專利名稱：Tds－ofdm接收機(jī)時(shí)變信道估計(jì)與均衡方法及系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于數(shù)字信息傳輸技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種時(shí)域同步正交頻分復(fù)用(Time DomainSynchronous OFDM，TDS-OFDM)數(shù)字電視接收機(jī)的時(shí)變信道估計(jì)與均衡方法及其系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
地面無(wú)線電視廣播傳輸信道中(主要是VHF和UHF頻段)存在著各種多徑和衰落現(xiàn)象，造成了靜態(tài)/動(dòng)態(tài)多徑干擾，是一個(gè)時(shí)變的頻率選擇性衰落信道。在移動(dòng)接收環(huán)境下，會(huì)產(chǎn)生多普勒頻移。如果發(fā)送一個(gè)單頻的信號(hào)，接收到的信號(hào)將是一個(gè)以發(fā)送的頻率為中心，以最大多普勒頻移為帶寬的限帶信號(hào)，接收信號(hào)的功率譜一般為Jake的模型，可以表示為 在上式中，wd＝2πTsfd。其中Ts為符號(hào)間隔，fd為最大多普勒頻移。fd由載波頻率fc和移動(dòng)速度v決定fd=vfcc---(2)]]>其中，c為光速。接收信號(hào)在移動(dòng)接收環(huán)境下產(chǎn)生的頻譜擴(kuò)展，對(duì)采用相干解調(diào)的通信系統(tǒng)會(huì)產(chǎn)生惡劣影響，使系統(tǒng)性能下降。尤其對(duì)由許多正交的子載波組成的OFDM信號(hào)來(lái)說(shuō)，子信道帶寬比整個(gè)帶寬小得多，多普勒頻移引入的子載波間干擾(ICI)將破壞OFDM信號(hào)不同子載波間的正交性，一個(gè)小的多普勒頻移都會(huì)導(dǎo)致較大的信噪比損失，從而要求我們要有高性能的時(shí)變信道估計(jì)和均衡方法，同時(shí)還必須簡(jiǎn)化接收機(jī)的復(fù)雜度。
清華大學(xué)提出的地面數(shù)字多媒體電視廣播(Digital MultimediaTV Broadcasting-Terrestrial，DMB-T)方案的目的是提供一種數(shù)字信息傳輸方法，采用了時(shí)域同步正交頻分復(fù)用(Time Domain Synchronous OFDM，TDS-OFDM)調(diào)制技術(shù)，關(guān)于DMB-T、TDS-OFDM的相關(guān)情況詳見(jiàn)授權(quán)號(hào)為00123597.4名為“地面數(shù)字多媒體電視廣播系統(tǒng)”、授權(quán)號(hào)為01115520.5名為“時(shí)域同步正交頻分復(fù)用調(diào)制方法”以及授權(quán)號(hào)為01124144.6名為“正交頻分復(fù)用調(diào)制系統(tǒng)中保護(hù)間隔的填充方法”等清華大學(xué)申請(qǐng)的中國(guó)發(fā)明專利。
DMB-T系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)具有分層的幀結(jié)構(gòu)，其物理信道幀結(jié)構(gòu)如圖1所示。幀群定義為一群信號(hào)幀，其第一幀定義為幀群頭(控制幀)。超幀定義為一組幀群。幀結(jié)構(gòu)的頂層稱為日幀(CalendarDay Frame，CDF)。物理信道是周期的，并且和絕對(duì)時(shí)間同步。信號(hào)幀是DMB-T系統(tǒng)幀結(jié)構(gòu)的基本單元。一個(gè)信號(hào)幀由幀同步和幀體兩部分組成(見(jiàn)圖1)。幀同步和幀體的基帶符號(hào)率相同，規(guī)定為7.56MSps。幀同步由PN序列循環(huán)擴(kuò)展生成，PN序列作為同步，可變保護(hù)間隔(填充PN序列、循環(huán)前綴或零值)，長(zhǎng)度不超過(guò)IDFT塊長(zhǎng)度的1/4。PN序列定義為一個(gè)8階m序列，其特征多項(xiàng)式定義為x8+x6+x5+x+1，初始條件模板將確定所生成m序列的相位。對(duì)于一個(gè)特定的信號(hào)幀，它的信號(hào)幀號(hào)決定PN序列的初始條件。經(jīng)“0”到“+1”值及“1”到“-1”值的映射后，PN序列變換為非歸零的二進(jìn)制信號(hào)。
一個(gè)幀體的基帶信號(hào)是一個(gè)正交頻分復(fù)用(OFDM)塊。一個(gè)OFDM塊進(jìn)一步分成一個(gè)保護(hù)間隔和一個(gè)離散傅立葉逆變換(IDFT)塊。對(duì)于TDS-OFDM來(lái)說(shuō)，PN同步序列既作為幀同步，又作為OFDM的保護(hù)間隔，而幀體作為DFT塊，如圖1所示。由于PN序列與DFT塊的正交時(shí)分復(fù)用，而且PN序列對(duì)于接收端來(lái)說(shuō)是已知序列，因此，PN序列和DFT塊在接收端是可以被分開(kāi)的。
清華大學(xué)提出了在DMB-TOFDM系統(tǒng)框架上，不考慮信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)變化的信道估計(jì)和均衡方法，假定信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)保持恒定，采用PN碼時(shí)域相關(guān)方法進(jìn)行信道估計(jì)，并通過(guò)頻域的簡(jiǎn)單除法運(yùn)算來(lái)進(jìn)行信道均衡，如圖3所示。簡(jiǎn)要介紹如下不考慮數(shù)據(jù)對(duì)同步頭的干擾，接收到的第n個(gè)OFDM塊的PN碼幀同步(幀頭)r(n，m)可表示為r(n,m)=Σl=0L-1c(m-l)·hc(n,l)+z(n,m)---(3)]]>式中的hc(n，l)為信道在第n個(gè)OFDM塊內(nèi)的時(shí)域沖激響應(yīng)(l代表信道路徑號(hào)，L為路徑數(shù))，z(n，m)為高斯白噪聲，c(m)為使用的PN序列，它具有良好的相關(guān)特性，其歸一化相關(guān)函數(shù)ρ(m)可表示為 其中m1、m表示序號(hào)，Q為PN序列的長(zhǎng)度，*號(hào)表示共軛運(yùn)算符。
經(jīng)過(guò)PN碼時(shí)域相關(guān)即可得到信道的時(shí)域沖激響應(yīng)的粗估計(jì)h^tc(n,l)=1QΣm=0Q-1c(m)*·r(n,m+l)=h(n,l)+1QΣm=0Q-1c(m)*·z(n,m+l)---(5)]]>=h(n,l)+zc(n,l)l∈[0,L-1]]]>zc(n,l)=1QΣm=0Q-1c(m)*·z(n,m+l)---(6)]]>其中h(n，l)為理想的時(shí)域沖激響應(yīng)，zc(n，l)為高斯白噪聲。
得到的粗估計(jì) 中的小電平值被丟棄，得到第n個(gè)OFDM塊的信道時(shí)域沖激響應(yīng)的估計(jì) 因?yàn)榇嬖诎自肼暫投鄰綍r(shí)，這些小電平已經(jīng)不可靠了，門(mén)限的選擇可視應(yīng)用所要求的不同的抗噪聲和分辨多徑的靈敏性來(lái)決定。
假設(shè)信道的第一條徑為主徑，那么把 經(jīng)過(guò)N點(diǎn)離散傅立葉變換(DFT)處理得到各個(gè)OFDM子載波頻率響應(yīng)的估計(jì) 從幀體中去除PN序列的同步頭干擾，并構(gòu)造幀頭與信道的循環(huán)卷積，再對(duì)幀體進(jìn)行離散傅立葉變換，得到幀體的頻域數(shù)據(jù)Y(n，k)；把信號(hào)幀的頻域數(shù)據(jù)Y(n，k)和得到的頻域響應(yīng)估計(jì) 相除，得到信道均衡后的數(shù)據(jù)信號(hào)Z(n,k)=Y(n,k)/H^(n,k).]]>然而，上述方法忽略了信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)的變化，當(dāng)信道變化較慢時(shí)是一個(gè)簡(jiǎn)單實(shí)用的方法。但在移動(dòng)接收環(huán)境下，簡(jiǎn)單的假定信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)恒定不變，必然不能準(zhǔn)確地估計(jì)信道，從而帶來(lái)性能的損失，當(dāng)接收機(jī)的移動(dòng)速度較高時(shí)，信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)的變化不能被忽略，否則將會(huì)嚴(yán)重影響接收機(jī)的性能。為此，本發(fā)明在TDS-OFDM的系統(tǒng)框架上，突破了原有的假定OFDM塊內(nèi)信道不變的假設(shè)，假定信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)為線性變化，提出了TDS-OFDM接收機(jī)的時(shí)變信道估計(jì)與均衡方法及其系統(tǒng)，即基于PN碼時(shí)域相關(guān)的OFDM塊內(nèi)線性內(nèi)插信道估計(jì)方法和對(duì)具有子載波間干擾(ICI)的均衡矩陣求逆進(jìn)行有限項(xiàng)冪級(jí)數(shù)展開(kāi)的簡(jiǎn)化均衡方法。一方面大大提高了TDS-OFDM接收機(jī)在時(shí)變信道環(huán)境下的接收性能，另一方面也做了均衡器復(fù)雜度的簡(jiǎn)化，保證了接收機(jī)具有較低的復(fù)雜度。

發(fā)明內(nèi)容
地面無(wú)線電視廣播在移動(dòng)接收環(huán)境下，是一個(gè)時(shí)變的頻率選擇性衰落信道，本發(fā)明提出的時(shí)變信道估計(jì)和均衡方法假設(shè)信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)呈線性變化，這在一般的移動(dòng)接收時(shí)能與真實(shí)的信道變化非常吻合。但由于本發(fā)明考慮了信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)的變化，在進(jìn)行均衡時(shí)就不能用簡(jiǎn)單的除法來(lái)實(shí)現(xiàn)。本發(fā)明在TDS-OFDM的系統(tǒng)框架上，突破了原有的假定OFDM塊內(nèi)信道不變的假設(shè)，假定信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)為線性變化，提出了TDS-OFDM接收機(jī)的時(shí)變信道估計(jì)與均衡方法及其系統(tǒng)，即基于PN碼時(shí)域相關(guān)的OFDM塊內(nèi)線性內(nèi)插信道估計(jì)方法和對(duì)具有子載波間干擾(ICI)的均衡矩陣求逆進(jìn)行有限項(xiàng)冪級(jí)數(shù)展開(kāi)的簡(jiǎn)化均衡方法。本發(fā)明提出的信道估計(jì)和均衡方法能夠適應(yīng)移動(dòng)接收時(shí)的信道快速變化，對(duì)信道變化有較強(qiáng)的魯棒性，相對(duì)于不考慮信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)變化的方法有較大的性能改進(jìn)，尤其是在信道變化較快的環(huán)境下。此外，本發(fā)明提出的低復(fù)雜度的簡(jiǎn)化均衡算法實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，便于應(yīng)用。
本發(fā)明提出的TDS-OFDM接收機(jī)的時(shí)變信道估計(jì)和均衡方法，其特征在于，它是在數(shù)字信號(hào)處理系統(tǒng)中依次按以下步驟實(shí)現(xiàn)的步驟1)分離器把接收到的時(shí)域同步正交頻分復(fù)用即TDS-OFDM的信號(hào)幀分解為PN碼幀同步即幀頭部分和DFT數(shù)據(jù)即幀體兩部分；步驟2)去除PN干擾電路電路從幀體中去除PN序列的同步頭干擾，構(gòu)造幀頭與信道的循環(huán)卷積；步驟3)第一DFT電路對(duì)幀體進(jìn)行離散傅立葉變換，得到幀體的頻域數(shù)據(jù)Y(n，k)，DFT為離散傅立葉變換；步驟4)設(shè)定信道在PN頭處不變，相關(guān)器用本地PN碼對(duì)接收到的PN碼作時(shí)域相關(guān)得到信道在第n個(gè)OFDM塊的PN頭時(shí)刻的信道沖激響應(yīng)估計(jì)，即 N0為PN頭在每個(gè)OFDM塊內(nèi)的相對(duì)位置編號(hào)，l為路徑號(hào)，所述的 用下式表示h^(n,N0,l)=1QΣm=0Q-1c(m)*·r(n,N0,m+l)]]>其中，c(m)為使用的PN序列的第m個(gè)符號(hào)，r(n，N0，m)為接收到的在第n個(gè)OFDM塊內(nèi)的PN碼幀同步中的第m個(gè)符號(hào)，Q為PN序列的長(zhǎng)度，*號(hào)表示共軛運(yùn)算符；步驟5)第二DFT電路通過(guò)對(duì)步驟4)得到的所述信道沖激響應(yīng)進(jìn)行傅立葉變換得到信道在第n個(gè)OFDM塊的PN頭時(shí)刻的頻率響應(yīng)估計(jì)即 H^(n,N0,k)=DFT(h^(n,N0,l))]]>
步驟6)延時(shí)和數(shù)字邏輯電路對(duì)步驟5)得到的頻率響應(yīng)估計(jì)進(jìn)行延時(shí)和四則邏輯運(yùn)算得到第n個(gè)OFDM塊與第n-1個(gè)OFDM塊的PN頭時(shí)刻的頻率響應(yīng)估計(jì)的平均值即 與差值的一半即 以及 與 這兩者的商 H^A(n,k)=(H^(n,N0,k)+H^(n-1,N0,k))/2]]>H^D(n,k)=(H^(n,N0,k)-H^(n-1,N0,k))/2]]>H^B(n,k)=H^D(n,k)/H^A(n,k)]]>用除法器1得到；步驟7)另一個(gè)數(shù)字邏輯電路用步驟6)得到的上述 對(duì)OFDM塊內(nèi)頻率響應(yīng)估計(jì)作線性插值得到第n個(gè)OFDM塊內(nèi)的第i個(gè)數(shù)據(jù)時(shí)刻、第k個(gè)子載波頻率上的信道頻率響應(yīng)估計(jì)即 作為輸出，用下式表示H^(n,i,k,)=H^A(n,k)-aiH^D(n,k)]]>其中，ai=N/2-iNf/2]]>N為DFT的長(zhǎng)度，Nf為整個(gè)OFDM塊的長(zhǎng)度，即PN頭的長(zhǎng)度與DFT的長(zhǎng)度之和；步驟8)設(shè)定信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)線性變化，則根據(jù)下述對(duì)具有子載波間干擾的均衡矩陣求逆進(jìn)行有限項(xiàng)冪級(jí)數(shù)展開(kāi)的簡(jiǎn)化均衡方法得到第n個(gè)OFDM塊內(nèi)第k個(gè)子載波頻率上的發(fā)送數(shù)據(jù)的近似估計(jì)值，用Z(n，k)表示Z(n)=[Z(n,1),Z(n,2)...Z(n,N)]T≈(D(H^A(n)))-1(Y(n)+Σi=1MTi(n)Y(n))]]>其中，(n)=WAWHD(H^B(n)),]]>T代表矩陣轉(zhuǎn)置運(yùn)算，D為對(duì)角線矩陣符號(hào)，M為有限項(xiàng)冪級(jí)數(shù)展開(kāi)的項(xiàng)數(shù)，W和WH分別為DFT矩陣和IDFT矩陣， ai，i＝1，2，...，N由步驟7)得到；T(n)是用含有依次串聯(lián)的乘法器1、IDFT電路、另一輸入為ai的乘法器2、第三DFT電路的T-process電路對(duì)從步驟6)得到的 進(jìn)行處理后得到的，當(dāng)有1個(gè)以上的T-process電路時(shí)，它們相互串聯(lián)，第一個(gè)T-process電路的輸入為Y(n，k)；Y(n)+Σi=-1MTi(n)Y(n)]]>用(n)表示，其中(n)＝[φ(n，1)，φ(n，2)，...φ(n，N)]T，它是用一個(gè)加法器1對(duì)上述至少一個(gè)的T-process電路的輸出進(jìn)行相加得到的；Z(n，k)是由一個(gè)除法器2對(duì)從步驟8)得到的φ(n，k)、步驟6)得到的 取商后得到的輸出。
根據(jù)上述的TDS-OFDM接收機(jī)的時(shí)變信道估計(jì)與均衡方法而提出的TDS-OFDM接收機(jī)的時(shí)變信道估計(jì)與均衡系統(tǒng)，其特征在于，它含有分離器，它有一個(gè)OFDM信號(hào)輸入端；去除PN干擾電路，它的輸入端與分離器的DFT數(shù)據(jù)輸出端相連；第一DFT電路，它的輸入端與上述的去除PN干擾電路的輸出端相連；本地PN碼生成電路，它的輸出與PN碼時(shí)域相關(guān)器的輸入相連；PN碼時(shí)域相關(guān)器，它的另一個(gè)輸入端與上述分離器的幀PN同步碼輸出端相連；第二DFT電路，它有一個(gè)長(zhǎng)度為N的時(shí)域信道估計(jì)序列即 信號(hào)的輸入端，它的輸出為 與延時(shí)電路相連；延時(shí)電路和數(shù)字邏輯電路延時(shí)電路的輸入與上述第二DFT電路的輸出端相連；數(shù)字邏輯電路，它含有兩條串聯(lián)支路，第一條依次用加法器2和乘法器3串聯(lián)而成；第二條依次由減法器1、乘法器4、乘法器5和減法器2串聯(lián)而成；所述的加法器2、減法器1都與上述第二DFT電路的 信號(hào)輸出端和延時(shí)電路的 信號(hào)輸出端相連，乘法器3、乘法器4各有一個(gè)為0.5常系數(shù)的輸入端，乘法器3有一個(gè) 信號(hào)輸出端，乘法器4有一個(gè) 信號(hào)輸出端，乘法器5有一個(gè)固定系數(shù)為ai的輸入端，減法器2有一個(gè) 信號(hào)輸入端和一個(gè) 信號(hào)輸出端；除法器1，它的輸入為 和 輸出為 即H^B(n,k)=H^D(n,k)/H^A(n,k);]]>T-process電路，一共有M個(gè)，一般取M＝1，若M＞1，則T-process電路間為串聯(lián)結(jié)構(gòu)，每個(gè)T-process電路含有以下電路乘法器1，對(duì)于第一個(gè)T-process電路，乘法器1的輸入分別為第一DFT電路的輸出和除法器1的輸出；而對(duì)于其它的T-process電路，乘法器1的輸入分別為上一個(gè)T-process電路的輸出和除法器1的輸出；IDFT電路，它的輸入為乘法器1的輸出，輸出接乘法器2的輸入；乘法器2，它的輸入接IDFT電路的輸出，另一個(gè)輸入端為固定系數(shù)ai；第三DFT電路，它的輸入接乘法器2的輸出，輸出接下一個(gè)T-process電路和加法器1；加法器1，它的輸入為第一DFT電路的輸出Y(n，k)和每個(gè)T-process電路的輸出，它的輸出接除法器2的輸入；除法器2它的輸入接加法器1的輸出φ(n，k)，輸出為對(duì)數(shù)據(jù)的估計(jì)Z(n,k)=φ(n,k)H^A(n,k).]]>在下文中以及附圖中，SS代表背景技術(shù)中給出的假定信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)不變的信道估計(jì)和均衡方法，即假定信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)保持恒定、采用PN碼時(shí)域相關(guān)方法進(jìn)行信道估計(jì)、并通過(guò)頻域的簡(jiǎn)單除法運(yùn)算來(lái)進(jìn)行信道均衡的方法；PDS代表本發(fā)明提出的假定信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)線性變化，并按照式(n)=(D(H^A(n)))-1(I-T(n))-1(n)]]>進(jìn)行均衡的方法；PSS代表本發(fā)明提出的假定信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)線性變化，并按照式Z(n)≈(D(H^A(n)))-1(Y(n)+Σi=1MTi(n)Y(n))]]>進(jìn)行均衡的方法。
為了對(duì)提出的時(shí)變信道估計(jì)和均衡算法進(jìn)行評(píng)價(jià)，并分析算法性能，我們?cè)趯?duì)Rayleigh衰落的多徑信道下進(jìn)行了計(jì)算機(jī)仿真。仿真中還給出了背景技術(shù)中給出的SS算法的性能作為參考。假定系統(tǒng)是準(zhǔn)確同步的，不包括信道編碼部分。采用COST207信道(如表1所示)，各條路徑為獨(dú)立的Rayleigth衰落，最大多普勒頻移范圍為10Hz到100Hz，信噪比范圍為15dB到45dB，調(diào)制方式為64QAM。
表1 6徑的COST207信道參數(shù)

圖7，圖8，圖9為仿真結(jié)果示意圖。圖7為SNR＝40dB時(shí)，系統(tǒng)的誤比特率BER隨多普勒頻移fd變化的曲線圖，fd從10Hz取到100Hz。從圖7中可以看出，SS算法對(duì)多普勒頻移特別敏感，當(dāng)多普勒頻移升高時(shí)，系統(tǒng)性能惡化非常嚴(yán)重。這是SS算法假定信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)不變所必然導(dǎo)致的性能損失。而本發(fā)明提出的PSS算法在保證低復(fù)雜度的情況下，大大提高了傳統(tǒng)的SS算法的性能，尤其是在多普勒頻移較高的環(huán)境下。同時(shí)，PSS算法與PDS算法的性能差別并不大，M＝1就能很好的逼近PDS算法的性能。
圖8和圖9分別是fd＝20Hz和fd＝60Hz時(shí)，系統(tǒng)的誤比特率BER隨信噪比SNR變化的曲線圖?？梢钥闯?，PDS算法具有最好的性能，但是由于它的復(fù)雜度太高，很難在實(shí)際系統(tǒng)中使用。而本發(fā)明提出的PSS算法具有較低的復(fù)雜度，其性能在fd＝20Hz時(shí)能夠完全逼近PDS算法的性能；當(dāng)多普勒頻移增加時(shí)，PSS算法的性能和PDS算法的性能差異會(huì)增加，但從圖9可以看出，即使fd＝60Hz時(shí)，PSS算法與PDS算法的性能差異很小，尤其是在信噪比低于30dB時(shí)(和實(shí)際環(huán)境相符)，PSS算法和PDS算法基本沒(méi)有性能差異，即使是在M＝1的情況下。另一方面，本發(fā)明提出的PSS算法較傳統(tǒng)的SS算法在性能上有明顯的改善，從圖8可以看出，在fd＝20Hz時(shí)，當(dāng)BER＝0.01時(shí)，PSS算法較SS算法有5dB的增益。當(dāng)fd＝60Hz時(shí)，PSS算法較SS算法有更大的性能改善，此時(shí)SS算法基本已經(jīng)不能工作了，但是PSS算法還能保持很好的性能，如圖9所示。
采用TDS-OFDM的DMB-T也屬于OFDM系統(tǒng)，本發(fā)明提出的TDS-OFDM接收機(jī)的時(shí)變信道估計(jì)和均衡方法，即基于PN碼時(shí)域相關(guān)的OFDM塊內(nèi)線性內(nèi)插信道估計(jì)方法和對(duì)具有子載波間干擾(ICI)的均衡矩陣求逆進(jìn)行有限項(xiàng)冪級(jí)數(shù)展開(kāi)的簡(jiǎn)化均衡方法。本發(fā)明假定信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)呈線性變化，首先利用時(shí)域同步PN碼相關(guān)算法得到PN頭處的信道沖激響應(yīng)估計(jì)，再根據(jù)線性插值得到整個(gè)OFDM塊內(nèi)的信道沖激響應(yīng)估計(jì)，然后采用簡(jiǎn)化均衡算法對(duì)信道進(jìn)行均衡。理論分析、計(jì)算機(jī)仿真和系統(tǒng)測(cè)試表明，提出的信道估計(jì)與均衡方法受時(shí)變信道的影響小，對(duì)多普勒擴(kuò)展有較強(qiáng)的魯棒性，在接收機(jī)處于高速移動(dòng)狀態(tài)時(shí)，仍然能有較好的性能。本發(fā)明提出的簡(jiǎn)化均衡算法，在保證了系統(tǒng)在時(shí)變信道環(huán)境下的接收性能的同時(shí)，具有較低的復(fù)雜度，解決了地面電視廣播在在時(shí)變信道環(huán)境下的信道估計(jì)和均衡問(wèn)題，其性能明顯優(yōu)于不考慮信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)變化的方案。


圖1為DMB-T傳輸協(xié)議的分級(jí)幀結(jié)構(gòu)。
圖2為多徑情況下PN保護(hù)間隔的TDS-OFDM信號(hào)構(gòu)成。
圖3為不考慮信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)變化的信道估計(jì)與均衡方法。
圖4為本發(fā)明提出的基于PN碼時(shí)域相關(guān)的OFDM塊內(nèi)線性內(nèi)插信道估計(jì)方法。
圖5為本發(fā)明提出的對(duì)具有子載波間干擾(ICI)的均衡矩陣求逆進(jìn)行有限項(xiàng)冪級(jí)數(shù)展開(kāi)的簡(jiǎn)化均衡方法中的T-process電路。
圖6為本發(fā)明提出的對(duì)具有子載波干擾(ICI)的均衡矩陣求逆進(jìn)行有限項(xiàng)冪級(jí)數(shù)展開(kāi)的簡(jiǎn)化均衡方法。
圖7為提出的信道估計(jì)與均衡算法在SNR＝40dB時(shí)的BER與多普勒頻移fd的關(guān)系圖。
圖8為提出的信道估計(jì)與均衡算法在fd＝20Hz時(shí)的BER與SNR的關(guān)系圖。
圖9為提出的信道估計(jì)與均衡算法在fd＝60Hz時(shí)的BER與SNR的關(guān)系圖。
圖10為PSS均衡算法與PDS均衡算法的相對(duì)誤差的均值的理論上界隨多普勒頻移變化的曲線。
圖11為PSS均衡算法與PDS均衡算法的相對(duì)誤差的方差的理論上界隨多普勒頻移變化的曲線。
圖12為本發(fā)明提出的TDS-OFDM接收機(jī)的時(shí)變信道估計(jì)和均衡方法。
圖13為本發(fā)明提出的TDS-OFDM接收機(jī)的時(shí)變信道估計(jì)和均衡系統(tǒng)。
具體實(shí)施例方式
地面無(wú)線電視廣播在移動(dòng)接收環(huán)境下，是一個(gè)時(shí)變的頻率選擇性衰落信道，本發(fā)明提出的時(shí)變信道估計(jì)和均衡方法假設(shè)信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)呈線性變化，這在一般的移動(dòng)接收時(shí)能與真實(shí)的信道變化非常吻合。但由于本發(fā)明考慮了信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)的變化，在進(jìn)行均衡時(shí)就不能用簡(jiǎn)單的除法來(lái)實(shí)現(xiàn)。本發(fā)明在TDS-OFDM的系統(tǒng)框架上，突破了原有的假定OFDM塊內(nèi)信道不變的假設(shè)，假定信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)為線性變化，提出了TDS-OFDM接收機(jī)的時(shí)變信道估計(jì)與均衡方法及其系統(tǒng)，即基于PN碼時(shí)域相關(guān)法的OFDM塊內(nèi)線性內(nèi)插信道估計(jì)方法和對(duì)具有子載波間干擾(ICI)的均衡矩陣求逆進(jìn)行有限項(xiàng)冪級(jí)數(shù)展開(kāi)的簡(jiǎn)化均衡方法。本發(fā)明提出的信道估計(jì)和均衡方法能夠適應(yīng)移動(dòng)接收時(shí)的信道快速變化，對(duì)接收機(jī)的信道變化有較強(qiáng)的魯棒性，相對(duì)于不考慮信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)變化的方法有較大的性能改進(jìn)，尤其是在信道變化較快的環(huán)境下。此外，本發(fā)明提出的低復(fù)雜度的簡(jiǎn)化均衡算法實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，便于應(yīng)用。
TDS-OFDM使用PN序列作為保護(hù)間隔，PN同步頭與DFT塊是時(shí)分復(fù)用的，這樣由于多徑干擾，將使DFT部分受前后含有PN序列的同步頭干擾。在對(duì)數(shù)據(jù)DFT塊進(jìn)行DFT之前我們要將PN序列從DFT塊中去除，并構(gòu)造DFT塊與信道的循環(huán)卷積。如圖2所示，PN(i)與信道后徑的線性卷積結(jié)果PN(i，post)搬移疊加到DFT(i)的首部DFT(i，head)，得到對(duì)應(yīng)DFT(i)首部的疊加信號(hào)DFTc(i，head)，而PN(i+1)與信道前徑的線性卷積結(jié)果PN(i，pre)搬移疊加到DFT(i)的尾部DFT(i，tail)得到DFTc(i，tail)，公式表示為DFTc(i，head)＝DFT(i，head)+PN(i，post) (7)DFTc(i，tail)＝DFT(i，tail)+PN(i+1，pre)下標(biāo)c表示疊加的信號(hào)。對(duì)應(yīng)于PN(i)有PNc(i，tail)＝PN(i，tail)+DFT(i，pre)PNc(i+1，head)＝PN(i+1，head)+DFT(i，post)先構(gòu)造DFT(i)與信道前徑的循環(huán)卷積，此時(shí)要得到
DFT(i，tail)+DFT(i，pre)＝{DFTc(i，tail)-PN(i+1，pre)}(9)+{PNc(i，tail)-PN(i，tail)}上式中除PN(i+1，pre)信號(hào)外，其它均已知。又PN信號(hào)PN(i+1)總長(zhǎng)Ng為512，而PN序列長(zhǎng)度K取255，這樣可以分出兩個(gè)長(zhǎng)度均為255的相等的PN序列PN(i+1，1)和PN(i+1，2)，如圖2所示。這樣有PN(i+1，pre)＝PNc(i+1，tail)-PN(i+1，tail) (10)其中PNc(i+1，1，tail)和PN(i+1，1，tail)分別對(duì)應(yīng)PN(i+1，1)的尾部疊加信號(hào)和尾部信號(hào)。
這樣經(jīng)過(guò)信號(hào)加減操作，即可得到DFT(i)與信道前徑的循環(huán)卷積。同樣的方法可以得到DFT(i)與信道后徑的循環(huán)卷積。
構(gòu)造DFT(i)與信道前徑的循環(huán)卷積，此時(shí)要得到DFT(i，head)+DFT(i，post)＝{DFTc(i，head)-PN(i+1，post)}(11)+{PNc(i，head)-PN(i，head)}上式中除PN(i+1，post)信號(hào)外，其它均已知。又PN信號(hào)PN(i+1)總長(zhǎng)Ng為512，而PN序列長(zhǎng)度K取255，這樣可以分出兩個(gè)長(zhǎng)度均為255的相等的PN序列PN(i+1，1)和PN(i+1，2)，如圖2所示。這樣有PN(i+1，post)＝PNc(i+1，head)-PN(i+1，head) (12)其中PNc(i+1，head)和PN(i+1，head)分別對(duì)應(yīng)PN(i+1，1)的首部疊加信號(hào)和首部信號(hào)。從而完成了DFT(i)與信道的循環(huán)卷積構(gòu)造，接著就可以對(duì)DFT(i)進(jìn)行DFT操作了，得到頻域輸出Y(n，k)。
由于PN頭的長(zhǎng)度相對(duì)于整個(gè)OFDM塊的長(zhǎng)度小很多，可以假定信道在PN頭處保持不變。不考慮數(shù)據(jù)對(duì)同步頭的干擾，接收到的PN碼幀同步(幀頭)r(n，N0，m)(N0代表PN頭在每個(gè)OFDM塊內(nèi)的相對(duì)位置編號(hào))可表示為r(n,N0,m)=Σl=0L-1c(m-l)·h(n,N0,l)+z(n,m)---(13)]]>式中的h(n，N0，l)為信道在第n個(gè)OFDM塊內(nèi)的PN頭處的時(shí)域沖激響應(yīng)，z(n，m)為高斯白噪聲，c(m)為使用的PN序列，它具有良好的相關(guān)特性，其歸一化相關(guān)函數(shù)ρ(m)可表示為 其中m1、m表示序號(hào)，Q為PN序列的長(zhǎng)度。
經(jīng)過(guò)PN碼時(shí)域相關(guān)即可得到信道在PN頭處的時(shí)域沖激響應(yīng)的粗估計(jì)
h^(n,N0,l)=1QΣm=0Q-1c(m)*·r(n,N0,m+l)]]>=h(n,N0,l)+1QΣm=0Q-1c(m)*·z(n,m)---(15)]]>=h(n,N0,l)+z‾(n)]]>z‾(n)=1QΣm=0Q-1c(m)*·z(n,m)---(16)]]>得到的粗估計(jì) 中的小電平值被丟棄，因?yàn)榇嬖诎自肼暫投鄰綍r(shí)，這些小電平已經(jīng)不可靠了，門(mén)限的選擇可視應(yīng)用所要求的不同的抗噪聲和分辨多徑的靈敏性來(lái)決定。假設(shè)信道的主徑為第一條徑，那么經(jīng)過(guò)N點(diǎn)DFT處理便可得到在PN頭處的信道頻率響應(yīng)的估計(jì) 假設(shè)信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)呈線性變化，根據(jù)在PN頭處的信道頻率響應(yīng)估計(jì) 進(jìn)行OFDM塊內(nèi)信道頻率響應(yīng)估計(jì)的線性內(nèi)插，從而得到每個(gè)OFDM塊內(nèi)每個(gè)數(shù)據(jù)時(shí)刻的信道頻率響應(yīng)估計(jì) 如圖4所示。
將 做一個(gè)OFDM塊的延時(shí)，得到第n個(gè)OFDM塊與第n-1個(gè)OFDM塊的PN頭時(shí)刻的頻率響應(yīng)估計(jì)的平均值 與差值 H^A(n,k)=(H^(n,N0,k)+H^(n-1,N0,k))/2---(17)]]>H^D(n,k)=(H^(n,N0,k)-H^(n-1,N0,k))/2---(18)]]>H^B(n,k)=H^D(n,k)/H^A(n,k)---(19)]]>不難得到在一個(gè)OFDM塊內(nèi)對(duì)頻率響應(yīng)估計(jì)做線性插值H^(n,i,k)=H^A(n,k)-aiH^D(n,k)---(20)]]>其中， 表示在第n個(gè)OFDM塊內(nèi)的第i個(gè)數(shù)據(jù)時(shí)刻、第k個(gè)子載波頻率上的頻率響應(yīng)估計(jì)，并且ai=N/2-iNf/2---(21)]]>N為DFT的長(zhǎng)度，Nf為整個(gè)OFDM塊的長(zhǎng)度，即PN頭的長(zhǎng)度與DFT的長(zhǎng)度之和。
根據(jù)頻域輸出Y(n，k)和兩個(gè)連續(xù)OFDM塊在PN頭處的信道頻率響應(yīng)估計(jì)的平均值 與差值 通過(guò)理論推導(dǎo)，可以得出對(duì)具有子載波干擾(ICI)的均衡矩陣求逆進(jìn)行有限項(xiàng)冪級(jí)數(shù)展開(kāi)的簡(jiǎn)化均衡方法，如圖5，圖6所示。
設(shè)發(fā)送的數(shù)據(jù)矢量為Z(n)，假設(shè)信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)呈線性變化，則系統(tǒng)傳輸模型可以由下式表示Y(n)＝(I-T(n))D(HA(n))Z(n)+σ(n) (22)
其中，σ(n)為高斯白噪聲矢量，Z(n)＝[Z(n，1)，Z(n，2)...，Z(n，N)]T(23)Y(n)＝[Y(n，1)，Y(n，2)...，Y(n，N)]T(24) T(n)=WAWHD(H^B(n))---(26)]]>在上式中，W和WH分別為DFT矩陣和IDFT矩陣， 從而可以得到對(duì)發(fā)送數(shù)據(jù)矢量的估計(jì)Z(n)=(D(H^A(n)))-1(I-T(n))-1Y(n)---(29)]]>但是，由于上式在實(shí)現(xiàn)時(shí)的復(fù)雜度太高，為O(N3)+N2+2·O(NlogN)+N次復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算。其中O(N3)為矩陣求逆的復(fù)雜度，O(NlogN)為DFT的復(fù)雜度。為了復(fù)雜度的簡(jiǎn)化，根據(jù)對(duì)形如(I-T)-1的矩陣求逆進(jìn)行冪級(jí)數(shù)展開(kāi)，只保留低階項(xiàng)(I-T(n))-1≈Σi=0MTi(n)---(30)]]>這一簡(jiǎn)化是本發(fā)明提出的對(duì)具有子載波干擾(ICI)的均衡矩陣求逆進(jìn)行有限項(xiàng)冪級(jí)數(shù)展開(kāi)的簡(jiǎn)化均衡方法的核心思想。根據(jù)上式可以得到Z(n)≈(D(H^A(n)))-1(Y(n)+Σi=1MTi(n)Y(n))---(31)]]>上式即為具有子載波間干擾(ICI)的均衡矩陣求逆進(jìn)行有限項(xiàng)冪級(jí)數(shù)展開(kāi)的簡(jiǎn)化均衡方法，如圖5，圖6所示。由于 為對(duì)角陣，上式在實(shí)現(xiàn)時(shí)的復(fù)雜度主要在 部分，考慮下式T(n)T(n)=WAWHD(H^B(n))Y(n)---(32)]]>由于A和 都為對(duì)角陣，并且W和WH分別為DFT矩陣和IDFT矩陣，所以上式可以通過(guò)DFT變換和IDFT變換來(lái)實(shí)現(xiàn)，實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度為2·(O(NlogN)+N)次復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算，其中O(NlogN)為一個(gè)DFT的運(yùn)算復(fù)雜度。因此， 的復(fù)雜度為2M·(O(NlogN)+N)次復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算，均衡算法Z(n)≈(D(H^A(n)))-1(Y(n)+Σi=1MTi(n)Y(n))]]>的復(fù)雜度為2M·(O(NlogN)+N)+N次復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算?？梢钥闯?，本發(fā)明提出的對(duì)具有子載波間干擾(ICI)的均衡矩陣求逆進(jìn)行有限項(xiàng)冪級(jí)數(shù)展開(kāi)的簡(jiǎn)化均衡方法大大簡(jiǎn)化了接收機(jī)均衡器的復(fù)雜度。一般來(lái)說(shuō)，M＝1時(shí)就能得到與直接求逆矩陣方法非常接近的性能，同時(shí)會(huì)相對(duì)于不考慮信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)變化的方法有較大的性能改善，更大程度地簡(jiǎn)化了均衡器的復(fù)雜度，為2O(NlogN)+3N次復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算。當(dāng)M＝1時(shí)，式(31)變?yōu)閆(n)≈(D(H^A(n)))-1(Y(n)+T(n)Y(n))---(33)]]>由于PSS均衡算法是對(duì)PDS均衡算法的近似，因此近似誤差必然會(huì)帶來(lái)系統(tǒng)性能的損失，在這一部分將從理論上分析PSS均衡算法和PDS均衡算法的相對(duì)誤差。
為了簡(jiǎn)化推導(dǎo)，在以下分析中我們省去標(biāo)號(hào)n。那么式(30)的近似處理可以寫(xiě)成(I-T)-1≈Σi=0MTi---(34)]]>為了分析上式所作的近似帶來(lái)的誤差，定義如下的M階相對(duì)誤差ηT(M)=Δmin{maxx||((I-T)-1-Σi=0MTi)x||2||(I-T)-1x||2,1}---(35)]]>其中，‖·‖2代表l2上的標(biāo)準(zhǔn)范數(shù)。上式給出了對(duì)均衡矩陣求逆進(jìn)行M階冪級(jí)數(shù)近似的相對(duì)誤差表達(dá)式。其中和1取最小值保證了相對(duì)誤差不大于1。對(duì)上式作進(jìn)一步的簡(jiǎn)化，不難得到maxx||((I-T)-1-Σi=0MTi)x||2||(I-T)-1x||2=maxx||TM+1(I-T)-1x||2||(I-T)-1x||2=||TM+1||≤||T||M+1---(36)]]>其中，‖T‖為矩陣T的譜范數(shù)，它的定義為
||T||=maxx||Tx||2||x||2forallx∈l2---(37)]]>而根據(jù)式(26)可以得到||T||=||WAWHD(H^B)||≤||W||·||A||·||WH||·||D(H^B)||---(38)]]>由于DFT矩陣W和IDFT矩陣WH為酉矩陣，所以‖w‖＝‖WH‖ ＝1(39)另外，||A||=maxi{ai}=NNf---(40)]]>||D(H^B)||=maxk{|H^D(n,k)||H^A(n,k)|}---(41)]]>定義b*=ΔNNf·maxk{|H^D(n,k)||H^A(n,k)|}---(42)]]>則式(38)可以變?yōu)椤琓‖≤b*(43)再根據(jù)式(35)，式(36)可以得到ηT(M)＝min{‖TM+1‖，1}≤min{b*M+1，1)(44)為了求出b*的概率分布的顯示表達(dá)式，作如下近似當(dāng)|rf[k]|＜δ時(shí)， 與 相互獨(dú)立；當(dāng)|rf[k]≥δ時(shí)， 與 完全相同；這里，稱δ為獨(dú)立一相同闕值，rf[k]為信道的頻率相關(guān)系數(shù)，定義如下rf[k]=Σlσl2σH2exp(-j2πlk/N)---(45)]]>其中，σl2為第l條徑的功率，σH2為所有徑的功率之和。那么，可以得到b*的累積分布函數(shù)的近似表達(dá)式為
其中，Iδ=[Ncount{k:|rf[k]|≥δ}]---(47)]]>在上式中，count{k:|rf[k]|≥δ}代表|rf[k]|≥δ的k的個(gè)數(shù)； 代表不大于x的最大整數(shù)。
v=N2Nf2×rt
-rt[Nf]rt
+rt[Nf]---(48)]]>在上式中，rt[m]為信道的時(shí)間相關(guān)系數(shù)，定義如下rt[m]＝J0(m·2πTsfd) (49)其中，J0(x)為0階第一類(lèi)貝塞爾函數(shù)，Ts為采樣頻率，fd為多普勒頻移。對(duì)式(46)求導(dǎo)，可以得到b*的概率密度函數(shù)的近似表達(dá)式如下 由上式可以得到ηT(M)的均值的上界如下E{ηT(M)}≤E{min{b*M+1,1}}=∫01xM+1fb*(x)dx+∫1∞fb*(x)dx---(51)]]>≈Iδ∫01xM+1Iδ(x2x2+v)Iδ-1(2xx2+v-2x3(x2+v)2)dx+1-Pb*(x)]]>同理可得ηT(M)的方差的上界如下D{ηT(M)}≤E{ηT2(M)}=E{min{b*2M+2,1}}=∫01x2M+2fb*(x)dx+∫1∞fb*(x)dx]]>≈Iδ∫01x2M+2Iδ(x2x2+v)Iδ-1(2xx2+v-2x3(x2+v)2)dx+1-Pb*(x)---(52)]]>圖10和圖11分別給出了提出的PSS均衡算法與PDS均衡算法的相對(duì)誤差的均值和方差的理論上界隨多普勒頻移變化的曲線。這里信道采用表1給出的COST207信道參數(shù)。選擇δ＝0.5，則根據(jù)式(47)可以得到Iδ＝3。從圖中可以看出，當(dāng)M取值變大時(shí)，相對(duì)誤差的均值和方差的理論上界會(huì)下降，系統(tǒng)性能相應(yīng)會(huì)提高，但是M越大，實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度越高。當(dāng)M的取值從0變到1時(shí)，相對(duì)誤差的均值和方差的理論上界有明顯的下降，而當(dāng)M的取值大于2時(shí)，相對(duì)誤差的均值和方差的理論上界基本保持不變。因此，當(dāng)性能和復(fù)雜度同時(shí)考慮時(shí)，M＝1或M＝2為最好的選擇。
綜合上述，本發(fā)明在TDS-OFDM的系統(tǒng)框架上，突破了原有的假定OFDM塊內(nèi)信道不變的假設(shè)，假定信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)為線性變化，提出了TDS-OFDM接收機(jī)的時(shí)變信道估計(jì)與均衡方法及其系統(tǒng)，即基于PN碼時(shí)域相關(guān)的OFDM塊內(nèi)線性內(nèi)插信道估計(jì)方法和對(duì)具有子載波干擾(ICI)的均衡矩陣求逆進(jìn)行有限項(xiàng)冪級(jí)數(shù)展開(kāi)的簡(jiǎn)化均衡方法，整體框圖如圖12，圖13所示。本發(fā)明一方面大大提高了TDS-OFDM接收機(jī)在時(shí)變信道環(huán)境下的接收性能，明顯優(yōu)于不考慮信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)變化的方案。另一方面也做了均衡器復(fù)雜度的簡(jiǎn)化，保證了接收機(jī)具有較低的復(fù)雜度。
在計(jì)算機(jī)仿真的基礎(chǔ)上，本發(fā)明可以在清華DMB-T系統(tǒng)的現(xiàn)場(chǎng)可編程門(mén)陣列(FPGA)或?qū)Ｓ眉呻娐?ASIC)版本接收機(jī)中得到實(shí)現(xiàn)。
上面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的具體實(shí)施例進(jìn)行了詳細(xì)說(shuō)明，但本發(fā)明并不限制于上述實(shí)施例，在不脫離本申請(qǐng)的權(quán)利要求的精神和范圍情況下，本領(lǐng)域的技術(shù)人員可作出各種修改或改型。
權(quán)利要求
1.TDS-OFDM接收機(jī)時(shí)變信道估計(jì)和均衡方法，其特征在于，它是在數(shù)字信號(hào)處理系統(tǒng)中依次按以下步驟實(shí)現(xiàn)的步驟1)分離器把接收到的時(shí)域同步正交頻分復(fù)用即TDS-OFDM的信號(hào)幀分解為PN碼幀同步即幀頭部分和DFT數(shù)據(jù)即幀體兩部分；步驟2)去除PN干擾電路電路從幀體中去除PN序列的同步頭干擾，構(gòu)造幀頭與信道的循環(huán)卷積；步驟3)第一DFT電路對(duì)幀體進(jìn)行離散傅立葉變換，得到幀體的頻域數(shù)據(jù)Y(n，k)，DFT為離散傅立葉變換；步驟4)設(shè)定信道在PN頭處不變，相關(guān)器用本地PN碼對(duì)接收到的PN碼作時(shí)域相關(guān)得到信道在第n個(gè)OFDM塊的PN頭時(shí)刻的信道沖激響應(yīng)估計(jì)，即 N0為PN頭在每個(gè)OFDM塊內(nèi)的相對(duì)位置編號(hào)，l為路徑號(hào)，所述的 用下式表示h^(n,N0,l)=1QΣm=0Q-1c(m)*·r(n,N0,m+l)]]>其中，c(m)為使用的PN序列的第m個(gè)符號(hào)，r(n，N0，m)為接收到的在第n個(gè)OFDM塊內(nèi)的PN碼幀同步中的第m個(gè)符號(hào)，Q為PN序列的長(zhǎng)度，*號(hào)表示共軛運(yùn)算符；步驟5)第二DFT電路通過(guò)對(duì)步驟4)得到的所述信道沖激響應(yīng)估計(jì)進(jìn)行傅立葉變換得到信道在第n個(gè)OFDM塊的PN頭時(shí)刻的頻率響應(yīng)估計(jì)即 H^(n,N0,k)=DFT(h^(n,N0,l))]]>步驟6)延時(shí)和數(shù)字邏輯電路對(duì)步驟5)得到的頻率響應(yīng)估計(jì)進(jìn)行延時(shí)和四則邏輯運(yùn)算得到第n個(gè)OFDM塊與第n-1個(gè)OFDM塊的PN頭時(shí)刻的頻率響應(yīng)估計(jì)的平均值即 與差值的一半即 以及 與 這兩者的商 H^A(n,k)=(H^(n,N0,k)+H^(n-1,N0,k))/2]]>H^D(n,k)=(H^(n,N0,k)-H^(n-1,N0,k))/2]]>H^B(n,k)=H^D(n,k)/H^A(n,k)]]>用除法器1得到；步驟7)另一個(gè)數(shù)字邏輯電路用步驟6)得到的上述H^A(n,k),H^D(n,k)]]>對(duì)OFDM塊內(nèi)頻率響應(yīng)估計(jì)作線性插值得到第n個(gè)OFDM塊內(nèi)的第i個(gè)數(shù)據(jù)時(shí)刻、第k個(gè)子載波頻率上的信道頻率響應(yīng)估計(jì)即 作為輸出，用下式表示H^(n,i,k)=H^A(n,k)-aiH^D(n,k)]]>其中ai=N/2-iNf/2]]>N為DFT的長(zhǎng)度，Nf為整個(gè)OFDM塊的長(zhǎng)度，即PN頭的長(zhǎng)度與DFT的長(zhǎng)度之和；步驟8)設(shè)定信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)線性變化，則根據(jù)下述對(duì)具有子載波間干擾的均衡矩陣求逆進(jìn)行有限項(xiàng)冪級(jí)數(shù)展開(kāi)的簡(jiǎn)化均衡方法得到第n個(gè)OFDM塊內(nèi)第k個(gè)子載波頻率上的發(fā)送數(shù)據(jù)的近似估計(jì)值，用Z(n，k)表示Z(n)=[Z(n,1),Z(n,2)...Z(n,N)]T≈(D(H^A(n)))-1(Y(n)+Σi=1MTi(n)Y(n))]]>其中，T(n)=WAWHD(H^B(n)),]]>T代表矩陣轉(zhuǎn)置運(yùn)算，D為對(duì)角線矩陣符號(hào)，M為有限項(xiàng)冪級(jí)數(shù)展開(kāi)的項(xiàng)數(shù)，W和WH分別為DFT矩陣和IDFT矩陣， ai，i＝1，2，...，N由步驟7)得到；T(n)是用含有依次串聯(lián)的乘法器1、IDFT電路、另一輸入為ai的乘法器2、第三DFT電路的T-process電路對(duì)從步驟6)得到的 進(jìn)行處理后得到的，當(dāng)有1個(gè)以上的T-process電路時(shí)，它們相互串聯(lián)，第一個(gè)T-process電路的輸入為Y(n，k)；Y(n)+Σi=1MTi(n)Y(n)]]>用(n)表示，其中(n)＝[φ(n，1)，φ(n，2)，...φ(n，N)]T，它是用一個(gè)加法器1對(duì)上述至少一個(gè)的T-process電路的輸出進(jìn)行相加得到的；Z(n，k)是由一個(gè)除法器2對(duì)從步驟8)得到的φ(n，k)、步驟6)得到的 取商后得到的輸出。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的TDS-OFDM接收機(jī)時(shí)變信道估計(jì)與均衡方法而提出的TDS-OFDM接收機(jī)的時(shí)變信道估計(jì)與均衡系統(tǒng)，其特征在于，它含有分離器，它有一個(gè)OFDM信號(hào)輸入端；去除PN干擾電路，它的輸入端與分離器的DFT數(shù)據(jù)輸出端相連；第一DFT電路，它的輸入端與上述的去除PN干擾電路的輸出端相連；本地PN碼生成電路，它的輸出與PN碼時(shí)域相關(guān)器的輸入相連；PN碼時(shí)域相關(guān)器，它的另一個(gè)輸入端與上述分離器的幀PN同步碼輸出端相連；第二DFT電路，它有一個(gè)長(zhǎng)度為N的時(shí)域信道估計(jì)序列即 信號(hào)的輸入端，它的輸出為 與延時(shí)電路相連；延時(shí)電路和數(shù)字邏輯電路延時(shí)電路的輸入與上述第二DFT電路的輸出端相連；數(shù)字邏輯電路，它含有兩條串聯(lián)支路，第一條依次用加法器2和乘法器3串聯(lián)而成；第二條依次由減法器1、乘法器4、乘法器5和減法器2串聯(lián)而成；所述的加法器2、減法器1都與上述第二DFT電路的 信號(hào)輸出端和延時(shí)電路 信號(hào)輸出端相連，乘法器3、乘法器4各有一個(gè)為0.5常系數(shù)的輸入端，乘法器3有一個(gè) 信號(hào)輸出端，乘法器4有一個(gè) 信號(hào)輸出端，乘法器5有一個(gè)固定系數(shù)為ai的輸入端，減法器2有一個(gè) 信號(hào)輸入端和一個(gè) 信號(hào)輸出端；除法器1，它的輸入為 和 輸出為 即H^B(n,k)=H^D(n,k)/H^A(n,k);]]>T-process電路，一共有M個(gè)，一般取M＝1，若M＞1，則T-process電路間為串聯(lián)結(jié)構(gòu)，每個(gè)T-process電路含有以下電路乘法器1，對(duì)于第一個(gè)T-process電路，乘法器1的輸入分別為第一DFT電路的輸出和除法器1的輸出；而對(duì)于其它的T-process電路，乘法器1的輸入分別為上一個(gè)T-process電路的輸出和除法器1的輸出；IDFT電路，它的輸入為乘法器1的輸出，輸出接乘法器2的輸入；乘法器2，它的輸入接IDFT電路的輸出，另一個(gè)輸入端為固定系數(shù)ai；第三DFT電路，它的輸入接乘法器2的輸出，輸出接下一個(gè)T-process電路和加法器1；加法器1，它的輸入為第一DFT電路的輸出Y(n，k)和每個(gè)T-process電路的輸出，它的輸出接除法器2的輸入；除法器2它的輸入接加法器1的輸出φ(n，k)，輸出為對(duì)數(shù)據(jù)的估計(jì)Z(n,k)=φ(n,k)H^A(n,k).]]>
全文摘要
TDS－OFDM接收機(jī)時(shí)變信道估計(jì)與均衡方法及系統(tǒng)，屬于數(shù)字信息傳輸技術(shù)領(lǐng)域。本發(fā)明在TDS－OFDM的系統(tǒng)框架上，假定信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)線性變化，首先通過(guò)PN碼時(shí)域相關(guān)得到每個(gè)OFDM塊的PN頭處的信道響應(yīng)估計(jì)，然后在OFDM塊內(nèi)進(jìn)行線性內(nèi)插得到整個(gè)OFDM塊內(nèi)的信道響應(yīng)估計(jì)。為了簡(jiǎn)化均衡器的復(fù)雜度，本發(fā)明提出了對(duì)具有子載波干擾(ICI)的均衡矩陣求逆進(jìn)行有限項(xiàng)冪級(jí)數(shù)展開(kāi)的簡(jiǎn)化均衡方法。本發(fā)明一方面大大提高了TDS－OFDM接收機(jī)在時(shí)變信道下的接收性能，明顯優(yōu)于假定信道在一個(gè)OFDM塊內(nèi)不變的方案。另一方面也做了均衡器復(fù)雜度的簡(jiǎn)化，保證了接收機(jī)具有較低的復(fù)雜度。
文檔編號(hào)H04L27/26GK1617531SQ20041000994
公開(kāi)日2005年5月18日 申請(qǐng)日期2004年12月3日 優(yōu)先權(quán)日2004年12月3日
發(fā)明者楊知行, 符劍, 潘長(zhǎng)勇, 王軍, 楊林 申請(qǐng)人:清華大學(xué)