專利名稱：使用射頻和基帶信號(hào)加權(quán)合并的多天線通信系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及使用發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的通信系統(tǒng)，這些發(fā)射機(jī)和接收機(jī)包含多天線元件。特別的，本發(fā)明涉及一種與使用多天線發(fā)射機(jī)和接收機(jī)信號(hào)發(fā)射和接收有關(guān)的方法和系統(tǒng)，該方法和系統(tǒng)使用射頻信號(hào)加權(quán)合并，它即可以被單獨(dú)使用，也可以和基帶信號(hào)的加權(quán)合并一同使用。
背景技術(shù)：
大多數(shù)當(dāng)前的無(wú)線通信系統(tǒng)都是由配置了單個(gè)發(fā)射和接收天線的多個(gè)節(jié)點(diǎn)組成的。但是，對(duì)于大范圍的無(wú)線通信系統(tǒng)而言，有跡象表明其包含容量在內(nèi)的性能可以通過(guò)使用多發(fā)射和/或多接收天線而進(jìn)行充分改進(jìn)。這樣的配置構(gòu)成了許多所謂“智能”天線技術(shù)的基礎(chǔ)。這種技術(shù)，結(jié)合時(shí)空信號(hào)處理，既可以用于對(duì)抗期望接收信號(hào)的多路徑衰退帶來(lái)的有害效應(yīng)，也可以用于抑制干擾信號(hào)。憑借這種方法，現(xiàn)存的和即將展開(kāi)的數(shù)字無(wú)線系統(tǒng)(例如CDMA系統(tǒng)、TDMA系統(tǒng)、WLAN系統(tǒng)和基于OFDM如802.1a/g標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng))的性能和容量都可以得到改進(jìn)。
使用引入分集增益并能抑制干擾的多組件天線系統(tǒng)可以至少部分地消除對(duì)上述類型的無(wú)線系統(tǒng)的性能的損害。關(guān)于這方面的內(nèi)容，在如由J.H.Winter等人所著的發(fā)表在IEEE通訊匯刊(IEEE Transactions on Communications)1994年2月第42卷第2/3/4編第1740～1751頁(yè)的《天線分集對(duì)無(wú)線通信系統(tǒng)性能的影響(The Impact of Antenna Diversity On the Capacity of WirelessCommunication Systems)》一文中有所描述。這樣的分集增益，通過(guò)減少為實(shí)現(xiàn)更多的統(tǒng)一覆蓋而進(jìn)行的多路徑操作，更大范圍地增加接收的信噪比(signal-to-noise，簡(jiǎn)稱SNR)或者降低的所需的傳輸功率，提供更強(qiáng)的抗干擾能力和允許為實(shí)現(xiàn)更高性能而進(jìn)行更多的頻率再使用，從而提高系統(tǒng)性能。
眾所周知，在使用了多天線接收器的通信系統(tǒng)內(nèi)部，一組M個(gè)接收天線能無(wú)效掉M-1個(gè)干擾。相應(yīng)地，N個(gè)信號(hào)可以使用N個(gè)發(fā)射天線在同一帶寬上同時(shí)被發(fā)射，然后通過(guò)配置在接收器內(nèi)的一組N個(gè)天線將這些發(fā)射信號(hào)分解為N個(gè)單獨(dú)的信號(hào)。這類系統(tǒng)通常被稱為多入多出(MIMO)系統(tǒng)，并且已被廣泛研究。例如，由J.H.Winter所著的發(fā)表在IEEE通訊匯刊(IEEETransactions on Communications)1987年11月第COM-35卷第11編的《多用戶室內(nèi)無(wú)線電系統(tǒng)的最優(yōu)合并(Optimum combining for indoor radio systemswith multiple users)》；由C.Chuah等人所著的發(fā)表在IEEE 1998澳大利亞.悉尼98全球通信系統(tǒng)學(xué)報(bào)(Proceedings of Globecom ’98 Sydney，Australia，IEEE1998)1998年11月第1894～1899頁(yè)的《室內(nèi)無(wú)線環(huán)境下多天線陣列系統(tǒng)的容量(Capacity of Multi-Antenna Array Systems In Indoor WirelessEnvironment)》；由D.Shiu等人所著的發(fā)表在IEEE通信匯刊(IEEE Transactionson Communications)2000年3月第48卷第3編第502～513頁(yè)的《衰減相關(guān)性及其對(duì)多組件天線系統(tǒng)性能的影響(Fading Correlation and Its Effect on theCapacity of Multi-Element Antenna Systems)》。
多組件天線排列尤其是MIMO引人注目的一方面，在于使用這些配置后，能夠獲得顯著的系統(tǒng)性能提升。在對(duì)接收器可用信道理想評(píng)估的假設(shè)條件下，在一個(gè)具有N個(gè)發(fā)射和N個(gè)接收天線組件的MIMO系統(tǒng)內(nèi)，接收信號(hào)可以分解到N個(gè)空間多路復(fù)用的獨(dú)立信道中。這使得系統(tǒng)的容量相對(duì)于單天線系統(tǒng)增加N倍。若總傳輸功率固定不變，則MIMO提供的容量與天線組件數(shù)量成線性比例。特別地，具有N個(gè)發(fā)射和N個(gè)接收天線后，相對(duì)于單天線系統(tǒng)可獲得數(shù)據(jù)傳輸速率的N倍增長(zhǎng)，而無(wú)需增加總帶寬或總傳輸功率。關(guān)于這方面的介紹，請(qǐng)參考G.J.Foschini等人所著的發(fā)表在Kluwer學(xué)術(shù)出版社1998年3月出版的《無(wú)線個(gè)人通信(Wireless Personal Communications)》第6卷第3編第311～335頁(yè)的《衰減環(huán)境下使用多天線的無(wú)線通信的約束(On limits ofWireless Communications in a Fading Environment When Using MultipleAntennas)》一文。在實(shí)驗(yàn)用的基于N倍空間多路復(fù)用的MIMO系統(tǒng)中，經(jīng)常在給定發(fā)射器或接收器中配置超過(guò)N個(gè)的天線。這樣做是因?yàn)槊總€(gè)附加天線都將增加可適于所有N個(gè)空間多路復(fù)用信號(hào)的分集增益、天線增益和干擾抑制。關(guān)于這方面的介紹，請(qǐng)參考由G.J.Foschini等人所著的發(fā)表在IEEE通信選題雜志(IEEE Journal on Selected Areas in Communications)1999年11月第17卷第11專題第1841～1852頁(yè)的《使用多組件陣列的高頻譜利用率無(wú)線通信的簡(jiǎn)化處理(Simplified processing for high spectral efficiency wirelesscommunication employing multi-element arrays)》一文。
盡管增加發(fā)射和/或接收天線的數(shù)量能增強(qiáng)MIMO系統(tǒng)性能的多個(gè)方面，但為必須為每個(gè)發(fā)射和接收天線提供各自的射頻鏈?zhǔn)钩杀驹黾?。每一條射頻鏈一般包括低噪聲放大器、濾波器、下變頻器和模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(A/D)，而后三種設(shè)備占了射頻鏈成本的主要部分。在某些現(xiàn)有的單天線無(wú)線接收器中，單個(gè)所需的射頻鏈占接收器總成本的比例可能超過(guò)30％。由此很明顯，當(dāng)發(fā)射和接收天線的數(shù)量增加時(shí)，總的系統(tǒng)成本和功率消耗也會(huì)明顯增加。因此，需要提供一種技術(shù)，在使用相對(duì)較多的發(fā)射/接收天線的同時(shí)，不會(huì)相應(yīng)增加系統(tǒng)成本和功率消耗。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個(gè)方面涉及一種通信方法，其中通過(guò)第二組多個(gè)接收天線接收第一組多個(gè)空間多路復(fù)用信號(hào)。產(chǎn)生的第二組多個(gè)接收信號(hào)被分割成第三組多個(gè)分割信號(hào)，并進(jìn)行加權(quán)從而形成第三組多個(gè)加權(quán)信號(hào)。所述第三組多個(gè)加權(quán)信號(hào)隨后被合并，形成第四組多個(gè)合并信號(hào)，然后通過(guò)下變頻轉(zhuǎn)換生成第四組多個(gè)下變頻轉(zhuǎn)換信號(hào)。
本發(fā)明還涉及一種通信方法，依照所述方法，輸入信號(hào)多路分離為第一組多個(gè)分解信號(hào)。所述第一組多個(gè)分解信號(hào)通過(guò)上變頻轉(zhuǎn)換，生成第一組多個(gè)上變頻轉(zhuǎn)換信號(hào)，這些信號(hào)隨后被分割成第二組多個(gè)分割信號(hào)。然后對(duì)所述第二組多個(gè)分割信號(hào)進(jìn)行加權(quán)，形成第二組多個(gè)加權(quán)信號(hào)，隨后合并形成第三組多個(gè)合并信號(hào)。所述方法還包括發(fā)射所述第三組多個(gè)合并信號(hào)。
本發(fā)明的另一個(gè)方面涉及一種通信設(shè)備，包括一個(gè)用于接收第一組多個(gè)空間多路復(fù)用信號(hào)進(jìn)而生成第二組多個(gè)接收信號(hào)的天線結(jié)構(gòu)。所述設(shè)備進(jìn)一步包括一組用于將所述第二組多個(gè)接收信號(hào)分割成第三組多個(gè)分割信號(hào)的分割器。所述設(shè)備還提供有一個(gè)加權(quán)元件配置，對(duì)所述第三組多個(gè)分割信號(hào)加權(quán)，從而形成第三組多個(gè)加權(quán)信號(hào)。此外，所述設(shè)備還包括一個(gè)合并元件配置，將所述第三組多個(gè)加權(quán)信號(hào)合并成第四組多個(gè)合并信號(hào)。所述設(shè)備還配置有一個(gè)下變頻轉(zhuǎn)換器，將所述第四組合并信號(hào)下變頻轉(zhuǎn)換成第四組多個(gè)下變頻轉(zhuǎn)換信號(hào)。
本發(fā)明還涉及一種通信設(shè)備，包括一個(gè)多路分離器，將輸入信號(hào)分解為第一組多個(gè)分解信號(hào)；一個(gè)上變頻轉(zhuǎn)換器，將所述第一組多個(gè)分解信號(hào)上變頻轉(zhuǎn)換為第一組多個(gè)上變頻轉(zhuǎn)換信號(hào)。所述設(shè)備還提供有一個(gè)分割元件配置，將所述第一組多個(gè)上變頻信號(hào)分割成第二組多個(gè)分割信號(hào)。所述設(shè)備還包括一個(gè)加權(quán)元件配置，對(duì)所述第二組多個(gè)分割信號(hào)加權(quán)，從而形成第二組多個(gè)加權(quán)信號(hào)。所述設(shè)備還提供有一個(gè)合并器配置，對(duì)所述第二組多個(gè)加權(quán)信號(hào)進(jìn)行合并，形成第三組多個(gè)合并信號(hào)。此外，所述設(shè)備還包括一個(gè)用于發(fā)射所述第三組合并信號(hào)的天線結(jié)構(gòu)。
本發(fā)明的另一個(gè)方面涉及一種通信設(shè)備，與一個(gè)能接收第一組多個(gè)射頻信號(hào)的天線結(jié)構(gòu)可操作地連接。所述設(shè)備包括一個(gè)連接至所述天線結(jié)構(gòu)的射頻處理網(wǎng)絡(luò)，用于在射頻域內(nèi)使用所述第一組多個(gè)射頻信號(hào)執(zhí)行加權(quán)與合并操作，從而生成第二組多個(gè)射頻信號(hào)。所述設(shè)備還提供有一個(gè)下變頻轉(zhuǎn)換器，用于將所述第二組多個(gè)射頻信號(hào)下變頻轉(zhuǎn)換為第二組多個(gè)下變頻轉(zhuǎn)換信號(hào)。
本發(fā)明還涉及一種通信設(shè)備，包括一個(gè)將輸入信號(hào)分解為第一組多個(gè)分解信號(hào)的多路分離器；一個(gè)上變頻轉(zhuǎn)換器，將所述第一組多個(gè)分解信號(hào)轉(zhuǎn)換為第一組多個(gè)射頻信號(hào)。所述設(shè)備進(jìn)一步包括一個(gè)射頻處理網(wǎng)絡(luò)，用于在射頻域內(nèi)使用所述第一組多個(gè)射頻信號(hào)執(zhí)行加權(quán)與合并操作，從而生成能夠通過(guò)一個(gè)天線結(jié)構(gòu)發(fā)射的第二組多個(gè)射頻信號(hào)。


為了更好地理解本發(fā)明的特點(diǎn)，請(qǐng)參考以下結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的詳細(xì)描述，其中圖1是傳統(tǒng)MIMO通信系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖；圖2是根據(jù)本發(fā)明配置的包含單發(fā)射器和單接收器的MIMO通信系統(tǒng)的方框示意圖；圖3是使用基帶合并配置時(shí)單信道(SC)單入多出(SIMO)OFDM系統(tǒng)中的接收器的結(jié)構(gòu)示意圖；圖4是采用基于射頻的加權(quán)與合并網(wǎng)絡(luò)時(shí)SC-SIMO-OFDM系統(tǒng)中的接收器的結(jié)構(gòu)示意圖；圖5是采用基帶合并配置時(shí)SC-SIMO-OFDM系統(tǒng)中的發(fā)射器和接收器的結(jié)構(gòu)示意圖；圖6是使用射頻加權(quán)與合并配置的SC-SIMO-OFDM系統(tǒng)中的發(fā)射器和接收器的結(jié)構(gòu)示意圖；圖7是使用基帶合并配置的空間多路復(fù)用(SM)MIMO-OFDM系統(tǒng)的發(fā)射器和接收器的結(jié)構(gòu)示意圖；圖8是同時(shí)包括有基于射頻和基帶的加權(quán)與合并配置的SM-MIMO-OFDM系統(tǒng)中的發(fā)射器和接收器的結(jié)構(gòu)示意圖；圖9是配置有多個(gè)接收天線并采用基帶加權(quán)與合并配置的時(shí)空直接序列擴(kuò)頻(DSSS)耙式接收器(Rake receiver)結(jié)構(gòu)的示意圖；圖10是配置有多個(gè)接收天線并采用射頻加權(quán)與合并配置的時(shí)空直接序列擴(kuò)頻耙式接收器結(jié)構(gòu)的示意圖。
具體實(shí)施例方式
背景以及系統(tǒng)結(jié)構(gòu)概述如下所述，本發(fā)明中的相關(guān)技術(shù)可以應(yīng)用到無(wú)線通信系統(tǒng)中，用于在發(fā)射器和/或接收器中使用與發(fā)射/接收天線相比數(shù)量較少的射頻鏈。一個(gè)典型實(shí)施例中，在一個(gè)空間多路復(fù)用MIMO通信配置中使用本發(fā)明的技術(shù)，該配置使用N條射頻鏈支持N倍的空間多路復(fù)用。在這種情況下，接收器的M(M＞N)個(gè)天線中的每一個(gè)提供的信號(hào)在通過(guò)低噪聲放大器后被分割，并在射頻域內(nèi)同來(lái)自該接收器的其他天線的信號(hào)一起被加權(quán)合并，從而形成N個(gè)射頻輸出信號(hào)，隨后通過(guò)N條射頻鏈傳送。在這個(gè)實(shí)施例中，每條射頻鏈包括一個(gè)濾波器、下變頻轉(zhuǎn)換器和A/D轉(zhuǎn)換器。每條射頻鏈的A/D轉(zhuǎn)換器生成的輸出信號(hào)隨后進(jìn)行數(shù)字化處理，從而生成N個(gè)空間多路復(fù)用輸出信號(hào)。通過(guò)使用相對(duì)低廉的組件進(jìn)行必要的射頻加權(quán)與合并，可以實(shí)現(xiàn)一個(gè)N倍空間多路復(fù)用系統(tǒng)，該系統(tǒng)具有多于N個(gè)的接收天線，但卻只使用N條射頻鏈，其成本只相當(dāng)于具有N個(gè)接收天線的系統(tǒng)的成本。這就是說(shuō)，通過(guò)使用成本較低的額外天線可以提高接收器的性能。
相似的技術(shù)還可以應(yīng)用到具有N條射頻鏈以及大于N個(gè)的發(fā)射天線的發(fā)射器中。特別的，在示范性實(shí)施例中，N條射頻鏈接有射頻分割器、加權(quán)元件和合并器，一起為該大于N個(gè)的發(fā)射天線生成信號(hào)。如同在接收器中一樣，通過(guò)使用相對(duì)低廉的組件在射頻域內(nèi)執(zhí)行這樣的射頻加權(quán)與合并，可以使用相當(dāng)于具有N個(gè)發(fā)射天線的系統(tǒng)的成本，實(shí)現(xiàn)一個(gè)具有大于N個(gè)的接收天線但卻只使用N條射頻鏈的N倍空間多路復(fù)用系統(tǒng)。這就是說(shuō)，通過(guò)使用成本較低的額外天線可以提高發(fā)射器的性能。
本申請(qǐng)中介紹的簡(jiǎn)化復(fù)雜度的天線排列和接收器，通過(guò)配置來(lái)在射頻域內(nèi)執(zhí)行部分或全部的空間多路復(fù)用系統(tǒng)所必須的加權(quán)與合并操作。這些操作可以使用每個(gè)發(fā)射器/接收器中的多個(gè)射頻鏈來(lái)執(zhí)行，其中，射頻鏈的數(shù)量少于發(fā)射/接收天線的數(shù)量。
空間多路復(fù)用眾所周知，空間多路復(fù)用(spatial multiplexing，簡(jiǎn)稱SM)提供一種在發(fā)射器和接收器中使用多個(gè)天線的信號(hào)傳輸模式，通過(guò)這種模式，無(wú)線電鏈路的比特率可以在相應(yīng)的功率和帶寬消耗沒(méi)有增加的情況下得到提高。在發(fā)射器和接收器中都使用了N個(gè)天線的情況下，提供給發(fā)射器的信息符號(hào)輸入流被分為N個(gè)獨(dú)立的子流?？臻g多路復(fù)用設(shè)計(jì)每個(gè)子流將會(huì)占用適用的多路訪問(wèn)協(xié)議中的同一“信道”(例如時(shí)隙、頻率或者代碼/密鑰序列)。在發(fā)射器內(nèi)部，每一子流被分別應(yīng)用于N個(gè)發(fā)射天線中，并通過(guò)一中間多路徑通信信道傳送給接收器。然后，復(fù)合的多路徑信號(hào)被接收器中配置的N個(gè)接收天線的接收陣列所接收。隨后在接收器內(nèi)估算對(duì)于給定子流在接收天線陣列中的N個(gè)相位和N個(gè)振幅所定義的“空間特征”。接著，使用信號(hào)處理技術(shù)來(lái)分離接收信號(hào)，允許原始的子流被還原并合成原始的輸入符號(hào)流。有關(guān)空間多路復(fù)用通信和示范性系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的原理在J.H.Winter等人所著的發(fā)表在IEEE通信匯刊1987年11月第COM-35卷第11編的《多用戶室內(nèi)無(wú)線電系統(tǒng)的最優(yōu)合并(Optimumcombining for indoor radio systems with multiple users)》一文中有進(jìn)一步描述，在此可結(jié)合用于參考。
傳統(tǒng)的MIMO系統(tǒng)首先考慮傳統(tǒng)的MIMO通信系統(tǒng)，能更好的闡明本發(fā)明的原理，如圖1所示。圖1中的MIMO系統(tǒng)100包括圖1A所示的發(fā)射機(jī)110和圖1B所示的接收機(jī)130。發(fā)射機(jī)110和接收機(jī)130分別包括一組T條發(fā)射射頻鏈和一組R條接收射頻鏈，被配置來(lái)發(fā)射和接收一組N個(gè)空間多路復(fù)用信號(hào)。在系統(tǒng)100中，作出如下假設(shè)(i)T＞N且R＝N；(ii)T＝N且R＞N；(iii)T＞N且R＞N。
參考圖1A，將要發(fā)射的輸入信號(hào)S，一般由數(shù)字符號(hào)流組成，被多路分離器102分解成N個(gè)獨(dú)立的子數(shù)據(jù)流S1，2…，N。子數(shù)據(jù)流S1，2…，N隨后被發(fā)送到數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)105，生成一組T個(gè)輸出信號(hào)T1，2…，T。這T個(gè)輸出信號(hào)T1，2…，T一般由N個(gè)子數(shù)據(jù)流S1，2…，N通過(guò)加權(quán)生成，即乘以一個(gè)復(fù)數(shù)，這樣一來(lái)，N個(gè)子數(shù)據(jù)流S1，2…，T中的每一個(gè)被乘以T個(gè)不同的加權(quán)系數(shù)，從而形成NT個(gè)子數(shù)據(jù)流。隨后合并這NT個(gè)子數(shù)據(jù)流，形成T個(gè)輸出信號(hào)T1，2…， T。然后使用一組T個(gè)數(shù)模(D/A)轉(zhuǎn)換器108將這T個(gè)輸出信號(hào)T1，2…，T轉(zhuǎn)換成T個(gè)模擬信號(hào)A1，2…，T。T個(gè)模擬信號(hào)A1，2…，T隨后在混頻器112中，通過(guò)與本地振蕩器114提供的信號(hào)進(jìn)行混頻，上變頻轉(zhuǎn)換為可用的發(fā)射載波射頻頻率。最后生成的T個(gè)射頻信號(hào)(也就是RF1，2…，T)隨后被各自的放大器116放大，然后通過(guò)各自的天線118發(fā)射。
現(xiàn)在參考圖1B，發(fā)射器110發(fā)射的射頻信號(hào)被配置在接收機(jī)130中的一組R個(gè)接收天線131接收。天線131接收的每個(gè)接收信號(hào)通過(guò)各自的低噪聲放大器133放大，然后通過(guò)濾波器135濾波。生成的濾波信號(hào)隨后通過(guò)混頻器137與本地振蕩138提供的信號(hào)一起混頻，從射頻信號(hào)下變頻轉(zhuǎn)換為基帶信號(hào)。盡管圖1B中的接收器配置成零差接收器，但也可以使用具有中間中頻特征(intermediate IF frequency)的外差接收器。隨后混頻器137生成的R個(gè)基帶信號(hào)通過(guò)對(duì)應(yīng)的一組R個(gè)模/數(shù)(A/D)轉(zhuǎn)換器140轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)。該R個(gè)數(shù)字信號(hào)D1，2…，R隨后通過(guò)使用數(shù)字信號(hào)處理器142進(jìn)行加權(quán)與合并，形成N個(gè)空間多路復(fù)用輸出信號(hào)S’1，2…，N，其包括有發(fā)射信號(hào)S1，2…，N的估計(jì)值。N個(gè)輸出信號(hào)S’1，2…，N隨后使用多路復(fù)用器155進(jìn)行多路復(fù)用，從而生成原始輸入信號(hào)S的估計(jì)值160(S’)。
空間多路復(fù)用通信系統(tǒng)中的射頻加權(quán)與合并如圖2所示為MIMO通信系統(tǒng)200的方框示意圖，該系統(tǒng)200包括依據(jù)本發(fā)明配置的發(fā)射器210和接收器250。在圖2所示的實(shí)施例中，發(fā)射器210和接收器250僅僅使用N個(gè)發(fā)射/接收射頻鏈，就實(shí)現(xiàn)了N倍的空間多路復(fù)用，即使在它們內(nèi)部分別配置了大于N個(gè)的發(fā)射/接收天線。特別的，發(fā)射器210包括一組MT個(gè)發(fā)射天線240，接收器250包括一組MR個(gè)接收天線260，并且假設(shè)(i)MT＞N且MR＝N；或(ii)MT＝N且MR＞N；或(iii)MT＞N且MR＞N。
如圖2A所示，多路分離器202將要發(fā)射的輸入信號(hào)S分解為N個(gè)獨(dú)立的子數(shù)據(jù)流SS1，2…，N。隨后使用對(duì)應(yīng)的一組D/A轉(zhuǎn)換器206將這些子數(shù)據(jù)流SS1， 2…，N轉(zhuǎn)換為N個(gè)模擬子數(shù)據(jù)流AS1，2…，N。接下來(lái)，使用一組混頻器212以及由本地振蕩器214生成的信號(hào)將N個(gè)模擬子數(shù)據(jù)流AS1，2…，N上變頻轉(zhuǎn)換為可用的發(fā)射載波射頻頻率。生成的N個(gè)射頻信號(hào)(即RF1，2…，N)隨后每個(gè)均被分割器218分割成MT路，從而形成N·(MT)個(gè)射頻信號(hào)。然后使用復(fù)數(shù)乘法器226x，y對(duì)這N·(MT)個(gè)射頻信號(hào)分別進(jìn)行加權(quán)，其中x表示每個(gè)分割器218中的信號(hào)起始點(diǎn)，y表示每個(gè)合并器230中相應(yīng)的信號(hào)終止點(diǎn)。然后加權(quán)射頻信號(hào)通過(guò)合并器230合并，從而生成一組MT個(gè)輸出信號(hào)。一組MT個(gè)對(duì)應(yīng)的放大器234隨后將這MT個(gè)輸出信號(hào)放大，然后通過(guò)MT個(gè)天線240將放大后的輸入信號(hào)發(fā)射出去。復(fù)數(shù)乘法器226x，y的加權(quán)值用于最大化接收器處的輸出信號(hào)信噪比。
如圖2B所示，發(fā)射器210發(fā)射的MT個(gè)射頻信號(hào)被接收器250中布置的MR個(gè)接收天線260接收。然后通過(guò)對(duì)應(yīng)的低噪聲放大器264將該MR個(gè)接收信號(hào)放大，并隨后由一組MR個(gè)分割器268分別分割成N路。生成的MR(N)個(gè)分割信號(hào)隨后通過(guò)各自的加權(quán)電路272x，y加權(quán)，其中x表示每個(gè)分割器268中的信號(hào)起始點(diǎn)，y表示每個(gè)合并器276中相應(yīng)的信號(hào)終止點(diǎn)。然后使用N個(gè)合并器276合并這些加權(quán)信號(hào)，從而形成一組N個(gè)信號(hào)，并傳送給對(duì)應(yīng)的一組N個(gè)濾波器280。生成的N個(gè)濾波信號(hào)隨后通過(guò)一組N個(gè)混頻器282混入由本地振蕩器284生成的載波信號(hào)，下變頻轉(zhuǎn)換成基帶信號(hào)。盡管接收器250在圖2的實(shí)施例中被配置成零差接收器，但也可以使用具有中間中頻特征(intermediate IF frequency)的外差接收器。然后，混頻器282生成的N個(gè)基帶信號(hào)通過(guò)對(duì)應(yīng)的一組N個(gè)A/D轉(zhuǎn)換器286轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)。隨后進(jìn)一步使用數(shù)字信號(hào)處理器288將這N個(gè)數(shù)字信號(hào)進(jìn)行處理，形成N個(gè)空間多路復(fù)用輸出信號(hào)SS’1，2…，N，他們是N個(gè)獨(dú)立子數(shù)據(jù)流SS1，2…，N的估計(jì)值。這N個(gè)輸出信號(hào)SS’1，2…，N隨后通過(guò)復(fù)用器292復(fù)用，生成輸出信號(hào)S’，S’是輸入信號(hào)S的估計(jì)值。
需要注意的是，發(fā)射器210和接收器250可以像通過(guò)圖1中系統(tǒng)100在基帶中的傳統(tǒng)實(shí)現(xiàn)一樣，在射頻域內(nèi)實(shí)現(xiàn)相同的空間加權(quán)和線性合并操作。但是，在本發(fā)明的接收機(jī)250內(nèi)，DSP 288還可以執(zhí)行許多其他的作用于系統(tǒng)100中的基帶信號(hào)處理操作，例如，連續(xù)干擾清除(詳情請(qǐng)查閱“V-BLASTAnarchitecture for realizing very high data rates over the rich-scattering wirelesschannel”，Proceedings of URSI ISSSE，1998年9月，295頁(yè)～300頁(yè))。需要再次強(qiáng)調(diào)的是，本申請(qǐng)公開(kāi)的系統(tǒng)的一個(gè)重要特點(diǎn)在于，即便是在配置了大于N個(gè)的發(fā)射/接收天線的情況下，也只需要使用N條發(fā)射/接收射頻鏈。
本發(fā)明適用于，例如(i)單信道系統(tǒng)(即無(wú)空間多路復(fù)用的系統(tǒng))內(nèi)的多天線接收器；(ii)單信道系統(tǒng)內(nèi)的多天線發(fā)射器；(iii)空間多路復(fù)用MIMO系統(tǒng)中，發(fā)射機(jī)和/或接收機(jī)中射頻鏈數(shù)量少于發(fā)射/接收天線數(shù)量的系統(tǒng)。
盡管本申請(qǐng)中描述的技術(shù)使用在通過(guò)低廉成本組件實(shí)現(xiàn)的基于射頻的加權(quán)與合并方案中，但是本發(fā)明同樣適用于同時(shí)包含基于射頻和基帶加權(quán)與合并配置的實(shí)現(xiàn)方案。因此，下文將對(duì)基于射頻和基帶的加權(quán)合并配置均進(jìn)行描述。因而本發(fā)明即有只包含基于射頻的加權(quán)合并配置的實(shí)施例，也包括同時(shí)使用基于射頻和基帶的加權(quán)合并配置的實(shí)施例。一般來(lái)說(shuō)，在射頻域內(nèi)執(zhí)行加權(quán)與合并操作比在基帶上執(zhí)行更經(jīng)濟(jì)，但是，在某些特定的情況下，同時(shí)包含基于射頻和基帶合并配置的實(shí)現(xiàn)方案能夠提供更加出色的性能。
基于最大輸出信噪比的加權(quán)合并配置的權(quán)重生成方法在本發(fā)明的一個(gè)典型的多天線實(shí)施例中，本發(fā)明介紹的基于射頻加權(quán)合并處理過(guò)程中用到的加權(quán)值或“權(quán)重”，被選用于最大化該多天線系統(tǒng)的輸出信噪比。通常來(lái)說(shuō)，下面描述的實(shí)施例中，對(duì)每個(gè)天線使用單個(gè)獨(dú)立頻率權(quán)重對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行加權(quán)合并。該單個(gè)獨(dú)立頻率權(quán)重定義為一指定信道域內(nèi)的加權(quán)系數(shù)為常數(shù)，包括頻率帶寬、抽頭延時(shí)輪廓(tap delay profile)、時(shí)間脈沖響應(yīng)和耙指輪廓(Rake fingers profile)。下面介紹的權(quán)重生成方法可以計(jì)算用于最大化信道上平均輸出信噪比的權(quán)重。此外，當(dāng)在發(fā)射過(guò)程中使用多天線的情況下，該方法還可以應(yīng)用到發(fā)射器的權(quán)重生成過(guò)程中，對(duì)每個(gè)發(fā)射天線使用單個(gè)獨(dú)立頻率權(quán)重對(duì)發(fā)射信號(hào)進(jìn)行分割和射頻加權(quán)處理。盡管本申請(qǐng)中結(jié)合實(shí)施例對(duì)基于最大化輸出信噪比的權(quán)重生成方法進(jìn)行描述，但本發(fā)明基于射頻的加權(quán)與合并技術(shù)并不僅限于與選擇加權(quán)值有關(guān)的任何具體標(biāo)準(zhǔn)。
正如下面將要詳細(xì)介紹的，選用于此處描述的示范性實(shí)施例的權(quán)重，是從對(duì)應(yīng)于平均信道互相關(guān)矩陣的最大特征值的特征向量中獲得的。需要再次強(qiáng)調(diào)的是，該平均值取自指定的信道域，包括頻率帶寬、抽頭延時(shí)輪廓、時(shí)間脈沖響應(yīng)或耙指輪廓。在采用OFDM調(diào)制的單信道系統(tǒng)的多天線接收器中，權(quán)重由對(duì)應(yīng)于信號(hào)帶寬內(nèi)的平均信道互相關(guān)矩陣最大特征值的特征向量給定。對(duì)于單信道系統(tǒng)中的多天線發(fā)射器來(lái)說(shuō)，權(quán)重由對(duì)應(yīng)于信號(hào)帶寬內(nèi)信道轉(zhuǎn)置共軛的平均互相關(guān)矩陣最大特征值的特征向量給定。
在單信道系統(tǒng)中使用多天線發(fā)射器和多天線接收器的情況下可以采用一種稍微不同的方法。特別的，在這種情況下，發(fā)射器的權(quán)重由對(duì)應(yīng)于以下各項(xiàng)的乘積的互相關(guān)矩陣最大特征值的特征向量給定(i)信道的轉(zhuǎn)置共軛；(ii)接收器權(quán)重，其中，該乘積是信號(hào)帶寬內(nèi)的平均值。接收器的權(quán)重由對(duì)應(yīng)于以下各項(xiàng)的乘積的互相關(guān)矩陣最大特征值的特征向量給定(i)信道；(ii)發(fā)射器權(quán)重，其中，該乘積是信號(hào)帶寬內(nèi)的平均值。這種方法同樣可以用于確定采用空間多路復(fù)用的MIMO系統(tǒng)中接收器的每個(gè)信號(hào)的權(quán)重。這種情況下，每個(gè)權(quán)重都是與信道傳播矩陣和對(duì)應(yīng)于感興趣信號(hào)的信道互相關(guān)矩陣有關(guān)的函數(shù)。
在使用直接序列擴(kuò)頻調(diào)制的單信道系統(tǒng)的多天線接收器中，權(quán)重由對(duì)應(yīng)信號(hào)的多抽頭延時(shí)輪廓或耙指輪廓內(nèi)的平均信道互相關(guān)矩陣最大特征值的特征向量給定。
示例方案以下將結(jié)合圖3到圖10介紹介紹本發(fā)明的射頻加權(quán)與合并方法的示例方案。特別的，將從如下四個(gè)方案闡述本發(fā)明的方法1)在無(wú)空間多路復(fù)用的單信道SIMO系統(tǒng)中使用多個(gè)天線的接收機(jī)；2)在無(wú)空間多路復(fù)用的單信道多入單出(MISO)系統(tǒng)中使用多個(gè)天線的發(fā)射機(jī)；3)在無(wú)空間多路復(fù)用的單信道MIMO系統(tǒng)中使用多個(gè)天線的發(fā)射機(jī)和使用多個(gè)天線的接收機(jī)；4)空間多路復(fù)用MIMO系統(tǒng)中發(fā)射機(jī)和/或接收機(jī)所使用的射頻鏈數(shù)量少于發(fā)射機(jī)/接收機(jī)天線數(shù)量的系統(tǒng)。需要再次強(qiáng)調(diào)的是，對(duì)于上述各種方案，單獨(dú)使用基于射頻加權(quán)合并配置實(shí)現(xiàn)的實(shí)施例以及同時(shí)使用基于射頻和基帶配置實(shí)現(xiàn)的實(shí)施例都將給出介紹。
為了敘述方便，以下多數(shù)例子都結(jié)合使用OFDM調(diào)制的系統(tǒng)進(jìn)行描述；但是，下文還描述了應(yīng)用本發(fā)明的基于直接序列擴(kuò)頻(DS-SS)的系統(tǒng)。DS-SS接收機(jī)可以擴(kuò)展到包括時(shí)空耙式接收機(jī)形式的空間域，用于在時(shí)間域和空間域內(nèi)合并多路抽頭。這種擴(kuò)展說(shuō)明本申請(qǐng)介紹的技術(shù)可以應(yīng)用到在選擇性頻率衰減環(huán)境中使用時(shí)間/空間域處理的幾乎所有系統(tǒng)中。
圖3所示為使用基帶合并配置310時(shí)SC-SIMO系統(tǒng)內(nèi)的接收機(jī)結(jié)構(gòu)300的示意圖。根據(jù)本發(fā)明，該基帶合并配置可以使用在還包含有基于射頻的加權(quán)合并配置的SC-SIMO接收機(jī)結(jié)構(gòu)中(參見(jiàn)圖4及相關(guān)描述)。通過(guò)這種方式，必須的加權(quán)合并操作的一部分在射頻域和基帶的平衡中執(zhí)行。
在圖3所示的接收機(jī)結(jié)構(gòu)中，基帶加權(quán)元件314的值同時(shí)在空間和頻率上進(jìn)行計(jì)算。需要注意的是，該系統(tǒng)遵循802.11a標(biāo)準(zhǔn)的要求，即發(fā)射器使用OFDM調(diào)制，其中表示為{S0，S1…，SNt-1}的由Nt個(gè)連續(xù)正交調(diào)幅(QAM)調(diào)制的數(shù)據(jù)符號(hào)形成的數(shù)據(jù)流被調(diào)制成Nt個(gè)正交副載波，詳情參見(jiàn)J.Heiskala和J.Terry所著的“OFDM Wireless LANsA Theoretical and Practical Guide”(由Sams Publishing于2001年11月出版)。在接收機(jī)300中，每個(gè)天線元件320接收到的信號(hào)在射頻鏈330中被解調(diào)并從射頻信號(hào)下變頻轉(zhuǎn)換成基帶信號(hào)。隨后將加入發(fā)射機(jī)中用于降低符號(hào)間干擾(ISI)的循環(huán)前綴(CP)340移除。該符號(hào)在經(jīng)過(guò)串并行轉(zhuǎn)換350后，映射到64點(diǎn)快速傅立葉轉(zhuǎn)換(FFT)360的副載波上。
在一個(gè)限制噪聲的方案中，提供給第k個(gè)音調(diào)的第i個(gè)接收天線元件320的FFT 3360輸出的重建數(shù)據(jù)信號(hào)由以下公式給定ri,k=Hi(ej2πNtk)·sk+ni,k---(1.)]]>其中，H是{h0，h1...，hL-1}表示的L-tap信道脈沖響應(yīng)的信道頻率響應(yīng)，n是具有；零平均值和方差σ2的復(fù)值加性白高斯噪聲。頻率域H和時(shí)間域h之間的關(guān)系如下H(ej2πNtk)=Σl=0L-1hle-j2πNilk---(2.)]]>
從每個(gè)天線元件320接收到的信號(hào)收集在M元向量中，其中M是接收天線元件的數(shù)量。音調(diào)k的接收向量變成rk＝Hk·sk+nk(3.)其中，r‾k=[r1,k,r2,k,···rM,k]T,H‾k=[H1(ej2πNi),H2(ej2πNi),···,HM(ej2πNik)]]]>且nk＝[n1，k，n2，k，...，nM，k]T都是M元向量。
接收的向量在每個(gè)音調(diào)上乘以一個(gè)M元加權(quán)向量wk。音調(diào)k的最終輸出信號(hào)由以下公式給出yk=w‾kH·r‾k=w‾kH·H‾k·sk+w‾kHn‾k---(4.)]]>音調(diào)k的對(duì)應(yīng)輸出信噪比(SNR)為SNRk=σs2σ2w‾kHH‾kH‾kHw‾kw‾kHw‾k---(5.)]]>其中，σs2=E[SkSk*]]]>和σ2=E[nknk*]]]>是頻率域上的常數(shù)。
在一個(gè)限制噪聲的方案中，最大化音調(diào)k的輸出信噪比的權(quán)重是wk＝Hk/‖Hk‖2(6.)對(duì)應(yīng)的輸出信號(hào)yk變成yk=s^k=sk+H‾kH||H‾k||2n‾k]]>其中yk對(duì)應(yīng)在音調(diào)k上發(fā)射的數(shù)據(jù)符號(hào)的估計(jì)值。
對(duì)應(yīng)的最大輸出信噪比是
SNRmax,k=σs2σ2||H‾k||2=σs2σ2Σi=1M|Hi(ej2πNtk)|2---(7.)]]>它對(duì)應(yīng)最大比率合并(MRC)解，其中音調(diào)k的輸出信噪比是從每個(gè)天線元件接收到的音調(diào)k的單個(gè)信噪比之和。
注意到，線性合并權(quán)重的使用會(huì)導(dǎo)致信道噪音加強(qiáng)。只要在發(fā)射器中使用卷積編碼器，每個(gè)副載波上的輸出噪音信息就應(yīng)該加載到接收機(jī)的維特比算法中，用于在衰減信道中提供顯著的性能改善，詳情參見(jiàn)J.Heiskala和J.Terry所著的“OFDM Wireless LANsA Theoretical and Practical Guide”(由SamsPublishing于2001年11月出版)。特別的，使用與“加強(qiáng)”噪音成反比的因子對(duì)每個(gè)進(jìn)入維特比編碼器的“軟”比特加權(quán)，該噪音是傳輸軟比特的副載波信道的函數(shù)。這一調(diào)整允許卷積編碼器對(duì)其從不同音調(diào)接收到的信息應(yīng)用不同的權(quán)重。通過(guò)這種方式，來(lái)自較差條件信道的音調(diào)的信息的作用在加權(quán)的過(guò)程中被減弱；而來(lái)自較好條件信道的音調(diào)的信息的作用在加權(quán)的過(guò)程中得到增強(qiáng)。這種可變加權(quán)方法能改善不同頻率條件下的性能。
維特比解碼過(guò)程中用到的度量權(quán)重(metric weighting)的計(jì)算按照以下方法進(jìn)行音調(diào)k上的誤差信號(hào)表示為e(k)=sk-w‾kH·r‾k=sk(1-w‾kH·H‾k)-w‾kH·n‾k---(8.)]]>均方誤差(MSE)-或合并后噪音方差如下ΣH=E|e(k)|2=E|sk|2(1-w‾kH·H‾k)(1-H‾kH·w‾k)+σ2w‾kHw‾k---(9.)]]>ΣH=σs2(1-H‾kH·w‾k-w‾kH·H‾k+w‾kH·H‾kH‾kH·w‾k)+σ2w‾kHw‾k---(10.)]]>從等式(6)得出wk＝Hk/‖Hk‖2，那么∑H＝σ2/‖Hk‖2。
由于已經(jīng)假設(shè)σ2是頻率帶寬上的常數(shù)，因此可將其忽略而不會(huì)影響維特比解碼器的性能。表示為MW(k)的度量權(quán)重(MW)如下
∑′H＝1/‖Hk‖2；MW(k)＝1/∑′H＝‖Hk‖2(11.)每個(gè)包含符號(hào)sk的比特均通過(guò)MW(k)進(jìn)行加權(quán)。
總之，上述實(shí)施例中，基于音調(diào)的信道頻率響應(yīng)，可以為每個(gè)音調(diào)計(jì)算不同的權(quán)重，從而最大化音調(diào)的輸出信噪比。遺憾的是，該方法的直接實(shí)現(xiàn)需要為每個(gè)接收天線配置專用的射頻鏈，極大的增加了系統(tǒng)的成本。
下一個(gè)考慮的情況中，在射頻域內(nèi)合并空間接收信號(hào)，這樣一來(lái)只需要使用單個(gè)射頻鏈。這種方法極大的降低了可用用戶設(shè)備的成本。正如下面將要描述的那樣，依據(jù)本方法生成的加權(quán)元件值在感興趣信號(hào)帶寬上最大化平均輸出信噪比。
圖4所示為使用基于射頻加權(quán)與合并網(wǎng)絡(luò)410時(shí)SC-SIMO系統(tǒng)中的接收機(jī)結(jié)構(gòu)400的示意圖。在這種情況下，權(quán)重420可以通過(guò)一個(gè)所有音調(diào)通用的一元向量來(lái)定義。權(quán)重420的計(jì)算可以在基帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)，在這種情況下，權(quán)重420的值通過(guò)內(nèi)部總線反饋給射頻域。
如前所述，在可選擇的各個(gè)實(shí)現(xiàn)方案中，接收機(jī)結(jié)構(gòu)400中的基于射頻的加權(quán)合并配置可以通過(guò)基帶加權(quán)合并配置進(jìn)行補(bǔ)充。這導(dǎo)致部分必須的加權(quán)合并在射頻域中執(zhí)行，基帶中的平衡也受到了影響。
在圖4所示的配置中，音調(diào)k上FFT 460的輸出由以下公式給出yk＝wH·rk＝wHHk·sk+wHnk(12.)其中w是M元向量，不再取決于下標(biāo)k。
基于等式(12)，音調(diào)k上的輸出信噪比是SNRk=σs2σ2w‾HH‾kH‾kHw‾w‾Hw‾---(13.)]]>所有音調(diào)上各個(gè)信噪比的和是
SNR‾=Σk=0Nt-1SNRk=σs2σ2w‾HΣk=0Nt-1H‾kH‾kHw‾w‾Hw‾=σs2σ2w‾HHHHw‾w‾Hw‾---(14.)]]>其中H＝[H0，...，HNt-1]。需要找到能最大化平均輸出信噪比的權(quán)重向量w(其中，該平均值取自頻率音調(diào))。因而問(wèn)題簡(jiǎn)化為argmaxw‾w‾HHHHw‾w‾Hw‾=λmax---(15.)]]>等式(15)是特征值問(wèn)題(參見(jiàn)S.Haykin，《自適應(yīng)濾波器原理(AsaptiveFilter Theory)》，第三版，Prentice Hall，1996)，w是對(duì)應(yīng)于HHH的最大特征值λmax的特征向量。
解的表達(dá)式為w＝eig(λmax，HHH) (16.)最后一個(gè)步驟，將輸出信號(hào)yk乘以一個(gè)標(biāo)量，從而將FFT輸出信號(hào)表示為sk加上噪音殘留成分的函數(shù)。因而音調(diào)k的FFT 460的輸出由以下公式給出yk＝wH·rk＝wHHk·sk+wHnk(17.)假設(shè)wHHk＝αk(18.)那么，將輸出信號(hào)yk乘以一個(gè)標(biāo)量uk，，從而使u*kwHHk＝1。這種情況下，uk由以下公式給出uk=αk|αk|2=w‾HH‾kw‾HH‾kH‾kHw‾---(19.)]]>表示為zk的可變FFT輸出變成
zk=s^k=uk*yk=sk+uk*w‾Hn‾k---(20)]]>當(dāng)然，yk和uk的乘積不影響音調(diào)k上的輸出信噪比(因?yàn)樗瑫r(shí)乘以信號(hào)和噪音成分)。音調(diào)k上的輸出信噪比由等式(13)給出。
維特比解碼過(guò)程中使用的度量權(quán)重的計(jì)算通過(guò)以下步驟進(jìn)行音調(diào)k上的誤差信號(hào)表示為e(k)=sk-uk*w‾Hr‾k=sk(1-uk*w‾HH‾k)-uk*w‾Hn‾k---(21.)]]>MSE或合并后噪音方差為∑H＝E|e(k)|2＝σ2|uk|2wHw(22.)通過(guò)使用等式(19)中的uk表達(dá)式，∑H變成ΣH=σ2w‾Hw‾w‾HH‾kH‾kHw‾]]>因?yàn)橐呀?jīng)假設(shè)σ2是頻率帶寬上的常數(shù)，并且w同樣是頻率上的常數(shù)，因此，忽略乘積σ2wHw不會(huì)影響維特比解碼器的性能。表示為MW(k)的度量權(quán)重(MW)如下ΣH′=1w‾HH‾kH‾kHw‾;MW(k)=1/ΣH′=w‾HH‾kH‾kHw‾---(23.)]]>從上述的單天線發(fā)射器與多天線接收器的情況中可以進(jìn)行近似推導(dǎo)，可以獲得適用于多天線發(fā)射器與單天線接收器情況下的權(quán)重。權(quán)重的獲取過(guò)程將在下面進(jìn)行描述。
用于基帶合并配置的權(quán)重解每個(gè)音調(diào)的權(quán)重解是對(duì)應(yīng)于最大特征值的矩陣HkHHk的特征向量。
w‾k=eig(λmax,H‾kHH‾k)---(24.)]]>
其中，Hk是大小為1×nT的行向量(nT是發(fā)射天線元件的數(shù)量)，它表示音調(diào)k上的信道頻率響應(yīng)。
注意，不管發(fā)射天線的數(shù)量是多少，為了保持總發(fā)射功率P恒定，wk需要約束為如下形式w‾kHw‾k=||w‾k||2=P/σs2---(25.)]]>用于射頻合并配置的權(quán)重解在SC-MISO系統(tǒng)中最大化輸出信噪比的單個(gè)獨(dú)立頻率權(quán)重解由對(duì)應(yīng)于最大特征值的矩陣HHH的特征向量給定。
w＝eig(λmax，HHH)(26.)其中HH＝[H0H，...，HHNt-1]是一個(gè)nT×Nt矩陣。
不管發(fā)射天線的數(shù)量是多少，為了保持總發(fā)射功率P恒定，w需要約束為如下形式w‾Hw‾=||w‾||2=P/σs2---(27.)]]>依據(jù)本發(fā)明，基于射頻的加權(quán)合并配置既可以依據(jù)等式(26)和(27)的獨(dú)立頻率權(quán)重解在射頻域中單獨(dú)實(shí)現(xiàn)，也可以由等式(24)和(25)定義的基帶加權(quán)合并配置予以補(bǔ)充。
如圖5所示為使用基帶合并配置時(shí)單信道(SC)MIMO-OFDM系統(tǒng)500中的發(fā)射機(jī)510和接收機(jī)520的示意圖。特別的，發(fā)射機(jī)510包括一個(gè)TX基帶合并配置512，接收機(jī)520包括一個(gè)RX基帶合并配置522。依據(jù)本發(fā)明，該基帶合并配置可以使用在還包括有基于射頻的加權(quán)合并配置的SCMIMO-OFDM發(fā)射機(jī)和接收機(jī)結(jié)構(gòu)中(參見(jiàn)圖6及相關(guān)描述)。通過(guò)這種方式，部分必須的加權(quán)合并在射頻域執(zhí)行，影響基帶中的平衡。
圖5中所示的發(fā)射機(jī)510包括nT個(gè)發(fā)射天線元件524，每一個(gè)天線都承載了相同子數(shù)據(jù)流的加權(quán)后版本，并且使用OFDM調(diào)制。換句話說(shuō)，表示為{S1，0，S1，1，...，S1，Nt-1}的Nt個(gè)連續(xù)QAM調(diào)制數(shù)據(jù)符號(hào)流在每個(gè)發(fā)射天線元件524中加權(quán)，并調(diào)制成一組Nt個(gè)正交副載波。天線j發(fā)射的音調(diào)k上的發(fā)射信號(hào)是txsj，k＝vj，k·s1，k(28.)音調(diào)k上的發(fā)射向量是txsk＝vk·s1，k(29.)因此，發(fā)射權(quán)重528可以看作一個(gè)nT×Nt矩陣，且最好是傳輸信道530的一個(gè)函數(shù)。但是，這需要發(fā)射天線510清楚信道530的特征。
不管發(fā)射天線元件524的數(shù)量是多少，為了保持總發(fā)射功率P恒定，假設(shè)每個(gè)發(fā)射天線元件524發(fā)射的數(shù)字符號(hào)的功率為P/nT，即E[s1,ks1,k*]=P/nT=σs2---(30.)]]>基于等式(29)的總發(fā)射功率是TXPW=E[s1,k*v‾kHv‾ks1,k]=v‾kHv‾kE[s1,ks1,k*]v‾kHv‾kP/nT---(31.)]]>由于我們想要將總發(fā)射功率約束為P，因而TXPW＝P (32.)那么對(duì)發(fā)射權(quán)重的約束可以表示為trace(v‾kv‾kH)=v‾kHv‾k=||v‾k||2=nT---(33.)]]>在接收機(jī)520中，每個(gè)天線元件540接收的信號(hào)在射頻鏈542中進(jìn)行解調(diào)制和下變頻轉(zhuǎn)換，將其從射頻轉(zhuǎn)換為基帶。隨后加入544發(fā)射機(jī)510中用于降低符號(hào)間干擾(ISI)的循環(huán)前綴(CP)被移除546。該符號(hào)在經(jīng)過(guò)串并行轉(zhuǎn)換550后，映射到64點(diǎn)FFT 554的副載波上。
在一個(gè)限制噪聲的方案中，第k個(gè)音調(diào)上的從第i個(gè)接收天線元件540的FFT 554輸出的重建數(shù)據(jù)信號(hào)由以下公式給出ri,k=s1,kΣj=1nTHi,j(ej2πNtk)·vj,k+ni,k---(34.)]]>其中，Hi，j是分別對(duì)應(yīng)于發(fā)射和接收天線元件j和i的{hi，j，0，hi，j，1...，hi，j，L-1}表示的L-抽頭信道脈沖響應(yīng)的信道頻率響應(yīng)，n是具有零平均值和方差σ2的復(fù)值加性白高斯噪聲(AWGN)。我們將從每個(gè)天線元件接收到的信號(hào)收集在一個(gè)M元向量中。音調(diào)k的接收向量變成rk＝Hk·vk·s1，k+nk(35.)其中Hk=H1,1(ej2πNtk),···,H1,nT(ej2πNtk)···HM,1(ej2πNtk),···,HM,nT(ej2πNtk)]]>是一個(gè)M×nt矩陣。
接收矩陣在每個(gè)音調(diào)上乘以u(píng)k表示的M×1向量的復(fù)共軛(complexconjugate)。音調(diào)k上生成的輸出由以下公式給出yk=s^1,k=u‾kH·r‾k=u‾kHHk·v‾k·s1,k+u‾kHn‾k---(36.)]]>其中，yk是s1，k的估計(jì)值。
奇異值分解(SVD)是一門非常吸引人的技術(shù)，可以用于解決發(fā)射和接收權(quán)重528，560的最優(yōu)化連接，詳情參見(jiàn)J.B.Andersen所著的“Antenna arrays inmobile communicationsgain，diversity，and channel capacity”(IEEEAnt.prop.Mag.，12-16，2000年4月)。SVD展開(kāi)式是對(duì)Hk的描述，表示如下Hk=UkSkVkH---(37.)]]>其中Sk是一個(gè)由非負(fù)實(shí)奇異值組成的對(duì)角矩陣，它是Gk＝HHkHk的特征值的平方根。因此可以得到
u‾kHHk·v‾k=λmax,k---(38.)]]>發(fā)射器和接收器權(quán)重528、560的解直接從對(duì)應(yīng)于最大奇異值的Hk的左右奇異向量給出。注意，發(fā)射權(quán)重528依據(jù)等式(33)規(guī)范化后，可以得到u‾kHHk·v‾k=λmaxk·nT---(39.)]]>對(duì)應(yīng)的最大輸出信噪比為SNRmax.k=(u‾kHHk·v‾k)2E[s1,ks1,k*]σ2||u‾k||2=λmax,knTP/nTσ2---(40.)]]>SNRmax,k=Pλmax,kσ2---(41.)]]>維特比解碼過(guò)程中用到的度量權(quán)重的計(jì)算過(guò)程如下音調(diào)k上的誤差信號(hào)表示為e(k)＝s1，k-yk(42.)假設(shè)uk可由 進(jìn)行規(guī)范，等式(36)重寫為yk=s1,k+u‾kHnTλmax,kn‾k---(43.)]]>MSE或合并后噪音方差為ΣH,k=E|e(k)|2=(s1,k-yk)·(s1,k*-yk*)---(44.)]]>ΣH,k=σ2u‾kHu‾knTλmax,k=σ2nTλmax,k---(45.)]]>其中利用了奇異向量具有統(tǒng)一標(biāo)準(zhǔn)這一事實(shí)。
因?yàn)棣?/nT是頻率帶寬上的常數(shù)，因此，無(wú)需將其算入度量值中。因此，度量權(quán)重(MW)等于
MW(k)＝λmax，k(46.)每個(gè)包含符號(hào)yk的比特都通過(guò)MW(k)進(jìn)行加權(quán)。
總之，上述實(shí)施例的實(shí)現(xiàn)包括基于每個(gè)音調(diào)的信道頻率響應(yīng)，計(jì)算每個(gè)音調(diào)的不同的發(fā)射和接收權(quán)重，從而該音調(diào)的輸入信噪比最大化。
接下來(lái)，圖6所示的示例中，空間發(fā)射和接收信號(hào)在射頻域內(nèi)進(jìn)行合并。它允許使用只包含單個(gè)射頻鏈的結(jié)構(gòu)，從而使用戶設(shè)備的實(shí)現(xiàn)變得非常經(jīng)濟(jì)。
圖6所示為分別使用射頻加權(quán)合并配置612和614的SC-MIMO-OFDM系統(tǒng)600中的發(fā)射機(jī)610和接收機(jī)620的示意圖。系統(tǒng)600中的發(fā)射機(jī)610包括nT個(gè)發(fā)射天線元件622，每個(gè)都承載了相同子數(shù)據(jù)流的加權(quán)版本，并使用OFDM調(diào)制。但是，對(duì)比圖5中的情況，本示例中的合并權(quán)重630使用可以由單個(gè)向量定義的基于射頻的元件來(lái)實(shí)現(xiàn)。這使得射頻鏈的數(shù)量可以降低到一條。在接收機(jī)620中，合并權(quán)重634同樣可在作為單個(gè)向量的射頻域中實(shí)現(xiàn)，隨后，合并后的接收信號(hào)通過(guò)單個(gè)射頻鏈傳輸后進(jìn)行解調(diào)制。
在可選擇的實(shí)施例中，圖6中發(fā)射機(jī)610和接收機(jī)620內(nèi)的基于射頻的加權(quán)合并配置612、614可以通過(guò)基帶加權(quán)合并配置來(lái)予以補(bǔ)充。這導(dǎo)致部分必須的加權(quán)合并在射頻域中執(zhí)行，基帶中的平衡也受到了影響。
在圖6所示的配置中，天線j發(fā)射的音調(diào)k上的發(fā)射信號(hào)為txsj，k＝vj·s1，k(47.)音調(diào)k上的發(fā)射向量是txsk＝v·s1，k(48.)因此，發(fā)射權(quán)重可以看作一個(gè)nT×1向量，其最好是傳輸信道650的函數(shù)。但是，它不再是信道頻率選擇性的函數(shù)，因?yàn)槠鋵?duì)于所有音調(diào)來(lái)說(shuō)是通用的?？偘l(fā)射功率保持在P，這樣便可以得到E[s1,ks1,k*]=P/nT=σs2---(49.)]]>隨后，對(duì)發(fā)射權(quán)重630的約束可以表示為
trace(vvH)＝vHv＝‖v‖2＝nT(50.)信號(hào)經(jīng)過(guò)信道650傳播，接收器620的每個(gè)天線元件660接收的信號(hào)被收集在M元向量中。音調(diào)k上的接收向量變?yōu)閞k＝Hk·v·s1，k+nk(51.)接收向量在射頻域內(nèi)乘以一個(gè)表示為u由加權(quán)元件634物理實(shí)現(xiàn)的M×1接收權(quán)重向量。隨后通過(guò)射頻鏈670進(jìn)行解調(diào)制和下變頻轉(zhuǎn)換。FFT 674輸出的合并的接收信號(hào)可以寫成yk=s^1,k=u‾H·r‾k=u‾HHk·v‾·s1,k+u‾Hn‾k---(52.)]]>其中yk是s1，k的估計(jì)值。
對(duì)應(yīng)的音調(diào)k上的輸出信噪比是SNRk=(u‾HHk·v‾)2E[s1,ks1,k*]σ2||u‾||2=(u‾HHk·v‾)2P/nTσ2||u‾||2---(53.)]]>頻率上的平均SNR表示為SNR‾=1NtΣk=0Nt-1SNRk=P/nTNtσ2||u‾||2Σk=0Nt-1(u‾HHk·v‾)2---(54.)]]>或等同于SNR‾=P/nTNtσ2||u‾||2Σk=0Nt-1u‾HHkv‾v‾HHkHu‾---(55.)]]>對(duì)于一個(gè)指定的向量v，我們對(duì)u進(jìn)行設(shè)計(jì)，使得下面的和最大
u‾H(Σk=0Nt-1Hkv‾v‾HHkH)u‾u‾Hu‾---(56.)]]>最大化等式(56)內(nèi)的數(shù)值的u的解是對(duì)應(yīng)于最大特征值的矩陣(Σk=0Nt-1Hkv‾v‾HHkH)]]>的特征向量。該解可用以下公式表示u‾=eig(λmax,Σk=0N-1Hkv‾v‾HHkH)---(57.)]]>對(duì)于指定的向量u，我們對(duì)v進(jìn)行設(shè)計(jì)，使得下面的和最大v‾H(Σk=0Nt-1HkHu‾u‾HHk)v‾v‾Hv‾---(58.)]]>最大化等式(58)的數(shù)值的u的解是對(duì)應(yīng)于最大特征值的矩陣(Σk=0Nt-1HkHu‾u‾HHk)]]>的特征向量。該解可用公式表示如下v‾=eig(λmax,Σk=0Nt-1HkHu‾u‾HHk)---(59.)]]>v的解依賴于u，反之亦然，這樣就變成了一個(gè)聯(lián)合問(wèn)題，它可以通過(guò)例如數(shù)值搜索來(lái)求解。
維特比解碼過(guò)程中用到的度量權(quán)重的計(jì)算按照以下方法進(jìn)行音調(diào)k上的誤差信號(hào)表示為e(k)＝s1，k-yk(60.)假設(shè)u可以在每個(gè)音調(diào)上使用(uHHk·v)*進(jìn)行規(guī)范化，等式(52)可重寫為yk=s1,k+u‾Hu‾HHk·v‾n‾k---(61.)]]>均方誤差(MSE)—或合并后噪音方差如下ΣH,k=E|e(k)|2=(s1,k-yk)·(s1,k*-yk*)---(62.)]]>ΣH,k=σ2u‾Hu‾(u‾HHk·v‾)2---(63.)]]>因?yàn)棣?uHu是頻率帶寬上的常數(shù)，因此，無(wú)需將其算入度量值中。因此，度量權(quán)重(MW)等于MW(k)＝(uHHk·v)2(64.)每個(gè)包含符號(hào)yk的比特都通過(guò)MW(k)進(jìn)行加權(quán)。
圖7所示為空間多路復(fù)用MIMO-OFDM系統(tǒng)700的發(fā)射機(jī)710和接收機(jī)720的示意圖。如圖所示，發(fā)射機(jī)710和接收機(jī)分別使用了Tx和Rx基帶加權(quán)合并配置712、722。依據(jù)本發(fā)明，這些基帶加權(quán)合并配置可以與射頻加權(quán)合并配置一起使用在空間多路復(fù)用MIMO-OFDM發(fā)射器和接收器結(jié)構(gòu)中(參見(jiàn)圖8及相關(guān)描述)。通過(guò)這種方式，部分必須的加權(quán)合并在射頻域內(nèi)執(zhí)行，影響基帶中的平衡。
發(fā)射機(jī)710包括nT個(gè)發(fā)射天線元件714，每一個(gè)天線承載N個(gè)不同子數(shù)據(jù)流(即空間多路復(fù)用信號(hào))的加權(quán)合并，并使用OFDM調(diào)制，其中{Si，0，Si，1，...，Si，Nt-1}，i＝1，...，N表示的Nt個(gè)連續(xù)QAM調(diào)制數(shù)據(jù)符號(hào)組成的數(shù)據(jù)流被調(diào)制為一組Nt個(gè)正交副載波。
在系統(tǒng)700中，第i個(gè)天線元件發(fā)射的音調(diào)k上的發(fā)射信號(hào)是txsj,k=Σt=1Nvj,i,k·si,k---(65.)]]>
音調(diào)k上的發(fā)射向量是txs‾k=Vk·s‾k=Σi=1Nv‾i,k·si,k---(66.)]]>其中Vk是大小為nT×N的音調(diào)k上的發(fā)射權(quán)重矩陣。
基于等式(66)的總發(fā)射功率是TXPW=Σi=1NE[si,k*v‾i,kHv‾i,ksi,k]=Σi=1Nv‾i,kHv‾i,kE[si,ksi,k*]=P/nTΣi=1Nv‾i,kHv‾i,k---(67.)]]>其中E[si,ksi,k*]=P/nT=σs2,i=1,···,N---(68.)]]>因?yàn)槲覀兿胍獙⒖偘l(fā)射功率限制為P，因而T×PW＝P (69.)這樣一來(lái)對(duì)發(fā)射權(quán)重730的約束就可以表示為trace(VkHVk)=Σi=1Nv‾i,kHv‾i,k=nT---(70.)]]>為簡(jiǎn)化該例，我們假設(shè)該例中發(fā)射天線元件714的數(shù)量(nT)等于空間多路復(fù)用信號(hào)的數(shù)量N。為進(jìn)一步簡(jiǎn)化，將每個(gè)音調(diào)的權(quán)重矩陣VK設(shè)置為等于單位矩陣。音調(diào)k上的發(fā)射向量簡(jiǎn)化為txsk＝sk(71.)可以理解，在其他實(shí)施例中，nT可以設(shè)置為大于N和/或權(quán)重矩陣VK可以是一個(gè)非單位矩陣。例如，當(dāng)VK依賴于信道時(shí)，在指定優(yōu)化標(biāo)準(zhǔn)后，多種“預(yù)編碼”方法可以在VK的計(jì)算中提供輔助。
在接收機(jī)720中，每個(gè)天線元件740接收的信號(hào)在射頻鏈744中解調(diào)制和下變頻轉(zhuǎn)換后，從射頻轉(zhuǎn)換為基帶。隨后，加入746發(fā)射機(jī)710中用于降低ISI的循環(huán)前綴(CP)被移除748。該符號(hào)在經(jīng)過(guò)串并行轉(zhuǎn)換754后，映射到64點(diǎn)FFT 758的副載波上。
在一個(gè)N＝nT＝2限制噪音的方案中，第k個(gè)音調(diào)上的第i個(gè)接收天線元件740的FFT 758輸出的重建數(shù)據(jù)信號(hào)由以下公式給出ri,k=Hi,1(ej2πNtk)·s1,k+Hi,2(ej2πNtk)·s2,k+ni,k---(72.)]]>我們將每個(gè)天線元件740接收的信號(hào)收集在一個(gè)M元向量中。音調(diào)k上的接收向量變成rk＝Hk·sk+nk(73.)在這種情況下，接收向量在每個(gè)音調(diào)上乘以表示為Wk的M×N矩陣的復(fù)共軛。音調(diào)k上的最終輸出由以下公式給出y‾k=WkH·r‾k=WkHHk·s‾k+WkHn‾k---(74.)]]>其中yk＝[yl，k，…，yN，k]T是一個(gè)N元向量，它是sk＝[Sl，k，…，sN，k]T的估計(jì)值。矩陣Wk可以表示為Wk＝[wk，l，…，wk，N]。
Wk的解由眾所周知的最小均方誤差(MMSE)解(即Wiener-Hopf解)給出，詳情參見(jiàn)S.Haykin所著的“Adaptive Filter Theory”(第三版，PrenticeHall，1996)。通解由以下公式給出Wk=(HkRs,kHkH+Rn,k)-1HkRs,k---(75.)]]>其中Rs,k=E[s‾ks‾kH],Rn,k=E[n‾kn‾kH]]]>假設(shè)Rs=σs2IN,]]>Rn＝σ2IM則簡(jiǎn)化為Wk=(HkHkH+σ2σs2IM)-1Hk---(76.)]]>或等同于
WkH=(HkHHkσ2σs2IN)-1HkH---(77.)]]>維特比解碼過(guò)程中用到的度量權(quán)重的計(jì)算按照以下方法進(jìn)行音調(diào)k上的誤差信號(hào)j表示為ej(k)=sj,k-w‾k,jH·r‾k---(78.)]]>均方誤差(MSE)—或合并后噪音方差如下ΣH,j,k=E|ej(k)|2=(sj,k-w‾k,jH·r‾k)·(sj,k*-r‾kHw‾k,j)---(79.)]]>ΣH,j,k=σs2(1-H‾k,jH·w‾k,j-w‾k,jH+H‾k,j+w‾k,jH·HkHkH·w‾k,j)+σ2w‾k,jHw‾k,j---(80.)]]>其中H‾k,j=H1,j(ej2πNtk)···HM,j(ej2πNtk).]]>表示為MWj(k)信號(hào)j的度量權(quán)重(MW)等于∑H，j，K的倒數(shù)。
MWj(k)＝1/∑H，j，k(81.)每個(gè)包含符號(hào)Sj，k的比特通過(guò)MWj(k)進(jìn)行加權(quán)。
總之，圖7所示的實(shí)施例中，基于每個(gè)音調(diào)的信道頻率響應(yīng)為每個(gè)音調(diào)計(jì)算不同的權(quán)重，從而使每個(gè)音調(diào)上的輸出信噪比被最大化。
接下來(lái)，圖8所示的一個(gè)實(shí)施例中，空間接收信號(hào)在射頻域內(nèi)合并，從而使所需的接收射頻鏈降低到空間多路復(fù)用發(fā)射信號(hào)的數(shù)量，這種類型的配置被認(rèn)為可以用于高性價(jià)比的實(shí)現(xiàn)。
圖8所示為包括發(fā)射機(jī)810和接收機(jī)820的通信系統(tǒng)800的示意圖，這些發(fā)射機(jī)和接收機(jī)同時(shí)包括有基于射頻和基帶的加權(quán)合并配置。具體地，發(fā)射機(jī)810包括射頻加權(quán)合并配置812和基帶加權(quán)合并配置814；接收機(jī)820包括射頻加權(quán)合并配置822和基帶加權(quán)合并配置824。如圖所示，發(fā)射機(jī)810包括nT個(gè)發(fā)射天線元件830，每個(gè)都承載了N個(gè)不同子數(shù)據(jù)流(即空間多路復(fù)用信號(hào))的加權(quán)合并，并且使用OFDM調(diào)制。因?yàn)橹辽俨糠趾喜?quán)重作為射頻元件在發(fā)射機(jī)810中實(shí)現(xiàn)，所以發(fā)射射頻鏈840的數(shù)量降低至空間多路復(fù)用信號(hào)的數(shù)量。
在圖8所示的配置中，第j個(gè)天線830發(fā)射的音調(diào)k上的發(fā)射信號(hào)是txsj,k=Σi=1Nvj,i·si,k′---(82.)]]>其中si,k′=Σi=1Nvi,l,k′·si,k---(83.)]]>其中v和v’分別代表射頻和基帶權(quán)重。
音調(diào)k上的發(fā)射向量是t×sk＝V·Vk′·sk(84.)其中V是大小為nT×N的發(fā)射射頻權(quán)重矩陣，并且獨(dú)立于指數(shù)k(因?yàn)樗穷l率音調(diào)上的常數(shù))，V’k是大小為N×N的發(fā)射基帶權(quán)重矩陣，并且依賴于指數(shù)k(因?yàn)樗穷l率的函數(shù))。
為簡(jiǎn)化上述實(shí)施例，我們可以認(rèn)為V’k在每個(gè)音調(diào)上等于單位矩陣?？梢岳斫?，在其他的實(shí)施例中，V’k可以是非單位矩陣。例如，當(dāng)V’k依賴于信道時(shí)，在指定最優(yōu)化標(biāo)準(zhǔn)后，多種“預(yù)編碼”方法可以在V’k的計(jì)算中提供輔助。本實(shí)施例，音調(diào)k的發(fā)射向量變成txs‾k=V·s‾k=Σi=1Nv‾i·si,k]]>為保持總發(fā)射功率恒定，對(duì)矩陣V的約束可以寫為trace(VHV)＝nT(85.)假設(shè)
σs2=E[si,ksi,k*]=P/nT,i=1,···,N]]>如上所述，圖8中的接收機(jī)820還使用不同的射頻和基帶加權(quán)合并配置。具體地，用于基于射頻配置822的第一組權(quán)重850在射頻域中實(shí)現(xiàn)，并且對(duì)于所有音調(diào)來(lái)說(shuō)是通用的；而在基帶配置824中使用第二組權(quán)重854。注意，射頻權(quán)重850的計(jì)算步驟也可以在基帶中完成，在這種情況下，權(quán)重850通過(guò)內(nèi)部總線反饋給射頻域，產(chǎn)生一個(gè)反饋延遲。
在這種配置下，給第i條接收鏈的在音調(diào)k上FFT 858的輸出由以下公式給出ri,k=u‾iHHk·V·s‾k+u‾iHn‾k---(86.)]]>ri,k=u‾iHHk·v‾i·si,k+u‾iH(Σj≠iNHk·v‾j·sj,k+n‾k)---(87.)]]>其中，ui＝[u1，i，...，uM，i]T。我們將每個(gè)接收鏈接收到的信號(hào)收集在一個(gè)N元向量中。音調(diào)k上的接收向量變成rk＝UH(Hk·V·sk+nk)＝UHHk·V·sk+UHnk(88.)其中U＝[u1，...，uN]T是一個(gè)M×N矩陣，包含有在射頻中實(shí)現(xiàn)的一組權(quán)重。而接收向量rk的大小降至N×1。
表達(dá)式(88)還可以寫為r‾k=HkH·s‾k+η‾k---(89.)]]>其中Hnk＝UHHk·V，ηk＝UHnk。
等式(87)中的接收信號(hào)模型包括N個(gè)信號(hào)成分和一個(gè)噪聲成分。因?yàn)榘l(fā)射機(jī)810并行的傳輸N個(gè)空間多路復(fù)用信號(hào)，并且每個(gè)這種信號(hào)需要由接收機(jī)820單獨(dú)檢測(cè)，所以每個(gè)接收鏈認(rèn)為這些信號(hào)中的一個(gè)是所期望的信號(hào)成分，而其他的N-1個(gè)空間多路復(fù)用信號(hào)被認(rèn)為是干擾信號(hào)。如果規(guī)定第i條接收鏈認(rèn)為第i個(gè)空間多路復(fù)用信號(hào)是所期望的信號(hào)成分，等式(87)可重寫為
ri,k=u‾iHHk·v‾i·si,k+u‾iHμ‾i,k---(90.)]]>其中μ被認(rèn)為是噪聲加干擾信號(hào)。
在這個(gè)實(shí)施例中，射頻權(quán)重向量ui和vi設(shè)計(jì)來(lái)最大化信噪比(基帶權(quán)重854消除由多個(gè)空間多路復(fù)用信號(hào)產(chǎn)生的干擾)。第i條接收鏈的信噪比表示為SNRi,k=σs2u‾iHHk·v‾i·v‾iHHkHu‾iσ2u‾iHu‾i---(91.)]]>給第i條接收鏈的所有音調(diào)上單個(gè)信噪比的和是SNR‾i=Σk=0Nt-1SNRi,k=σs2u‾iH(Σk=0Nt-1Hk·v‾i·v‾iHHkH)u‾iσ2u‾iHu‾i---(92.)]]>其還可以寫成SNR‾i=σs2v‾iH(Σk=0Nt-1HkH·u‾i·u‾iHHk)v‾iσ2u‾iHu‾i---(93.)]]>依據(jù)等式(92)和(93)求解ui和vi(i＝1，...，N)是一個(gè)聯(lián)合問(wèn)題，可以通過(guò)例如數(shù)值搜索來(lái)求解。在指定vi的情況下，最大化SNRi的ui的解，由對(duì)應(yīng)于最大特征值的矩陣(Σk=0Nt-1Hk·v‾i·v‾iHHkH)]]>的特征向量給出。該解可用如下等式表示u‾i=eig(λmax,Σk=0Nt-1Hk·v‾i·v‾iHHkH),i=1,···,N---(94.)]]>同時(shí)，在指定ui的情況下，最大化SNRi的vi的解，由對(duì)應(yīng)于最大特征值的矩陣(Σk=0Nt-1HkH·u‾i·u‾iHHk)]]>的特征向量給出。該解可用如下等式表示v‾i=eig(λmax,Σk=0Nt-1HkH·u‾i·u‾iHHk),i=1,···,N---(95.)]]>為檢測(cè)發(fā)射信號(hào)，接收向量在每個(gè)音調(diào)上乘以表示為Wk的大小為N×N的矩陣的復(fù)共軛。音調(diào)k上的最終輸出信號(hào)由以下公式給出y‾k=WkH·r‾k=WkHHkn·s‾k+WkHη‾k=WkHUH(Hk·V·s‾k+n‾k)---(96.)]]>注意，當(dāng)權(quán)重Wk是可用頻率音調(diào)的函數(shù)時(shí)，射頻權(quán)重U和V對(duì)于所有音調(diào)是通用的(因此不依賴于下標(biāo)k)。yk＝[y1，k，...，yN，k]T是一個(gè)N元向量，它是sk＝[s1，k，...，sN，k]T的估計(jì)值。
可使用眾所周知的最小均方誤差(MMSE)解(即Wiener-Hopf解)對(duì)等式(96)的求解Wk，。詳情參見(jiàn)S.Haykin所著的“Adaptive Filter Theory”(第三版，Prentice Hall，1996)。通解由以下公式給出Wk=(Hk′′Rs,kHk′′H+Rη,k)-1Hk′′Rs,k---(97.)]]>使Rs,k=σs2IN,]]>Rη,k=E[η‾kη‾kH]=σ2UHU,]]>因而Wk=(Hk′′Hk′′H+σ2σs2UHU)-1Hk′′---(98.)]]>Wk從度量值Hk、U和V中直接得到，其中U和V由等式(94)和(95)給出。
維特比解碼過(guò)程中用到的度量權(quán)重的計(jì)算按照以下方法進(jìn)行音調(diào)k上的誤差信號(hào)j表示為ej(k)=sj,k-w‾k,jH·r‾k---(99.)]]>均方誤差(MSE)—或合并后噪音方差如下
ΣH,j,k=E|ej(k)|2=(sj,k-w‾k,jH·r‾k)·(sj,k*-r‾kHw‾k,j)---(100.)]]>表示為MWj(k)的信號(hào)j的度量權(quán)重(MW)等于∑H，j，k的倒數(shù)。
MWj(k)＝1/∑H，j，k(101.)每個(gè)包含符號(hào)sj，k的比特使用MWj(k)進(jìn)行加權(quán)。
對(duì)上述結(jié)果的描述適用于OFDM調(diào)制方法，其中選擇性頻率衰減在每個(gè)音調(diào)上表示為不連續(xù)形式。但是，對(duì)于單載波系統(tǒng)而言，傳播信道可以表示為頻率的連續(xù)函數(shù)。在這種情況下，上述結(jié)果可以被歸納為信號(hào)帶寬上的積分，而不是信道帶寬上Nt個(gè)不連續(xù)成分的和。
接下來(lái)，圖9中介紹了一種基于空間和時(shí)間域中直接序列擴(kuò)頻處理的系統(tǒng)?？梢哉J(rèn)為這是將上面描述的空間-頻率域擴(kuò)展到了空間-時(shí)間域處理上。
圖9所示為配置有接收天線910并采用基帶加權(quán)合并配置930的耙式接收機(jī)結(jié)構(gòu)900的示意圖。天線910接收到的信號(hào)在射頻鏈920中進(jìn)行解調(diào)制和下變頻轉(zhuǎn)換。依據(jù)本發(fā)明，該基帶加權(quán)合并配置930可以使用在還包括有基于射頻的加權(quán)合并配置的耙式接收機(jī)結(jié)構(gòu)中(參見(jiàn)圖10及相關(guān)描述)。通過(guò)這種方式，部分必須的加權(quán)合并在射頻域內(nèi)執(zhí)行，影響基帶中的平衡。
在圖9所示的實(shí)施例中，基帶加權(quán)元件934的值同時(shí)在時(shí)間和空間兩個(gè)維度上進(jìn)行計(jì)算。在接收機(jī)900中，一組N個(gè)接收天線910(i＝1，...，N)從M個(gè)不同延遲路徑(j＝1，...，M)接收到的多路徑信號(hào)，可以表示為rij=Aijejφij·x·p+nij=Aijejφij·s+nij---(102.)]]>其中Ai，j是衰減信號(hào)包絡(luò)；φi，j是對(duì)應(yīng)的相位；x是發(fā)射信號(hào)(數(shù)據(jù)符號(hào))；p是擴(kuò)散序列；ni，j‘s是加性白高斯噪聲(AWGN)。下面是時(shí)空矩陣表現(xiàn)形式，由R＝H·s+N (103.)
給出，其中H代表大小為N×M的信道增益矩陣H=h11h12··h1Mh21h22··h2M·········hN1hN1··hNM=h‾1h‾2··h‾M---(104.)]]>在每個(gè)延遲j，信號(hào)向量為rj＝hj·s+nj(105.)在采用基帶合并時(shí)，向量rj乘以復(fù)數(shù)權(quán)重向量wjHyj=w‾jHr‾j=w‾jHh‾j·s+w‾jHn‾j---(106.)]]>假設(shè)在簡(jiǎn)化過(guò)程中使用高斯近似值(即干擾和噪音成分是無(wú)關(guān)聯(lián)的，穿過(guò)接收天線時(shí)具有相等的功率)，則對(duì)應(yīng)的輸出信噪比為SNRj=σs2σ2w‾jHh‾jh‾jHw‾jw‾jHw‾j---(107.)]]>其中σ2s＝E[ss*]，σ2＝E[ni，jn*i，j]。
在一個(gè)限制噪音的方案中，這種情況下能最大化輸出信噪比的權(quán)重是wj＝hj(108.)相應(yīng)的信噪比是SNRj=σs2σ2h‾jHh‾jh‾jHh‾jh‾jHh‾j=σs2σ2h‾jHh‾j=σs2σ2Σi=1N|hij|2---(109.)]]>這與最大比率合并(MRC)解相對(duì)應(yīng)，其中輸出信噪比是多天線元件上特定延時(shí)處的單個(gè)信噪比之和。
此外，耙式接收機(jī)的M個(gè)手指元件(finger)950均以給定的延時(shí)對(duì)信號(hào)進(jìn)行如下分離和解擴(kuò)展(de-spreading)
uj=yj·p=h‾jHh‾j·s·p+h‾jHn‾j·p]]>=G·h‾jHh‾j·x+h‾jHn‾j]]>(110.)相應(yīng)的信噪比(解擴(kuò)展后)為SNRj=Gσx2σ2h‾jHh‾j=Gσs2σ2Σi=1N|hij|2---(111.)]]>其中G是處理增益，σ2x＝E[xx*]；最后，耙式合并器960使用MRC度量值最優(yōu)地合并不同延時(shí)處的手指元件。
SNRz=Σj=1MSNRj=Gσx2σ2Σi=1NΣj=1M|hij|2---(112.)]]>圖10所示為空間一時(shí)間直接序列擴(kuò)頻(DSSS)接收機(jī)1000，包括一個(gè)射頻加權(quán)合并配置1010。如圖所示，射頻加權(quán)合并配置1010為射頻鏈1018提供信號(hào)，該射頻鏈將射頻信號(hào)進(jìn)行解調(diào)制和下變頻轉(zhuǎn)換，從而轉(zhuǎn)換為基帶。該實(shí)施例中，合并配置1010的加權(quán)值1014可以表示為一個(gè)一元向量，并適用于耙式接收機(jī)1000的所有手指元件1020。可以在基帶中完成權(quán)重計(jì)算步驟，這種情況下，權(quán)重1014通過(guò)一條內(nèi)部總線(未標(biāo)出)反饋給射頻加權(quán)合并配置1010。
可選擇的其他實(shí)施例中，圖10所示的接收機(jī)結(jié)構(gòu)中的基于射頻的加權(quán)合并配置1010可以通過(guò)基帶加權(quán)合并配置予以補(bǔ)充。這使得部分必須的加權(quán)合并在射頻域中執(zhí)行，基帶中的平衡也受到了影響。
與圖9中所示的基帶合并情況一樣，在每個(gè)延時(shí)j，信號(hào)向量可以表示為rj＝hj·s+nj(113.)使用智能天線合并時(shí)，向量rj乘以一個(gè)復(fù)數(shù)權(quán)重向量vH，從而獲取yj＝vHrj＝vHhj·s+vHnj(114.)每個(gè)延時(shí)j上相應(yīng)的信噪比為
SNRj=σs2σ2v‾Hh‾jh‾jHv‾v‾Hv‾---(115.)]]>其中σ2s＝E[ss*]，σ2＝E[ni，jn*i，j]。隨后，對(duì)信噪比之和(該和取自所有的耙式手指)進(jìn)行最大化SNR=Σj=1MSNRj=σs2σ2v‾HHHHv‾v‾Hv‾---(116.)]]>考慮等式(116)中的標(biāo)準(zhǔn)特征值分解問(wèn)題，v‾HHHHv‾v‾Hv‾=λmax---(117.)]]>及HHHv＝λmaxv(118.)因此，信噪比最大化權(quán)重向量v是對(duì)應(yīng)HHH最強(qiáng)特征值的特征向量。
接下來(lái)介紹等式(118)給出的v的解有效的最大化耙式合并器1040的輸出信噪比。在解擴(kuò)展后，耙式合并器使用MRC度量值合并延時(shí)處耙式手指1020捕獲到的信號(hào)。重寫等式(114)來(lái)反映單延時(shí)j的情況yj＝vHrj＝vHhj·s+vHnj(119.)替換kj＝vHhj，且ηj＝vHnj，可以得到y(tǒng)j＝Kj·s+ηj(120.)和SNRj=κjs·s*κjHηjηjH=σs2σηj2|κj|2---(121.)]]>在多個(gè)延時(shí)j＝1，...，M下，定義向量y、k和η
y‾=y1y2··yM;κ‾=κ1κ2··κM;η=η1η2··ηM---(122.)]]>耙式接收機(jī)1000合并y的元件，從而得到z＝ξHy＝ξHK·s+ξHη(123.)權(quán)重為ξ＝k，因而z=κ‾Hκ‾·s+κ‾Hη‾=Σj=1M|κj|2·s+κ‾Hη‾---(124.)]]>對(duì)應(yīng)的輸出信噪比為SNRz=Σj=1M|κj|2·s(Σj=1M|κj|2·s)Hκ‾Hη‾η‾Hκ‾=σs2ση2(Σj=1M|κj|2)2Σj=1M|κj|2=σs2ση2Σj=1M|κj|2---(125.)]]>假設(shè)對(duì)于所有的j，σηj＝ση。
通過(guò)比較等式(121)和(125)，得出SNRz=Σj=1MSNRj---(126.)]]>因此，從等式(115)-(118)可以得到SNRz=Σj=1MSNRj=σs2σ2Σj=1Mv‾Hh‾jh‾jHv‾v‾Hv‾=σs2σ2λmax---(127.)]]>在解擴(kuò)展后，最終的結(jié)果是SNRz=Gσx2σ2λmax---(128.)]]>
因此，設(shè)計(jì)向量權(quán)重v使得 最大。從等式(126)中還可以看出，這些權(quán)重使耙式合并器1040的輸出的信噪比最大化(給定約束條件為向量權(quán)重v在所有手指元件中均為常數(shù))。
出于解釋的目的，上述描述使用具體的術(shù)語(yǔ)來(lái)提供對(duì)本發(fā)明的全面理解。但是，對(duì)本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，很明顯，這些具體細(xì)節(jié)不是實(shí)現(xiàn)本發(fā)明所必須的。在另外一些實(shí)例中，為避免對(duì)本發(fā)明產(chǎn)生不必要的誤解，已知的電路和設(shè)備僅在框圖中示出。因此，前面對(duì)本發(fā)明具體實(shí)施例的描述僅限于對(duì)本發(fā)明的原理進(jìn)行闡述。這些實(shí)施例并不是窮盡的，也不是對(duì)本發(fā)明的具體限制，顯然，根據(jù)上述公開(kāi)的內(nèi)容還可以做出各種修改和變更。以上選用的各種實(shí)施例能夠最好的闡述本發(fā)明的主旨和實(shí)際應(yīng)用，從而使本領(lǐng)域的技術(shù)人員能夠更好的使用本發(fā)明及其各種實(shí)施例。以下的權(quán)利要求及其等效內(nèi)容定義了本發(fā)明的范圍。
權(quán)利要求
1.一種通信方法，包括通過(guò)第二組多個(gè)接收天線接收第一組多個(gè)空間多路復(fù)用信號(hào)，從而形成第二組多個(gè)接收信號(hào)；將所述第二組多個(gè)接收信號(hào)分割成第三組多個(gè)分割信號(hào)；對(duì)所述第三組多個(gè)分割信號(hào)進(jìn)行加權(quán)，生成第三組多個(gè)加權(quán)信號(hào)；合并所述第三組多個(gè)加權(quán)信號(hào)，從而生成第四組多個(gè)合并信號(hào)；下變頻轉(zhuǎn)換所述第四組多個(gè)合并信號(hào)為第四組多個(gè)下變頻轉(zhuǎn)換信號(hào)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的通信方法，進(jìn)一步包括對(duì)所述第四組多個(gè)合并信號(hào)進(jìn)行濾波；將所述第四組多個(gè)下變頻轉(zhuǎn)換信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的通信方法，其中所述第一組多個(gè)空間多路復(fù)用信號(hào)是射頻信號(hào)，并且所述加權(quán)合并在射頻域內(nèi)執(zhí)行。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的通信方法，其中所述第二組多個(gè)接收信號(hào)中的每一個(gè)均被分割成一組數(shù)量與所述第四組多個(gè)合并信號(hào)相等的信號(hào)成分。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的通信方法，其中所述第二組多個(gè)接收天線的數(shù)量大于所述第四組多個(gè)合并信號(hào)的數(shù)量。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的通信方法，其中所述第一組多個(gè)空間多路復(fù)用信號(hào)的數(shù)量等于所述第四組多個(gè)合并信號(hào)的數(shù)量。
7.一種通信方法，包括將輸入信號(hào)多路分離為第一組多個(gè)分解信號(hào)；上變頻轉(zhuǎn)換所述第一組多個(gè)分解信號(hào)為第一組多個(gè)上變頻轉(zhuǎn)換信號(hào)；分割所述第一組多個(gè)上變頻轉(zhuǎn)換信號(hào)為第二組多個(gè)分割信號(hào)；對(duì)所述第二組多個(gè)分割信號(hào)進(jìn)行加權(quán)，從而形成第二組多個(gè)加權(quán)信號(hào)；合并所述第二組多個(gè)加權(quán)信號(hào)，從而形成第三組多個(gè)合并信號(hào)；發(fā)射所述第三組多個(gè)合并信號(hào)。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的通信方法，其中所述第三組多個(gè)合并信號(hào)通過(guò)對(duì)應(yīng)的第三組多個(gè)天線發(fā)射。
9.根據(jù)權(quán)利要求7所述的通信方法，進(jìn)一步包括轉(zhuǎn)換所述第一組多個(gè)分解信號(hào)為模擬信號(hào)。
10.根據(jù)權(quán)利要求7所述的通信方法，進(jìn)一步包括在所述上變頻轉(zhuǎn)換之前，在基帶域內(nèi)對(duì)所述第一組多個(gè)分解信號(hào)進(jìn)行加權(quán)與合并。
11.根據(jù)權(quán)利要求7所述的通信方法，其中所述第二組多個(gè)分割信號(hào)是射頻信號(hào)，并且所述加權(quán)合并在射頻域內(nèi)執(zhí)行。
12.根據(jù)權(quán)利要求8所述的通信方法，其中所述第一組多個(gè)分解信號(hào)的數(shù)量少于所述第三組天線的數(shù)量。
13.根據(jù)權(quán)利要求7所述的通信方法，其中所述第一組多個(gè)上變頻轉(zhuǎn)換信號(hào)中的每一個(gè)均被分割成一組數(shù)量等于所述第三組多個(gè)合并信號(hào)的數(shù)量的信號(hào)成分。
14.一種通信設(shè)備，包括接收第一組多個(gè)空間多路復(fù)用信號(hào)從而形成第二組多個(gè)接收信號(hào)的天線結(jié)構(gòu)；分割所述第二組多個(gè)接收信號(hào)為第三組多個(gè)分割信號(hào)的一組分割器；對(duì)所述第三組多個(gè)分割信號(hào)進(jìn)行加權(quán)從而形成第三組多個(gè)加權(quán)信號(hào)的加權(quán)元件配置；合并所述第三組多個(gè)加權(quán)信號(hào)為第四組多個(gè)合并信號(hào)的合并元件配置；下變頻轉(zhuǎn)換所述第四組多個(gè)合并信號(hào)為第四組多個(gè)下變頻轉(zhuǎn)換信號(hào)的下變頻轉(zhuǎn)換器。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的通信設(shè)備，進(jìn)一步包括對(duì)所述第四組多個(gè)合并信號(hào)進(jìn)行濾波的濾波器配置；轉(zhuǎn)換所述第四組多個(gè)下變頻轉(zhuǎn)換信號(hào)為數(shù)字信號(hào)的一組A/D轉(zhuǎn)換器。
16.根據(jù)權(quán)利要求14所述的通信設(shè)備，其中所述第一組多個(gè)空間多路復(fù)用信號(hào)是射頻信號(hào)，并且所述加權(quán)合并在射頻域內(nèi)執(zhí)行。
17.根據(jù)權(quán)利要求14所述的通信設(shè)備，其中所述一組分割器可以將所述第二組多個(gè)接收信號(hào)的每一個(gè)分割成一組在數(shù)量上等于所述第四組多個(gè)合并信號(hào)的數(shù)量的信號(hào)成分。
18.根據(jù)權(quán)利要求14所述的通信設(shè)備，其中所述天線結(jié)構(gòu)包括第二組多個(gè)天線，用于接收所述第一組多個(gè)空間多路復(fù)用信號(hào)，所述第二組多個(gè)天線的數(shù)量大于所述第四組多個(gè)合并信號(hào)的數(shù)量。
19.一種通信設(shè)備，包括將輸入信號(hào)多路分離為第一組多個(gè)分解信號(hào)的多路分離器；上變頻轉(zhuǎn)換所述第一組多個(gè)分解信號(hào)為第一組多個(gè)上變頻轉(zhuǎn)換信號(hào)的上變頻轉(zhuǎn)換器；將所述第一組多個(gè)上變頻轉(zhuǎn)換信號(hào)分割為第二組多個(gè)分割信號(hào)的分割元件配置；對(duì)所述第二組多個(gè)分割信號(hào)進(jìn)行加權(quán)從而形成第二組多個(gè)加權(quán)信號(hào)的加權(quán)配置；合并所述第二組多個(gè)加權(quán)信號(hào)從而形成能夠通過(guò)一個(gè)天線結(jié)構(gòu)發(fā)射的第三組多個(gè)合并信號(hào)的合并器配置。
20.根據(jù)權(quán)利要求19所述的通信設(shè)備，其中所述第三組多個(gè)合并信號(hào)通過(guò)所述天線結(jié)構(gòu)的對(duì)應(yīng)的第三組多個(gè)天線進(jìn)行發(fā)射。
21.根據(jù)權(quán)利要求19所述的通信設(shè)備，進(jìn)一步包括一個(gè)轉(zhuǎn)換所述第一組多個(gè)分解信號(hào)為模擬信號(hào)的D/A轉(zhuǎn)換器。
22.根據(jù)權(quán)利要求19所述的通信設(shè)備，進(jìn)一步包括一個(gè)可以在上變頻轉(zhuǎn)換之前在基帶域內(nèi)對(duì)所述第一組多個(gè)分解信號(hào)進(jìn)行加權(quán)與合并的配置。
23.根據(jù)權(quán)利要求19所述的通信設(shè)備，其中所述第二組多個(gè)分割信號(hào)是射頻信號(hào)，并且所述加權(quán)合并在射頻域內(nèi)執(zhí)行。
24.根據(jù)權(quán)利要求20所述的通信設(shè)備，其中所述第一組多個(gè)分解信號(hào)的數(shù)量少于所述第三組多個(gè)天線的數(shù)量。
25.根據(jù)權(quán)利要求1所述的通信方法，進(jìn)一步包括轉(zhuǎn)換所述第四組多個(gè)下變頻轉(zhuǎn)換信號(hào)為數(shù)字信號(hào)；處理所述數(shù)字信號(hào)從而生成處理后的基帶信號(hào)；多路復(fù)用所述處理后的基帶信號(hào)為數(shù)字輸出流。
26.根據(jù)權(quán)利要求25所述的通信方法，其中所述處理過(guò)程包括對(duì)所述數(shù)字信號(hào)進(jìn)行加權(quán)與合并。
27.根據(jù)權(quán)利要求14所述的通信設(shè)備，進(jìn)一步包括轉(zhuǎn)換所述第四組多個(gè)下變頻轉(zhuǎn)換信號(hào)為數(shù)字信號(hào)的一組模數(shù)轉(zhuǎn)換器；處理所述數(shù)字信號(hào)從而生成處理后的基帶信號(hào)的數(shù)字信號(hào)處理器；多路復(fù)用所述處理后的基帶信號(hào)為數(shù)字輸出流的多路復(fù)用器。
28.根據(jù)權(quán)利要求27所述的通信設(shè)備，其中對(duì)所述數(shù)字信號(hào)的處理包括對(duì)所述數(shù)字信號(hào)進(jìn)行加權(quán)與合并。
29.一種通信設(shè)備，可操作的連接能夠接收第一組多個(gè)射頻信號(hào)的一個(gè)天線結(jié)構(gòu)，所述設(shè)備包括連接所述天線結(jié)構(gòu)的一個(gè)射頻處理網(wǎng)絡(luò)，用于在射頻域內(nèi)對(duì)所述第一組多個(gè)射頻信號(hào)執(zhí)行加權(quán)與合并操作，從而生成第二組多個(gè)射頻信號(hào)；下變頻轉(zhuǎn)換所述第二組多個(gè)射頻信號(hào)為第二組多個(gè)下變頻轉(zhuǎn)換信號(hào)的下變頻轉(zhuǎn)換器。
30.根據(jù)權(quán)利要求29所述的通信設(shè)備，其中所述射頻處理網(wǎng)絡(luò)包括一組將所述第一組多個(gè)射頻信號(hào)分割為第三組多個(gè)分割射頻信號(hào)的分割器，其中，所述第一、第二和第三組信號(hào)的數(shù)量不同。
31.根據(jù)權(quán)利要求30所述的通信設(shè)備，其中所述射頻處理網(wǎng)絡(luò)進(jìn)一步包括對(duì)所述第三組多個(gè)分割射頻信號(hào)進(jìn)行加權(quán)從而形成第三組多個(gè)加權(quán)射頻信號(hào)的加權(quán)元件配置；將所述第三組多個(gè)加權(quán)射頻信號(hào)合并為所述第二組多個(gè)射頻信號(hào)的合并元件配置。
32.根據(jù)權(quán)利要求29所述的通信設(shè)備，進(jìn)一步包括將所述第二組多個(gè)下變頻轉(zhuǎn)換信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)的一組模數(shù)轉(zhuǎn)換器；對(duì)所述數(shù)字信號(hào)進(jìn)行加權(quán)合并從而生成一個(gè)數(shù)字輸出流的數(shù)字信號(hào)處理器。
33.一種通信設(shè)備，包括將輸入信號(hào)多路分離為第一組多個(gè)分解信號(hào)的多路分離器；上變頻轉(zhuǎn)換所述第一組多個(gè)分解信號(hào)為第一組多個(gè)射頻信號(hào)的上變頻轉(zhuǎn)換器；一個(gè)射頻處理網(wǎng)絡(luò)，在射頻域內(nèi)對(duì)所述第一組多個(gè)射頻信號(hào)執(zhí)行加權(quán)合并操作，從而生成能夠通過(guò)一個(gè)天線結(jié)構(gòu)發(fā)射的第二組多個(gè)射頻信號(hào)。
34.根據(jù)權(quán)利要求33所述的通信設(shè)備，其中所述射頻處理網(wǎng)絡(luò)包括一個(gè)將所述第一組多個(gè)射頻信號(hào)分割為第三組多個(gè)分割射頻信號(hào)的分割元件配置。
35.根據(jù)權(quán)利要求34所述的通信設(shè)備，其中所述射頻處理網(wǎng)絡(luò)進(jìn)一步包括對(duì)所述第三組多個(gè)分割射頻信號(hào)進(jìn)行加權(quán)從而形成第三組多個(gè)加權(quán)射頻信號(hào)的加權(quán)元件配置；合并所述第三組多個(gè)加權(quán)射頻信號(hào)從而形成所述第二組多個(gè)射頻信號(hào)的合并器配置。
36.根據(jù)權(quán)利要求33所述的通信設(shè)備，進(jìn)一步包括一個(gè)可以在上變頻轉(zhuǎn)換前在射頻域內(nèi)對(duì)所述第一組多個(gè)分解信號(hào)進(jìn)行加權(quán)與合并的配置。
37.一種通信設(shè)備，包括將輸入信號(hào)上變頻轉(zhuǎn)換為輸入射頻信號(hào)的上變頻轉(zhuǎn)換器；一個(gè)射頻處理網(wǎng)絡(luò)，在射頻域內(nèi)對(duì)所述輸入射頻信號(hào)執(zhí)行加權(quán)操作，從而生成能夠通過(guò)一個(gè)天線結(jié)構(gòu)發(fā)射的第一組多個(gè)射頻信號(hào)。
38.根據(jù)權(quán)利要求37所述的通信設(shè)備，其中所述射頻處理網(wǎng)絡(luò)包括一個(gè)將所述輸入射頻信號(hào)分割為第一組多個(gè)分割射頻信號(hào)的分割元件配置。
39.根據(jù)權(quán)利要求37所述的通信設(shè)備，其中所述射頻處理網(wǎng)絡(luò)進(jìn)一步包括一個(gè)對(duì)所述第一組多個(gè)分割射頻信號(hào)進(jìn)行加權(quán)從而形成第一組多個(gè)射頻信號(hào)的加權(quán)元件配置。
40.根據(jù)權(quán)利要求31所述的通信設(shè)備，其中所述加權(quán)元件的值被選用來(lái)最大化所述設(shè)備的輸出信噪比。
41.根據(jù)權(quán)利要求35所述的通信設(shè)備，其中所述加權(quán)元件的值被選用來(lái)最大化用于接收所述第二組多個(gè)射頻信號(hào)的一個(gè)接收機(jī)的輸出信噪比。
42.根據(jù)權(quán)利要求39所述的通信設(shè)備，其中所述加權(quán)元件的值被選用于最大化用于接收所述第一組多個(gè)射頻信號(hào)的一個(gè)接收機(jī)的輸出信噪比。
43.根據(jù)權(quán)利要求14所述的通信設(shè)備，其中所述加權(quán)元件的值被選用于最大化所述設(shè)備的輸出信噪比。
44.根據(jù)權(quán)利要求19所述的通信設(shè)備，其中所述加權(quán)元件的值被選用于最大化用于接收所述第三組多個(gè)合并信號(hào)的接收機(jī)的輸出信噪比。
全文摘要
本發(fā)明公開(kāi)了一種連接能夠接收第一組多個(gè)射頻信號(hào)的天線(260)結(jié)構(gòu)的接收機(jī)(250)。所述接收機(jī)包括一個(gè)射頻處理網(wǎng)絡(luò)，使用所述第一組多個(gè)射頻信號(hào)在射頻域內(nèi)執(zhí)行加權(quán)與合并操作，從而生成第二組多個(gè)射頻信號(hào)。還提供一個(gè)下變頻轉(zhuǎn)換器，下變頻轉(zhuǎn)換所述第二組多個(gè)射頻信號(hào)為第二組多個(gè)下變頻轉(zhuǎn)換信號(hào)?？蛇x擇的各實(shí)施例中，某些加權(quán)與合并操作在基帶內(nèi)執(zhí)行，余下的操作在射頻域內(nèi)執(zhí)行。本發(fā)明還公開(kāi)了一種具有對(duì)應(yīng)結(jié)構(gòu)的發(fā)射機(jī)(210)。
文檔編號(hào)H04B7/08GK1762137SQ200480006900
公開(kāi)日2006年4月19日 申請(qǐng)日期2004年3月17日 優(yōu)先權(quán)日2003年3月17日
發(fā)明者塞韋林·卡特羅伊斯, 文科·厄斯戈, 皮特·W·魯, 皮特·范魯延, 杰克·溫特斯 申請(qǐng)人:美國(guó)博通公司