專利名稱：自適應(yīng)通信方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及高速移動(dòng)環(huán)境下的高速數(shù)據(jù)通信方法和裝置，尤其涉及采用正交頻分復(fù)用技術(shù)的自適應(yīng)通信方法和裝置。

背景技術(shù)：
下一代移動(dòng)無線通信系統(tǒng)的目標(biāo)是實(shí)現(xiàn)無所不在的、高質(zhì)量的、高速率的移動(dòng)多媒體傳輸。但是為了實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)，面臨許多技術(shù)挑戰(zhàn)。例如，移動(dòng)無線通信系統(tǒng)面臨的是十分惡劣的無線信道?？煽康囊苿?dòng)無線通信系統(tǒng)不僅需要克服大的路徑損耗，以及非常嚴(yán)重的信號(hào)衰落，還要克服由于大的多徑時(shí)延擴(kuò)展而引起的符號(hào)間干擾。
正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)是一種很有前途的、可克服信道時(shí)延擴(kuò)展的傳輸手段。OFDM技術(shù)其實(shí)是多載波調(diào)制(MCM)的一種。其主要思想是將信道分成許多正交子信道，在每個(gè)子信道上進(jìn)行窄帶調(diào)制和傳輸，這樣減少了子信道之間的相互干擾。每個(gè)子信道上的信號(hào)帶寬小于信道的相關(guān)帶寬，因此每個(gè)子信道上的頻率選擇性衰落是平坦的，大大消除了符號(hào)間干擾。
但是，OFDM對(duì)系統(tǒng)的要求很高。采用OFDM的移動(dòng)通信系統(tǒng)必須保證各個(gè)子信道之間的正交性，因此對(duì)于定時(shí)和載波頻率偏移(CFO)很敏感。載波頻率偏移削弱了子載波之間的正交性，導(dǎo)致載波間干擾(ICI)以及誤比特率(BER)性能的下降。
在高速移動(dòng)信道中傳輸時(shí)，發(fā)送符號(hào)受到多普勒頻移和多普勒頻展引起的載波間干擾。如果不采用ICI消除技術(shù)，接收符號(hào)經(jīng)過反快速傅立葉變換(IFFT)后，每個(gè)子載波上的調(diào)制符號(hào)都將受到臨近子載波的干擾。這種干擾引起突發(fā)錯(cuò)誤，并且降低了譯碼器的接收信噪比，因此會(huì)惡化譯碼器的性能，甚至引起譯碼性能出現(xiàn)較高的平臺(tái)，無法滿足系統(tǒng)的誤比特率要求。因此，利用載波間干擾自消除技術(shù)，去除這些影響，從而改善高速移動(dòng)環(huán)境下的OFDM系統(tǒng)的譯碼性能。載波間干擾自消除是去除OFDM系統(tǒng)中多普勒頻移和頻展引起的載波間干擾的一種簡單而有效的方法。載波間干擾自抵消技術(shù)可以有效降低載波間干擾，但是導(dǎo)致OFDM系統(tǒng)數(shù)據(jù)吞吐率下降近一半，參見Hongwei Yang，Guangjie Li，Liyu Cai，Luoning Gui所著“An Adaptive ICI Self-cancellationScheme to Compensate the Frequency Offset for OFDM System”In Proc.ofIEEE 57th Vehicular Technology Conf.，Vo.4，2003，pp.2658-2662。BCH編碼也可降低載波間干擾的影響，同時(shí)不影響數(shù)據(jù)吞吐率，但是BCH碼的硬判決譯碼不能帶來足夠的編碼增益，參見K.Sathananthan和C.Tellambura所著“Carrier Frequency Offset Effect on OFDM SystemsAnalysis and Solutions”In Proc.The Third International Symposium onWireless Personal Multimedia Communications Conf.，2000，pp.688-692。速率匹配刪截卷積碼(RCPC Code)可有效抑制載波頻率偏移帶來的載波間干擾，并且編碼增益和數(shù)據(jù)吞吐率都有很大的改善，參見K.Sathananthan和C.Tellambura所著“Forward Error Correction Codes toReduce Intercarrier Interference in OFDM”In Proc.of 2001 IEEEInternational Symposium on Circuits and Systems，Vol.4，2001，pp.566-569。
圖1示出了一種現(xiàn)有技術(shù)的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖。如圖1所示，在發(fā)射機(jī)110中，信道編碼器102用某種糾錯(cuò)碼對(duì)來自信源101的信息比特進(jìn)行編碼，以提供一定的差錯(cuò)保護(hù)能力。信道編碼器102輸出的碼字由差分調(diào)制器103進(jìn)行差分調(diào)制，補(bǔ)償色散信道引起的相移。ICI消除單元104將調(diào)制符號(hào)調(diào)制到相鄰的若干子載波上。之后，由反快速傅立葉變換(IFFT)器105對(duì)OFDM符號(hào)進(jìn)行反快速傅立葉變換，保護(hù)間隔插入器106在變換后的OFDM符號(hào)中插入保護(hù)間隔(GI)，并經(jīng)低通濾波器107低通濾波后，由天線108發(fā)送到信道。在接收機(jī)120中，由天線118從信道接收信號(hào)，由低通濾波器117對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行低通濾波，然后由保護(hù)間隔抽取器116從濾波信號(hào)中去除保護(hù)間隔(GI)，再由快速傅立葉變換(FFT)器115進(jìn)行快速傅立葉變換。變換后的符號(hào)，經(jīng)過ICI消除單元114線性合并后，送到差分解調(diào)器113中進(jìn)行解調(diào)，解調(diào)的信號(hào)送到信道譯碼器112中進(jìn)行譯碼。譯碼信號(hào)傳送給信宿111。
在圖1所示的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中，信道編碼器102中可以采用兩種典型的信道編碼，即卷積碼和Turbo碼。卷積碼在誤比特率為10-3時(shí)，以較低的復(fù)雜度獲得優(yōu)異的性能，但在BER為10-6時(shí)，性能很差。Turbo碼以接近仙農(nóng)限的性能獲得廣泛應(yīng)用，但其極高的復(fù)雜度難以實(shí)現(xiàn)高速譯碼。ICI消除單元104中采用的載波間干擾消除技術(shù)包括頻域均衡、時(shí)域加窗和載波間干擾自消除等多種方法，參見Zhao，Y.，Haggman，S.G.所著“Intercarrier Interference Self-cancellationScheme for OFDM Mobile Communication Systems”IEEE Transactionson Communications，Vol.49，No.7，2001，pp.1185-1191。與載波間干擾自消除方法相比，頻域均衡和時(shí)域加窗均具有較高的復(fù)雜度。因此，現(xiàn)有的解決方案難以實(shí)現(xiàn)高速移動(dòng)環(huán)境的高速數(shù)據(jù)傳輸。
另外，正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的頻譜利用率主要取決于信道編碼器的碼率、調(diào)制器的調(diào)制效率和ICI自消除調(diào)制的調(diào)制效率，并近似等于它們的乘積。在通信過程中，信道編碼器的碼率、調(diào)制方式和ICI自消除調(diào)制器的調(diào)制效率都是固定的，因此系統(tǒng)的頻譜利用率也是固定的。這樣的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)常按照最差的信道條件進(jìn)行設(shè)計(jì)，以保證通信系統(tǒng)的可靠性。然而，實(shí)際的移動(dòng)信道是動(dòng)態(tài)變化的，大部分時(shí)間信道質(zhì)量是好的，只有少量時(shí)間信道是深度衰落的。因此，目前的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的頻譜利用率較低。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種自適應(yīng)的、能夠在高速移動(dòng)環(huán)境下進(jìn)行高速數(shù)據(jù)通信的方法和裝置。
為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供一種自適應(yīng)正交頻分復(fù)用發(fā)射機(jī)，其特征在于包括 Turbo乘積碼編碼器，用于將待發(fā)送的信息比特序列編碼為Turbo乘積碼碼塊； 高階調(diào)制器，用于將所述Turbo乘積碼碼塊調(diào)制為多個(gè)高階調(diào)制符號(hào)； 載波間干擾自消除調(diào)制器，用于將每個(gè)所述高階調(diào)制符號(hào)調(diào)制到一組鄰近的子載波上，形成多組載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)； 反快速傅立葉變換器，用于對(duì)所述多個(gè)載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)執(zhí)行反快速傅立葉變換，產(chǎn)生多個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)； 用于對(duì)所述多個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)進(jìn)一步處理并發(fā)送到信道上的裝置；以及 第一自適應(yīng)控制器，用于根據(jù)所述信道的狀態(tài)，定期地對(duì)所述Turbo乘積碼編碼器、所述高階調(diào)制器和所述載波間干擾自消除調(diào)制器進(jìn)行控制。
本發(fā)明還提供一種自適應(yīng)正交頻分復(fù)用接收機(jī)，包括 用于從信道接收信號(hào)并處理為多個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)的裝置； 快速傅立葉變換器，用于將所述多個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)快速傅立葉變換為多個(gè)載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)； 載波間干擾自消除解調(diào)器，用于將所述多個(gè)載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)解調(diào)為多個(gè)高階調(diào)制符號(hào)； 高階解調(diào)器，用于將所述多個(gè)高階調(diào)制符號(hào)解調(diào)為Turbo乘積碼碼塊； Turbo乘積碼譯碼器，用于將所述Turbo乘積碼碼塊譯碼為信息比特序列； 信道狀態(tài)估計(jì)裝置，用于定期地估計(jì)所述信道的狀態(tài)，利用反向信令發(fā)送所述信道的狀態(tài)，并接收自適應(yīng)控制信令； 第二自適應(yīng)控制器，用于在收到所述自適應(yīng)控制信令后，對(duì)所述Turbo乘積碼譯碼器、所述高階解調(diào)器和所述載波間干擾自消除解調(diào)器進(jìn)行控制。
本發(fā)明還提供一種自適應(yīng)正交頻分復(fù)用通信方法，其特征在于包括以下步驟 將待發(fā)送的信息比特序列編碼為Turbo乘積碼碼塊； 將所述Turbo乘積碼碼塊調(diào)制為多個(gè)高階調(diào)制符號(hào)； 將每個(gè)所述高階調(diào)制符號(hào)調(diào)制到一組鄰近的子載波上，形成多組載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)； 對(duì)所述多個(gè)載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)執(zhí)行反快速傅立葉變換，產(chǎn)生多個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)； 對(duì)所述多個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)進(jìn)一步處理后發(fā)送到信道上；以及 根據(jù)所述信道的狀態(tài)，定期地對(duì)所述編碼步驟、所述高階調(diào)制步驟和所述載波間干擾自消除調(diào)制步驟進(jìn)行自適應(yīng)控制。
本發(fā)明還提供一種自適應(yīng)正交頻分復(fù)用通信方法，包括 從信道接收信號(hào)，并處理為多個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)； 將所述多個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)快速傅立葉變換為多個(gè)載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)； 將所述多個(gè)載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)解調(diào)為多個(gè)高階調(diào)制符號(hào)； 將所述多個(gè)高階調(diào)制符號(hào)解調(diào)為Turbo乘積碼碼塊； 將所述Turbo乘積碼碼塊譯碼為信息比特序列； 定期地估計(jì)所述信道的狀態(tài)； 利用反向信令發(fā)送所述信道的狀態(tài)； 接收自適應(yīng)控制信令；以及 在收到所述自適應(yīng)控制信令后，對(duì)所述Turbo乘積碼的譯碼步驟、所述高階調(diào)制符號(hào)的解調(diào)步驟和所述載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)的解調(diào)步驟進(jìn)行自適應(yīng)控制。
根據(jù)本發(fā)明的自適應(yīng)正交頻分復(fù)用通信方法和裝置，將Turbo乘積碼和載波間干擾自消除技術(shù)應(yīng)用到高速移動(dòng)環(huán)境的OFDM系統(tǒng)中，降低了噪聲和ICI對(duì)OFDM系統(tǒng)性能的影響，改善了Turbo乘積碼的編碼增益，為高速數(shù)據(jù)傳輸提供了充分的差錯(cuò)保護(hù)。另外，使用高階調(diào)制補(bǔ)償了Turbo乘積碼和子載波間干擾自消除技術(shù)引起的帶寬效率的損失。
根據(jù)本發(fā)明的自適應(yīng)正交頻分復(fù)用通信方法和裝置，能夠根據(jù)信道類型和信道質(zhì)量的變化，對(duì)發(fā)射機(jī)中的TPC編碼器/譯碼器、高階調(diào)制器/解調(diào)器、ICI自消除調(diào)制器/解調(diào)器進(jìn)行動(dòng)態(tài)控制，從而在保證通信有效性和可靠性的情況下，獲得最大頻譜利用率、更寬的信噪比(SNR)動(dòng)態(tài)工作范圍和更強(qiáng)的抗多普勒頻展能力。
結(jié)合附圖閱讀本發(fā)明實(shí)施方式的詳細(xì)描述后，本發(fā)明的其他特點(diǎn)和優(yōu)點(diǎn)將變得更加清楚。



圖1是現(xiàn)有技術(shù)的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖； 圖2是本發(fā)明的自適應(yīng)正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的示意結(jié)構(gòu)圖； 圖3是本發(fā)明的自適應(yīng)正交頻分復(fù)用系統(tǒng)在不使用自適應(yīng)技術(shù)時(shí)的仿真鏈路示意圖。
圖4示出了本發(fā)明的自適應(yīng)正交頻分復(fù)用系統(tǒng)在不使用自適應(yīng)技術(shù)時(shí)在移動(dòng)250kmph信道下的誤比特率性能仿真結(jié)果； 圖5是圖4所示仿真結(jié)果的優(yōu)化性能曲線； 圖6示出了本發(fā)明的自適應(yīng)正交頻分復(fù)用系統(tǒng)在不使用自適應(yīng)技術(shù)時(shí)在移動(dòng)120kmph信道下的誤比特率性能仿真結(jié)果； 圖7是圖6所示仿真結(jié)果的優(yōu)化性能曲線； 圖8是本發(fā)明的自適應(yīng)正交頻分復(fù)用通信方法的流程圖。

具體實(shí)施例方式 下面結(jié)合附圖詳細(xì)描述本發(fā)明的具體實(shí)施方式
。
在圖2中，發(fā)射機(jī)210中的Turbo乘積碼(TPC)編碼器202對(duì)來自信源201的信息比特序列進(jìn)行編碼，輸出一個(gè)乘積碼碼塊。Turbo乘積碼是一種接近最優(yōu)的信道編碼，它具有較低的復(fù)雜度和容易實(shí)現(xiàn)高速譯碼等特點(diǎn)，參見授予W.H.Thesling和B.Ohio的美國專利5,930,272，名稱為“Block Decoding with Soft Output Information”，并參見R.M.Pyndiah所著“Near-optimum Decoding of Product CodesBlock TurboCodes”IEEE Trans.on Commun.，Vol.46，No.8，1998，pp.1003-1010。
TPC編碼器202輸出的碼塊，在高階調(diào)制器203中進(jìn)行高階調(diào)制，以提高帶寬利用率。例如，高階調(diào)制器203可以是M-QAM調(diào)制器、M-PSK調(diào)制器、或其他高階調(diào)制器。以M-QAM調(diào)制器為例，將碼塊的M個(gè)比特映射到M-QAM調(diào)制器的一個(gè)星座上，產(chǎn)生高階調(diào)制符號(hào)α。
載波間干擾(ICI)自消除調(diào)制器204，通過長度為L的向量加權(quán)后，將高階調(diào)制符號(hào)α調(diào)制到一組鄰近的子載波上，形成載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)。
接著，由反快速傅立葉變換(IFFT)器205對(duì)載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)進(jìn)行反快速傅立葉變換，產(chǎn)生正交頻分復(fù)用(OFDM)符號(hào)。然后，保護(hù)間隔插入器206在每個(gè)OFDM符號(hào)中插入一個(gè)保護(hù)間隔(GI)。OFDM符號(hào)經(jīng)低通濾波器207低通濾波后，由天線208發(fā)送到信道上。
上述保護(hù)間隔插入器206、低通濾波器207和天線208可以統(tǒng)稱為用于對(duì)多個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)進(jìn)一步處理并發(fā)送到信道上的裝置。
在接收機(jī)220中，由天線218從信道接收信號(hào)，由低通濾波器217對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行低通濾波，然后由保護(hù)間隔抽取器216從濾波信號(hào)中去除保護(hù)間隔(GI)，再由快速傅立葉變換(FFT)器215進(jìn)行快速傅立葉變換。然后，由ICI自消除解調(diào)器214對(duì)同一組子載波上的數(shù)據(jù)加權(quán)合并。高階解調(diào)器213對(duì)去除了載波間干擾的符號(hào)進(jìn)行解調(diào)，估計(jì)每個(gè)發(fā)送比特的似然值，然后將解調(diào)結(jié)果送到TPC譯碼器212中進(jìn)行譯碼。例如，高階解調(diào)器213可以是一個(gè)M-QAM解調(diào)器。譯碼結(jié)果輸出給信宿211。
上述天線218、低通濾波器217和保護(hù)間隔抽取器216可以統(tǒng)稱為用于從信道接收信號(hào)并處理為多個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)的裝置。
在此還要補(bǔ)充說明的是，發(fā)射機(jī)210中的TPC編碼器202是具有一組不同碼率的TPC編碼器，高階調(diào)制器203是具有一組不同調(diào)制效率的數(shù)字調(diào)制器，ICI自消除調(diào)制器204是具有一組不同調(diào)制效率的ICI自消除調(diào)制器。接收機(jī)220中的TPC譯碼器212、高階調(diào)制器213、ICI自消除解調(diào)器214，分別具有與TPC編碼器202、高階調(diào)制器203、ICI自消除調(diào)制器204相應(yīng)的碼率和調(diào)制效率。
為了在滿足目標(biāo)誤比特率(BER)要求的前提下獲得最大的頻譜效應(yīng)，在本發(fā)明中引入了自適應(yīng)技術(shù)，提出了針對(duì)TPC+ICI干擾自消除+高階QAM的自適應(yīng)策略。
為此，發(fā)射機(jī)210中還包括第一自適應(yīng)控制器209。接收機(jī)220中還包括第二自適應(yīng)控制器219，和信道狀態(tài)估計(jì)裝置240。信道狀態(tài)估計(jì)裝置240實(shí)時(shí)對(duì)無線信道進(jìn)行監(jiān)測(cè)，定期估計(jì)信道類型和平均信噪比(SNR)，然后將估計(jì)出的信道類型和平均SNR，通過反向信令，發(fā)送給發(fā)射機(jī)210中的第一自適應(yīng)控制器209。第一自適應(yīng)控制器209，根據(jù)預(yù)先設(shè)計(jì)的規(guī)則，從多種預(yù)定模式中，選擇一種與收到的信道類型和平均SNR對(duì)應(yīng)的模式。
在此需要說明的是，信道狀態(tài)估計(jì)裝置240不但可以估計(jì)信道類型和平均信噪比，而且還可以估計(jì)信道的載干比或信道的其他參數(shù)。第一自適應(yīng)控制器209以及將在后文所述的第二自適應(yīng)控制器219可以根據(jù)信道狀態(tài)估計(jì)裝置240的估計(jì)結(jié)果進(jìn)行相應(yīng)的控制。也就是說，信道狀態(tài)的具體含義不構(gòu)成對(duì)本發(fā)明的限制。
多種預(yù)定模式中的每種模式，指明了按照何種方式對(duì)TPC編碼器202/TPC譯碼器212、高階調(diào)制器203/高階解調(diào)器213、ICI自消除調(diào)制器204/ICI自消除調(diào)制器214進(jìn)行控制?？刂频姆绞?，例如包括設(shè)置TPC編碼器202/TPC譯碼器212的碼率、設(shè)置高階調(diào)制器203/高階解調(diào)器213的調(diào)制效率、設(shè)置ICI自消除調(diào)制器204/ICI自消除調(diào)制器214的調(diào)制效率。根據(jù)預(yù)先設(shè)計(jì)的規(guī)則，按照第一自適應(yīng)控制器209選擇的模式，對(duì)TPC編碼器202、高階調(diào)制器203、ICI自消除調(diào)制器204進(jìn)行控制后，針對(duì)于當(dāng)前的信道類型和平均SNR，能獲得最大頻譜利用率。關(guān)于規(guī)則的預(yù)先設(shè)計(jì)以及多種預(yù)定模式的選擇，將在后文詳細(xì)描述。
第一自適應(yīng)控制器209，在選擇了一種與收到的信道類型和平均SNR對(duì)應(yīng)的模式后，判斷所選擇的模式是否與系統(tǒng)的當(dāng)前模式相同。如果選擇的模式與當(dāng)前模式相同，則不進(jìn)行任何處理，或者簡單地向信道狀態(tài)估計(jì)裝置240返回一個(gè)表示不進(jìn)行模式更換的應(yīng)答。如果選擇的模式與當(dāng)前模式不同，則按照所選擇的模式，對(duì)TPC編碼器202、高階調(diào)制器203、ICI自消除調(diào)制器204進(jìn)行控制，也就是說，將TPC編碼器202的碼率、高階調(diào)制器203的調(diào)制效率、ICI自消除調(diào)制器204的調(diào)制效率調(diào)整為與所選擇的模式對(duì)應(yīng)的預(yù)定值。
然后，可以有兩種方式。一種方式為，第一自適應(yīng)控制器209將所選擇的模式通知給接收機(jī)220中的信道狀態(tài)估計(jì)裝置240。信道狀態(tài)估計(jì)裝置240將收到的模式轉(zhuǎn)送給第二自適應(yīng)控制器219。第二自適應(yīng)控制器219，按照收到的模式，對(duì)TPC譯碼器212、高階解調(diào)器213、ICI自消除解調(diào)器214進(jìn)行控制，也就是說，將TPC譯碼器212的碼率、高階解調(diào)器213的調(diào)制效率、ICI自消除解調(diào)器214的調(diào)制效率調(diào)整為與收到的模式對(duì)應(yīng)的預(yù)定值。
另一種方式是，第一自適應(yīng)控制器209將一種與所選擇的模式對(duì)應(yīng)的應(yīng)答發(fā)送給接收機(jī)220中的信道狀態(tài)估計(jì)裝置240。信道狀態(tài)估計(jì)裝置240根據(jù)這種應(yīng)答，將剛剛發(fā)送給第一自適應(yīng)控制器209的估計(jì)出的信道類型和平均SNR發(fā)送給第二自適應(yīng)控制器219。第二自適應(yīng)控制器219，按照與第一自適應(yīng)控制器209相同的方式，從多種預(yù)定模式中選擇一種模式，然后根據(jù)選擇的模式，對(duì)TPC譯碼器212、高階解調(diào)器213、ICI自消除解調(diào)器214進(jìn)行控制。
圖3是本發(fā)明的自適應(yīng)正交頻分復(fù)用系統(tǒng)在不使用自適應(yīng)技術(shù)時(shí)的仿真鏈路示意圖。如圖3所示，在發(fā)射機(jī)中，信源301提供均勻分布的隨機(jī)信息比特，在302中對(duì)這些信息比特循環(huán)冗余校驗(yàn)(CRC)編碼，然后輸入到TPC編碼器303進(jìn)行信道編碼，輸出(n1，n2)碼塊。接著，在交織器304中，對(duì)碼塊進(jìn)行比特級(jí)交織，在高階調(diào)制器(圖中為M-QAM調(diào)制器)305中進(jìn)行格雷映射的諸如M-QAM調(diào)制后，由ICI自消除調(diào)制器305將每個(gè)調(diào)制符號(hào)調(diào)制到臨近的若干子載波上。插入頻域?qū)ьl序列(307)后，在反快速傅立葉變換(IFFT)器308中進(jìn)行反快速傅立葉變換，得到OFDM符號(hào)。然后，在OFDM符號(hào)中插入時(shí)域?qū)ьl偽隨機(jī)序列(309)，并且插入保護(hù)間隔(310)，然后發(fā)送到衰落信道(311)。在接收機(jī)中，從接收的OFDM符號(hào)去除保護(hù)間隔(312)，去除時(shí)域?qū)ьl偽隨機(jī)序列(313)，進(jìn)行快速傅立葉變換(FFT)(314)。然后，抽取頻域?qū)ьl序列(316)，并進(jìn)行信道估計(jì)，得到的信道傳遞函數(shù)用于頻域均衡和軟解調(diào)。均衡后的符號(hào)通過加權(quán)和合并在ICI自消除解調(diào)器315處進(jìn)行ICI自消除解調(diào)，以去除ICI?；谛诺罓顟B(tài)信息的軟解調(diào)器(圖中為M-QAM解調(diào)器)317輸出每個(gè)編碼比特的似然值，并在去交織器318中去交織。然后，在TPC譯碼器319中譯碼，在320處進(jìn)行循環(huán)冗余校驗(yàn)碼的譯碼。譯碼信號(hào)傳送給信宿321。仿真參數(shù)見表1。 表1仿真參數(shù)參數(shù)取值參數(shù) 取值CRC長度16比特調(diào)制 16QAM 64QAMTurbo乘積碼的子碼(16，11，4)2 (32，26，4)2 (64，57，4)2 (128，120，4)2OFDM子載波數(shù) 2048載波頻率 3.2GHz帶寬 20M保護(hù)間隔長度 244Turbo乘積碼的碼率0.470.660.790.88移動(dòng)速度 120kmph 250kmph 5km交織深度 4ms信道估計(jì)理想信道估計(jì)均衡 迫零算法 下面說明多種預(yù)定模式的確定。
定義以下四個(gè)數(shù)據(jù)集合 (1){Rc(k)，i＝1，2，...，K}表示TPC編碼器202的碼率集合； (2){Rm(m)，i＝1，2，...，M}表示高階調(diào)制器203的調(diào)制效率集合； (3){Rn(n)，i＝1，2，...，N}表示ICI自消除調(diào)制器204的調(diào)制效率集合； (4){Ch(l)，i＝1，2，...，L}表示信道類型的集合； 其中，K、M、N、L為整數(shù)。
忽略系統(tǒng)的其它資源開銷，則系統(tǒng)的平均頻譜利用率為Rc(k)Rm(m)Rn(n)。
對(duì)上述四個(gè)集合的元素進(jìn)行各種組合。在每種組合下，對(duì)通信系統(tǒng)進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)。從而，得到多種仿真結(jié)果。在滿足目標(biāo)誤比特率(BER)的情況下，根據(jù)峰值數(shù)據(jù)速率和目標(biāo)SNR，從多種仿真結(jié)果中選擇一定數(shù)目的仿真結(jié)果。從而，相應(yīng)地確定了四個(gè)集合中的一定數(shù)目的元素組合。每一種元素組合，對(duì)應(yīng)于一個(gè)SNR范圍，并對(duì)應(yīng)于一種模式。由此，確定了多種預(yù)定模式。對(duì)于每一種預(yù)定模式，在相應(yīng)的信道類型下和相應(yīng)的SNR范圍內(nèi)，系統(tǒng)的平均頻譜利用率Rc(k)Rm(m)Rn(n)達(dá)到最大值。
不失一般性，下面以兩種信道類型為從例進(jìn)行更詳細(xì)地說明。Ch(1)是COST207移動(dòng)250kmph信道。Ch(2)是COST207移動(dòng)120kmph信道。TPC編碼器202，M-QAM(高階調(diào)制器203的一種形式)和ICI自消除調(diào)制器204的各種組合的參數(shù)如表1所示。從表2可以看到Rc(i)、Rm(m)和Rn(n)的取值。
表2候選方案的參數(shù)集 ICI自 消除M-QAMTPCRnRm Rc 總帶寬 效率 峰值數(shù) 據(jù)速率 峰值數(shù)據(jù)速率 (20％導(dǎo)頻) 不 帶 ICI 自 消 除16QAM(16，11)214 0.4727 1.8906 34.9 27.92(32，26)214 0.6602 2.6408 48.7 38.96(64，57)214 0.7932 3.1728 58.5 46.80(128，120)214 0.8789 3.5156 64.7 51.7664QAM(16，11)216 0.4727 2.8632 52.3 41.84(32，26)216 0.6602 3.9612 73.0 58.4(64，57)216 0.7932 4.7592 87.7 70.16(128，120)216 0.8789 5.2734 97.2 77.76 帶 ICI 自 消16QAM(16，11)20.54 0.4727 0.9453 17.4 13.92(32，26)20.54 0.6602 1.3204 24.3 19.48(64，57)20.54 0.7932 1.5864 29.2 23.40(128，120)20.54 0.8789 1.7578 32.4 25.8864QAM(16，11)20.56 0.4727 1.4316 26.1 20.92 除(32，26)20.56 0.6602 1.9806 36.529.2(64，57)20.56 0.7932 2.3796 43.935.08(128，120)20.56 0.8789 2.6367 48.638.88 從表2可以看出，一旦系統(tǒng)鏈路的參數(shù)確定了，則系統(tǒng)的峰值數(shù)據(jù)速率也就確定了。假設(shè)沒有插入頻域?qū)ьl和時(shí)域?qū)ьl，即所有子載波都用于數(shù)據(jù)傳輸，則系統(tǒng)在不同配置下的峰值數(shù)據(jù)速率如表中“峰值數(shù)據(jù)速率”列所示。進(jìn)一步考慮導(dǎo)頻開銷通常占用系統(tǒng)頻譜資源的20％左右，則相應(yīng)的峰值數(shù)據(jù)速率如表中“峰值數(shù)據(jù)速率(20％導(dǎo)頻)”列所示。
按照表中配置，發(fā)明人在兩種信道模型下仿真了所有的鏈路，結(jié)果分別示于圖4和圖6。
圖4示出了本發(fā)明的自適應(yīng)正交頻分復(fù)用系統(tǒng)在不使用自適應(yīng)技術(shù)時(shí)在移動(dòng)250kmph信道下的誤比特率性能仿真結(jié)果。圖4示出十六種仿真結(jié)果。下面介紹從這十六種仿真結(jié)果中選擇符合要求的仿真結(jié)果。
首先定義目標(biāo)BER，峰值數(shù)據(jù)速率和目標(biāo)SNR作為衡量最優(yōu)方案的標(biāo)準(zhǔn)。假設(shè)系統(tǒng)的目標(biāo)BER為10-6，對(duì)于相同峰值數(shù)據(jù)速率，將保留達(dá)到目標(biāo)BER時(shí)需要最小SNR的仿真結(jié)果，并去除其它仿真結(jié)果。詳細(xì)過程如下 (1)去除所有不能達(dá)到目標(biāo)BER的仿真結(jié)果，如圖3中峰值數(shù)據(jù)速率分別為52.3，73.0，87.7，97.2，48.7，58.5，64.7Mbps的性能曲線。
(2)去除所有能達(dá)到目標(biāo)BER，但是較低的峰值數(shù)據(jù)速率卻需要較高的SNR的仿真結(jié)果，如圖3中峰值數(shù)據(jù)速率分別為17.4，24.3，29.2，32.4和26.1Mbps的性能曲線。
圖5是圖4所示仿真結(jié)果的優(yōu)化性能曲線。如圖5所示，在該信道下的最優(yōu)方案均采用了ICI自消除，以去除嚴(yán)重的ICI。
圖6示出了本發(fā)明的自適應(yīng)正交頻分復(fù)用系統(tǒng)在不使用自適應(yīng)技術(shù)時(shí)在移動(dòng)120kmph信道下的誤比特率性能仿真結(jié)果。
按照與圖4類似的原則，從圖6中去除不符合要求的性能曲線。
圖7是圖6所示仿真結(jié)果的優(yōu)化性能曲線。如圖7所示，該信道下的最優(yōu)方案均未采用ICI自消除，因?yàn)榇藭r(shí)ICI相對(duì)較小。
將最優(yōu)鏈路及其參數(shù)以及滿足目標(biāo)BER的SNR總結(jié)在表3中。
表3各種最優(yōu)方案的參數(shù)列表和切換閾值 模式信道類型 ICI 自消 除 M-QAMTPC 總帶寬 效率 (b/s/Hz) 峰值數(shù) 據(jù)速率 (Mbps) BER為10-6 時(shí)的SNR切 換范圍(dB)模式(1)Ch(1) 0 0 0 0016.0模式(2) 無 16QAM (16，11)2 1.890634.919.5模式(3) 有 64QAM (32，26)2 1.980636.523.0模式(4) 有 64QAM (64，57)2 2.379643.928.0模式(5) 有 64QAM (128，120)2 2.636748.6∞模式(6)Ch(2) 0 0 0 0015.0模式(7) 無 16QAM (16，11)2 1.890634.916.2模式(8) 無 16QAM (32，26)2 2.640848.719.5模式(9) 無 64QAM (16，11)2 2.863252.322.0模式(10) 無 16QAM (64，57)2 3.172858.530.0模式(11) 無 16QAM (128，120)2 3.515664.7∞ 表3中的內(nèi)容可以存儲(chǔ)在第一自適應(yīng)控制器209中。
圖2中的自適應(yīng)正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的工作過程可以是這樣的 (1)在i時(shí)刻，接收機(jī)220中的信道狀態(tài)估計(jì)裝置240估計(jì)信道類型和平均SNR，并將估計(jì)出的信道類型和平均SNR發(fā)送給發(fā)射機(jī)210中的第一自適應(yīng)控制器209。
(2)第一自適應(yīng)控制器209接收到信道類型和平均SNR后，根據(jù)自適應(yīng)策略(結(jié)合表2)選擇相應(yīng)的工作模式，對(duì)TPC編碼器202、高階調(diào)制器203和ICI自消除調(diào)制器204進(jìn)行控制。然后，在i+1時(shí)刻發(fā)送數(shù)據(jù)，同時(shí)將所選擇的工作模式發(fā)送給接收機(jī)220中的信道狀態(tài)估計(jì)裝置240。
(3)在i+1時(shí)刻，接收機(jī)220中的第二自適應(yīng)控制器219按照收到的工作模式，對(duì)TPC譯碼器212、高階解調(diào)器213和ICI自消除解調(diào)器214進(jìn)行控制，使它們按照所收到的工作模式對(duì)接收數(shù)據(jù)進(jìn)行解調(diào)和解碼。
(4)返回上述步驟(1)。
上述步驟(2)中的自適應(yīng)策略可以用以下偽碼示意性地表示 ifCh(1)then　　if SNR＜＝16.0db then mode(1)<!-- SIPO <DP n="13"> --><dp n="d13"/>　　elseif SNR＜＝19.5db then mode(2)　　elseif SNR＜＝23.0db then mode(3)　　elseif SNR＜＝28.0db then mode(4)　　else mode(5)　　else　　if SNR＜＝15.0db then mode(6)　　elseif SNR＜＝16.2db then mode(7)　　elseif SNR＜＝19.5db then mode(8)　　elseif SNR＜＝22.0db then mode(9)　　elseif SNR＜＝30.0db then mode(10)　　else mode(11)　　end 上述步驟中，對(duì)信道類型和平均SNR的估計(jì)以及向第一自適應(yīng)控制器209的反饋是一直進(jìn)行的，但是什么時(shí)候進(jìn)行模式更改(即什么時(shí)候應(yīng)用自適應(yīng)策略)，應(yīng)考慮到模式變化的頻率，使得既能及時(shí)準(zhǔn)確地反應(yīng)信道變化，又能使信道傳輸方式盡可能的穩(wěn)定。
自適應(yīng)工作模式變化的頻率是系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)需要仔細(xì)考慮的重要參數(shù)。一方面，工作模式變化的頻率不宜太快，至少要小于1/TFI(TFI傳輸時(shí)間間隔)。如果頻率太快，需要的信令開銷就會(huì)增加，降低了系統(tǒng)的吞吐量。同時(shí)對(duì)信道質(zhì)量估計(jì)也提出了更高的要求，難以實(shí)現(xiàn)。另一方面，工作模式變化的頻率不宜太慢，否則難以充分利用信道的動(dòng)態(tài)變化特性改善系統(tǒng)吞吐量?？傊?，自適應(yīng)工作模式變化的頻率取決于具體的系統(tǒng)設(shè)計(jì)。
圖8是本發(fā)明的自適應(yīng)正交頻分復(fù)用通信方法的流程圖。
如圖8所示，在步驟801中，在接收機(jī)側(cè)，估計(jì)信道類型和平均SNR。在步驟802，將信道類型和平均SNR發(fā)送給發(fā)射機(jī)。在步驟803，在發(fā)射機(jī)側(cè)，從多個(gè)預(yù)定模式中，選擇一種與信道類型和平均SNR對(duì)應(yīng)的模式。然后在步驟804，判斷所選擇的模式是否與現(xiàn)模式相同。如果步驟804的判斷結(jié)果為“否”，即所選擇的模式與現(xiàn)模式相同，則處理轉(zhuǎn)到步驟801。如果步驟804的判斷結(jié)果為“是”，即所選擇的模式與現(xiàn)模式不同，則處理轉(zhuǎn)到步驟805。
在步驟805，將TPC編碼器的碼率、高階調(diào)制器的調(diào)制效率、ICI自消除調(diào)制器的調(diào)制效率調(diào)整為與所選擇的模式對(duì)應(yīng)的預(yù)定值。
然后，在步驟806，將所選擇的工作模式通知給接收機(jī)。
在步驟807中，在接收機(jī)側(cè)，將TPC譯碼器的碼率、高階解調(diào)器的調(diào)制效率、ICI自消除解調(diào)器的調(diào)制效率調(diào)整為與收到的模式對(duì)應(yīng)的值。
然后，處理返回步驟801。
以上雖然結(jié)合附圖描述了本發(fā)明的實(shí)施方式，但是本領(lǐng)域技術(shù)人員可以在所附權(quán)利要求的范圍內(nèi)做出各種變形或修改。
權(quán)利要求
1.一種自適應(yīng)正交頻分復(fù)用發(fā)射機(jī)，其特征在于包括
Turbo乘積碼編碼器，用于將待發(fā)送的信息比特序列編碼為Turbo乘積碼碼塊；
高階調(diào)制器，用于將所述Turbo乘積碼碼塊調(diào)制為多個(gè)高階調(diào)制符號(hào)；
載波間干擾自消除調(diào)制器，用于將每個(gè)所述高階調(diào)制符號(hào)調(diào)制到一組鄰近的子載波上，形成多組載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)；
反快速傅立葉變換器，用于對(duì)所述多個(gè)載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)執(zhí)行反快速傅立葉變換，產(chǎn)生多個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)；
用于對(duì)所述多個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)進(jìn)一步處理并發(fā)送到信道上的裝置；以及
第一自適應(yīng)控制器，用于根據(jù)所述信道的狀態(tài)，定期地對(duì)所述Turbo乘積碼編碼器、所述高階調(diào)制器和所述載波間干擾自消除調(diào)制器進(jìn)行控制。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的發(fā)射機(jī)，其特征在于所述第一自適應(yīng)控制器將所述Turbo乘積碼編碼器的碼率、所述高階調(diào)制器的調(diào)制效率和所述載波間干擾自消除調(diào)制器的調(diào)制效率分別設(shè)置為與所述信道的狀態(tài)相應(yīng)的數(shù)值。
3.根據(jù)權(quán)利要求2的發(fā)射機(jī)，其特征在于所述與所述信道的狀態(tài)相應(yīng)的數(shù)值是從Turbo乘積碼編碼碼率、高階調(diào)制效率和載波間干擾自消除調(diào)制效率的多組預(yù)定數(shù)值中選擇的。
4.一種自適應(yīng)正交頻分復(fù)用接收機(jī)，包括
用于從信道接收信號(hào)并處理為多個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)的裝置；
快速傅立葉變換器，用于將所述多個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)快速傅立葉變換為多個(gè)載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)；
載波間干擾自消除解調(diào)器，用于將所述多個(gè)載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)解調(diào)為多個(gè)高階調(diào)制符號(hào)；
高階解調(diào)器，用于將所述多個(gè)高階調(diào)制符號(hào)解調(diào)為Turbo乘積碼碼塊；
Turbo乘積碼譯碼器，用于將所述Turbo乘積碼碼塊譯碼為信息比特序列；
信道狀態(tài)估計(jì)裝置，用于定期地估計(jì)所述信道的狀態(tài)，利用反向信令發(fā)送所述信道的狀態(tài)，并接收自適應(yīng)控制信令；
第二自適應(yīng)控制器，用于在收到所述自適應(yīng)控制信令后，對(duì)所述Turbo乘積碼譯碼器、所述高階解調(diào)器和所述載波間干擾自消除解調(diào)器進(jìn)行控制。
5.根據(jù)權(quán)利要求4的接收機(jī)，其特征在于所述第二自適應(yīng)控制器將所述Turbo乘積碼譯碼器的碼率、所述高階解調(diào)器的調(diào)制效率和所述載波間干擾自消除解調(diào)器的調(diào)制效率分別設(shè)置為與所述信道的狀態(tài)相應(yīng)的數(shù)值。
6.根據(jù)權(quán)利要求5的接收機(jī)，其特征在于所述與所述信道的狀態(tài)相應(yīng)的數(shù)值是從Turbo乘積碼譯碼碼率、高階調(diào)制效率和載波間干擾自消除調(diào)制效率的多組預(yù)定數(shù)值中選擇的。
7.一種自適應(yīng)正交頻分復(fù)用通信方法，其特征在于包括以下步驟
將待發(fā)送的信息比特序列編碼為Turbo乘積碼碼塊；
將所述Turbo乘積碼碼塊調(diào)制為多個(gè)高階調(diào)制符號(hào)；
將每個(gè)所述高階調(diào)制符號(hào)調(diào)制到一組鄰近的子載波上，形成多組載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)；
對(duì)所述多個(gè)載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)執(zhí)行反快速傅立葉變換，產(chǎn)生多個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)；
對(duì)所述多個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)進(jìn)一步處理后發(fā)送到信道上；以及
根據(jù)所述信道的狀態(tài)，定期地對(duì)所述編碼步驟、所述高階調(diào)制步驟和所述載波間干擾自消除調(diào)制步驟進(jìn)行自適應(yīng)控制。
8.根據(jù)權(quán)利要求7的通信方法，其特征在于所述自適應(yīng)控制步驟將所述編碼步驟中的Turbo乘積碼碼率、所述高階調(diào)制步驟中的調(diào)制效率和所述載波間干擾自消除調(diào)制步驟中的調(diào)制效率分別設(shè)置為與所述信道的狀態(tài)相應(yīng)的數(shù)值。
9.根據(jù)權(quán)利要求8的通信方法，其特征在于所述與所述信道的狀態(tài)相應(yīng)的數(shù)值是從Turbo乘積碼編碼碼率、高階調(diào)制效率和載波間干擾自消除調(diào)制效率的多組預(yù)定數(shù)值中選擇的。
10.一種自適應(yīng)正交頻分復(fù)用通信方法，包括
從信道接收信號(hào)，并處理為多個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)；
將所述多個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)快速傅立葉變換為多個(gè)載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)；
將所述多個(gè)載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)解調(diào)為多個(gè)高階調(diào)制符號(hào)；
將所述多個(gè)高階調(diào)制符號(hào)解調(diào)為Turbo乘積碼碼塊；
將所述Turbo乘積碼碼塊譯碼為信息比特序列；
定期地估計(jì)所述信道的狀態(tài)；
利用反向信令發(fā)送所述信道的狀態(tài)；
接收自適應(yīng)控制信令；以及
在收到所述自適應(yīng)控制信令后，對(duì)所述Turbo乘積碼的譯碼步驟、所述高階調(diào)制符號(hào)的解調(diào)步驟和所述載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)的解調(diào)步驟進(jìn)行自適應(yīng)控制。
11.根據(jù)權(quán)利要求10的通信方法，其特征在于所述自適應(yīng)控制步驟將所述譯碼步驟中的Turbo乘積碼碼率、所述高階解調(diào)步驟中的調(diào)制效率和所述載波間干擾自消除解調(diào)步驟中的調(diào)制效率分別設(shè)置為與所述信道的狀態(tài)相應(yīng)的數(shù)值。
12.根據(jù)權(quán)利要求11的通信方法，其特征在于所述與所述信道的狀態(tài)相應(yīng)的數(shù)值是從Turbo乘積碼的碼率、高階調(diào)制效率、載波間干擾自消除調(diào)制效率的多組預(yù)定數(shù)值中選擇的。
全文摘要
公開了一種自適應(yīng)正交頻分復(fù)用發(fā)射機(jī)和接收機(jī)。發(fā)射機(jī)包括Turbo乘積碼編碼器，將信息比特序列編碼為Turbo乘積碼碼塊；高階調(diào)制器，將Turbo乘積碼碼塊調(diào)制為多個(gè)高階調(diào)制符號(hào)；載波間干擾自消除調(diào)制器，將每個(gè)高階調(diào)制符號(hào)調(diào)制到一組鄰近的子載波上，形成多組載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)；反快速傅立葉變換器，對(duì)多個(gè)載波間干擾自消除調(diào)制符號(hào)執(zhí)行反快速傅立葉變換，產(chǎn)生多個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)；用于處理多個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)并予發(fā)送的裝置；以及第一自適應(yīng)控制器，根據(jù)接收機(jī)反饋的信道狀態(tài)，定期地控制Turbo乘積碼編碼器、高階調(diào)制器和載波間干擾自消除調(diào)制器。在保證通信有效性和可靠性的情況下，提高了頻譜利用率、增大了信噪比動(dòng)態(tài)工作范圍。
文檔編號(hào)H04B1/04GK1667987SQ200410016918
公開日2005年9月14日 申請(qǐng)日期2004年3月12日 優(yōu)先權(quán)日2004年3月12日
發(fā)明者楊紅衛(wèi), 黎光潔, 陶立南, 蔡立羽 申請(qǐng)人:上海貝爾阿爾卡特股份有限公司