專利名稱：多入多出正交頻分復(fù)用移動通信系統(tǒng)及信道估計方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明總體上涉及無線通信，尤其涉及多入多出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)(MIMO-OFDM)及其信道道估計方法。
背景技術(shù)：
一般認(rèn)為，未來的移動通信系統(tǒng)將采用具有抵抗多徑衰落、頻譜效率高等優(yōu)點的正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)，以便在移動環(huán)境中獲得較高的數(shù)據(jù)傳輸速率。具有很高的頻譜效率的多入多出(MIMO)系統(tǒng)，在不增加帶寬的條件下，能夠依靠提高復(fù)雜度來換取更高的傳輸效率。為了獲取較好的性能，在MIMO-OFDM系統(tǒng)中一般采用相干檢測。相干檢測則需要依靠信道估計來獲得信道頻率響應(yīng)的幅度和相位信息。MIMO-OFDM系統(tǒng)的信道估計對于系統(tǒng)的性能至關(guān)重要，同時也是一個較難解決的問題。
在MIMO-OFDM系統(tǒng)中進行信道估計的現(xiàn)有導(dǎo)頻設(shè)計的主要局限在于其復(fù)雜的計算和難以在高速移動的動態(tài)變化環(huán)境中進行應(yīng)用。
文獻“Channel Estimation for OFDM System with TransmitterDiversity in Mobile Wireless Channels”Ye(Geoffrey)Li，Nambirajan Seshadri and Sirikiat Ariyavisitakul，IEEE J.Select.Areas Commun.，vol.17，pp.461-470，Mar.1999給出了一種基于塊狀導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)MIMO-OFDM的信道估計算法。由于塊狀導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)一般僅適用于慢變的無線信道，因此該方法并不能滿足實際快變的動態(tài)無線信道中的應(yīng)用。而且，該方法也沒有考慮OFDM系統(tǒng)中的虛擬子載波。通常而言，實際的OFDM系統(tǒng)都有虛擬子載波的設(shè)置，所以該方法的應(yīng)用范圍和使用條件都受到了很大限制。
文獻“Simple Channel Estimator for STBC-based OFDM Systems”Jianxin Guo，Daming Wang and Chongsen Ran，Electrical letters，vol.39，No.5，Mar.2003披露了一種基于空時分組(STBC)編碼的MIMO-OFDM系統(tǒng)的信道估計算法。在該方法中，發(fā)射機不要求接收機反饋信道狀態(tài)信息，沒有帶寬擴展，譯碼簡單，并且在不損失發(fā)射速率的前提下能夠達到較高的分集增益。但是由于該方法的假設(shè)前提為連續(xù)的兩個OFDM符號所對應(yīng)的信道條件不變，因此，其也只適合于在慢變的無線信道中進行實際應(yīng)用。而在快變的動態(tài)無線信道中，該算法的性能將受到很大影響。
其它一些文獻，如“Simplified Channel Estimation for OFDMSystems with Multiple Transmit Antennas”Ye(Geoffrey)Li，”，IEEE trans.Wireless Commun.，vol.1，pp.67-75，Jan.2002，以及文獻“A Reduced Complexity Channel Estimation for OFDMSystems with Transmit Diversity in Mobile Wireless Channels”Hlaing Minn，Dong In Kim，Vijay K.Bhargava，IEEE Trans.Commun.Vol.50，pp.799-807，May 2002，都對MIMO-OFDM系統(tǒng)的信道估計方法進行了研究。然而在這些方法中，上述問題仍然沒有得到解決。
因此，需要為設(shè)置有虛擬子載波的MIMO-OFDM系統(tǒng)提供一種導(dǎo)頻以及相應(yīng)的信道估計方法和裝置，以便系統(tǒng)能夠在快變的動態(tài)無線信道環(huán)境中工作。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于解決現(xiàn)有技術(shù)中存在的上述問題，提供一種多入多出正交頻分復(fù)用移動通信系統(tǒng)及其信道估計方法。
為此，本發(fā)明提供一種用于多入多出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計方法，其特征在于包括以下步驟對于所述正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的多個接收天線中的每一個接收天線，利用所述接收天線接收的導(dǎo)頻序列，計算所述接收天線與每一個發(fā)射天線之間信道的信道沖擊響應(yīng)序列和信道頻率響應(yīng)序列；其中，所述導(dǎo)頻序列為梳狀導(dǎo)頻序列，所述每一個發(fā)射天線對應(yīng)的導(dǎo)頻符號占據(jù)相同的頻域位置，而在時域中彼此分開。
本發(fā)明還提供一種正交頻分復(fù)用移動通信系統(tǒng)，所述系統(tǒng)在發(fā)射端包括編碼裝置、導(dǎo)頻序列產(chǎn)生裝置和多個發(fā)射天線，在接收端包括多個接收天線、信道估計裝置和譯碼裝置，其中所述發(fā)射天線同時發(fā)射攜帶有導(dǎo)頻序列的信號，所述接收天線對該信號進行接收后，由譯碼裝置根據(jù)信道估計裝置產(chǎn)生的信道估計結(jié)果對所述信號進行解碼，其特征在于所述信道估計裝置，對于所述多個接收天線中的每一個接收天線，利用所述接收天線接收的導(dǎo)頻序列，計算所述接收天線與每一個發(fā)射天線之間信道的信道沖擊響應(yīng)序列和信道頻率響應(yīng)序列；其中所述導(dǎo)頻序列為梳狀導(dǎo)頻序列，所述每一個發(fā)射天線對應(yīng)的導(dǎo)頻符號占據(jù)相同的頻域位置，而在時域中彼此分開。
本發(fā)明中使用的導(dǎo)頻序列，對于各個天線的導(dǎo)頻符號在頻域的位置相同，因此簡化了多天線的正交頻分復(fù)用符號成幀時的復(fù)雜度。因此在相應(yīng)的移動通信系統(tǒng)中只需要一個導(dǎo)頻序列產(chǎn)生裝置。將該裝置的輸出進行相位旋轉(zhuǎn)后作為各個發(fā)射天線的導(dǎo)頻序列，因此進一步降低了設(shè)備的復(fù)雜度。基于上述導(dǎo)頻序列的信道估計方法，能夠應(yīng)用于快變動態(tài)的無線信道中，而且在設(shè)計上考慮了虛擬子載頻的影響，更加符合實際多入多出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的需要。
結(jié)合附圖閱讀本發(fā)明實施方式的詳細描述后，本發(fā)明的其他特點和優(yōu)點將變得更加清楚。


圖1是本發(fā)明的實施例的M發(fā)N收MIMO-OFDM系統(tǒng)的示意結(jié)構(gòu)圖；圖2是本發(fā)明的實施例的信道估計算法的示意流程圖；圖3所示是本發(fā)明的一個實施例與基于空時分組編碼(STBC)MIMO-OFDM系統(tǒng)的信道估計算法的性能比較。
具體實施例方式
下面結(jié)合附圖詳細描述本發(fā)明的具體實施方式
。
圖1是本發(fā)明的實施例的M發(fā)N收MIMO-OFDM系統(tǒng)的示意結(jié)構(gòu)圖。
在圖1中，在發(fā)送端，標(biāo)號110表示空時編碼裝置，標(biāo)號120-122示意性地表示發(fā)送端的M個快速傅立葉逆變換器(IFFT)，標(biāo)號130-132示意性地表示對應(yīng)于每個IFFT的發(fā)射天線。在接收端，標(biāo)號140-142示意性地表示接收端的N個接收天線，標(biāo)號150-152示意性地表示分別與接收天線相連的N個快速傅立葉變換器(FFT)，標(biāo)號160表示空時譯碼裝置，標(biāo)號170表示信道估計裝置。
如圖1所示，輸入數(shù)據(jù)經(jīng)空時編碼裝置110編碼之后，分成M個子數(shù)據(jù)流ti[n，k]，i＝1，2，...，M，其中，n代表OFDM符號的時間序號，k＝0，1，2，...，F(xiàn)FT_Size-1(FFT_Size表示每個OFDM符號的子載波個數(shù)，即IFFT變換的頻點總數(shù))。IFFT 120-122分別對相應(yīng)的子數(shù)據(jù)流進行快速傅立葉逆變換，然后將數(shù)據(jù)分別通過M個發(fā)射天線130-132進行發(fā)送。M個發(fā)射天線130-132并行發(fā)送數(shù)據(jù)，經(jīng)由MIMO信道后到達接收端的N個接收天線140-142。需要指出的是，每個接收天線140-142都會收到所有的發(fā)送信號，也就是說，接收天線14O收到發(fā)射天線130-132所發(fā)送的所有數(shù)據(jù)，同樣接收天線141-142也是如此。各個接收到的數(shù)據(jù)信號分別經(jīng)過FFT 150-152的傅立葉變換之后記作rj[n，k]，其中j＝1，2，...，N。將每個rj[n，k]輸入空時譯碼裝置160，并且同時，還將rj[n，k]輸入信道估計裝置170。空時譯碼裝置160根據(jù)由信道估計裝置170所估計的信道頻率響應(yīng)Hij[n，k]對各個rj[n，k]進行譯碼。
經(jīng)過傅立葉變換的接收信號rj[n，k]可以表示為rj[n,k]=Σi=1MHij[n,k]·ti[n,k]+wj[n,k],j=1,2,...,N...(1)]]>其中，Hij[n，k]表示在第n個OFDM符號時刻，從第i個發(fā)射天線130-132到第j個接收天線140-142的在第k個子載波的信道頻率響應(yīng)，wj[n，k]表示加性高斯白噪聲。
為了更加方便地說明本發(fā)明的實施例，首先對所用的參數(shù)加以說明FTT_Size快速傅立葉變換(FFT)/快速傅立葉逆變換(IFFT)的長度，一般為2的整數(shù)次方，例如1024；Pilot_Interval梳狀導(dǎo)頻的頻域間隔，一般為2的整數(shù)次方，例如8；SMP_Num導(dǎo)頻抽樣個數(shù)，其中SMP_Num＝FFT_Size/Pilot_Interval；Pilot_Index每個OFDM符號的所插導(dǎo)頻的FFT頻點標(biāo)號集合，例如{k|k＝i*Pilot_Interval且k VSC_Range，其中，k＝0，1，...，SMP_Num-1}；VPilot_Index每個OFDM符號的虛擬導(dǎo)頻(即處于虛擬子載波中的零功率導(dǎo)頻)的FFT頻點的標(biāo)號集合，例如{k|k＝i*Pilot_Interval且k∈VSC_Range，其中，k＝0，1，...，SMP_Num-1}；Pilot_Num每個OFDM符號所插入導(dǎo)頻的總數(shù)，即Pilot_Index集合中的元素個數(shù)；Pilot_Module第一個天線所插入導(dǎo)頻序列的模值(導(dǎo)頻序列為恒定模值的導(dǎo)頻序列)；VSC_Num每個OFDM符號中的虛擬子載波的個數(shù)，一般為奇數(shù)；VSC_Range虛擬子載波的快速傅立葉變換的頻點范圍，即{FFT_Size/2-(VSC_Num-1)/2，...，F(xiàn)FT_Size/2+(VSC_Num-1)/2}；Wave_Length由虛擬子載波造成的波紋寬度，如等式(2a)與(2b)所示；Wave_Num快速傅立葉變換進行插值時所考慮的波紋個數(shù)，該參數(shù)為本發(fā)明的一個配置參數(shù)，一般取值為1～5；Max_Delay以系統(tǒng)采樣時間度量的多徑信道的最大延遲。
上述參數(shù)Wave_Length的數(shù)值由以下兩個公式確定，其中公式(2b)使用公式(2a)中定義的序列u(n)來表示波紋寬度Wave_Length，公式(2a)中的abs()表示取模值函數(shù)，公式(2b)中的min()表示取小函數(shù)，
abs(u(n))=|sin(πnPilot_Num/SMP_Num)sin(πn/SMP_Num)|,n=0,1,...SMP_Num-1...(2a)]]>Wave_Length=min{argn(abs(u(n))<min(abs(u(n-1)),abs(u(n+1))))}....(2b)]]>表1列出了幾種系統(tǒng)參數(shù)配置下的波紋寬度數(shù)值。
表1 系統(tǒng)參數(shù)配置中波紋寬度的數(shù)值

為了在進行信道估計時完整地得到每個收、發(fā)天線對的無線信道的信道沖擊響應(yīng)(CIR)，從而進一步得到無線信道的信道頻率響應(yīng)(CFR)的估計，必須滿足以下條件SMP_Num/M＞Max_Delay+Wave_Num*Wave_Length (3)其中，Wave_Num是如上所定義的本發(fā)明信道估計算法所需的參數(shù)，一般取值1～5，波紋寬度Wave_Length如公式(2b)所示。當(dāng)無線信道的最大延遲Max_Delay較大時，可以通過設(shè)置較小的頻域?qū)ьl間隔，以使得公式(3)所示條件成立；當(dāng)無線信道的最大延遲Max_Delay較小時，可以通過設(shè)置較大的頻域?qū)ьl間隔，減小導(dǎo)頻開銷，以使公式(3)所示條件成立。
MIMO-OFDM的信道估計方法是基于具體的導(dǎo)頻序列設(shè)計進行的。在本發(fā)明的實施例中首先給出一種針對快變動態(tài)的無線信道而設(shè)計的梳狀導(dǎo)頻。
具體地，第一天線(即i＝1時)的導(dǎo)頻序列可以定義為模為Pilot_Module的符號序列，例如模為Pilot_Module的復(fù)偽隨機序列(PN)；天線i(i＝2，...，M)的導(dǎo)頻序列定義為ti[n，k]＝t1[n，k]·exp(-j2πk·(i-1)/M/Pilot_Interval)，k∈Pilot_Index (4)ti[n，k]＝0，k∈VPilot_Index (5)
其中，公式(4)中的j為單位虛數(shù)。不同天線之間的導(dǎo)頻序列存在相位旋轉(zhuǎn)。相位旋轉(zhuǎn)能夠使得在頻域相互重疊的導(dǎo)頻符號，在時域中彼此分開，進而可以對各個收發(fā)天線對之間的信道進行參數(shù)估計。
在設(shè)計時，上述導(dǎo)頻不僅考慮了快變動態(tài)無線信道的影響，還通過其自身的特性，有效地降低了系統(tǒng)的復(fù)雜度。由于各個天線的導(dǎo)頻符號在頻域的位置均相同，因此簡化了具有多天線的OFDM符號生成幀時的復(fù)雜度。而且，在發(fā)射端只需要一個導(dǎo)頻序列產(chǎn)生裝置，將該導(dǎo)頻序列產(chǎn)生裝置的輸出進行相位旋轉(zhuǎn)后作為各個天線的導(dǎo)頻序列，因此進一步降低了設(shè)備的復(fù)雜度。
圖2是本發(fā)明的實施例的信道估計算法的示意流程圖。基于上述MIMO-OFDM系統(tǒng)的導(dǎo)頻序列，參照圖2，詳細給出對于Hij[n，k]的估計算法，其中，i表示第i個發(fā)射天線，i＝1，2，...，M，j表示第j個接收天線，j＝1，2，...，N，k表示在第k個子載波，k＝0，1，...，F(xiàn)FT_Size-1。
在步驟201中，開始進行信道估計。
在步驟202中，將接收天線的標(biāo)號初始化為1，即j＝1。
在步驟203中，計算信道頻率響應(yīng)和序列CFR_Sum。將接收天線j上的接收導(dǎo)頻序列與發(fā)射天線1上的發(fā)送導(dǎo)頻序列的共扼序列對應(yīng)相乘，再除以常數(shù)Pilot_Module，如公式(6)所示CFR_Sum＝rj[n，k]·(t1[n，k])*/Pilot_Module，k∈Pilot_Index∪VPilot_Index (6)其中，符號“∪”表示集合的并運算，符號“*”表示共扼運算。
在步驟204中，根據(jù)序列CFR_Sum計算信道沖擊響應(yīng)和序列。對序列CFR_Sum進行SMP_Num點的IFFT變換，來獲得序列CIR_Sum，即CIR_Sum＝IFFTSMP_Sum(CFR_Sum) (7)在步驟205中，將發(fā)射天線的標(biāo)號初始化為1，即i＝1。
在步驟206中，取出CIR_Sum序列的第(i-1)×SMP_Num/M個到第i×SMP_Num/M-Wave_Num×Wave_Length-1個元素，記為CIR_part1。取出CIR_Sum的第P1到第P2個元素，記為CIR_part2，P1和P2的取值如公式(8)和(9)所示P1=[(i-1)·SMP_NumM-Wave_Num·Wave_Length+SMP_Num]%SMP_Num...(8)]]>
P2=[(i-1)·SMP_NumM-1+SMP_Num]%SMP_Num...(9)]]>其中，符號“％”為求余運算符。
在步驟207中，將步驟206中取出的CIR_part1，F(xiàn)FT_Size-SMP_Num/M個零數(shù)據(jù)，以及步驟206中取出的CIR_part2構(gòu)成一個新的FFT_Size點的序列，稱為CIRij。
在步驟208中，對于序列CIRij進行FFT_Size點的FFT變換，所得序列記為CFRij，即為發(fā)射天線i與接收天線j之間信道的頻率響應(yīng)的估計結(jié)果。
在步驟209中，將發(fā)射天線的標(biāo)號i增加1。
在步驟210中，判斷i是否小于M+1，即判斷是否還未對所有發(fā)射天線進行信道估計。如果判斷結(jié)果為“是”，則流程轉(zhuǎn)至步驟206，否則流程在步驟211中繼續(xù)。
在步驟211中，將接收天線的標(biāo)號j增加1。
在步驟212中，判斷j是否小于N+1，即判斷是否還未對所有的接收天線進行信道估計。如果判斷的結(jié)果為“是”，則流程轉(zhuǎn)至步驟203，否則流程進入步驟213。
在步驟213中，結(jié)束信道估計，CFRij，i＝1，2，...，M，j＝1，2，...，N即為最終結(jié)果。
為了更清楚地描述本發(fā)明信道估計方法的實施方式，下面根據(jù)上述流程的具體示例，并且利用該示例與STBC的MIMO-OFDM系統(tǒng)的信道估計方法進行對比仿真，進一步說明本發(fā)明的優(yōu)點。
該示例的系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置如表2所示。
表2 本發(fā)明信道估計方法示例中系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置


根據(jù)公式(3)，由于256/2＞26+5*8，因此該示例系統(tǒng)滿足在進行信道估計時完整地得到每個收、發(fā)天線對的無線信道的CIR，從而進一步得到無線信道的CFR最終估計結(jié)果的條件。
第一發(fā)射天線，即i＝1時的導(dǎo)頻可以為t1[n，k]＝1， k∈Pilot_Indext1[n，k]＝0， k∈VPilot_Index第二發(fā)射天線，即i＝2時的導(dǎo)頻可以為t2[n，k]＝t1[n，k]·exp(-jπk/4)，k∈Pilot_Index∪VPilot_Index根據(jù)圖2所示流程圖，該示例的具體流程如下所述。
在步驟201中，開始進行信道估計。
在步驟202中，將接收天線的標(biāo)號初始化為1，即j＝1。
在步驟203中，計算信道頻率響應(yīng)和序列CFR_Sum。將接收天線j上的接收導(dǎo)頻序列與第一發(fā)射天線(即i＝1)的發(fā)送導(dǎo)頻序列的共扼序列對應(yīng)相乘，如下式所示CFR_Sum＝rj[n，k]·(t1[n，k])*，k∈Pilot_Index∪VPilot_Index其中，符號“∪”表示集合的并運算，符號“*”表示共扼運算。
在步驟204中，根據(jù)序列CFR_Sum計算信道沖擊響應(yīng)和序列。對序列CFR_Sum進行256點的IFFT變換，來獲得序列CIR_Sum，即CIR_Sum＝IFFT256(CFR_Sum)在步驟205中，將發(fā)射天線的標(biāo)號初始化為1，即i＝1。
在步驟206中，取出CIR_Sum序列的第(i-1)×256/2個到第i×256/2-5×8-1個元素，記為CIR_part1。取出CIR_Sum的第[(i-1)×256/2-5+256]％256到第[(i-1)×256/2-1+256]％256個元素，記為CIR_part2，其中，符號“％”為求余運算符。
在步驟207中，將步驟4中取出的CIR_part1，1024-256/2＝896個零數(shù)據(jù)，以及步驟4中取出的CIR_part2構(gòu)成一個新的1024點的序列，稱為CIRij。
在步驟208中，對于序列CIRij進行1024點的FFT變換，所得序列記為CFRij即為發(fā)射天線i與接收天線j之間信道的頻率響應(yīng)的估計結(jié)果。
在步驟209中，將發(fā)射天線的標(biāo)號i增加1。
在步驟210中，判斷i是否小于3，即判斷是否還未對所有發(fā)射天線進行信道估計。如果判斷結(jié)果為“是”，則流程轉(zhuǎn)至步驟206，否則流程在步驟211中繼續(xù)。
在步驟211中，將接收天線的標(biāo)號j增加1。
在步驟212中，判斷j是否小于3，即判斷是否還未對所有的接收天線進行信道估計。如果判斷的結(jié)果為“是”，則流程轉(zhuǎn)至步驟203，否則流程進入步驟213。
在步驟213中，結(jié)束信道估計，CFRij，i＝1，2，...，M，j＝1，2，...，N即為最終結(jié)果。
為了進一步說明本發(fā)明的導(dǎo)頻和信道估計方法的優(yōu)點，通過仿真對本發(fā)明與基于STBC的信道估計算法的性能進行了比較。其中，其它一些仿真參數(shù)如表3所示。
表3 本發(fā)明信道估計方法與STBC信道估計方法對比仿真參數(shù)

圖3所示是本發(fā)明一個實施例與基于空時分組編碼(STBC)MIMO-OFDM系統(tǒng)的信道估計算法的性能比較。
如圖3所示，橫坐標(biāo)為接收信噪比，縱坐標(biāo)為均方誤差(MeanSquare Error)。隨著接收信噪比的增加，本發(fā)明的實施例的均方誤差逐漸低于基于STBC技術(shù)的信道估計算法的均方誤差。當(dāng)接收信噪比大于25dB時，這種優(yōu)勢已經(jīng)變得十分明顯。而且，由于本發(fā)明考慮了虛擬子載波的影響，因此比基于STBC的MIMO-OFDM系統(tǒng)的信道估計算法更具有實際的意義。
雖然結(jié)合附圖描述了本發(fā)明的實施方式，但是本領(lǐng)域內(nèi)熟練的技術(shù)人員可以在所附權(quán)利要求的范圍內(nèi)做出各種變形或修改。
權(quán)利要求
1.一種用于多入多出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計方法，其特征在于包括以下步驟對于所述正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的多個接收天線中的每一個接收天線，利用所述接收天線接收的導(dǎo)頻序列，計算所述接收天線與每一個發(fā)射天線之間信道的信道沖擊響應(yīng)序列和信道頻率響應(yīng)序列；其中，所述導(dǎo)頻序列為梳狀導(dǎo)頻序列，所述每一個發(fā)射天線對應(yīng)的導(dǎo)頻符號占據(jù)相同的頻域位置，而在時域中彼此分開。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的信道估計方法，其特征在于所述導(dǎo)頻符號之間存在相位旋轉(zhuǎn)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1的信道估計方法，其特征在于所述多入多出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的第一發(fā)射天線的導(dǎo)頻序列為模為常數(shù)的復(fù)偽隨機序列。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的信道估計方法，其特征在于所述計算信道沖擊響應(yīng)序列和信道頻率響應(yīng)序列的步驟包括以下步驟利用所述接收天線接收的所述導(dǎo)頻序列，計算所述接收天線的信道頻率響應(yīng)和序列；對所述信道頻率響應(yīng)和序列進行快速傅立葉逆變換，獲得所述接收天線的信道沖擊響應(yīng)和序列，其中進行所述快速傅立葉逆變換的點數(shù)為所述導(dǎo)頻的抽樣個數(shù)；對于每一個發(fā)射天線，從所述接收天線的信道沖擊響應(yīng)和序列中取出對應(yīng)于所述發(fā)射天線的第一部分序列和第二部分序列，在所述第一部分序列與所述第二部分序列之間補入多個零值，得到所述發(fā)射天線與所述接收天線之間無線信道的信道沖擊響應(yīng)序列，并對所述信道沖擊響應(yīng)序列進行快速傅立葉變換，得到所述發(fā)射天線與所述接收天線之間無線信道的信道頻率響應(yīng)，其中所述信道沖擊響應(yīng)序列的長度為快速傅立葉變換/快速傅立葉逆變換的長度。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的信道估計方法，其特征在于所述第一部分序列根據(jù)以下公式計算P1=[(i-1)·SMP_NumM-Wave_Num·Wave_Length+SMP_Num]%SMP_Num]]>所述第二部分序列根據(jù)以下公式計算P2=[(i-1)·SMP_NumM-1+SMP_Num]%SMP_Num]]>其中Wave_Length為由虛擬子載波造成的波紋寬度，Wave_Num中快速傅立葉變換進行插值時所考慮的波紋個數(shù)，SMP_Num為導(dǎo)頻抽樣個數(shù)，符號“％”為求余運算符。
6.根據(jù)權(quán)利要求5的信道估計方法，其特征在于所述波紋寬度Wave_Length由以下公式計算abs(u(n))=|sin(πnPilot_Num/SMP_Num)sin(πn/SMP_Num)|,]]>n＝0，1...，SMP_Num-1Wave_Length=min{argn(abs(u(n))<min(abs(u(n-1)),abs(u(n+1))))},]]>其中Pilot_Num為每個OFDM符號所插入導(dǎo)頻的總數(shù)。
7.一種正交頻分復(fù)用移動通信系統(tǒng)，所述系統(tǒng)在發(fā)射端包括編碼裝置、導(dǎo)頻序列產(chǎn)生裝置和多個發(fā)射天線，在接收端包括多個接收天線、信道估計裝置和譯碼裝置，其中所述發(fā)射天線同時發(fā)射攜帶有導(dǎo)頻序列的信號，所述接收天線對該信號進行接收后，由譯碼裝置根據(jù)信道估計裝置產(chǎn)生的信道估計結(jié)果對所述信號進行解碼，其特征在于所述信道估計裝置，對于所述多個接收天線中的每一個接收天線，利用所述接收天線接收的導(dǎo)頻序列，計算所述接收天線與每一個發(fā)射天線之間信道的信道沖擊響應(yīng)序列和信道頻率響應(yīng)序列；其中所述導(dǎo)頻序列為梳狀導(dǎo)頻序列，所述每一個發(fā)射天線對應(yīng)的導(dǎo)頻符號占據(jù)相同的頻域位置，而在時域中彼此分開。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的移動通信系統(tǒng)，其特征在于還包括相位旋轉(zhuǎn)裝置，用于將占據(jù)相同頻域位置的導(dǎo)頻序列進行相位旋轉(zhuǎn)后作為各個所述發(fā)射天線的導(dǎo)頻序列。
9.根據(jù)權(quán)利要求7所述的移動通信系統(tǒng)，其特征在于所述多個發(fā)射天線中的第一發(fā)射天線的導(dǎo)頻序列為模為常數(shù)的復(fù)偽隨機序列。
10.根據(jù)權(quán)利要求7所述的移動通信系統(tǒng)，其特征在于所述信道估計裝置包括用于利用所述接收天線接收的所述導(dǎo)頻序列計算所述接收天線的信道頻率響應(yīng)和序列的裝置；用于對所述信道頻率響應(yīng)和序列進行快速傅立葉逆變換以獲得所述接收天線的信道沖擊響應(yīng)和序列的裝置，其中進行所述快速傅立葉逆變換的點數(shù)為所述導(dǎo)頻的抽樣個數(shù)；用于計算信道沖擊響應(yīng)序列的裝置，其中對于每一個發(fā)射天線，從所述接收天線的信道沖擊響應(yīng)和序列中取出對應(yīng)于所述發(fā)射天線的第一部分序列和第二部分序列，在所述第一部分序列與所述第二部分序列之間補入多個零值，得到所述發(fā)射天線與所述接收天線之間無線信道的信道沖擊響應(yīng)序列，其中所述信道沖擊響應(yīng)序列的長度為快速傅立葉變換/快速傅立葉逆變換的長度；以及用于對所述信道沖擊響應(yīng)序列進行快速傅立葉變換以得到所述發(fā)射天線與所述接收天線之間無線信道的信道頻率響應(yīng)的裝置。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的移動通信系統(tǒng)，其特征在于所述第一部分序列根據(jù)以下公式計算P1=[(i-1)·SMP_NumM-Wave_Num·Wave_Length+SMP_Num]%SMP_Num]]>所述第二部分序列根據(jù)以下公式計算P2=[(i-1)·SMP_NumM-1+SMP_Num]%SMP_Num]]>其中Wave_Length為由虛擬子載波造成的波紋寬度，Wave_Num中快速傅立葉變換進行插值時所考慮的波紋個數(shù)，SMP_Num為導(dǎo)頻抽樣個數(shù)，符號“％”為求余運算符。
12.根據(jù)權(quán)利要求11的移動通信系統(tǒng)，其特征在于所述波紋寬度Wave_Length由以下公式計算abs(u(n))=|sin(πnPilot_Num/SMP_Num)sin(πn/SMP_Num)|,]]>n＝0，1...，SMP_Num-1Wave_Length=min{argn(abs(u(n))<min(abs(u(n-1)),abs(u(n+1))))},]]>其中Pilot_Num為每個OFDM符號所插入導(dǎo)頻的總數(shù)。
全文摘要
本發(fā)明提供一種用于多入多出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計方法，其特征在于包括以下步驟對于所述正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的多個接收天線中的每一個接收天線，利用所述接收天線接收的導(dǎo)頻序列，計算所述接收天線與每一個發(fā)射天線之間信道的信道沖擊響應(yīng)序列和信道頻率響應(yīng)序列；其中，所述導(dǎo)頻序列為梳狀導(dǎo)頻序列，所述每一個發(fā)射天線對應(yīng)的導(dǎo)頻符號占據(jù)相同的頻域位置，而在時域中彼此分開。本發(fā)明還提供相應(yīng)的移動通信系統(tǒng)。本發(fā)明的導(dǎo)頻序列可以應(yīng)用于移動速度較高的無線信道中。本發(fā)明考慮了多入多出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中虛擬子載波的影響，具有較高的性能和較低的復(fù)雜度。
文檔編號H04L27/26GK1756248SQ20041006687
公開日2006年4月5日 申請日期2004年9月29日 優(yōu)先權(quán)日2004年9月29日
發(fā)明者李棟, 楊紅衛(wèi), 陶立南 申請人:上海貝爾阿爾卡特股份有限公司