fā)送天線在交織的副載波上發(fā)送導(dǎo)頻碼元。兩個(gè)長(zhǎng)導(dǎo)頻的持續(xù)時(shí)間為8μs，包括1.6μs的雙倍字長(zhǎng)CP而總系統(tǒng)帶寬被分成K＝52個(gè)副載波(出于可能的64個(gè))。對(duì)于稀疏近似，選擇復(fù)數(shù)乘法器的個(gè)數(shù)(M＜K/2)，以給出目標(biāo)MSE誤差底限≤25dB。
據(jù)觀察當(dāng)如圖6所示等級(jí)r≤8時(shí)，通過單值分解(SVD)進(jìn)行的LMMSE勝過通過信道A中的重大權(quán)重獲取(SWC)進(jìn)行的LMMSE。在SNR＝25dB的固定值，其MSE誤差底限遠(yuǎn)在25dB之下且估計(jì)器需要12個(gè)復(fù)數(shù)乘法器。然而，如果增加信道的延遲張開(信道B和C)，則通過SWC進(jìn)行的LMMSE在性能與復(fù)雜性上具有更好的折衷，如圖6中所示。
通過SWC進(jìn)行的LMMSE只需要12個(gè)復(fù)數(shù)乘法器以便在信道B中實(shí)現(xiàn)足夠的性能，估計(jì)器復(fù)雜性與全LMMSE相比減少了50％以上。還應(yīng)注意簡(jiǎn)化后的LMMSE算法的性能在所有信道中幾乎保持不變，特別是對(duì)低數(shù)量的復(fù)數(shù)乘法器(≤12)。為了圖解動(dòng)態(tài)SNR范圍的性能，在圖7中呈現(xiàn)信道B中的MSE。把稀疏近似中復(fù)數(shù)乘法器的數(shù)量M＝3r/2設(shè)置到12和21的固定標(biāo)稱值。對(duì)在SNR＝30dB處，M＝12，對(duì)通過SVD的LMMSE具有9dB的MSE增益，能看出通過SWC的LMMSE是對(duì)降低復(fù)雜性LMMSE信道估計(jì)器的較佳的選擇。
從上可顯而易見，當(dāng)信道延遲張開超過50ns時(shí)，上述通過SWC的LMMSE的估計(jì)技術(shù)能將傳統(tǒng)LMMSE信道估計(jì)器的計(jì)算復(fù)雜度降低50％以上且它勝過通過SVD的LMMSE。
最后，應(yīng)理解可以對(duì)上述信道估計(jì)方法進(jìn)行各種修改和/或添加而不偏離在所附權(quán)利要求中定義的本發(fā)明的范圍。
權(quán)利要求
1.一種用于在正交頻分多路復(fù)用系統(tǒng)中執(zhí)行信道估計(jì)的方法，所述方法包括下列步驟從多個(gè)發(fā)送天線接收發(fā)送的導(dǎo)頻碼元；從發(fā)送的導(dǎo)頻碼元形成一個(gè)最小平方估計(jì)矩陣；形成近似固定權(quán)重矩陣的稀疏平滑矩陣，其中稀疏平滑矩陣中各行向量包含固定權(quán)重矩陣的各行中的一個(gè)或多個(gè)最強(qiáng)權(quán)重；從稀疏平滑矩陣和最小平方估計(jì)矩陣派生出信道估計(jì)矩陣。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述稀疏平滑矩陣根據(jù)下列定義Ej(k)=argmaxwj(k,m){(Σm=0M-1|wj(k,m)|2)|wj(k)}]]>其中Ej(k)為具有從固定權(quán)重矩陣Wj(k)的第k行的M個(gè)最強(qiáng)權(quán)重形成的非零項(xiàng)Wj(k，m)的稀疏平滑矩陣的行，k表示頻率段號(hào)而j表示發(fā)送天線號(hào)。
3.如權(quán)利要求1或2中任一條所述的方法，其特征在于，可以從多個(gè)發(fā)送天線在交織副載波上發(fā)送周期前導(dǎo)符之前和/或之后的重復(fù)的導(dǎo)頻碼元。
4.如權(quán)利要求1或2中任一條所述的方法，其特征在于，從多個(gè)發(fā)送天線在交織副載波上發(fā)送周期前導(dǎo)符之前和/或之后的各個(gè)獨(dú)立導(dǎo)頻碼元。
5.如權(quán)利要求1或2中任一條所述的方法，其特征在于，從多個(gè)發(fā)送天線在交織副載波上發(fā)送周期前導(dǎo)符之前和/或之后的導(dǎo)頻碼元。
6.如上述任一條權(quán)利要求所述的方法，其特征在于，還包括下列步驟對(duì)周期前導(dǎo)符窗口長(zhǎng)度或延遲張開近似長(zhǎng)度進(jìn)行選擇以使固定權(quán)重矩陣的實(shí)數(shù)和虛數(shù)部分包含相等或零個(gè)輸入項(xiàng)。
7.如權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于，所述周期前導(dǎo)符窗口或所述延遲張開近似的長(zhǎng)度可以為(1+N/2)或(1+N/4)，其中N為用于形成導(dǎo)頻碼元的離散傅里葉逆變換的長(zhǎng)度。
8.如上述任一條權(quán)利要求所述的方法，其特征在于，所述形成稀疏平滑矩陣的步驟包括計(jì)算多個(gè)可能的稀疏平滑矩陣；將多個(gè)矩陣存儲(chǔ)在存儲(chǔ)設(shè)備中；以及從所述存儲(chǔ)設(shè)備有選擇地檢索多個(gè)可能的稀疏平滑矩陣中的一個(gè)。
9.如權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于，所述存儲(chǔ)設(shè)備為查找表。
10.如權(quán)利要求8或9中任一條所述的方法，其特征在于，根據(jù)從最小平方估計(jì)矩陣派生的特性從所述存儲(chǔ)設(shè)備選擇平滑矩陣用于檢索。
11.如權(quán)利要求10所述的方法，其特征在于，所述特性可包括信噪比SNR、功率延遲曲線的均方根延遲張開τrms和功率延遲曲線的延遲張開τx中的一個(gè)或多個(gè)。
12.如上述權(quán)利要求中任一條所述的方法，其特征在于，還包括下列步驟通過執(zhí)行循環(huán)移位將信道脈沖響應(yīng)對(duì)稱地定位在0附近，使固定權(quán)重矩陣的系數(shù)成實(shí)數(shù)。
13.如權(quán)利要求12所述的方法，其特征在于，在時(shí)域中或通過頻域中的等價(jià)線性相位旋轉(zhuǎn)來執(zhí)行循環(huán)移位。
14.如上述權(quán)利要求中任一條所述的方法，其特征在于，還包括下列步驟將對(duì)稱成形的延遲張開近似用于信道估計(jì)。
15.如權(quán)利要求14所述的方法，其特征在于，所述延遲張開近似是矩形形狀的。
16.一種用于正交頻分多路復(fù)用系統(tǒng)中的信道估計(jì)器，所述信道估計(jì)器包括最小平方估計(jì)單元，用于從從多個(gè)發(fā)送天線發(fā)送的導(dǎo)頻碼元形成最小平方估計(jì)矩陣；矩陣形成單元，用于形成近似固定權(quán)重矩陣的稀疏平滑矩陣，其中稀疏平滑矩陣中各行向量包含所述固定權(quán)重矩陣的各行中的一個(gè)或多個(gè)最強(qiáng)權(quán)重；以及信道估計(jì)單元，用于從稀疏平滑矩陣和最小平方估計(jì)矩陣形成信道估計(jì)矩陣。
17.如權(quán)利要求16所述的信道估計(jì)器，其特征在于，所述稀疏平滑矩陣根據(jù)下列定義Ej(k)=argmaxwj(k,m){(Σm=0M-1|wj(k,m)|2)|wj(k)}]]>其中Ej(k)為具有從固定權(quán)重矩陣Wj(k)的第k行的M個(gè)最強(qiáng)權(quán)重形成的非零項(xiàng)Wj(k，m)的稀疏平滑矩陣的行，k表示頻率段號(hào)而j表示發(fā)送天線號(hào)。
18.如權(quán)利要求16或17中任一條所述的信道估計(jì)器，其特征在于，所述矩陣形成單元包括存儲(chǔ)設(shè)備，用于存儲(chǔ)多個(gè)可能的稀疏平滑矩陣；以及矩陣選擇單元，用于從所述存儲(chǔ)設(shè)備有選擇地檢索多個(gè)可能的稀疏平滑矩陣中的一個(gè)。
19.如權(quán)利要求8所述的信道估計(jì)器，其特征在于，所述存儲(chǔ)設(shè)備是查找表。
20.如權(quán)利要求18或19中任一條所述的信道估計(jì)器，其特征在于，所述矩陣形成單元可以根據(jù)從最小平方估計(jì)矩陣派生的特性從所述存儲(chǔ)設(shè)備選擇稀疏平滑矩陣用于檢索。
21.如權(quán)利要求20所述的信道估計(jì)器，其特征在于，所述特性包括信噪比SNR、功率延遲曲線的均方根延遲張開τrms和功率延遲曲線的延遲張開τx中的一個(gè)或多個(gè)。
全文摘要
一種用于在正交頻分多路復(fù)用系統(tǒng)中執(zhí)行信道估計(jì)的方法，所述方法包括下列步驟從多個(gè)發(fā)送天線接收發(fā)送的導(dǎo)頻碼元(80)；從發(fā)送的導(dǎo)頻碼元形成一個(gè)最小平方估計(jì)矩陣(82)；形成近似固定權(quán)重矩陣的稀疏平滑矩陣(84－88)，其中稀疏平滑矩陣中各行向量包含固定權(quán)重矩陣的各行中的一個(gè)或多個(gè)最強(qiáng)權(quán)重；以及從稀疏平滑矩陣和最小平方估計(jì)矩陣派生出信道估計(jì)矩陣(90)。
文檔編號(hào)H04L25/02GK1890935SQ200480035995
公開日2007年1月3日 申請(qǐng)日期2004年12月3日 優(yōu)先權(quán)日2003年12月3日
發(fā)明者M·福爾克納, I·托洛奇科 申請(qǐng)人:澳大利亞電信合作研究中心