專利名稱：一種頻偏估計(jì)與補(bǔ)償?shù)姆椒ㄅc裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種有效的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償?shù)姆椒ㄅc裝置，尤其涉及移動(dòng)通訊領(lǐng)域的TD-SCDMA系統(tǒng)的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償?shù)姆椒ā?br> 本發(fā)明還可以用于移動(dòng)通信領(lǐng)域中其它的CDMA系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
TD-SCDMA系統(tǒng)具有容量大、抗多徑衰落能力強(qiáng)和頻帶利用率高等優(yōu)點(diǎn)，已成為第三代移動(dòng)通信無線傳輸技術(shù)的主流。其中涉及很多關(guān)鍵技術(shù)，如多用戶檢測(cè)技術(shù)、RAKE接收技術(shù)智能天線技術(shù)。而在研究這些技術(shù)時(shí)，都假設(shè)系統(tǒng)收發(fā)兩端是沒有載頻頻率偏離的。然而在實(shí)際應(yīng)用中，由于收發(fā)兩端的晶體振蕩器不一樣所引起的載頻頻偏和由于多普勒現(xiàn)象引起的頻偏都會(huì)對(duì)系統(tǒng)的性能產(chǎn)生很大影響。例如在多用戶的環(huán)境里，一個(gè)用戶的頻偏不僅會(huì)降低該用戶本身的檢測(cè)概率，而且使得根據(jù)理想載頻假設(shè)條件下得到的接收機(jī)失去抗遠(yuǎn)近效應(yīng)的能力，從而也使得其他用戶的檢測(cè)概率降低。如果不能正確估計(jì)頻偏并進(jìn)行補(bǔ)償，那么系統(tǒng)性能將大大降低，尤其是當(dāng)頻偏較大時(shí)，因此尋找好的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法對(duì)工程實(shí)現(xiàn)具有重要意義。
現(xiàn)有的頻偏估計(jì)校正方法大多數(shù)是基于導(dǎo)頻序列的，采用的方法是譜估計(jì)法，最大似然法等，頻偏的校正處理是在聯(lián)合檢測(cè)之前。下面的文獻(xiàn)介紹了現(xiàn)有的頻偏估計(jì)技術(shù)1Rife D C，Boorstyn R R.Single-tone parameter estimation fromdiscrete-time observation[J].IEEE Trans.Inform Theory，1974，IT-20591-598.
2Kuo W Y，F(xiàn)itz M P.Frequency offset compensation of pilotsymbol assisted modulation in frequency flat fading[J].IEEETrans.Commun.，1997-11，451412-1416.
由于TD-SCDMA系統(tǒng)使用TDD雙工方式，每個(gè)時(shí)隙都很短，在頻偏估計(jì)時(shí)受噪聲影響大，其對(duì)頻偏估計(jì)的范圍較小，而且針對(duì)大頻偏估計(jì)誤差較大。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種頻偏估計(jì)與補(bǔ)償?shù)姆椒ㄅc裝置，該方法能夠精確的估計(jì)出載頻頻偏，頻偏估計(jì)范圍較大，且簡(jiǎn)單、易于實(shí)現(xiàn)。
本發(fā)明的技術(shù)方案如下一種頻偏估計(jì)與補(bǔ)償?shù)姆椒?，其包括下列步驟a)利用前面時(shí)隙得到的頻偏值f0，作為初始值對(duì)當(dāng)前時(shí)隙的輸出符號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償d(n)←d(n)·e-jf0·n----(1);]]>b)最大似然法微調(diào)；c)輸出當(dāng)前的頻偏值，給下一時(shí)隙使用。
所述的方法，其中，所述方法針對(duì)大頻偏還采用下述步驟d)大頻偏選擇圓心，將頻率進(jìn)行劃分，以多個(gè)頻偏初值f0為圓心，預(yù)定半徑的圓完成頻偏估計(jì)與補(bǔ)償，使用一個(gè)判別的準(zhǔn)則，將性能最好的圓心選擇出來，以此圓心值為頻偏初值f0。
所述的方法，其中，所述步驟a)還包括設(shè)定初始頻偏值f0＝0；然后求得包含頻偏信息的相位；聯(lián)合檢測(cè)輸出的符號(hào)表示為
d^(n)=d(n)·ejΔf·n----(2)]]>d(n)為用戶發(fā)送的QPSK符號(hào)，取值{1，-1，j，-j}。
所述的方法，其中，所述步驟b)只利用長(zhǎng)度為5的符號(hào)，且包括下列的步驟b1)將符號(hào) 硬判決，得到d(n)；b2)用未判決的符號(hào)乘以判決后的符號(hào)的共軛，可得到只含頻偏引起的相位信息；b3)求該相位信息對(duì)應(yīng)的相位θ；b4)用最大似然法計(jì)算當(dāng)前時(shí)隙的頻偏值Δf，Δf＝[tHt]-1tHθ，其中t＝[-5.5-0...-(5.5+M-2)-(5.5+M-1)4.5+0 4.5+1...4.5+M-1]H，M表示在每時(shí)隙中用于頻偏估計(jì)而需要做硬判決的符號(hào)數(shù)；H表示向量的共軛轉(zhuǎn)秩。
所述的方法，其中，所述步驟c)還包括以下步驟c1)求得頻偏Δf后，再乘以遺忘因子p，與上時(shí)隙的頻偏均輸出值相加計(jì)算得到該時(shí)隙的頻偏值fn+1=fn‾+p·Δf,]]>p為遺忘因子，按子幀序號(hào)分段取值；c2)與上時(shí)隙的頻偏均輸出值求均值，便得到了該時(shí)隙的頻偏均輸出值，計(jì)算下一時(shí)隙初始頻偏值 fn+1‾=(fn+1+fn‾)/2,]]>將上一步公式帶入，則有fn+1‾=(fn+1+fn‾)/2=fn‾+p2·Δf.]]>所述的方法，其中，所述遺忘因子p是一個(gè)與時(shí)間有關(guān)的分段函數(shù) 其中，n是子幀序號(hào)。
所述的方法，其中，所述步驟b1)、b2)和b3)采用以下計(jì)算過程d^(n)·d*(n)]]>=d(n)·ejΔf·n·d*(n)----(3)]]>=ejΔf·n]]>利用反正切函數(shù)求得包含頻偏信息的相位θ(n)＝tg-1(ejΔf·n)＝Δf·n (4)按照公式θ＝Δf·t+θn(5)其中，θn是因噪聲引起的偏差。
一種用于所述的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償?shù)姆椒ǖ难b置，其中，所述頻偏估計(jì)與補(bǔ)償?shù)难b置包括A、信號(hào)接收裝置，為多陣元陣列天線用以接收數(shù)據(jù)；B、信道估計(jì)模塊，對(duì)來自每條鏈路天線單元及射頻接收機(jī)的采樣數(shù)據(jù)輸出信號(hào)進(jìn)行信道估計(jì)，得到所有用戶在所有信道上的響應(yīng)；C、匹配濾波及聯(lián)合檢測(cè)模塊，將天線接收后的數(shù)據(jù)送入該單元，分離解調(diào)各用戶數(shù)據(jù)；D、頻偏估計(jì)與補(bǔ)償裝置，將經(jīng)過匹配濾波或聯(lián)合檢測(cè)的數(shù)據(jù)進(jìn)行頻偏校正。
本發(fā)明所提供的一種頻偏估計(jì)與補(bǔ)償?shù)姆椒ㄅc裝置，增大了頻偏校正的范圍，并提高了估計(jì)精度，有效的降低誤碼率，大大地提高了系統(tǒng)性能，估計(jì)出的頻偏最大誤差不超過3％，尤其對(duì)大頻偏估計(jì)誤差范圍更小，有很好的校正效果，有效的提高系統(tǒng)性能，降低了誤碼率。
計(jì)算表明，當(dāng)載頻頻偏時(shí)，采用本發(fā)明方法頻偏估計(jì)較準(zhǔn)確并能有效的補(bǔ)償頻偏，有效的降低了噪聲影響，求解得到的用戶符號(hào)誤碼率性能接近沒有頻偏的性能，最多差0.5～1dB。


圖1是本發(fā)明的分段函數(shù)遺忘因子p的取值示意圖；圖1A所示是本發(fā)明的頻偏及其補(bǔ)償?shù)氖疽鈭D；圖2是本發(fā)明大頻偏的最大似然頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法用于TD-SCDMA系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)框圖；圖3不同頻段的大頻偏的頻率校正收斂圓示意圖。
具體實(shí)施例方式
下面是對(duì)本發(fā)明方法做詳細(xì)描述首先，用頻偏初值進(jìn)行數(shù)據(jù)補(bǔ)償，直接用頻偏初值f0補(bǔ)償該時(shí)隙數(shù)據(jù)。
d(n)←d(n)·ejf0·n----(1)]]>然后，求得包含頻偏信息的相位。
聯(lián)合檢測(cè)輸出的符號(hào)可表示為d^(n)=d(n)·ejΔf·n----(2)]]>d(n)為用戶發(fā)送的QPSK符號(hào)，取值{1，-1，j，-j}。
將符號(hào) 硬判決，得到d(n)，然后用未判決的符號(hào)乘以判決后的符號(hào)的共軛，可得到只含頻偏引起的相位信息d^(n)·d*(n)]]>=d(n)·ejΔf·n·d*(n)----(3)]]>=ejΔf·n]]>利用反正切函數(shù)即可求得包含頻偏信息的相位θ(n)＝tg-1(ejΔf·n)＝Δf·n (4)按照公式θ＝Δf·t+θn(5)其中，θn是因噪聲引起的偏差。
可以推出最大似然解
Δf＝[tHt]-1tHθ (6)這里，t＝[-5.5-0...-(5.5+M-2)-(5.5+M-1)4.5+0 4.5+1...4.5+M-1]H(7)最后，計(jì)算該時(shí)隙的頻偏均輸出值，如圖1A所示。利用(6)式求得頻偏Δf后，再乘以遺忘因子p，與頻偏該時(shí)隙初值(上時(shí)隙的頻偏均輸出值)相加，得到該時(shí)隙的頻偏值，與上時(shí)隙的頻偏均輸出值求均值，便得到了該時(shí)隙的頻偏均輸出值，用于校正本時(shí)隙數(shù)據(jù)，并作為下時(shí)隙的頻偏初值。
fn+1=fn‾+p·Δf----(8)]]>fn+1‾=(fn+1+fn‾)/2=fn‾+p2·Δf----(9)]]>p是一個(gè)與時(shí)間有關(guān)的分段函數(shù)，其函數(shù)曲線如圖1所示的， 其中，n是子幀序號(hào)。
利用(9)式求得頻偏均輸出值后，再換算成相位信息，補(bǔ)回到用戶的每個(gè)符號(hào)。
模擬表明，以f0＝0為頻偏初值的改頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法可以校正±1000Hz的頻偏，可以認(rèn)為該方法是以0為圓心，1000為半徑的圓，若頻偏值落在這個(gè)圓內(nèi)則方法有效，當(dāng)頻偏值再增大時(shí)，就不能正確估計(jì)頻偏，那么，可以將頻率進(jìn)行劃分，此時(shí)，只要將初值變?yōu)槟苁诡l偏值落在以1000為半徑的圓內(nèi)即可。如圖3，只要使用一個(gè)判別的準(zhǔn)則，將圓心選擇出來，大頻偏校正問題就變成本發(fā)明的頻偏校正方法。
本發(fā)明所述頻偏估計(jì)與補(bǔ)償?shù)难b置由以下四部分組成，A、信號(hào)接收裝置，為多陣元陣列天線用以接收數(shù)據(jù)；
B、信道估計(jì)，對(duì)來自每條鏈路天線單元及射頻接收機(jī)的采樣數(shù)據(jù)輸出信號(hào)進(jìn)行信道估計(jì)，得到所有用戶在所有信道上的響應(yīng)；C、匹配濾波或聯(lián)合檢測(cè)，將天線接收后的數(shù)據(jù)送入該單元，分離解調(diào)各用戶數(shù)據(jù)；D、頻偏估計(jì)與補(bǔ)償，經(jīng)過匹配濾波或聯(lián)合檢測(cè)的數(shù)據(jù)采用本發(fā)明所述的方法進(jìn)行頻偏校正。
本發(fā)明方法具體包括下列步驟第一步利用前面時(shí)隙得到的頻偏值f0(第一次設(shè)為0)，作為初始值對(duì)當(dāng)前時(shí)隙的輸出符號(hào)(未判決前)進(jìn)行補(bǔ)償。
d(n)←d(n)·ejf0·n]]>第二步最大似然法微調(diào)，只利用長(zhǎng)度M＝5的符號(hào)，這是因?yàn)?個(gè)符號(hào)所得的信息已經(jīng)足夠，不需要更多的符號(hào)數(shù)，且不需作兩次循環(huán)，以減少計(jì)算量。
本步驟又包括下列的步驟1.將符號(hào) 硬判決，得到d(n)；2.用未判決的符號(hào)乘以判決后的符號(hào)的共軛，可得到只含頻偏引起的相位信息x；3.求x對(duì)應(yīng)的相位θ；4.用最大似然法計(jì)算當(dāng)前時(shí)隙的頻偏值Δf，Δf＝[tHt]-1tHθ，其中t＝[-5.5-0...-(5.5+M-2)-(5.5+M-1) 4.5+0 4.5+1...4.5+M-1]H；M是表示在每時(shí)隙中用于頻偏估計(jì)而需要做硬判決的符號(hào)數(shù)(Q＝16的一個(gè)碼道)；H表示向量的共軛轉(zhuǎn)秩。
第三步輸出當(dāng)前的頻偏值，給下一時(shí)隙使用。
本步驟又包括下列的步驟1.計(jì)算fn+1=fn‾+p·Δf,]]>p為遺忘因子，如公式(10)所示，按子幀序號(hào)分段取值；
2.計(jì)算下一時(shí)隙初始頻偏值 fn+1‾=(fn+1+fn‾)/2,]]>將上一步公式帶入，則有fn+1‾=(fn+1+fn‾)/2=fn‾+p2·Δf;]]>第四步大頻偏選擇圓心。
將頻率進(jìn)行劃分，以多個(gè)頻偏初值f0為圓心，1000為半徑的圓完成頻偏估計(jì)與補(bǔ)償，使用一個(gè)判別的準(zhǔn)則，此判定準(zhǔn)則非常多，如誤碼準(zhǔn)則，信干比準(zhǔn)則等，將性能最好的圓心選擇出來，以此圓心值為頻偏初值f0，那么大頻偏校正問題就變成本發(fā)明前三步的頻偏校正方法。
采用本發(fā)明所述方法和裝置，與現(xiàn)有技術(shù)相比，該方法能夠精確的估計(jì)出載頻頻偏，有效的降低了噪聲對(duì)短數(shù)據(jù)的影響，擴(kuò)大了頻偏估計(jì)范圍，且簡(jiǎn)單、易于實(shí)現(xiàn)，估計(jì)出的頻偏最大誤差不超過3％，尤其對(duì)大頻偏估計(jì)誤差范圍更小，有很好的校正效果，有效的提高系統(tǒng)性能，降低了誤碼率。
本發(fā)明的該裝置是在聯(lián)合檢測(cè)之后直接完成對(duì)數(shù)據(jù)頻偏估計(jì)與補(bǔ)償?shù)?，不需?dǎo)頻序列，采用本發(fā)明方法能糾正的頻偏范圍較大，尤其對(duì)大頻偏估計(jì)誤差更小，達(dá)到比較好的效果。而采用本文提出的方法對(duì)每時(shí)隙數(shù)據(jù)處理，可以有效的降低噪聲影響，并對(duì)前、后時(shí)隙頻偏取均值，這樣使噪聲影響進(jìn)一步降低。該方法是TD-SCDMA系統(tǒng)中非常實(shí)用的一種頻偏校正方案。
下面結(jié)合附圖2對(duì)本發(fā)明的技術(shù)方案的實(shí)施作進(jìn)一步的詳細(xì)描述從陣列天線接收的信號(hào)，經(jīng)過采用、A/D轉(zhuǎn)換等相關(guān)處理后，送入基帶處理部分進(jìn)行基帶數(shù)字處理。
首先，根據(jù)TD-SCDMA系統(tǒng)的時(shí)隙特點(diǎn)，采用訓(xùn)練序列完成信道估計(jì)，得到所有用戶在所有信道上的響應(yīng)。
其次，采用匹配濾波或聯(lián)合檢測(cè)計(jì)算出各用戶的數(shù)據(jù)，送入頻偏估計(jì)與補(bǔ)償單元；
然后，用該時(shí)隙頻偏初值(首次頻偏初值f0為初始設(shè)置值)補(bǔ)償該時(shí)隙數(shù)據(jù)d(n)←d(n)·ejf0·n,]]>將補(bǔ)償過的數(shù)據(jù)，采用最大似然法計(jì)算頻偏，Δf＝[tHt]-1tHθ，將計(jì)算結(jié)果乘以遺忘因子p并與該時(shí)隙頻偏初值相加，得到該時(shí)隙頻偏估計(jì)值，fn+1=fn‾+p·Δf,]]>與上時(shí)隙的頻偏均輸出值求均值，便得到了該時(shí)隙的頻偏均輸出值，fn+1‾=(fn+1+fn‾)/2=fn‾+p2·Δf;]]>用 進(jìn)行校正本時(shí)隙數(shù)據(jù)，并作為下時(shí)隙的頻偏初值，依次完成下一時(shí)隙的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償。
對(duì)于大頻偏，首先對(duì)前面很少的幾個(gè)數(shù)據(jù)塊，例如10個(gè)blocks，以頻率劃分的每段中心分別為頻偏初值，如圖3所示，本例采用1000Hz為半徑，按照本發(fā)明的方法完成頻率估計(jì)與補(bǔ)償。然后，依照一定的準(zhǔn)則，選出性能最好的一個(gè)頻段中心作為頻偏初值，對(duì)后面的數(shù)據(jù)采用本發(fā)明的方法進(jìn)行頻偏校正。即每個(gè)頻率值都有它的收斂圓，使用前面為數(shù)不多的塊，進(jìn)行收斂圓選擇，在收斂圓內(nèi)采用本發(fā)明的方法進(jìn)行頻偏估計(jì)與補(bǔ)償。
最后將處理完畢的數(shù)據(jù)送入后面的基帶處理單元。
以上針對(duì)本發(fā)明的具體實(shí)施例進(jìn)行了較為詳細(xì)的描述，上述描述不得用來產(chǎn)生對(duì)權(quán)利要求的限制，眾所周知，本發(fā)明的專利保護(hù)范圍應(yīng)以所附權(quán)利要求為準(zhǔn)。
權(quán)利要求
1.一種頻偏估計(jì)與補(bǔ)償?shù)姆椒ǎ浒ㄏ铝胁襟Ea)利用前面時(shí)隙得到的頻偏值f0，作為初始值對(duì)當(dāng)前時(shí)隙的輸出符號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償d(n)←d(n)·e-if0·n---(1);]]>b)最大似然法微調(diào)；c)輸出當(dāng)前的頻偏值，給下一時(shí)隙使用。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法針對(duì)大頻偏還采用下述步驟d)大頻偏選擇圓心，將頻率進(jìn)行劃分，以多個(gè)頻偏初值f0為圓心，預(yù)定半徑的圓完成頻偏估計(jì)與補(bǔ)償，使用一個(gè)判別的準(zhǔn)則，將性能最好的圓心選擇出來，以此圓心值為頻偏初值f0。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，所述步驟a)還包括設(shè)定初始頻偏值f0＝0；然后求得包含頻偏信息的相位；聯(lián)合檢測(cè)輸出的符號(hào)表示為d^(n)=d(n)·ejΔf·n---(2)]]>d(n)為用戶發(fā)送的QPSK符號(hào)，取值{1，-1，j，-j}。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于，所述步驟b)只利用長(zhǎng)度為5的符號(hào)，且包括下列的步驟b1)將符號(hào) 硬判決，得到d(n)；b2)用未判決的符號(hào)乘以判決后的符號(hào)的共軛，可得到只含頻偏引起的相位信息；b3)求該相位信息對(duì)應(yīng)的相位θ；b4)用最大似然法計(jì)算當(dāng)前時(shí)隙的頻偏值Δf，Δf＝[tHt]-1tHθ，其中t＝[-5.5-0...-(5.5+M-2)-(5.5+M-1)4.5+0 4.5+1...4.5+M-1]H，M表示在每時(shí)隙中用于頻偏估計(jì)而需要做硬判決的符號(hào)數(shù)；H表示向量的共軛轉(zhuǎn)秩。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于，所述步驟c)還包括以下步驟c1)求得頻偏Δf后，再乘以遺忘因子p，與上時(shí)隙的頻偏均輸出值相加計(jì)算得到該時(shí)隙的頻偏值fn+1=fn‾+p·Δf,]]>p為遺忘因子，按子幀序號(hào)分段取值；c2)與上時(shí)隙的頻偏均輸出值求均值，便得到了該時(shí)隙的頻偏均輸出值，計(jì)算下一時(shí)隙初始頻偏值fn‾,fn+1‾=(fn+1+fn‾)/2,]]>將上一步公式帶入，則有fn+1‾=(fn+1+fn‾)/2=fn‾+p2·Δf.]]>
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，所述遺忘因子p是一個(gè)與時(shí)間有關(guān)的分段函數(shù) 其中，n是子幀序號(hào)。
7.根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于，所述步驟b1)、b2)和b3)采用以下計(jì)算過程d^(n)·d*(n)]]>=d(n)·ejΔf·n·d*(n)---(3)]]>=ejΔf·n]]>利用反正切函數(shù)求得包含頻偏信息的相位θ(n)＝tg-1(ejΔf·n)＝Δf·n (4)按照公式θ＝Δf·t+θn(5)其中，θn是因噪聲引起的偏差。
8.一種用于權(quán)利要求1所述的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償?shù)姆椒ǖ难b置，其特征在于，所述頻偏估計(jì)與補(bǔ)償?shù)难b置包括A、信號(hào)接收裝置，為多陣元陣列天線用以接收數(shù)據(jù)；B、信道估計(jì)模塊，對(duì)來自每條鏈路天線單元及射頻接收機(jī)的采樣數(shù)據(jù)輸出信號(hào)進(jìn)行信道估計(jì)，得到所有用戶在所有信道上的響應(yīng)；C、匹配濾波及聯(lián)合檢測(cè)模塊，將天線接收后的數(shù)據(jù)送入該單元，分離解調(diào)各用戶數(shù)據(jù)；D、頻偏估計(jì)與補(bǔ)償裝置，將經(jīng)過匹配濾波或聯(lián)合檢測(cè)的數(shù)據(jù)進(jìn)行頻偏校正。
全文摘要
本發(fā)明的一種頻偏估計(jì)與補(bǔ)償?shù)姆椒ㄅc裝置，其用于移動(dòng)通訊系統(tǒng)的CDMA系統(tǒng)中，該方法包括下列步驟a)利用前面時(shí)隙得到的頻偏值f
文檔編號(hào)H04B7/08GK1595829SQ20041002799
公開日2005年3月16日 申請(qǐng)日期2004年7月6日 優(yōu)先權(quán)日2004年7月6日
發(fā)明者曾召華, 李萍 申請(qǐng)人:中興通訊股份有限公司