專利名稱：獲得次優(yōu)信道容量的多天線發(fā)送和接收處理方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種在無線通信系統(tǒng)中獲得次優(yōu)信道容量的低復雜度多天線MIMO發(fā)送、接收處理裝置及方法。特別是，涉及在時變衰落信道環(huán)境下，多天線無線通信系統(tǒng)的發(fā)射、接收信號處理方法和裝置，能夠利用簡化的發(fā)射、接收處理獲得次優(yōu)MIMO容量并降低信道估計誤差對容量的影響。
背景技術(shù)：
隨著無線網(wǎng)絡(luò)與因特網(wǎng)的逐漸融合，人們對無線通信業(yè)務的類型和質(zhì)量的要求越來越高。為滿足無線多媒體和高速率數(shù)據(jù)傳輸?shù)囊?，需要開發(fā)新一代無線通信系統(tǒng)。其中在發(fā)送和接收端使用多元天線陣列(MEA)的多輸入多輸出(MIMO)技術(shù)受到廣泛關(guān)注。
采用MIMO技術(shù)能獲得空分復用增益，當接收天線大于或等于發(fā)送天線數(shù)時，Rayleigh衰落下MIMO信道容量與發(fā)送天線數(shù)成線性關(guān)系，在無需耗費額外功率和帶寬的條件下大大增加了系統(tǒng)容量，同時能顯著提高傳輸鏈路質(zhì)量。
在多天線系統(tǒng)中，目前研究較多是空分復用和空時編碼兩類。前者通過在每根天線發(fā)射不同的符號來提高系統(tǒng)速率，后者通過在不同天線的發(fā)送符號間引入編碼冗余來提高系統(tǒng)誤比特率。二者均是在接收端先進行信道估計，然后對接收的時間進行譯碼以恢復比特流，信道估計誤差將影響系統(tǒng)性能，特別在時變信道環(huán)境下誤差更大。同時，它們均未利用發(fā)送端的信道信息，故未獲得系統(tǒng)最優(yōu)容量。
近來，多天線輸入和輸出(MIMO)和正交頻分復用(OFDM)相結(jié)合的MIMO OFDM技術(shù)受到廣泛關(guān)注。
MIMO和OFDM相結(jié)合的MIMO OFDM系統(tǒng)具有二者的優(yōu)點，它通過OFDM調(diào)制，將頻率選擇性MIMO衰落信道分解成一組并行平坦衰落信道，又利用MIMO，提高了系統(tǒng)容量。
G.J.Foschini，于1996年在Bell Labs Tech.J.，vol.1，第41-59頁上發(fā)表的題為“Layered space-time architecture for wireless communication in afading environment when using multi-element antennas”的文章，以及I.E.Telatar，于1999年在Eur.Trans.Tel.，vol.10，no.6，Nov./Dec.1999，第585-595頁發(fā)表的題為“多天線高斯信道的容量Capacity of multi-antennaGaussian channels”的文章中揭示了對多天線MIMO信道的研究。其中表明如果發(fā)射機、接收機已知信道傳輸矩陣，可通過特征值分解SVD把MIMO信道分解成并行獨立的多個單輸入單輸出(SISO)信道，然后對每個子信道根據(jù)“注水”(WFWater Filling)原理進行功率分配，從而可獲得最優(yōu)香農(nóng)(Shannon)容量。但是，在時變信道下，發(fā)送端和接收端通常不能同時獲得信道的正確估計。因此，考慮到工程應用和信道的時變特點，需要研究低復雜度的且能獲得MIMO容量的發(fā)送、接收處理方法。
在基于奇異值分解(SVD)的MIMO傳輸系統(tǒng)中，通過發(fā)送、接收濾波和SVD處理，MIMO信道被分解為一組并行獨立的子信道。這時，利用WF算法對各子信道進行功率分配可獲得MIMO信道的最優(yōu)容量。研究表明，當SNR增加到一定值后，采用WF算法不能使信道容量繼續(xù)增加。因為隨著SNR的提高，信道衰落減小，功率分配不再是影響容量的一個重要問題。
同時，為獲得發(fā)送、接收濾波陣，需要估計信道增益矩陣，由于無線信道的時變特征，準確地估計這些參數(shù)較為困難。即使估計出這些參數(shù)后，把發(fā)送預濾波陣反饋到發(fā)送端將增加系統(tǒng)開銷和帶來誤差。發(fā)送端功率分配、調(diào)整預濾波陣將相應地改變接收濾波陣?？紤]到這些因素的影響，需要一種低復雜度的發(fā)射、接收處理技術(shù)。同時，與最優(yōu)容量相比，它能夠保證系統(tǒng)容量的損失在較小的容許范圍之內(nèi)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種多天線無線通信系統(tǒng)中的具有較低復雜度的發(fā)送、接收裝置和方法，使用該裝置和方法能夠在時變信道環(huán)境下獲得次優(yōu)容量并較好地克服信道估計誤差的影響。
為了實現(xiàn)本發(fā)明的目的，根據(jù)本發(fā)明的一個方面，提供一種在多天線多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)中獲得次優(yōu)容量的方法，包括步驟在發(fā)送端，對多個發(fā)送天線中的每一個發(fā)送天線均勻分配發(fā)送功率，并發(fā)送經(jīng)載波調(diào)制后的基帶符號；在接收端，由多個接收天線接收所述多個天線發(fā)送的載波信號并下變頻為基帶符號；對經(jīng)過變頻的基帶符號進行定時和頻率同步；從經(jīng)過同步的符號中估計信道增益陣H；利用最小均方差(MMSE)算法求解接收濾波矩陣U以獲得次優(yōu)輸入多輸出容量。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，提供一種在多天線多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)中獲得次優(yōu)容量的方法，包括步驟在發(fā)送端，對多個發(fā)送天線中的每一個發(fā)送天線均勻分配發(fā)送功率，并發(fā)送經(jīng)載波調(diào)制后的基帶符號；在接收端，由多個接收天線接收所述多個天線發(fā)送的載波信號并下變頻為基帶符號；對經(jīng)過變頻的基帶符號進行定時和頻率同步；從經(jīng)過同步的符號中估計信道增益陣H；利用最小均方(LSE)算法求解接收濾波矩陣U以獲得次優(yōu)輸入多輸出容量。
根據(jù)本發(fā)明的再一個方面，提供一種在多天線多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)中獲得次優(yōu)容量的裝置，包括功率分配裝置，用于對多個發(fā)送天線中的每一個發(fā)送天線均勻分配發(fā)送功率；多個接收裝置，用于接收所述多個天線發(fā)送的載波信號并下變頻為基帶符號；同步裝置，用于對經(jīng)過變頻的基帶符號進行定時和頻率同步；信道估計裝置，用于從經(jīng)過同步的符號中估計信道增益陣H；最小均方差接收濾波裝置，利用最小均方差(MMSE)算法求解接收濾波矩陣U以獲得次優(yōu)輸入多輸出容量。
根據(jù)本發(fā)明的再一個方面，提供一種在多天線多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)中獲得次優(yōu)容量的裝置，包括功率分配裝置，用于對多個發(fā)送天線中的每一個發(fā)送天線均勻分配發(fā)送功率，并發(fā)送經(jīng)載波調(diào)制后的基帶符號；多個接收裝置，用于接收所述多個天線發(fā)送的載波信號并下變頻為基帶符號；同步裝置，用于對經(jīng)過變頻的基帶符號進行定時和頻率同步；信道估計裝置，用于從經(jīng)過同步的符號中估計信道增益陣H；最小均方接收濾波裝置，利用最小均方(LSE)算法求解接收濾波矩陣U以獲得次優(yōu)多輸入多輸出容量。
本發(fā)明的思想是在多天線通信系統(tǒng)的發(fā)射端均勻分配功率，接收端根據(jù)MMSE和自適應算法動態(tài)調(diào)整接收濾波矩陣以獲得信道次優(yōu)容量，并降低信道估計誤差影響和工程實現(xiàn)的復雜度。


通過閱讀和理解下面參考附圖對本發(fā)明優(yōu)選實施例所做的詳細描述，將使本發(fā)明的這些和其它目的、特征、和優(yōu)點變得顯而易見。其中圖1A和1B是現(xiàn)有技術(shù)的多天線系統(tǒng)的發(fā)送機和接收機結(jié)構(gòu)的方框圖；圖2是表示SVD技術(shù)的示意圖；圖3是表示獲得最優(yōu)容量的MIMO系統(tǒng)的發(fā)送機和接收機結(jié)構(gòu)的方框圖；圖4是表示在TDD工作模式下的SVD的示意圖；圖5A和5B是表示獲得次優(yōu)容量的MIMO系統(tǒng)用于獲得接收濾波陣U的最小均方差的發(fā)送機和接收機結(jié)構(gòu)方框圖；圖6A和6B是表示獲得次優(yōu)容量的MIMO系統(tǒng)用于獲得接收濾波陣U的最小均方的發(fā)送機和接收機結(jié)構(gòu)方框圖；圖7A至圖7C是表示MIMO容量的示意圖；圖8是表示存在信道估計誤差且TX3-RX3的情況下的MIMO容量的示意圖。
具體實施例方式
下面參照附圖對本發(fā)明的實施例進行詳細的說明，在描述過程中省略了對于本發(fā)明來說是不必要的細節(jié)和功能，以防止對本發(fā)明的理解造成混淆。
為了更好地理解本發(fā)明，首先參考圖1描述多天線MIMO系統(tǒng)發(fā)送機和接收機的結(jié)構(gòu)和其操作。圖1A和1B表示的是安裝Nt根發(fā)射天線和Nr根接收天線的空分復用MIMO系統(tǒng)模型。
如圖1A所示，多天線MIMO系統(tǒng)的發(fā)送機包括串/并變換器11a，信道編碼器12a，交織器13a，調(diào)制器14a，預濾波器(V)15a，導頻序列模塊16a，以及發(fā)射模塊(1…Nt)17a。如圖1B所示，接收機包括并/串變換器11b，譯碼器12b，解交織器13b，解調(diào)器14b，信號檢測器15b，接收濾波(U)16b，信道估計器17b，同步模塊18b，和接收模塊(1…Nt)19b。
下面結(jié)合圖1A和1B說明空分復用MIMO系統(tǒng)的操作。串/并變換器11a把輸入的比特流復用成Nt個符號子流。在每個天線的支路端，采用信道編碼器12a對輸入的、經(jīng)過串/并變換的比特流進行信道編碼以抗噪聲。此后，利用交織器13a對信道編碼器12a輸出的數(shù)據(jù)進行交織處理以降低比特流相關(guān)性，并將處理后的比特流提供給調(diào)制器14a。調(diào)制器14a將交織器13a輸出的比特流調(diào)制為符號流。預濾波(發(fā)射濾波)器15a對調(diào)制的符號流進行多天線發(fā)送信號預處理。然后，由導頻序列模塊16a在待發(fā)送的符號流中插入用于定時和信道估計的導頻序列，并提供給發(fā)射(TX)模塊17a。然后，發(fā)射模塊17a把得到的OFDM基帶符號經(jīng)載波調(diào)制后發(fā)射。
在接收端，接收(RX)模塊19b把接收到的OFDM載波信號下變頻為基帶符號后提供給同步模塊18b。同步模塊18b對符號進行定時、頻率同步。信道估計器17b對徑同步的符號估計出對信道增益陣。接收濾波器(U)16b的功能與預濾波器15a相對應。信號檢測器15b進行MIMO系統(tǒng)的符號檢測，然后由解調(diào)器14b對經(jīng)檢測的符號解調(diào)。解交織器13b對解調(diào)器14b輸出的比特流進行解交織，然后由譯碼器12b對解交織的比特流進行譯碼。最后，并/串轉(zhuǎn)換器11b把多天線比特流轉(zhuǎn)換為串行輸出信息比特流。
下面對該操作過程中的比特流進行說明。
假設(shè)發(fā)射信號為x=x1···xNtT,]]>經(jīng)預濾波V預濾波后成為x＝Vx，經(jīng)信道H傳輸后的信號由下面的表達式(1)表示y＝Hx+w＝HVx+w (1)其中w‾=w1···wNrT]]>為白高斯噪聲向量。
經(jīng)接收濾波器(U)16b濾波后的信號向量y=y1···yNrT,]]>且代入上面的表達式(1)得到下面的表達式(2)y＝UHy＝UH(HVx+w) (2)其中V為發(fā)射預濾波陣，U為接收濾波陣，“T”表示轉(zhuǎn)置，“H”表示矩陣的Hermite轉(zhuǎn)置。信道矩陣 中元素hij為發(fā)射天線i到接收天線j的信道衰落系數(shù)，它為獨立復高斯隨機變量。如果噪聲向量w的協(xié)方差陣Rw w＝E(w wH)是單位陣的倍數(shù)，即Rw‾w‾=σw‾2I,]]>I為單位陣，則可直接從表達式(1)出發(fā)處理；如果噪聲向量w的協(xié)方差陣Rw w＝E(w wH)不是單位陣的倍數(shù)，則需要在表達式(1)中乘以Rw w-1/2去相關(guān)噪聲，從而得到表達式(3)，即Rw‾w‾-1/2y‾=Rw‾w‾-1/2Hx‾+Rw‾w‾-1/2w‾---(3)]]>現(xiàn)在設(shè)每根天線的發(fā)射功率為Pi，發(fā)射總功率為PT，在滿足功率約束條件E[xHx]=Σi=1NPi≤PT]]>的情況下，為了獲得MIMO信道的最優(yōu)容量，對信道矩陣進行特征值分解，得到H＝UΛVH，如圖2。矩陣U、V滿足UUH＝I，VVH＝I；對角陣Λ＝diag(λ1λ2…λk)，λ1＞λ2＞…＞λk為H的特征值，代入表達式(3)得到接收濾波器16b的輸出由下面的表達式(4)表示。
y＝UH(UΛVH)(Vx)+UHw＝Λx+w(4)式中噪聲 MIMO系統(tǒng)的信道容量一般表示為C=log2[det(I+SNRNtHHH)],]]>其中det(·)表示對矩陣求行列式，SNR是每根接收天線的輸出信噪比。利用SVD分解后的系統(tǒng)閉環(huán)容量由下面的表達式(5)表示。
C=Σi=1Klog2(1+Piσw2λi2)---(5)]]>其中K是信道矩陣的秩，K≤min(Nr，Nt)，Pi=(μ-σw2/λi2)+,]]>μ滿足Σi=1K(μ-σw2/λi2)+=PT,(x)+]]>定義為max{x，0}。
從上面的運算過程可以看出，經(jīng)過發(fā)送、接收濾波和SVD處理，MIMO信道被分解為一組并行獨立的子信道。這時，利用WF(注水)算法對各子信道進行功率分配，可以獲得MIMO信道的最優(yōu)容量。
圖3示出了能夠獲得最優(yōu)容量的MIMO系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。如圖3所示，能夠獲得最優(yōu)容量的MIMO系統(tǒng)的發(fā)送端包括串/并變換器31a，信道編碼器32a，交織器33a，調(diào)制器34a，預濾波器(V)35a，導頻序列模塊36a，以及發(fā)射模塊(1…Nt)37a；接收端包括并/串變換器31b，譯碼器32b，解交織器33b，解調(diào)器34b，信號檢測器35b，接收濾波器(U)36b，信道估計器37b，同步模塊38b，接收模塊(1…Nt)39b，以及功率分配模塊30和SVD模塊40。
下面說明能夠獲得最優(yōu)容量的MIMO系統(tǒng)的操作。在發(fā)送端，串/并變換器31a把輸入比特流復用為Nt個符號子流。在每個天線支路端，采用編碼器32a對輸入的比特流進行信道編碼以抗噪聲。此后，利用交織器33a對信道編碼器32a輸出的數(shù)據(jù)進行交織處理以降低比特流相關(guān)性，并將處理后的比特流提供給調(diào)制器34a。調(diào)制器34a將交織器33a輸出的比特流調(diào)制為符號流。預濾波(發(fā)射濾波)器35a對根據(jù)對信道矩陣進行SVD處理得到的預濾波陣對多天線發(fā)送信號預處理。然后，由導頻序列模塊36a在待發(fā)送的符號流中插入用于定時和信道估計的導頻序列。功率分配模塊30根據(jù)信道增益對每根天線進行功率分配，并提供給發(fā)射(TX)模塊37a。然后，發(fā)射模塊37a把得到的OFDM基帶符號經(jīng)載波調(diào)制后發(fā)射。
在接收端，RX模塊39b把接收到的OFDM載波信號下變頻為基帶符號并輸出到同步模塊38b。同步模塊38b對輸入的基帶符號進行定時和頻率同步。然后，由信道估計器37b根據(jù)被定時和頻率同步的符號估計出信道增益陣H，通過由SVD模塊40和功率分配模塊30組成的反饋鏈路把信道增益陣H反饋到發(fā)送端。SVD模塊40對H進行特征值分解以得到預濾波陣U、接收濾波陣V和H的特征值，并通過反饋鏈路把表征信道增益的H的特征值饋送到功率分配模塊30。接收濾波器36b的功能與預濾波器35a的功能相對應，它利用U對接收信號進行處理。信號檢測器35b進行MIMO系統(tǒng)的符號檢測，然后由解調(diào)器34b進行符號解調(diào)，并將解調(diào)結(jié)果輸出到解交織器33b。解交織器33b對來自解調(diào)器34b的輸出比特流進行解交織。此后，譯碼器32b對解交織的比特流進行譯碼。最后，由并/串轉(zhuǎn)換器31b把多天線比特流轉(zhuǎn)換為串行輸出信息比特流。
注水(WF)算法的原理是給衰減小的信道分配大的發(fā)射功率，給衰減大的信道分配小的功率。研究表明，當SNR增加到一定值后，采用WF算法不能使信道容量繼續(xù)增加。因為隨著SNR的提高，信道衰落減小，功率分配不再是影響容量的一個重要問題。因此，需從其它角度來研究提高MIMO容量的技術(shù)。
為獲得MIMO信道的香農(nóng)(Shannon)容量，對信道矩陣進行SVD分解時，需要估計出信道矩陣和噪聲協(xié)方差陣。由于無線信道的時變特征，準確地估計這些參數(shù)較為困難。接收端估計出這些參數(shù)后，需要把它反饋到發(fā)送端，這會增加了系統(tǒng)開銷并帶來誤差。在發(fā)送端，功率分配和改變預濾波陣將相應地動態(tài)調(diào)整接收濾波陣。
考慮到這些因素的影響，本發(fā)明提出低復雜度的TDD(時分雙工)MIMO系統(tǒng)，它具有以下特點·采用TDD工作方式，不需要反饋信道；·對每根發(fā)送天線均勻分配功率；·接收端求解出接收濾波陣U的MMSE解或利用自適應算法更新接收濾波陣U。
應用以上方法，降低了系統(tǒng)開銷，同時能獲得次優(yōu)容量，下面對此進行詳細說明。
如圖4所示，在TDD工作模式下，發(fā)射機可以利用接收到的前一幀估計到的信道狀態(tài)信息(CSI)。與反饋方式相比，TDD方式利用了無線信道的互益性，上行鏈路和下行鏈路利用同一信道傳輸矩陣，下行鏈路接收濾波(UH)可用作上行鏈路預濾波(UH)，無需額外的反饋信道，降低了系統(tǒng)開銷。但是，它要求用于信道估計的導頻序列的更新速率高于反饋方式，適用于低多普勒頻移信道環(huán)境或短幀系統(tǒng)中，而MIMO系統(tǒng)常應用于低速移動環(huán)境下提供高速率業(yè)務，故它采用TDD方式較為合適。
由前述內(nèi)容可知，SVD方法雖能獲得最優(yōu)容量，但其缺點是難于實用化。為此，希望尋求能夠獲得次優(yōu)容量的簡單發(fā)送、接收方法和裝置。與SVD方法中同時利用發(fā)射、接收濾波陣不同，本發(fā)明中提出了對每根發(fā)送天線均勻分配功率，即，發(fā)射濾波陣為單位陣，同時尋求最優(yōu)接收濾波陣以實現(xiàn)最優(yōu)檢測。就是說，求解表達式(6)中的接收濾波陣U的最小均方差(MMSE)解，使發(fā)送、接收信號的均方差最小。
ε＝E[|x-UHy|2] (6)將表達式(6)展開得到ϵ=Rxx-2real(Ry‾xHU)+UHRyy‾U]]>其中Rxx＝E[|x|2]，Ryx＝E[yxH]，Ryy＝E[yyH]，由此求得U的MMSE解由下面的表達式(7)表示。
U=Ryy‾-1Ry‾x---(7)]]>利用下列公式Ryy＝E[yyH]＝E[(HVx+w)(HVx+w)H]＝HVRxxVH+Rw w，Ryx＝E[yxH]＝E[(HVx+w)xH]＝HVRxx，Rxx＝E[xxH]，化簡U得U=Ryy‾-1Ry‾x=(HVRxxVHHH+Rw‾w‾)-1HVRxx]]>=Rw‾w‾-1/2(Rw‾w‾-1/2HVRxxVHHHRw‾w‾-1/2+I)-1Rw‾w‾-1/2HVRxx]]>令Rw w-1/2H的SVD為UwΛwVw，設(shè)Vw＝V，則有U=Rww-1/2(UwΛwRXXΛwHUwH+I)-1UwΛwRxx]]>
=Rw‾w‾-1/2Uw‾(Λw‾RxxΛw‾H+I)-1Λw‾Rxx]]>故得到表達式(8)UHy‾=RxxΛw‾H(Λw‾RxxΛw‾H+I)-1Uw‾HRw‾w‾-1/2y‾---(8)]]>該式中，先利用Rw w-1/2乘以y去噪聲相關(guān)，再乘以UwH得到并行子信道，與式(3)相比，該式含有一度量因子，即對角陣RxxΛw‾H(Λw‾RxxΛw‾H+I)-1.]]>本質(zhì)上說，二者等效。因此，若發(fā)送端采用最優(yōu)預濾波陣，接收濾波陣采用U的最小均方差解，也可以同SVD技術(shù)一樣，獲得MIMO系統(tǒng)的最優(yōu)容量。
如前所述，考慮到MIMO系統(tǒng)的可實現(xiàn)性，在提出方法中，發(fā)送端沒有采用最優(yōu)預濾波陣，而是對每根天線均勻分配功率。接收濾波陣采用U的最小均方差解，它可獲得次優(yōu)MIMO容量。該方法雖與SVD法不同，但利用了其發(fā)送、接收濾波思想，且又與直接從信道傳輸矩陣出發(fā)的最小均方差檢測不同，單純的最小均方差接收僅考慮到信號檢測，而沒有考慮對系統(tǒng)容量的影響。
下面參考圖5A和5B說明根據(jù)本發(fā)明一個實施例，能夠獲得次優(yōu)容量的MIMO系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖。如圖5A所示，根據(jù)本發(fā)明一個實施例的MIMO系統(tǒng)的發(fā)送端包括串/并變換器51a，信道編碼器52a，交織器53a，調(diào)制器54a，預濾波器(V)55a，導頻序列模塊56a，以及發(fā)射模塊(1…Nt)57a，和均勻功率分配模塊58a。如圖5B所示，本實施例的MIMO系統(tǒng)的接收端包括并/串變換器51b，譯碼器52b，解交織器53b，解調(diào)器54b，最小均方差接收濾波器(U)56b，信道估計器57b，同步模塊58b，接收模塊(1…Nt)59b。
下面說明能夠獲得次優(yōu)容量的MIMO系統(tǒng)的操作。在發(fā)送端，串/并變換器51a把輸入比特流復用為Nt個符號子流，在每個天線支路端，采用信道編碼器52a對輸入的比特流進行信道編碼以抗噪聲。此后，利用交織器53a對信道編碼器52a輸出的數(shù)據(jù)進行交織處理以降低比特流相關(guān)性，并將處理后的比特流提供給調(diào)制器54a。調(diào)制器54a將交織器53a輸出的比特流調(diào)制為符號流。預濾波器55a利用單位陣對多天線發(fā)送信號進行預處理(在此，為了對比的目的而畫出預濾波器55a，在實際實施中可以省去該模塊，因為它不改變信號特性)。導頻序列模塊56a在發(fā)送符號流中插入用于定時和信道估計的導頻序列。功率分配模塊58a對每根天線進行均勻的功率分配。此后，TX模塊把得到的OFDM基帶符號經(jīng)載波調(diào)制后發(fā)射。
在接收端，RX模塊59b把接收到的OFDM載波信號下變頻為基帶符號并提供給同步模塊58b。同步模塊58b對輸入的符號進行定時和頻率同步。信道估計器57b從經(jīng)過同步的符號中估計出信道增益陣H。最小均方差(MMSE)接收濾波器56b利用MMSE準則對接收信號進行濾波處理，求解接收濾波陣U，并將濾波后的信號輸入到解調(diào)器54b。此后，解調(diào)器54b對符號進行解調(diào)，然后由解交織器53b對解調(diào)器54b輸出的比特流進行解交織。譯碼器52b對解交織后的比特流進行譯碼。最后，由并/串轉(zhuǎn)換器51b把多天線比特流轉(zhuǎn)換為串行輸出信息比特流。
從說明的表達式(7)和(8)看到，根據(jù)本發(fā)明第一實施例的求U的MMSE解的計算量較大。
為降低復雜度，根據(jù)本發(fā)明的另一個實施例，進一步提出采用簡單易行的最小均方(LMS)算法求解式(6)，其迭代過程由下面的表達式9表示U(k+1)＝U(k)+2μy(k)[x(k)-y(k)]H(9)上式中μ＞0為步長因子，如果μ＜1/E[|y(k)|2]，則E[U(k)]收斂為MMSE解。
圖6A和6B示出了根據(jù)本發(fā)明另一個實施例，在接收端采用最小均方(LMS)接收濾波器的、能夠獲得次優(yōu)容量的MIMO系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖。如圖6A所示，根據(jù)本實施例的MIMO系統(tǒng)的發(fā)送端的配置與圖5A所示的發(fā)送端相同，包括串/并變換器61a，信道編碼器62a，交織器63a，調(diào)制器64a，預濾波器(V)65a，導頻序列模塊66a，以及發(fā)射模塊(1…Nt)67a，和均勻功率分配模塊68a。如圖6B所示，本實施例的MIMO系統(tǒng)的接收端包括并/串變換器61b，譯碼器62b，解交織器63b，解調(diào)器64b，LMS接收濾波器(U)66b，信道估計器67b，同步模塊68b，接收模塊(1…Nt)69b。
下面說明根據(jù)本實施例的、能夠獲得次優(yōu)容量的MIMO系統(tǒng)的操作。在發(fā)送端，串/并變換器61a把輸入比特流復用為Nt個符號子流，在每個天線支路端，采用信道編碼器62a對輸入的比特流進行信道編碼以抗噪聲。此后，利用交織器63a對信道編碼器62a輸出的數(shù)據(jù)進行交織處理以降低比特流相關(guān)性，并將處理后的比特流提供給調(diào)制器64a。調(diào)制器64a將交織器63a輸出的比特流調(diào)制為符號流。預濾波器65a利用單位陣對多天線發(fā)送信號進行預處理(在此，為了對比的目的而畫出預濾波器65a，在實際實施中可以省去該模塊，因為它不改變信號特性，)。導頻序列模塊66a在發(fā)送符號流中插入用于定時和信道估計的導頻序列。功率分配模塊68a對每根天線進行均勻的功率分配。此后，TX模塊67a把得到的OFDM基帶符號經(jīng)載波調(diào)制后發(fā)射。
在接收端，RX模塊69b把接收到的OFDM載波信號下變頻為基帶符號并提供給同步模塊68b。同步模塊68b對輸入的符號進行定時和頻率同步。信道估計器67b從經(jīng)過同步的符號中估計出信道增益陣H。最小均方(LMS)接收濾波器66b利用LMS準則對接收信號進行濾波處理，求解接收濾波陣U，并將濾波后的信號輸入到解調(diào)器64b。此后，解調(diào)器64b對符號進行解調(diào)，然后由解交織器63b對解調(diào)器64b輸出的比特流進行解交織。譯碼器62b對解交織后的比特流進行譯碼。最后，由并/串轉(zhuǎn)換器61b把多天線比特流轉(zhuǎn)換為串行輸出信息比特流。
圖3所示的獲得最優(yōu)容量的MIMO系統(tǒng)與圖5和6所示的獲得次優(yōu)容量的MIMO系統(tǒng)的區(qū)別在于1)圖3所示的獲得最優(yōu)容量的MIMO系統(tǒng)存在反饋鏈路，它把信道估計獲得的信道矩陣進行SVD分解后的預濾波陣、信道增益(特征值)反饋到發(fā)送端；而圖5和6所示的獲得次優(yōu)容量的MIMO系統(tǒng)中沒有反饋裝置，復雜度較低；2)圖3所示的獲得最優(yōu)容量的MIMO系統(tǒng)的預(發(fā)送)濾波陣V和接收濾波陣由信道矩陣H的SVD分解得到，并根據(jù)信道增益動態(tài)分配每根天線的發(fā)射功率；而圖5和6所示的獲得次優(yōu)容量的MIMO系統(tǒng)的濾波陣均為單位陣，即對每根天線均勻分配功率，接收濾波分別采用MMSE和LMS算法進行處理。
從上面的表達式(2)可以計算出采用本發(fā)明的方法獲得的系統(tǒng)容量，接收濾波信號為
y＝UHHVx+UHw＝Hx+UHw定義H＝UHHV，則由下面的表達式(10)給出第i個子信道的信噪比(SNR)。
SNRi=|h‾ii|2E[|xi|2]Σi≠j|h‾ij|2E[|xi|2]+Σj|uij|2E[|wj|2]---(10)]]>根據(jù)MIMO信道容量的一般表達式，得到表達式(11)給出的信道容量為，C=Σilog2(1+SNRi)---(11)]]>同樣，本發(fā)明的方法可以推廣用于MIMO OFDM系統(tǒng)，這時需計算每個空頻子信道的SNR，再計算每個空頻子信道的容量，最后計算出系統(tǒng)信道容量。另外，雖然前文為方便起見僅針對單用戶而進行了說明。實際上，本發(fā)明的方法同樣可以用于多用戶MIMO系統(tǒng)中。
在前面的討論中，均假設(shè)信道估計完美。實際上，總存在一定的信道估計誤差，尤其在時變信道環(huán)境中更是如此。下面討論信道估計誤差的影響。
令信道估計誤差陣為ΔH，則存在估計誤差的信道矩陣為He＝H+ΔH，其SVD則為UeΛeVeH。如果Ve＝V+ΔV，Ue＝U+ΔU，則VeHHeHHeVe=Λe2=Λ2+ΔΛ2,]]>進一步可推出VeH(HeHHe-HHH)Ve=ΔΛ2,]]>|ΔΛ2|＝|HHΔH+ΔHHH+ΔHHΔH|，高SNR條件下，忽略ΔHHΔH，得|ΔΛ2|＝2|HHΔH|，由此得到下面的表達式(12)表示的估計誤差上界。
|ΔΛ2|≤2|H||ΔH| (12)雖然該上界是從能夠獲得最優(yōu)容量的SVD出發(fā)導出的，因本發(fā)明的方法能獲得次優(yōu)容量，故它也是本發(fā)明提出方法的上界。
通過仿真實驗驗證了本發(fā)明提出方法的性能。圖7A至7C示出了在不同數(shù)量的發(fā)送和接收天線的情況下的仿真結(jié)果。其中圖7A是發(fā)送天線和接收天線的數(shù)量分別為2的情況下MIMO系統(tǒng)容量的對比曲線圖。圖7B是發(fā)送天線和接收天線的數(shù)量分別為3的情況下的MIMO系統(tǒng)容量的對比曲線圖。圖7C是發(fā)送天線和接收天線的數(shù)量分別為4的情況下的MIMO系統(tǒng)容量的對比曲線圖。
應該指出，在圖7A至7C中，采用的仿真參數(shù)如下信道矩陣H的各元素為單位增益，服從于獨立瑞利衰落；多普勒頻移為40Hz，相當于在5.7GHz頻段下的步行速度；每根接收天線端的噪聲服從I.I.D分布，且功率σw2=0.02;]]>平均總功率PT＝1；信道估計誤差功率為0.01。圖7A至7C為隨著時間變化，三種(即，上面說明的注水法(WF)，MMSE和LMS)不同方法獲得的信道容量?？梢钥吹剑诓煌l(fā)送、接收天線數(shù)量的情況下(TX2-RX2，TX3-RX3，TX4-RX4)，WF法能獲得最優(yōu)容量，U的MMSE解次之，U的LMS解再次之，但三種方法獲得的容量的變化規(guī)律較為一致，提出的MMSE、LMS法能較好跟蹤信道變化，與前述分析相符；隨著天線數(shù)的增加，不同方法獲得容量差變大。本發(fā)明的方法更適用于天線數(shù)量較少的情況下，如TX2-RX2，TX3-RX3等。
圖8表示在存在信道估計誤差時，發(fā)送和接收天線的數(shù)量分別為3的情況下的信道容量。與具有相同天線數(shù)量的圖7B相比，可以看出，由于算法具有自適應能力，信道估計誤差對容量的影響不明顯。
根據(jù)本發(fā)明的方法和裝置，在發(fā)送端均勻功率分配，無需更新發(fā)送預濾波陣V和動態(tài)分配發(fā)射功率。接收端根據(jù)一定準則和算法求解接收濾波陣U，從而簡化了發(fā)射、接收處理，可以獲得次優(yōu)MIMO容量。該系統(tǒng)采用TDD工作方式，它利用了無線信道的互益性，無需額外反饋信道，降低了系統(tǒng)開銷，且與MIMO信道相適配。
上面已經(jīng)結(jié)合優(yōu)選實施例對本發(fā)明進行了描述。本領(lǐng)域技術(shù)人員應該理解，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍的情況下，可以進行各種其它的改變、替換和添加。因此，本發(fā)明的范圍不應該被理解為被局限于上述特定實施例，而應由所附權(quán)利要求所限定。
權(quán)利要求
1.一種在多天線多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)中獲得次優(yōu)容量的方法，包括步驟在發(fā)送端，對多個發(fā)送天線中的每一個發(fā)送天線均勻分配發(fā)送功率，并發(fā)送經(jīng)載波調(diào)制后的基帶符號；在接收端，由多個接收天線接收所述多個天線發(fā)送的載波信號并下變頻為基帶符號；對經(jīng)過變頻的基帶符號進行定時和頻率同步；從經(jīng)過同步的符號中估計信道增益陣H；利用最小均方差(MMSE)算法求解接收濾波矩陣U以獲得次優(yōu)輸入多輸出容量。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中還包括在發(fā)送端利用單位陣對要由多天線發(fā)送的信號進行預濾波的步驟。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的方法，其中利用最小均方差求解接收濾波矩陣U的解由下面的表達式表示U=Ryy‾-1Ry‾x,]]>其中Ry‾x=E[y‾xH],]]>Ryy‾=E[yy‾H],]]>x=x1···xNrT]]>為發(fā)射信號，預濾波后為x=vx，y為經(jīng)信道H傳輸后的信號，接收濾波陣處理后恢復的信號向量為y=y1···yNrT,]]>“T”表示轉(zhuǎn)置，“H’表示矩陣的厄密(Hermite)轉(zhuǎn)置。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中在發(fā)送端還包括下列步驟對輸入比特流進行串/并轉(zhuǎn)換，將其復用為多個天線中的每個天線支路端的符號子流；對輸入的比特流進行信道編碼以抗噪聲；對經(jīng)過信道編碼的比特流進行交織處理以降低比特流相關(guān)性；將交織后的比特流調(diào)制為符號流；和在發(fā)送符號流中插入用于定時和信道估計的導頻序列。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中在接收端還包括下列步驟對利用最小均方差算法求解接收濾波矩陣U的符號進行解調(diào)；對經(jīng)過解調(diào)的比特流進行解交織；對解交織后的比特流進行譯碼；和對經(jīng)過譯碼的比特流進行并/串轉(zhuǎn)換，把多天線比特流轉(zhuǎn)換為串行輸出信息比特流。
6.根據(jù)權(quán)利要求1至5中的任何一項所述的方法，其中所述多天線多輸入多輸出系統(tǒng)是多天線正交頻分復用無線多媒體通信系統(tǒng)。
7.一種在多天線多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)中獲得次優(yōu)容量的方法，包括步驟在發(fā)送端，對多個發(fā)送天線中的每一個發(fā)送天線均勻分配發(fā)送功率，并發(fā)送經(jīng)載波調(diào)制后的基帶符號；在接收端，由多個接收天線接收所述多個天線發(fā)送的載波信號并下變頻為基帶符號；對經(jīng)過變頻的基帶符號進行定時和頻率同步；從經(jīng)過同步的符號中估計信道增益陣H；利用最小均方(LSE)算法求解接收濾波矩陣U以獲得次優(yōu)輸入多輸出容量。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的方法，其中還包括在發(fā)送端利用單位陣對要由多天線發(fā)送的信號進行預濾波的步驟。
9.根據(jù)權(quán)利要求7或8所述的方法，其中利用最小均方求解接收濾波矩陣U的解，U的迭代過程為U(k+1)＝U(k)+2μy(k)[x(k)-y(k)]H在上面的表達式中，μ＞0為步長因子，若μ＜1/E[|y(k)|2]，則E[U(k)]收斂為其最小均方差的解。
10.根據(jù)權(quán)利要求7所述的方法，其中在發(fā)送端還包括下列步驟對輸入比特流進行串/并轉(zhuǎn)換，將其復用為多個天線中的每個天線支路端的符號子流；對輸入的比特流進行信道編碼以抗噪聲；對經(jīng)過信道編碼的比特流進行交織處理以降低比特流相關(guān)性；將交織后的比特流調(diào)制為符號流；和在發(fā)送符號流中插入用于定時和信道估計的導頻序列。
11.根據(jù)權(quán)利要求7所述的方法，其中在接收端還包括下列步驟對利用最小均方算法求解接收濾波矩陣U的符號進行解調(diào)；對經(jīng)過解調(diào)的比特流進行解交織；對解交織后的比特流進行譯碼；和對經(jīng)過譯碼的比特流進行并/串轉(zhuǎn)換，把多天線比特流轉(zhuǎn)換為串行輸出信息比特流。
12.根據(jù)權(quán)利要求7至11中的任何一項所述的方法，其中所述多天線多輸入多輸出系統(tǒng)是多天線正交頻分復用無線多媒體通信系統(tǒng)。
13.一種在多天線多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)中獲得次優(yōu)容量的裝置，包括功率分配裝置，用于對多個發(fā)送天線中的每一個發(fā)送天線均勻分配發(fā)送功率；多個接收裝置，用于接收所述多個天線發(fā)送的載波信號并下變頻為基帶符號；同步裝置，用于對經(jīng)過變頻的基帶符號進行定時和頻率同步；信道估計裝置，用于從經(jīng)過同步的符號中估計信道增益陣H；最小均方差接收濾波裝置，利用最小均方差(MMSE)算法求解接收濾波矩陣U以獲得次優(yōu)輸入多輸出容量。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的裝置，其中還包括在發(fā)送端利用單位陣對要由多天線發(fā)送的信號進行預濾波的裝置。
15.根據(jù)權(quán)利要求13所述的裝置，其中在發(fā)送端還包括串/并轉(zhuǎn)換裝置，用于對輸入比特流進行串/并轉(zhuǎn)換，將其復用為多個天線中的每個天線支路端的符號子流；多個信道編碼裝置，對輸入的比特流進行信道編碼以抗噪聲；多個交織裝置，對經(jīng)過信道編碼的比特流進行交織處理以降低比特流相關(guān)性；多個調(diào)制裝置，用于將交織后的比特流調(diào)制為符號流；和導頻序列模塊，用于在發(fā)送符號流中插入用于定時和信道估計的導頻序列。
16.根據(jù)權(quán)利要求13所述的裝置，其中在接收端還包括下列步驟多個解調(diào)裝置，對利用最小均方差算法求解接收濾波矩陣U的符號進行解調(diào)；多個解交織裝置，用于對經(jīng)過解調(diào)的比特流進行解交織；多個譯碼裝置，用于對解交織后的比特流進行譯碼；和并/串轉(zhuǎn)換裝置，對經(jīng)過譯碼的比特流進行并/串轉(zhuǎn)換，把多天線比特流轉(zhuǎn)換為串行輸出信息比特流。
17.根據(jù)權(quán)利要求13至16中的任何一項所述的裝置，其中所述多天線多輸入多輸出系統(tǒng)是多天線正交頻分復用無線多媒體通信系統(tǒng)。
18.一種在多天線多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)中獲得次優(yōu)容量的裝置，包括功率分配裝置，用于對多個發(fā)送天線中的每一個發(fā)送天線均勻分配發(fā)送功率，并發(fā)送經(jīng)載波調(diào)制后的基帶符號；多個接收裝置，用于接收所述多個天線發(fā)送的載波信號并下變頻為基帶符號；同步裝置，用于對經(jīng)過變頻的基帶符號進行定時和頻率同步；信道估計裝置，用于從經(jīng)過同步的符號中估計信道增益陣H；最小均方接收濾波裝置，利用最小均方(LSE)算法求解接收濾波矩陣U以獲得次優(yōu)多輸入多輸出容量。
19.根據(jù)權(quán)利要求18所述的裝置，其中還包括在發(fā)送端利用單位陣對要由多天線發(fā)送的信號進行預濾波的裝置。
20.根據(jù)權(quán)利要求18所述的裝置，其中在發(fā)送端還包括串/并轉(zhuǎn)換裝置，用于對輸入比特流進行串/并轉(zhuǎn)換，將其復用為多個天線中的每個天線支路端的符號子流；多個信道編碼裝置，對輸入的比特流進行信道編碼以抗噪聲；多個交織裝置，對經(jīng)過信道編碼的比特流進行交織處理以降低比特流相關(guān)性；多個調(diào)制裝置，用于將交織后的比特流調(diào)制為符號流；和導頻序列模塊，用于在發(fā)送符號流中插入用于定時和信道估計的導頻序列。
21.根據(jù)權(quán)利要求18所述的裝置，其中在接收端還包括下列步驟多個解調(diào)裝置，對利用最小均方算法求解接收濾波矩陣U的符號進行解調(diào)；多個解交織裝置，用于對經(jīng)過解調(diào)的比特流進行解交織；多個譯碼裝置，用于對解交織后的比特流進行譯碼；和并/串轉(zhuǎn)換裝置，對經(jīng)過譯碼的比特流進行并/串轉(zhuǎn)換，把多天線比特流轉(zhuǎn)換為串行輸出信息比特流。
22.根據(jù)權(quán)利要求18至21中的任何一項所述的裝置，其中所述多天線多輸入多輸出系統(tǒng)是多天線正交頻分復用無線多媒體通信系統(tǒng)。
全文摘要
本發(fā)明提供一種獲得次優(yōu)信道容量的低復雜度多天線(MIMO)發(fā)送、接收處理方法。系統(tǒng)采用時分雙工(TDD)工作方式，與MIMO信道相適配。在發(fā)送端對多個發(fā)送天線均勻分配功率，無需實時更新發(fā)送預濾波陣V和動態(tài)功率分配。接收端采用兩種方法處理，一種方法是根據(jù)發(fā)送、接收信號的均方差最小原理求解接收濾波陣U的最小均方差(MMSE)解。另一種方法是采用簡易的最小均方(LMS)自適應算法求解U，以跟蹤信道變化并減小計算量。簡化的發(fā)射、接收處理可獲得次優(yōu)MIMO容量并降低信道估計誤差對容量的影響。
文檔編號H04L27/26GK1797986SQ200410102070
公開日2006年7月5日 申請日期2004年12月22日 優(yōu)先權(quán)日2004年12月22日
發(fā)明者黎海濤, 李繼峰 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社