專利名稱：無線通信中的信道估計方法及系統(tǒng)的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及無線通信技術領域，更確切地說是涉及無線通信中的信道估計方法及系統(tǒng)。
背景技術：
眾所周知，無線通信信道存在多徑傳播現(xiàn)象，當接收機在空間上移動時，由于不同多徑傳輸相位的變化導致多徑信號在接收機端疊加時相干相消程度發(fā)生變化，從而引起接收信號產生所謂的衰落現(xiàn)象。衰落不但會導致接收信號的幅度發(fā)生大范圍的急劇波動，而且會使接收信號的相位發(fā)生隨機變化。對于二相移相鍵控(BPSK)、四項移項鍵控(QPSK)等相位調制技術來說，在接收信號時對相位的變化非常敏感，因此，在通常情況下，接收端必須對無線信道傳播引起的相位畸變進行準確估計，以便獲得實際發(fā)送信號的相位。
目前，第三代個人通信系統(tǒng)(3G)為了提高頻譜利用率，普遍采用寬帶碼分多址(WCDMA)技術。相對于2G系統(tǒng)而言，WCDMA技術具有更寬的系統(tǒng)帶寬。比如，WCDMA的系統(tǒng)帶寬達到了3.84MHz，這意味著在3G系統(tǒng)中，大多數(shù)無線信道是頻率選擇性的，也即3G系統(tǒng)能解析出更多的多徑，并用Rake接收技術對多徑進行合并。
對于一個頻率選擇性無線信道來說，可以通過下面的脈沖響應模型定義h(τ,t)=Σi=0L-1ai(t)ejφi(t)δ(τ-τ1)]]>該模型是假設無線信道傳播包含了系統(tǒng)可以解析的L個不同時延多徑，每個多徑有各自獨立的衰落因子序列為ai(t)ejφi(t)。
對于Rake接收技術來說，通常Rake接收機的結構如圖1所示。該結構中，時延估計模塊對輸入信號的多徑時延進行估計和跟蹤；分離模塊利用時延估計模塊估計得到的時延信息分離出多徑信號；每個多徑信號都要經過信道估計模塊對各自的幅度和相位偏轉進行準確估計，信道估計模塊還要把原始信號乘上估計結果的共軛并進行累加，以獲得多徑信號的最大比相干合并。其中，信道估計結果的準確性直接影響到系統(tǒng)的解調性能。
對于信道估計來說，通常是采用導頻序列，即訓練序列輔助的方法，也就是說，接收信號中包含一部分已知的信號，通過實際接收信號和已知發(fā)送信號的對比，即可得到信道的衰落信息。假設導頻序列的模為1，以多徑1為例，一個初始的估計由下式給出a~1(t)ejφ1~(t)=r(t-τ1)×p*(t)]]>=a1(t)ejφ1(t)p(t)×p*(t)+w(t)×p*(t)]]>=a1(t)ejφ1(t)+w(t)×p*(t)]]>其中，w(t)×p*(t)為無線信道本身以及其他多徑所引入的干擾噪聲信號。通常需要對以上初始估計結果進行低通濾波，以提高信道估計結果的信噪比。衰落因子低通濾波器如圖2所示。在數(shù)字化接收機中，為了使接收系統(tǒng)盡可能簡單，該濾波器通常用簡單的累加平均和低階的無限沖擊響應(IIR)濾波器來實現(xiàn)。
低通濾波器中，濾波器帶寬的選取對估計結果信噪比具有決定性的影響。從盡可能慮除噪聲方面的考慮，濾波器的帶寬應該盡可能的窄。但由于衰落因子本身也具有一定的帶寬，濾波器的帶寬也不能太窄，否則有用信號也會被慮除，反而降低了信噪比。
基于上述考慮，通常都假設Rayleigh衰落信道的衰落因子功率譜具有圖3所示的特性。其中，fd=νλ,]]>為多普勒頻率，λ為載波波長，ν為接收機相對發(fā)射機的移動速度。為使濾波結果的信噪比盡可能大，這就要求低通濾波器的頻率響應以盡可能窄的帶寬來包括衰落因子的頻譜，因此，在圖3中設置fc為低通濾波器的截止頻率，這樣就可以做到在濾波結果盡可能去除噪聲的同時，保留絕大部分的信號能量。
在實際環(huán)境中，由于某些原因會使得信道估計中的關鍵模塊，即濾波器的效果很難達到最優(yōu)，這些原因包括第一，接收機相對發(fā)射機的移動速度隨時在變化，使得濾波器的最優(yōu)截止頻率必須動態(tài)調整。第二由于接收機和發(fā)射機本振頻率的差異，或者在某些無線環(huán)境中由于接收機和發(fā)射機的相對移動會導致一個額外的頻偏fd調制，使得在頻譜上會出現(xiàn)頻譜搬移的現(xiàn)象。頻譜搬移現(xiàn)象具體如圖4所示。這種情況下，衰落因子的頻率不是關于零頻率中心對稱的，同樣截止頻率的濾波器將導致估計結果出現(xiàn)很大的偏差，如果使低通濾波器的截止頻率大于fd+fo，則大帶寬也會使得輸出信噪比下降，這都會使得接收機的調解性能惡化。第三，由于實際的無線環(huán)境所產生的衰落因子頻譜形狀可能會非常復雜和不規(guī)則，這也會給低通濾波器的設計帶來困難。
目前，信道估計方法可以是采用固定的濾波器結構和帶寬，具體技術方案如圖5所示。這種信道估計的處理方法最為簡單，該方案中低通濾波器的帶寬通常是一個折中選取的結果，該結果保證在系統(tǒng)的應用范圍內都具有滿足要求的解調性能。比如，如果要求系統(tǒng)在多普勒頻率0Hz～400Hz都具有一定的解調性能，則低通濾波器通常都是按照多普勒頻率200Hz來設計，當然，該低通濾波器同時還要使得系統(tǒng)在多普勒頻率0Hz和400Hz處的性能下降滿足設計要求。
但是，圖5所示的方案只對于某種特定形狀和特定多普勒頻率的衰落因子才是最優(yōu)的，在其他情況下都會引起系統(tǒng)解調性能的惡化。所以說，這種信道估計方法只能應用在對系統(tǒng)解調性能要求不高的場合。
目前的信道估計方法還可以是在圖5所示的方案上增加多普勒估計環(huán)節(jié)，增加后的方案如圖6所示。所增加的多普勒估計環(huán)節(jié)可以根據輸入的初始信道估計結果得到衰落因子的多普勒頻率fd，然后根據多普勒頻率對低通濾波器的帶寬進行動態(tài)調整。常用的多普勒頻率估計方法有電平通過率(LCR)統(tǒng)計方法、頻譜分析方法、自相關值估計方法等，這些方法都能得到衰落因子頻譜寬度，即多普勒頻率。多普勒頻率和濾波器帶寬之間的關系可以用一些經驗公式或經驗準則確定。
對于圖6所示的方案來說，該方案由多普勒頻譜估計環(huán)節(jié)得到多普勒頻譜的最高頻譜擴展點，對于有圖3所示較為理想的中心對稱多普勒頻譜的衰落因子的效果比較好。但是，對于圖4所示的多普勒頻譜來說，由于多普勒頻譜估計環(huán)節(jié)估計得到的多普勒頻率是多普勒頻譜的最高頻譜擴展點fd+fo，因此，雖然圖3和圖4中的多普勒頻率的擴展寬度及形狀均一致，但圖6所示方案中的低通濾波器帶寬應用在圖4中時，比應用在圖3中寬了fo，這會導致最終估計結果的信噪比下降。
圖7所示為目前的第三種信道估計實現(xiàn)方案，該方案主要是在圖6所示方案的基礎上進一步增加了頻譜搬移模塊。所增加的頻譜搬移模塊首先估計出衰落因子的多普勒頻偏，然后用該頻偏產生一個振蕩信號，并用該振蕩信號對衰落因子用混頻的方法進行頻譜搬移，經過搬移之后的衰落因子則如圖3所示。之后，即可采用圖6所示的處理方案進行后續(xù)處理。
對于頻譜搬移來說，假設圖3所示的衰落因子信號是ai(t)ejφi(t)，圖4所示的衰落因子信號為ai(t)ejφi(t)+j2πfot，則圖4所示的衰落因子在經過頻譜搬移后，近似等于 因此，頻譜搬移后的衰落因子可以由圖6所示的技術方案進行處理。另外，頻譜搬移模塊還會送出用于反向頻譜搬移的混頻信號ej2πfot，低通濾波后的衰落因子通過該信號進行反向搬移，即可得到原始的衰落因子估計結果ai(t)ejφi(t)+j2πfot。
上述頻譜搬移環(huán)節(jié)也稱為自動頻率糾正環(huán)節(jié)，或自動頻率控制(AFC)環(huán)節(jié)，主要有圖8和圖9兩種實現(xiàn)方法。圖8一般稱為前饋方法，輸入的衰落因子首先經過一個頻偏估計環(huán)節(jié)，得到衰落因子的多普勒頻偏估計 之后，該估計值通過一個低通濾波器，得到更加準確的頻偏估計值fo；然后再將該信號送入一個壓控或數(shù)控振蕩器，以得到混頻信號；并對得到的混頻信號進行共軛，將共軛后的混頻信號與之前輸入的信號相乘輸出。
圖9一般稱為反饋方法，其頻偏估計環(huán)節(jié)、低通濾波器環(huán)節(jié)以及振蕩器環(huán)節(jié)與圖8所示的前饋方法相同，所不同的是反饋方法的混頻是在頻偏估計環(huán)節(jié)之前進行的，或者說，輸入頻偏估計環(huán)節(jié)的是經過混頻的前一次輸出信號。具體來說，在用于振蕩器、低通濾波器及頻偏估計的這一側有一個延遲環(huán)節(jié)，在進行第一次信號處理時，由延遲環(huán)節(jié)提供一些初始值，通過該初始值啟動整個環(huán)路，并且將該初始值與衰落因子的初始估計進行混頻后直接輸出。整個環(huán)路啟動后，在進行當前的信號處理時，首先由頻偏估計環(huán)節(jié)根據上次輸出的信號對當前輸入的衰落因子初始估計進行頻偏估計，得到的頻偏估計為上次頻偏估計同當前信號頻偏之間的誤差，也稱為殘余頻偏，頻偏估計環(huán)節(jié)再用這個殘余頻偏去修正上一次的頻偏估計輸出，以形成當前的頻偏估計輸出，之后通過低通濾波器、振蕩器進行處理，然后將得到的振蕩信號與輸入信號進行共軛相乘之后輸出。
圖8和圖9中的頻偏估計環(huán)節(jié)通常是采用圖10所示的叉積鑒頻方法，該方法通過估計前后兩個衰落因子的相位偏轉來得到多普勒頻偏，主要有延遲、共軛相乘、求相位以及增益調整等環(huán)節(jié)。
圖7所示方案在某種程度上解決了針對圖4所示的多普勒頻譜衰落因子的估計問題，但是，該方案還存在如下問題頻偏估計與多普勒頻率估計是分別獨立進行的，這就增加了系統(tǒng)的復雜度；叉積鑒頻中有一個求相位環(huán)節(jié)，該環(huán)節(jié)需要進行除法以及反正切運算，這兩個復雜的運算需要消耗大量的軟硬件資源；另外，叉積鑒頻再濾波的多普勒頻偏估計方法在多普勒頻率較小的環(huán)境中有較好的精度，但在多普勒頻率擴展大的場合，該方法得到的估計誤差則非常大，從而會影響到信道估計的整體精度。

發(fā)明內容
有鑒于此，本發(fā)明的主要目的在于提供一種無線信道中的信道估計方法，以在提高信道估計精度及無線通訊系統(tǒng)解調性能的同時，簡化系統(tǒng)的設計。
本發(fā)明的另一個目的在于提供一種無線通信中的信道估計系統(tǒng)。
本發(fā)明的一種無線通信中的信道估計方法，該方法包括以下步驟a.根據衰落因子的初始估計進行衰落因子的頻譜估計，并根據得到的頻譜估計結果計算相應的多普勒頻偏估計結果；b.根據多普勒頻偏估計結果對衰落因子的初始估計進行頻譜搬移，對頻譜搬移后的信號進行低通濾波，并對低通濾波后的信號進行反向搬移，得到最終的信道估計結果。
所述步驟a中，具體是通過對衰落因子的初始估計進行傅立葉變換，得到衰落因子的頻譜估計；并通過計算衰落因子的功率譜重心得到多普勒頻偏估計結果。
所述步驟a中，所述根據衰落因子的初始估計第一次進行衰落因子的頻譜估計為直接將預先設置的初始值作為衰落因子的頻譜估計；在第一次頻譜估計完成后，所述步驟a通過計算衰落因子的功率譜重心得到多普勒頻偏估計結果；所述根據衰落因子的初始估計第二次及第二次以上進行衰落因子的頻譜估計為對前一次頻譜搬移后的信號進行傅立葉變換，得到衰落因子的頻譜估計；在所述第二次及第二次以上的頻譜估計完成后，所述步驟a通過計算衰落因子的功率譜重心得到相應的多普勒頻偏估計結果，并用所得到的多普勒頻偏估計結果修正上一次的多普勒頻偏估計結果，之后將修正后的多普勒頻偏估計結果作為當前的多普勒頻偏估計結果。
所述步驟a之前進一步包括導頻符號經過共軛處理后，與輸入的導頻信道數(shù)據相乘得到所述衰落因子的初始估計；所述導頻符號為連續(xù)信號；
步驟a中，通過下述公式計算多普勒頻偏估計結果f‾o=∫-fmaxfmaxf·B2(f)df∫-fmaxfmaxB2(f)df]]>其中，B(f)為通過傅立葉變換得到的衰落因子頻譜估計，fmax為有效的頻譜估計范圍；所述導頻符號或者為離散信號；步驟a中，通過下述公式計算多普勒頻偏估計結果f‾o=Σ-fmaxfmaxf·B2[f]Σ-fmaxfmaxB2[f]]]>其中，B[f]為通過傅立葉變換得到的衰落因子頻譜估計，fmax為有效的頻譜估計范圍。
所述步驟b中，所述根據多普勒頻偏估計結果對衰落因子的初始估計進行頻譜搬移包括對步驟a中得到的多普勒頻偏估計結果進行低通濾波，之后根據濾波后的信息對衰落因子的初始估計進行頻譜搬移。
所述步驟b中，在對頻譜搬移后的信號進行低通濾波之前，進一步包括確定多普勒頻譜的擴展范圍，通過下述公式確定頻譜搬移后的多普勒頻率估計結果，并通過該估計結果確定用于低通濾波的低通濾波器的帶寬；fd＝max(|fd min-fo|，|fd max-fo|)其中，fd為頻譜搬移后的多普勒頻率估計結果，[fd min，fd max]為多普勒頻譜的擴展范圍，fo為多普勒頻偏估計結果。
該方法可以進一步包括建立多普勒頻率與低通濾波器帶寬的對應關系，并通過該對應關系及所確定的多普勒頻率估計結果確定帶寬。
所述通過估計結果確定低通濾波器的帶寬包括對所確定的多普勒頻率估計結果進行低通濾波，之后根據低通濾波后的信息確定低通濾波器的帶寬。
所述步驟b中，所述根據多普勒頻偏估計結果進行頻譜搬移為根據多普勒頻偏估計結果得到指定頻率的振蕩信號，并對該振蕩信號進行共軛處理，之后將處理后的振蕩信號與衰落因子的初始估計相乘。
本發(fā)明的一種無線通信中的信道估計系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括衰落因子初始估計模塊，用于根據導頻符號及導頻信道數(shù)據得到衰落因子的初始估計，所得到的衰落因子初始估計發(fā)送給多普勒頻偏估計處理模塊及共軛乘積模塊；多普勒頻偏估計處理模塊，用于根據衰落因子的初始估計進行頻譜估計，根據頻譜估計結果計算多普勒頻偏估計結果，以及將多普勒頻偏估計結果轉換為振蕩信號，所得到的振蕩信號發(fā)送給共軛乘積模塊及低通濾波處理模塊；共軛乘積模塊，用于將接收到的振蕩信號進行共軛處理，以及通過共軛所得的振蕩信號對衰落因子初始估計進行頻譜搬移，處理后的信號發(fā)送給低通濾波處理模塊；低通濾波處理模塊，用于對頻譜搬移后的信號進行低通濾波，以及通過振蕩信號對濾波后的信號進行反向搬移。
所述多普勒頻偏估計處理模塊通過傅立葉變換對衰落因子的初始估計進行頻譜估計；并通過計算功率譜重心計算多普勒頻偏估計結果。
所述共軛乘積模塊通過對共軛得到的信號與衰落因子初始估計相乘進行頻譜搬移。
所述多普勒頻偏估計處理模塊進一步通過設置門限得到多普勒頻譜的擴展范圍，以及根據得到的多普勒頻譜擴展范圍和多普勒頻偏估計結果計算頻譜搬移后的多普勒頻譜擴展寬度，所得到的多普勒頻譜擴展寬度發(fā)送給低通濾波處理模塊；所述低通濾波處理模塊進一步根據多普勒頻譜擴展寬度確定自身的帶寬。
本發(fā)明的另一種無線通信中的信道估計系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括衰落因子初始估計模塊，用于根據導頻符號及導頻信道數(shù)據得到衰落因子的初始估計，所得到的衰落因子初始估計發(fā)送給共軛乘積模塊；多普勒頻偏估計處理模塊，用于根據共軛乘積模塊發(fā)送來的信號進行頻譜估計，以及根據頻譜估計結果計算多普勒頻偏估計結果，將多普勒頻偏估計結果轉換為振蕩信號，所得到的振蕩信號發(fā)送給共軛乘積模塊及低通濾波處理模塊；共軛乘積模塊，用于對多普勒頻偏估計處理模塊發(fā)送來的振蕩信號進行共軛處理，以及通過處理得到的振蕩信號對衰落因子初始估計進行頻譜搬移，處理后的信號發(fā)送給低通濾波模塊及多普勒頻譜估計處理模塊；低通濾波模塊，用于對頻譜搬移后的信號進行低通濾波，以及通過振蕩信號對濾波后的信號進行反向搬移。
所述多普勒頻偏估計處理模塊通過傅立葉變換對衰落因子的初始估計進行頻譜估計；并通過計算功率譜重心計算多普勒頻偏估計結果。
所述共軛乘積模塊通過對共軛得到的信號與衰落因子初始估計相乘進行頻譜搬移。
所述多普勒頻偏估計處理模塊進一步通過設置門限得到多普勒頻譜的擴展范圍，以及根據得到的多普勒頻譜擴展范圍和多普勒頻偏估計結果計算頻譜搬移后的多普勒頻譜擴展寬度，所得到的多普勒頻譜擴展寬度發(fā)送給低通濾波處理模塊；所述低通濾波處理模塊進一步根據多普勒頻譜擴展寬度確定自身的帶寬。
本發(fā)明方案通過對衰落因子的初始估計進行衰落因子的頻譜估計，并根據得到的頻譜估計結果計算相應的多普勒頻偏估計結果，使得頻偏估計過程相對于常規(guī)的叉積鑒頻方法不但實現(xiàn)簡單，而且能夠保證頻偏估計結果更加準確，即使是復雜的多普勒頻譜形狀，也能夠得到準確的多普勒頻偏估計。
本發(fā)明采用頻譜搬移的方法對衰落因子進行預處理，還使得處理后的頻譜易于用低通濾波器實現(xiàn)最優(yōu)的濾波。
另外，相對于現(xiàn)有技術中分別進行頻譜搬移及頻譜估計的方案來說，本發(fā)明方案同時進行頻譜搬移及頻譜估計，使得系統(tǒng)實現(xiàn)起來更加簡單，消耗的資源也更少。
在同時實現(xiàn)頻譜搬移及頻譜估計的情況下，本發(fā)明方案還實現(xiàn)了根據衰落因子的多普勒頻譜擴展寬度，自適應地調節(jié)信道估計中低通濾波器的帶寬，從而保證了濾波器帶寬始終處于一個最優(yōu)值，從而提高了信道估計結果的信噪比，并改善了系統(tǒng)的解調性能。


圖1為目前的Rake接收機的結構圖；圖2為目前的衰落因子通過低通濾波器濾波的示意圖；圖3為衰落因子頻譜與低通濾波器頻譜響應的示意圖；圖4為頻偏導致頻譜搬移的示意圖；圖5為目前采用固定濾波器結構及帶寬的信道估計方案示意圖；圖6為目前增加多普勒頻率估計環(huán)節(jié)的信道估計方案示意圖；圖7為目前增加頻譜搬移及多普勒頻率估計環(huán)節(jié)的信道估計方案示意圖；圖8為前饋的頻譜搬移示意圖；圖9為反饋的頻譜搬移示意圖；圖10為圖8及圖9中頻偏估計環(huán)節(jié)所采用的叉積鑒頻方案的示意圖；圖11為采用前饋方式進行多普勒頻偏估計的信道估計系統(tǒng)結構示意圖；圖12為與圖11對應的處理流程圖；圖13為采用反饋方式進行多普勒頻偏估計的信道估計系統(tǒng)結構示意圖；
圖14為采用前饋方式進行多普勒頻偏估計及多普勒頻率估計的信道估計系統(tǒng)結構示意圖；圖15為采用反饋方式進行多普勒頻偏估計及多普勒頻率估計的信道估計系統(tǒng)結構示意圖。
具體實施例方式
下面結合附圖及具體實施例對本發(fā)明方案作進一步詳細的說明。
對于一些簡化的信道估計方法來說，其中的衰落因子濾波器的帶寬一般來說是固定的，這種情況下，只需要對衰落因子的初始估計進行多普勒頻偏估計即可。
具體來說，進行多普勒頻偏估計的信道估計系統(tǒng)結構如圖11及13所示。其中，圖11采用的是前饋方法，圖13采用的則是反饋方法。
下面首先結合圖11對相應的處理流程作詳細的說明。相應的處理過程如圖12所示，對應以下步驟步驟1201、導頻符號在經過共軛環(huán)節(jié)111后，與輸入的導頻信道數(shù)據由112環(huán)節(jié)相乘，得到衰落因子的初始估計；步驟1202、113環(huán)節(jié)進行多普勒頻偏估計，具體是首先對112環(huán)節(jié)輸入的信號進行傅立葉變換，得到衰落因子的頻譜估計，然后通過衰落因子的功率譜重心得到多普勒頻偏估計結果fo；步驟1203、振蕩器114對113環(huán)節(jié)得到的多普勒頻偏估計結果fo進行處理，得到指定頻率的振蕩信號ej2πfot；步驟1204、對所得到的混頻信號通過共軛環(huán)節(jié)115進行共軛處理，與112環(huán)節(jié)的輸出信號在116環(huán)節(jié)相乘，從而實現(xiàn)頻譜搬移，得到搬移后的信號 步驟1205、頻譜搬移后的信號再通過低通濾波器117進行低通濾波，得到ai(t)ejφi(t)；
步驟1206、低通濾波后的衰落因子ai(t)ejφi(t)同振蕩器114的輸出信號ej2πfot相乘，以進行頻譜的反向搬移，從而得到最終的信道估計結果。
其中，上述步驟1202中，113環(huán)節(jié)進行多普勒頻偏估計時，假設112環(huán)節(jié)輸入的信號為β(t)，該信號對應的導頻符號由連續(xù)接收機輸入，且該信號通過傅立葉變換得到的頻譜估計為B(f)，則通過計算衰落因子的功率譜重心得到多普勒頻偏估計結果可以通過下述公式實現(xiàn)f‾o=∫-fmaxfmaxf·B2(f)df∫-fmaxfmaxB2(f)df]]>其中，fmax為有效的頻譜估計范圍。
對于導頻符號為離散接收機輸入的離散信號的情況來說，則通常對112環(huán)節(jié)輸入的信號進行快速傅立葉變換(FFT)，以得到衰落因子的頻譜估計B[f]，并通過下述公式計算得到多普勒頻偏估計結果f‾o=Σ-fmaxfmaxf·B2[f]Σ-fmaxfmaxB2[f]]]>其中，fmax為有效的頻譜估計范圍。
另外，在步驟1202之后，還可以對得到的多普勒頻偏估計結果作進一步的處理，比如，增加一個低通濾波器，通過該低通濾波器來提高估計結果的估計精度。
對于圖13所示的系統(tǒng)來說，其與上述處理過程類似，但是該系統(tǒng)所采用的是反饋處理，因此這兩種處理有所不同。具體來說，圖13在進行頻譜估計時，第一次頻譜估計與之后的頻譜估計過程有所不同，具體來說，第一次頻譜估計是直接將預先設置的初始值作為衰落因子的頻譜估計；相應地，在第一次頻譜估計后，直接通過計算衰落因子的功率譜重心得到多普勒頻偏估計結果。第二次以及之后的頻譜估計為對前一次頻譜搬移后的信號進行傅立葉變換，得到衰落因子的頻譜估計；相應地，在之后的每次頻譜估計后，首先通過計算衰落因子的功率譜重心得到相應的多普勒頻偏估計結果，之后再周所得到的多普勒頻偏估計結果修正上一次的多普勒頻偏估計結果，并將修正后的多普勒頻偏估計結果作為當前的多普勒頻偏估計結果。或者說，對經過頻偏搬移后的信號進行多普勒頻率估計得到的是相對于前一次估計結果的殘余頻偏，還需要用該殘余頻偏去修正上一次的頻偏估計結果，從而得到當前的頻偏估計結果。
另外，在進行頻偏估計結果修正時，還可以設置不同的比例因子，以調節(jié)整個反饋環(huán)路的特性。
以上對簡化的信道估計方法的具體處理作了詳細的描述。對于圖11所示的系統(tǒng)來說，可以將其中的111及112環(huán)節(jié)作為衰落因子初始估計模塊，用于提供衰落因子的初始估計；將其中的113及114環(huán)節(jié)作為多普勒頻偏估計處理模塊，用于提供頻偏處理后的結果；將115及116環(huán)節(jié)作為共軛乘積模塊，以對衰落因子初始估計進行頻譜搬移；將低通濾波器117及118環(huán)節(jié)作為低通濾波處理模塊，用于對頻譜搬移后的信號進行低通濾波，之后再對得到的信號進行反向搬移。
對于圖13所示的系統(tǒng)來說，同樣可以將其中的131及132環(huán)節(jié)作為衰落因子初始估計模塊，用于提供衰落因子的初始估計；將其中的133及134環(huán)節(jié)作為多普勒頻偏估計處理模塊，用于根據由135及136環(huán)節(jié)組成的共軛乘積模塊發(fā)送來的信號進行頻偏處理；將135及136環(huán)節(jié)作為共軛乘積模塊，對衰落因子初始估計進行頻譜搬移，并向多普勒頻偏估計處理模塊以及由137及138環(huán)節(jié)組成的低通濾波模塊發(fā)送頻譜搬移后的信號；將低通濾波器137及138環(huán)節(jié)作為低通濾波處理模塊，用于對頻譜搬移后的信號進行低通濾波，之后再對得到的信號進行反向搬移。
對于衰落因子濾波器的帶寬不固定的情況來說，則可以采用圖14及15所示的系統(tǒng)進行處理。圖14與上述圖11對應，也是采用前饋方法；圖15則與上述圖13對應，采用的是反饋方法。
對于圖14及15來說，與前面兩幅圖的不同之處在于在實現(xiàn)多普勒頻偏估計時，還實現(xiàn)了多普勒頻率的估計，并通過該多普勒頻率的估計結果確定低通濾波器的帶寬。
圖14相對于圖11具體來說，是在113環(huán)節(jié)中增加了多普勒頻率估計，且113環(huán)節(jié)會將多普勒頻率估計結果發(fā)送到低通濾波器117，低通濾波器117則根據該多普勒頻率估計結果確定自身的帶寬。
其中，113環(huán)節(jié)進行多普勒頻率估計具體來說，首先需要確定多普勒頻譜的擴展范圍，然后再計算經過頻譜搬移后的多普勒頻譜的擴展范圍。在確定多普勒頻譜的擴展范圍時，可以通過設置一定的噪聲門限或最強徑門限等方法得到多普勒頻譜的擴展范圍[fd min，fd max]，對于圖4來說，該擴展范圍則是[-fd+fo，fd+fo]。在確定了多普勒頻譜的擴展范圍以及多普勒頻偏估計結果之后，可以通過下述公式計算得到頻偏后的多普勒頻譜擴展寬度，也即多普勒頻率的估計結果fd＝max(|fd min-fo|，|fd max-fo|)另外，低通濾波器117在根據多普勒頻率估計結果，也即多普勒頻譜擴展寬度確定自身的帶寬時，總體原則是多普勒頻譜擴展寬度fd越大，濾波器的帶寬也就越大。在具體實現(xiàn)時，可以采用多種不同的策略，比如，事先建立多普勒頻率與濾波器帶寬之間的函數(shù)或映射表格，因此根據輸入的多普勒頻率以及換上計算或查表的方法來確定低通濾波器的帶寬。如果是采用表格映射的方式，表格的劃分精度可以根據實際情況確定，一般來說，表格只需要劃分成3到5個檔次即可滿足要求。
對于圖15來說，其相對于圖13，也是在133環(huán)節(jié)增加了多普勒頻率估計，并且將得到的多普勒頻率估計結果發(fā)送到低通濾波器137，低通濾波器137則根據該估計結果確定自身的帶寬。其具體處理過程與圖14所示的前饋方法相同，因此不再贅述。
對于圖14及15所示的系統(tǒng)來說，為提高多普勒頻偏估計結果和/或多普勒頻率估計結果的估計精度，同樣可以增加一個低通濾波器，通過該低通濾波器來提高估計結果的估計精度。
以上所述僅為本發(fā)明方案的較佳實施例，并不用以限定本發(fā)明的保護范圍。
權利要求
1.一種無線通信中的信道估計方法，其特征在于，該方法包括以下步驟a.根據衰落因子的初始估計進行衰落因子的頻譜估計，并根據得到的頻譜估計結果計算相應的多普勒頻偏估計結果；b.根據多普勒頻偏估計結果對衰落因子的初始估計進行頻譜搬移，對頻譜搬移后的信號進行低通濾波，并對低通濾波后的信號進行反向搬移，得到最終的信道估計結果。
2.根據權利要求1所述的方法，其特征在于所述步驟a中，通過對衰落因子的初始估計進行傅立葉變換，得到衰落因子的頻譜估計；通過計算衰落因子的功率譜重心得到多普勒頻偏估計結果。
3.根據權利要求1所述的方法，其特征在于所述步驟a中，所述根據衰落因子的初始估計第一次進行衰落因子的頻譜估計為直接將預先設置的初始值作為衰落因子的頻譜估計；在第一次頻譜估計完成后，所述步驟a通過計算衰落因子的功率譜重心得到多普勒頻偏估計結果；所述根據衰落因子的初始估計第二次及第二次以上進行衰落因子的頻譜估計為對前一次頻譜搬移后的信號進行傅立葉變換，得到衰落因子的頻譜估計；在所述第二次及第二次以上的頻譜估計完成后，所述步驟a通過計算衰落因子的功率譜重心得到相應的多普勒頻偏估計結果，并用所得到的多普勒頻偏估計結果修正上一次的多普勒頻偏估計結果，之后將修正后的多普勒頻偏估計結果作為當前的多普勒頻偏估計結果。
4.根據權利要求2或3所述的方法，其特征在于，所述步驟a之前進一步包括導頻符號經過共軛處理后，與輸入的導頻信道數(shù)據相乘得到所述衰落因子的初始估計；所述導頻符號為連續(xù)信號；步驟a中，通過下述公式計算多普勒頻偏估計結果f‾0=∫-fmaxfmaxf·B2(f)df∫-fmaxfmaxB2(f)df]]>其中，B(f)為通過傅立葉變換得到的衰落因子頻譜估計，fmax為有效的頻譜估計范圍；所述導頻符號或者為離散信號；步驟a中，通過下述公式計算多普勒頻偏估計結果f‾0=Σ-fmaxfmaxf·B2[f]Σ-fmaxfmaxB2[f]]]>其中，B[f]為通過傅立葉變換得到的衰落因子頻譜估計，fmax為有效的頻譜估計范圍。
5.根據權利要求2或3所述的方法，其特征在于所述步驟b中，所述根據多普勒頻偏估計結果對衰落因子的初始估計進行頻譜搬移包括對步驟a中得到的多普勒頻偏估計結果進行低通濾波，之后根據濾波后的信息對衰落因子的初始估計進行頻譜搬移。
6.根據權利要求2或3所述的方法，其特征在于所述步驟b中，在對頻譜搬移后的信號進行低通濾波之前，進一步包括確定多普勒頻譜的擴展范圍，通過下述公式確定頻譜搬移后的多普勒頻率估計結果，并通過該估計結果確定用于低通濾波的低通濾波器的帶寬；fd＝max(|fdmin-f0|，|fdmax-f0|)其中，fd為頻譜搬移后的多普勒頻率估計結果，[fdmin，fdmax]為多普勒頻譜的擴展范圍，f0為多普勒頻偏估計結果。
7.根據權利要求6所述的方法，其特征在于，該方法進一步包括建立多普勒頻率與低通濾波器帶寬的對應關系，并通過該對應關系及所確定的多普勒頻率估計結果確定帶寬。
8.根據權利要求6所述的方法，其特征在于，所述通過估計結果確定低通濾波器的帶寬包括對所確定的多普勒頻率估計結果進行低通濾波，之后根據低通濾波后的信息確定低通濾波器的帶寬。
9.根據權利要求1所述的方法，其特征在于所述步驟b中，所述根據多普勒頻偏估計結果進行頻譜搬移為根據多普勒頻偏估計結果得到指定頻率的振蕩信號，并對該振蕩信號進行共軛處理，之后將處理后的振蕩信號與衰落因子的初始估計相乘。
10.一種無線通信中的信道估計系統(tǒng)，其特征在于，該系統(tǒng)包括衰落因子初始估計模塊，用于根據導頻符號及導頻信道數(shù)據得到衰落因子的初始估計，所得到的衰落因子初始估計發(fā)送給多普勒頻偏估計處理模塊及共軛乘積模塊；多普勒頻偏估計處理模塊，用于根據衰落因子的初始估計進行頻譜估計，根據頻譜估計結果計算多普勒頻偏估計結果，以及將多普勒頻偏估計結果轉換為振蕩信號，所得到的振蕩信號發(fā)送給共軛乘積模塊及低通濾波處理模塊；共軛乘積模塊，用于將接收到的振蕩信號進行共軛處理，以及通過共軛所得的振蕩信號對衰落因子初始估計進行頻譜搬移，處理后的信號發(fā)送給低通濾波處理模塊；低通濾波處理模塊，用于對頻譜搬移后的信號進行低通濾波，以及通過振蕩信號對濾波后的信號進行反向搬移。
11.根據權利要求10所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述多普勒頻偏估計處理模塊通過傅立葉變換對衰落因子的初始估計進行頻譜估計；并通過計算功率譜重心計算多普勒頻偏估計結果。
12.根據權利要求10所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述共軛乘積模塊通過對共軛得到的信號與衰落因子初始估計相乘進行頻譜搬移。
13.根據權利要求10所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述多普勒頻偏估計處理模塊進一步通過設置門限得到多普勒頻譜的擴展范圍，以及根據得到的多普勒頻譜擴展范圍和多普勒頻偏估計結果計算頻譜搬移后的多普勒頻譜擴展寬度，所得到的多普勒頻譜擴展寬度發(fā)送給低通濾波處理模塊；所述低通濾波處理模塊進一步根據多普勒頻譜擴展寬度確定自身的帶寬。
14.一種無線通信中的信道估計系統(tǒng)，其特征在于，該系統(tǒng)包括衰落因子初始估計模塊，用于根據導頻符號及導頻信道數(shù)據得到衰落因子的初始估計，所得到的衰落因子初始估計發(fā)送給共軛乘積模塊；多普勒頻偏估計處理模塊，用于根據共軛乘積模塊發(fā)送來的信號進行頻譜估計，以及根據頻譜估計結果計算多普勒頻偏估計結果，將多普勒頻偏估計結果轉換為振蕩信號，所得到的振蕩信號發(fā)送給共軛乘積模塊及低通濾波處理模塊；共軛乘積模塊，用于對多普勒頻偏估計處理模塊發(fā)送來的振蕩信號進行共軛處理，以及通過處理得到的振蕩信號對衰落因子初始估計進行頻譜搬移，處理后的信號發(fā)送給低通濾波模塊及多普勒頻譜估計處理模塊；低通濾波模塊，用于對頻譜搬移后的信號進行低通濾波，以及通過振蕩信號對濾波后的信號進行反向搬移。
15.根據權利要求14所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述多普勒頻偏估計處理模塊通過傅立葉變換對衰落因子的初始估計進行頻譜估計；并通過計算功率譜重心計算多普勒頻偏估計結果。
16.根據權利要求14所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述共軛乘積模塊通過對共軛得到的信號與衰落因子初始估計相乘進行頻譜搬移。
17.根據權利要求14所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述多普勒頻偏估計處理模塊進一步通過設置門限得到多普勒頻譜的擴展范圍，以及根據得到的多普勒頻譜擴展范圍和多普勒頻偏估計結果計算頻譜搬移后的多普勒頻譜擴展寬度，所得到的多普勒頻譜擴展寬度發(fā)送給低通濾波處理模塊；所述低通濾波處理模塊進一步根據多普勒頻譜擴展寬度確定自身的帶寬。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種無線通信中的信道估計方法，該方法首先根據衰落因子的初始估計進行衰落因子的頻譜估計，并根據得到的頻譜估計結果計算相應的多普勒頻偏估計結果；然后再根據多普勒頻偏估計結果對衰落因子的初始估計進行頻譜搬移，對頻譜搬移后的信號進行低通濾波，并對低通濾波后的信號進行反向搬移，得到最終的信道估計結果。本發(fā)明同時還公開了無線通信中的信道估計系統(tǒng)。本發(fā)明方案解決了目前的信道估計方案存在的濾波器的效果很難達到最優(yōu)、最終估計結果的信噪比下降，以及需要消耗大量資源等問題。本發(fā)明方案使得更易于用低通濾波器實現(xiàn)頻譜的最優(yōu)濾波，且實現(xiàn)簡單、不需要消耗大量的資源，并保證了濾波器帶寬處于最優(yōu)值，提高了信道估計結果的信噪比。
文檔編號H04B1/707GK1741411SQ200410057159
公開日2006年3月1日 申請日期2004年8月27日 優(yōu)先權日2004年8月27日
發(fā)明者蔣培剛 申請人:華為技術有限公司