專利名稱：用于減少二階交互調(diào)制的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種射頻(RF)通信系統(tǒng)，具體地說，涉及一種用于控制直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)的混頻器中的二階截取點(IP2)的電路。
背景技術(shù)：
在一個使用超外差結(jié)構(gòu)的接收機(jī)中，三階交互調(diào)制(IM3)是重要的。當(dāng)載波信號被調(diào)制成將被發(fā)送或接收的期望頻帶的基帶信號時，具有多個輸入頻率的設(shè)備(例如混頻器)的非線性將導(dǎo)致與所述輸入頻率不同的不希望的輸出頻率。具有兩個或多個頻率的輸入信號被混合在一起從而產(chǎn)生具有附加的不希望頻率的失真，即互調(diào)失真(此后稱之為IMD)。當(dāng)具有兩個輸入頻率的輸入信號經(jīng)過非線性設(shè)備時，生成交互調(diào)制(此后稱做IM)分量。所述IMD是由所述IM分量引起的。所述IM分量具有對應(yīng)于所述兩個輸入頻率的和以及這兩個輸入頻率之間的差的頻率。由此，當(dāng)具有兩個不同輸入頻率的兩個輸入信號被施加到非線性設(shè)備時，所述IMD引起對調(diào)制和解調(diào)的干擾。
當(dāng)載波信號的頻率在超外差轉(zhuǎn)換處理中被轉(zhuǎn)換成中頻(IF)時，可能在基帶頻率處發(fā)生三階IMD，從而不能很容易地將其過濾掉。直接轉(zhuǎn)換(也稱做zero-IF或零差)是超外差接收機(jī)的一種特殊情況。在這種情況下，本機(jī)震蕩器LO被設(shè)置得與所希望的RF信道具有相同的頻率。這意味著所述IF是0或dc?，F(xiàn)在，在所述dc處能夠發(fā)生濾波和增益，所述增益比較容易利用低功率來實現(xiàn)。直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)的基本操作可以被描述為將輸入信號頻率(Frc+Δ)(其中(Δ)是調(diào)制的帶寬)與工作于fLO的本機(jī)震蕩器進(jìn)行混頻，并產(chǎn)生輸出fMIXOUT＝(fRF+Δ-fLO)和(fRF+Δ+fLO)。在傳統(tǒng)的超外差接收機(jī)中，二階失真項通常脫離頻帶并很容易被濾波掉。但是，在直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)中，偶數(shù)階失真、特別是二階產(chǎn)物將導(dǎo)致頻帶內(nèi)的干擾。
在直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)中，所接收的載波信號被直接降頻轉(zhuǎn)換為基帶信號，因此，在基帶頻率處發(fā)生二階IMD。由此，在所述直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)中，二階IMD比三階IMD對信號失真具有更大的影響，因此，需要對二階IMD進(jìn)行調(diào)節(jié)以防止信號失真。
二階IMD的線性擴(kuò)展與輸入信號的線性擴(kuò)展相交的理論點被稱做二階截取點(IP2)。所述IP2是一個特征化射頻(RF)通信系統(tǒng)的重要參數(shù)，它表示通信系統(tǒng)的總的非線性度。隨著所述截取點的值的增大，所述設(shè)備具有更小的非線性度。
當(dāng)輸入信號的功率電平增大時，輸出端處所述二階IMD的功率電平也增加，并且其中二階IMD的功率電平與輸入信號的原始功率電平的相交點表示所述IP2。但是，由于輸出功率通常在該輸出功率達(dá)到理論IP2點之前就已經(jīng)飽和，所以實際的IP2點僅僅對應(yīng)于一個預(yù)期的假定輸出功率電平，其中預(yù)期二階IMD達(dá)到了與輸入功率電平相同的幅值。
通過實現(xiàn)減小二階IMD(IM2)的高IP2，可以增大所述通信系統(tǒng)的線性度。通常，直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)中的混頻器具有用于調(diào)節(jié)IP2的IP2校準(zhǔn)電路。
圖1的電路圖示出了傳統(tǒng)的二階截取點(IP2)校準(zhǔn)電路。
參看圖1，IP2校準(zhǔn)電路包括混頻器100和IP2調(diào)制器102。在IEEE J.固態(tài)電路的2002年6月第37卷第766-769頁上由K.Kivekas等人發(fā)表的“Calibration techniques of active BiCMOS mixers(有源BICMOS混頻器的校準(zhǔn)技術(shù))”中描述了圖1所示的傳統(tǒng)IP2校準(zhǔn)電路，這里全文引入該文章作為參考。
混頻器100包括用于接收載波信號VRF的第一對輸入端104和用于接收本機(jī)震蕩信號VLO的第二對輸入端106?；祛l器100輸出載波信號VRF的頻率和本機(jī)震蕩信號VLO的頻率之間的頻率差(例如fRF+Δ-fLO)?；祛l器100的輸出信號被輸出給一對輸出端108。
IP2控制器102包括負(fù)載電阻RLP、RLN和校準(zhǔn)電阻Rcal。校準(zhǔn)電阻Rcal與負(fù)載電阻RLP和RLN并聯(lián)連接。校準(zhǔn)電阻Rcal補償混頻器100的差動輸出VOP和VON之間的失配。通過對共模的IM2輸出電壓和差模的IM2輸出電壓求和可以獲得總的二階交互調(diào)制(IM2)輸出電壓。
所述共模的IM2輸出電壓VIM2，cm由下述表達(dá)式1給出<表達(dá)式1>
VIM2，cm＝icm(R+ΔR-Rc)-icm(R-ΔR)＝icm(2ΔR-Rc)
其中，RLN由(R-ΔR)表示，Rc表示由于Rcal而導(dǎo)致的RLP(例如RLP＝R+ΔR)的電阻值的減小，以及icm表示共模下的電流。
差模下的IM2輸出電壓由下述表達(dá)式2給出<表達(dá)式2>
VIM2，dm＝idm(R+ΔR-Rc)+idm(R-ΔR)＝Idm(2R-Rc)其中，RLN由(R-ΔR)表示，Rc表示由于Rcal而導(dǎo)致的RLP(例如，RLP＝R+ΔR)的電阻值的減小，和idm表示差模下的電流。
因此，總的IM2輸出電壓VIM2由下述表達(dá)式3給出<表達(dá)式3>
VIM2＝VIM2，cm+VIM2，dm＝idm(2R-Rc)+icm(2ΔR-Rc)。
通過調(diào)節(jié)Rc(例如改變Rcal)來校準(zhǔn)二階截取點(IP2)，以改變(例如減小)VIM2。上述校準(zhǔn)方法(使用電阻Rcal)的使用在半導(dǎo)體制造處理中受到限制。由于ΔR處于從大約0.1％R到10％R的范圍內(nèi)，所以，Rc也處于從大約0.1％R到10％R的范圍內(nèi)。因此，所述Rcal必須是電阻R的數(shù)十倍到數(shù)千倍。由此，當(dāng)所述R是數(shù)十千歐姆時，Rcal必須是數(shù)十兆歐姆。因此，由于相當(dāng)大的電阻要占據(jù)半導(dǎo)體基底上很大的區(qū)域并且需要額外的邏輯電路，所以難于在半導(dǎo)體制造處理中實現(xiàn)Rcal。另外，當(dāng)在IP2校準(zhǔn)中使用電阻負(fù)載時，不可能在需要高增益和線性度的結(jié)構(gòu)中獲取足夠的電壓容限。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明針對一種用于校準(zhǔn)二階截取點(IP2)以控制二階交互調(diào)制(IM2)的電路，該電路以小的在片區(qū)域提供設(shè)備(直接轉(zhuǎn)換接收機(jī))的增強(qiáng)的線性。根據(jù)本發(fā)明的一實施例，IP2校準(zhǔn)電路包括共模反饋電路和操作地連接到混頻器的第一和第二輸出端的負(fù)載阻抗?；祛l器直接將載波信號轉(zhuǎn)換為基帶信號。共模反饋電路通過檢測所述混頻器的至少一個輸出電壓和通過調(diào)節(jié)所述共模反饋電路的增益來控制該混頻器的二階交互調(diào)制。所述負(fù)載阻抗置于所述混頻器的第一和第二輸出端之間，以控制混頻器的小信號增益。
本發(fā)明的各實施例提供多個用于校準(zhǔn)二階交互調(diào)制的電路，所述電路包括共模反饋電路，被配置成用來通過檢測混頻器的至少一個輸出電壓和通過調(diào)節(jié)共模反饋電路的增益來控制所述混頻器的二階交互調(diào)制；和負(fù)載阻抗，用于在所述混頻器的第一輸出端和第二輸出端之間進(jìn)行連接。
本發(fā)明的其它實施例提供一種直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)，包括具有第一和第二輸出端的混頻器；連接在第一和第二輸出端之間的負(fù)載阻抗；連接在電源電壓和第一輸出端之間的第一晶體管，和連接在所述電源電壓和第二輸出端之間的第二晶體管。
根據(jù)本發(fā)明，可以減少所述二階交互調(diào)制(IM2)，從而增強(qiáng)射頻(RF)設(shè)備的線性度。


通過結(jié)合附圖對本發(fā)明范例性實施例的詳細(xì)描述，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員將能夠更加理解本發(fā)明，其中，相同的元件以相同的參考數(shù)字表示，并且提供這種描述僅僅是為了說明的目的，因此并不對本發(fā)明的范圍做出限制。
圖1的電路圖示出了包括傳統(tǒng)二階截取點(IP2)校準(zhǔn)電路的直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)電路；圖2的框圖示出了根據(jù)本發(fā)明一范例性實施例的、包括二階截取點(IP2)校準(zhǔn)電路的直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)電路；圖3A和3B的電路圖示出了根據(jù)本發(fā)明其它范例性實施例的、包括通過調(diào)節(jié)差動放大器的增益來控制IM2輸出電壓的IP2校準(zhǔn)電路的直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)；圖4A和4B的電路圖示出了根據(jù)本發(fā)明附加的范例性實施例的、包括通過調(diào)節(jié)電流源的增益來控制IM2輸出電壓的IP2校準(zhǔn)電路的直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)電路。
具體實施例方式
圖2的框圖示出了根據(jù)本發(fā)明一范例性實施例的、包括二階截取點(IP2)校準(zhǔn)電路的直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)電路。IP2校準(zhǔn)電路校準(zhǔn)二階截取點(IP2)以控制二階交互調(diào)制(IM2)。
參看圖2，本發(fā)明的IP2校準(zhǔn)電路包括負(fù)載阻抗208和共模反饋電路210。在直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)電路中，負(fù)載阻抗208和共模反饋電路210被操作連接到混頻器200的輸出端206上。
混頻器200直接將載波信號VRF轉(zhuǎn)換為基帶信號。因此，混頻器200具有用于接收載波信號VRF的第一對輸入端202和用于接收本機(jī)震蕩信號VLO的第二對輸入端204?；祛l器200被用在直接轉(zhuǎn)換中，并輸出表示載波信號VRF和本機(jī)震蕩信號VLO之間的頻差的有用信號。混頻器200的輸出信號被輸出給一對輸出端206。這一對輸出端206包括用于輸出VOP電壓的第一輸出端和用于輸出Von電壓的第二輸出端，并且所述混頻器200的輸出信號是差動輸出。
負(fù)載阻抗208置于混頻器200的一對輸出端206之間，并被用于感測混頻器200的輸出信號中的小信號。具體地說，負(fù)載阻抗208置于所述輸出端206的第一端和第二端之間。由于用于在直接轉(zhuǎn)換中使用的、混頻器200的輸出信號被輸出到晶體管的漏極端(見例如圖3)，所以，在所述漏極端之間耦合負(fù)載阻抗208的的負(fù)載電阻。
共模反饋電路210包括電平檢測器212、放大器214和電流源216。
電平檢測器212檢測Vop和Von電壓(這些電壓是混頻器200的差動輸出)，并輸出檢測器輸出信號至放大器214。檢測器輸出信號可以具有與Vop和Von相同標(biāo)度的電壓電平，或可以具有變換的電平、量化的電壓電平，或可以是所述Vop和Von電壓的變換的相位。在任一這種情況下，所檢測的Vop和Von電壓的特性被傳送給放大器214。
放大器214放大所檢測的Vop和Von的特性的共模電平和基準(zhǔn)電壓之間的壓差。放大器214的輸出電壓控制電流源單元216。
電流源單元216包括第一電流源218和第二電流源219。第一和第二電流源218和219的輸出電流都由放大器214的輸出電壓控制。(經(jīng)過混頻器200的所述第一和第二電流源218和219的)輸出電流icm和idm在一輸出阻抗和所述輸出阻抗208兩端產(chǎn)生預(yù)定的共模電壓和差模電壓。
由于上述元件，在共模反饋電路210中產(chǎn)生一預(yù)定增益。共模反饋電路210的增益由放大器214和電流源216的電壓或電流控制。
總的二階交互調(diào)制(IM2)輸出電壓VIM2由共模IM2輸出電壓VIM2，cm和差模IM2輸出電壓VIM2，dm的和表示。差模IM2輸出電壓VIM2，dm由下述表達(dá)式4給出<表達(dá)式4>
VIM2，dm＝idmRL其中，所述負(fù)載阻抗被假設(shè)為僅具有電阻RL，和idm表示差動電流。
共模IM2輸出電壓VIM2，cm由下述表達(dá)式5給出
<表達(dá)式5>
VIM2,cm=icm(Z0+ΔZ1+Gcm+ΔG+RL2)-icm(Z0-ΔZ1+Gcm-ΔG+RL2)=2icmΔZ(1+Gcm)-Z0ΔG(1+Gcm+ΔG)(1+Gcm-ΔG)]]>其中，icm表示共模電流，Z0+ΔZ表示第一電流源218的輸出阻抗，和Z0-ΔZ表示第二電流源219的輸出阻抗。另外，Gcm+ΔG表示作為混頻器200的差動輸出電壓的Vop電壓的增益，和Gcm-ΔG表示作為混頻器200的另一差動輸出電壓的Von的增益。
因此，總的IM2輸出電壓VIM2由下述表達(dá)式6給出<表達(dá)式6>
VIM2=VIM2,cm+VIM2,dm=idmRL+2icmΔZ(1+Gcm)-Z0ΔG(1+Gcm+ΔG)+(1+Gcm-ΔG)]]>在上述的表達(dá)式6中，可以通過調(diào)節(jié)共?；芈返脑鲆妫垂材７答侂娐?10的增益來減少IM2輸出電壓VIM2，借此增大二階截取點IP2(和減少二階交互調(diào)制失真，從而保證在包括本發(fā)明實施例的通信系統(tǒng)中的線性度)。
圖3A和3B的電路圖示出了根據(jù)本發(fā)明其它范例性實施例的、包括IP2校準(zhǔn)電路的直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)電路，所述IP2校準(zhǔn)電路通過調(diào)節(jié)放大器的增益來控制IM2輸出電壓。
在圖3A中，IP2校準(zhǔn)電路的結(jié)構(gòu)與圖2所示IP2校準(zhǔn)電路的結(jié)構(gòu)類似。在圖3A的IP2校準(zhǔn)電路中，電阻RL被用作負(fù)載阻抗(圖2的208)。圖3A所示IP2校準(zhǔn)電路的IM2輸出電壓電平和放大器的增益由電阻控制。
參看圖3A，混頻器300被用于直接轉(zhuǎn)換?；祛l器300包括用于接收載波信號VRF的第一對輸入端302和用于接收本機(jī)震蕩信號VLO的第二對輸入端304。輸入端302和304的作用與圖2所示的202和204相同。
(用于在直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)中使用的)混頻器300輸出具有與載波信號VRF和本機(jī)震蕩信號VLO之間的頻差相對應(yīng)的頻率的一個或多個信號?；祛l器300的輸出信號被輸出到一對輸出端VOP和VON。這對輸出端VOP和VON包括用于輸出VOP電壓的第一輸出端和用于輸出VON電壓的第二輸出端，且所述混頻器300的輸出信號處于一種差動輸出形式。
負(fù)載阻抗RL設(shè)置在混頻器300的一對輸出端(VOP和VON)之間，并控制混頻器300的輸出信號的小信號增益。
共模反饋電路306a的放大器308a包括兩個差動放大器和一個偏置電路。
兩個差動放大器包括第一差動放大器和第二差動放大器。第一差動放大器包括第一差動對晶體管、第一有源負(fù)載和第一DC電流源。
第一差動對晶體管包括晶體管N4和晶體管N5。由電平檢測器212檢測的VOP電壓被施加到晶體管N4的柵極上，基準(zhǔn)電壓VREF被施加到晶體管N5的柵極上。晶體管N4的源極和晶體管N5的源極被共同耦合到所述第一DC電流源(例如，N2)。
第一DC電流源包括晶體管N2，其源極連接到接地端(或VSS)，其漏極連接到第一差動對(N4和N5)的公共源極上。
有源負(fù)載包括被連接成二極管的晶體管P3，其柵極和漏極被連接在一起，并且作為到晶體管的第一差動對(N4和N5)和第二差動對(N6和N7)的輸出信號的有源負(fù)載。另外，晶體管P3向兩個電流源P1和P2發(fā)送第一和第二差動對的小信號輸出電壓。
第二差動對晶體管包括晶體管N6和晶體管N7。由電平檢測器212檢測的VON電壓被施加到晶體管N7的柵極，基準(zhǔn)電壓VRFF被施加到晶體管N6的柵極。晶體管N6的源極和晶體管N7的源極被共同耦合到第二DC電流源(例如，N3)。
第二DC電流源包括晶體管N3，其源極連接到接地端(或VSS)，其漏極連接到第二差動對晶體管(N6和N7)的公共源極。
分別施加到晶體管N4和N7的柵極端的檢測后的VOP和VON電壓代表混頻器300的輸出信號VOP和VON或者是相同的?；祛l器300的輸出信號VOP和VON可以使用諸如電阻器、電感器和/或電容器的阻抗電路進(jìn)行檢測。另外，混頻器300的輸出信號VOP和VON可以通過直接將混頻器300的輸出端VOP和VON連接到晶體管N4和N7的柵極上來進(jìn)行檢測。
偏置電路包括基準(zhǔn)電流源Iref和連接成二極管的晶體管N1。基準(zhǔn)電流源Iref置于VDD和晶體管N1的漏極之間。晶體管N1連接在基準(zhǔn)電流源Iref和接地端(VSS)之間。晶體管N1的柵極和漏極彼此相互連接，借此有效地形成一個二極管。另外，晶體管N1的漏極(和柵極)經(jīng)過電阻R1連接到晶體管N2的柵極，并經(jīng)過電阻R2連接到晶體管N3的柵極。
電流源單元310a具有作為第一電流源的晶體管P1和作為第二電流源的晶體管P2。
晶體管P1的源極端連接到VDD，其漏極端連接到混頻器300的第一輸出端。另外，晶體管P1的柵極連接到晶體管P3的漏極(和柵極)，該晶體管P3是有源阻抗。
晶體管P2的源極端連接到VDD，其漏極端連接到混頻器300的第二輸出端。另外，晶體管P2的柵極連接到晶體管P3(其是一個有源阻抗)的漏極(和柵極)，并被共同連接到晶體管P1的柵極。換言之，晶體管P1和晶體管P2的柵極被共同地連接到晶體管P3的漏極(和柵極)。
由于上述結(jié)構(gòu)，在共模反饋電路306a中導(dǎo)致預(yù)定增益。另外，其模反饋電路306a的增益隨流經(jīng)電阻R1和R2的電流1cal而變化，其中，電阻R1和R2置于晶體管N2和N3的柵極之間。換言之，利用流經(jīng)電阻R1和R2的電流Ical生成晶體管N2的柵極電壓和晶體管N3的柵極電壓之間的預(yù)定壓差，借此以生成流經(jīng)晶體管N2的DC電流和流經(jīng)晶體管N3的DC電流之間的DC電流差。
由于差動放大器的電壓增益與差動放大器中的晶體管的跨導(dǎo)成比例，并且所述跨導(dǎo)依賴于DC偏流，所以，晶體管N2的柵極電壓和晶體管N3的柵極電壓之間的壓差導(dǎo)致圖2中所描述的ΔG。
圖3B的電路圖示出了用于利用電壓源來控制放大器的增益和IM2輸出電壓的IP校準(zhǔn)電路。
在圖3B中，除了電壓源V1和電壓源V2設(shè)置在晶體管N2和晶體管N3之間(代替圖3A的電阻R1和R2)以外，圖3B所示IP2校準(zhǔn)電路的結(jié)構(gòu)與圖3A所示IP2校準(zhǔn)電路的結(jié)構(gòu)類似。在晶體管N2和晶體管N3的柵極之間建立壓差V1+V2。
因此，產(chǎn)生與壓差(V1+V2)對應(yīng)的DC電流差(比較經(jīng)過晶體管N2和N3的電流)，并且包括第一和第二差動放大器的放大器308b具有由所述DC電流差引起的增益差。共模反饋電路306b可以具有與由放大器308b的增益差引起的ΔG相對應(yīng)的共模增益差。
圖4A和4B的電路圖示出了根據(jù)本發(fā)明另一范例性實施例的、包括通過調(diào)節(jié)電流源的增益來控制IM2輸出電壓的IP2校準(zhǔn)電路的直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)電路。
圖4A示出了根據(jù)本發(fā)明一范例性實施例的IP2校準(zhǔn)電路，其用于通過利用電阻來控制電流源的增益從而控制IM2輸出電壓。
除了在DC電流源單元410a和放大器408a之間的偏置電阻的不同分布以外，圖4A所示的IP2校準(zhǔn)電路與圖3A和3B所示的IP2校準(zhǔn)電路類似。
電流源單元410a具有作為第一電流源的晶體管P1和作為第二電流源的晶體管P2。另外，電阻器R3和R4串聯(lián)連接在晶體管P1和P2的柵極之間，并且電流Ical流經(jīng)電阻R3和R4。所述電流Ical在晶體管P1和P2的柵極電壓之間產(chǎn)生一個壓差。
晶體管P1利用其柵極-源極電壓生成該晶體管P1的大信號電流，晶體管P2也利用其柵極-源極電壓生成該晶體管P2的大信號電流。本發(fā)明上述范例性實施例中的晶體管被假設(shè)在它們的激活區(qū)中工作。
由于在晶體管P1和P2的柵極電壓之間的壓差，所以晶體管P1和P2的大信號電流彼此不同。大信號電流之間的電流差引起晶體管P1和P2之間的跨導(dǎo)差，借此導(dǎo)致一個小的信號增益(gm)差。該小的信號增益差影響共模反饋電路406a的增益。
作為所述放大器408a的DC電流源的晶體管N2和N3的偏置連接具有不同于圖3A和3B所示的連接結(jié)構(gòu)。參看圖4A，晶體管N2的柵極和晶體管N3的柵極被直接耦合到一起，在它們之間既沒有設(shè)置電阻，也沒有設(shè)置電壓源。因此，(由包括在偏置電路中的晶體管N1所確定的)偏壓同樣地被施加到晶體管N2和N3的柵極端。由于施加到晶體管N2和N3的柵極端的相同的偏壓，所以，經(jīng)過晶體管N2的第一DC電流與經(jīng)過晶體管N3的第二DC電流基本相等。
在共模反饋電路406a工作期間，當(dāng)電壓VOP和VON增大時，流經(jīng)晶體管N4的電流和流經(jīng)晶體管N7的電流增加。由于流經(jīng)晶體管N4和N7的電流量增加，所以，流經(jīng)晶體管N5和N6的電流量減少。由于流經(jīng)晶體管N5和N6的電流量減少，所以晶體管P3的柵極電壓減小。晶體管N3的柵極電壓的減小導(dǎo)致電流源單元410a的大信號電流的減小。電流源單元410a的減小的大信號電流引起電流源單元410a中的晶體管P1和P2的跨導(dǎo)的減小，借此減小了電壓VOP和VON。換言之，共模反饋電路406a使用負(fù)反饋，以穩(wěn)定IP2校準(zhǔn)電路的系統(tǒng)并獲得穩(wěn)定的增益。
圖4B的電路圖示出了根據(jù)本發(fā)明另一范例性實施例的IP2校準(zhǔn)電路，其用于通過控制電流源的增益和使用用于偏置的電壓源來控制IM2輸出電壓。
參看圖4B，除了在電流源單元410b和放大器408b之間的偏壓源分布不同以外，圖4B所示的IP2校準(zhǔn)電路類似于圖3A和3B所示的IP2校準(zhǔn)電路。
電流源單元410b具有作為第一電流源的晶體管P1，和作為第二電流源的晶體管P2。第一電壓源V3和第二電壓源V4串聯(lián)連接在晶體管P1和P2的柵極之間。由此，通過所述電壓源V3和V4在晶體管P1和P2的柵極電壓之間生成一個壓差。由于在柵極和源極之間的壓差，從而生成晶體管P1的第一大信號電流；同樣由于在柵極和源極之間的壓差，從而生成晶體管P2的第二大信號電流。
晶體管P1和P2的第一和第二大信號電流中的差異是由晶體管P1和P2的柵極電壓之間的壓差引起的。所述大信號電流之間的差異引起各晶體管P1和P2之間的跨導(dǎo)差，借此導(dǎo)致晶體管P1和P2的小信號增益差。所述小信號增益差影響共模反饋電路406b的增益。
另外，作為放大器408b的DC電流源的晶體管N2和N3的偏置連接在下述方面不同于圖3A和3B所示的晶體管N2和N3的偏置連接，即晶體管N2的柵極和晶體管N3的柵極被直接耦合到一起，其間沒有任何電阻或電壓源。因此，偏壓(其中該偏壓由偏置電路中的晶體管N1確定)被同樣地施加到晶體管N2和N3的柵極端，借助于同樣地施加所述偏壓，流經(jīng)晶體管N2的第一DC電流與流經(jīng)晶體管N3的第二DC電流基本上相等。
根據(jù)本發(fā)明，控制共模反饋電路的增益，以減少二階互調(diào)失真。
已經(jīng)描述了本發(fā)明的范例性實施例，應(yīng)當(dāng)理解，由所附權(quán)利要求限定的本發(fā)明并不受上述特定細(xì)節(jié)的限制，在不脫離權(quán)利要求所定義的精神和范圍的情況下可以做出很多明顯的變化。
權(quán)利要求
1.一種用于減少二階交互調(diào)制的電路，該電路包括共模反饋電路，其被配置用來通過檢測混頻器的至少一個輸出電壓和通過調(diào)節(jié)共模反饋電路的增益來控制所述混頻器的二階交互調(diào)制；和負(fù)載阻抗，用于在所述混頻器的第一輸出端和第二輸出端之間進(jìn)行連接。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電路，其中，所述負(fù)載阻抗連接在所述共模反饋電路中的第一差動放大器的輸入端和第二差動放大器的輸入端之間。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電路，其中，所述混頻器被配置用來執(zhí)行直接轉(zhuǎn)換。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電路，其中，所述共模反饋電路包括電平檢測器，其被配置用來檢測所述混頻器的至少一個輸出電壓；放大器單元，其被配置用來放大所述電平檢測器的輸出電壓；和電流源單元，其被配置用來提供至少一個由所述放大器單元的輸出電壓所控制的電流。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的電路，其中，所述放大器單元包括第一差動放大器，其被配置用來放大在所述混頻器的所述第一輸出端處的第一電壓和基準(zhǔn)電壓之間的差；和第二差動放大器，其被配置用來放大在所述混頻器的所述第二輸出端處的第二電壓和所述基準(zhǔn)電壓之間的差。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的電路，其中，所述第一和第二差動放大器中的每一個都包括連接成二極管的晶體管。
7.根據(jù)權(quán)利要求5所述的電路，其中，所述電流源單元包括第一電流源，用于向所述混頻器的第一輸出端提供第一電流；和第二電流源，用于向所述混頻器的第二輸出端提供第二電流。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的電路，其中，所述第一電流源是第一場效應(yīng)晶體管，所述第二電流源是第二場效應(yīng)晶體管。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的電路，其中，所述第一電流源的源極端和所述第二電流源的源極端被耦合到一起，借此以形成共源極結(jié)構(gòu)。
10.根據(jù)權(quán)利要求5所述的電路，其中，所述共模反饋電路的增益基于所述第一差動放大器的增益和所述第二差動放大器的增益。
11.根據(jù)權(quán)利要求5所述的電路，其中，所述第一差動放大器包括第一DC電流源，并且調(diào)節(jié)流經(jīng)所述第一DC電流源的第一偏流，以便控制第一差動放大器的增益。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的電路，其中，通過在所述第一DC電流源的柵極和源極之間的第一偏壓控制所述第一偏流。
13.根據(jù)權(quán)利要求12所述的電路，其中，通過校準(zhǔn)流經(jīng)連接到所述第一DC電流源的柵極上的電阻的電流來建立所述第一DC電流源的柵極和源極之間的第一偏壓。
14.根據(jù)權(quán)利要求11所述的電路，其中，所述第二差動放大器包括第二DC電流源，并且調(diào)節(jié)流經(jīng)所述第二DC電流源的第二偏流，以便控制所述第二差動放大器的增益。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的電路，其中，通過所述第二DC電流源的柵極和源極之間的第二偏壓控制所述第二偏流。
16.根據(jù)權(quán)利要求7所述的電路，其中，通過所述第一電流源的增益和所述第二電流源的增益控制所述共模反饋電路的增益。
17.根據(jù)權(quán)利要求10所述的電路，其中，通過在所述第一電流源的第一柵極電壓和所述第二電流源的第二柵極電壓之間的壓差來控制所述第一電流源的增益和所述第二電流源的增益。
18.一種直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)，包括混頻器，其具有第一輸出端和第二輸出端；負(fù)載阻抗，其連接在所述混頻器的第一輸出端和第二輸出端之間；第一晶體管，其連接在電源和所述第一輸出端之間；第二晶體管，其連接在所述電源和所述第二輸出端之間。
19.根據(jù)權(quán)利要求18所述的直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)，還包括第一差動放大器，用于放大在所述第一輸出端處的第一電壓和基準(zhǔn)電壓之間的壓差；第二差動放大器，用于放大在所述第二輸出端處的第二電壓和所述基準(zhǔn)電壓之間的壓差。
20.根據(jù)權(quán)利要求19所述的直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)，其中所述第一差動放大器包括第一DC電流源，所述第二差動放大器包括第二DC電流源；調(diào)節(jié)流經(jīng)所述第一DC電流源的第一偏流，以便控制第一差動放大器的增益；和調(diào)節(jié)流經(jīng)所述第二DC電流源的第二偏流，以便控制第二差動放大器的增益。
21.根據(jù)權(quán)利要求18所述的直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)，其中所述第一差動放大器包括第一DC電流源，所述第二差動放大器包括第二DC電流源，并且在正常工作期間，流經(jīng)所述第一DC電流源的DC電流與流經(jīng)所述第二DC電流源的DC電流基本相等。
全文摘要
用于校準(zhǔn)二階截取點(IP2)和減少二階交互調(diào)制(IM2)的電路，包括共模反饋電路和連接在直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)的混頻器的第一和第二輸出端之間的負(fù)載阻抗。所述共模反饋電路通過檢測混頻器的輸出電壓和調(diào)節(jié)該混頻器的增益來減少該混頻器的二階交互調(diào)制。通過控制所述共模反饋電路的增益來控制所述IP2?？梢詼p少所述二階交互調(diào)制(IM2)并可以增強(qiáng)所述設(shè)備的線性度。
文檔編號H04B1/10GK1638369SQ20041008195
公開日2005年7月13日 申請日期2004年12月30日 優(yōu)先權(quán)日2003年12月30日
發(fā)明者金佑年 申請人:三星電子株式會社