專利名稱：用于ofdm通信系統(tǒng)的信道估計的制作方法
技術領域：
本發(fā)明一般涉及數(shù)據(jù)通信，尤其涉及對諸如正交頻分復用(OFDM)系統(tǒng)這樣的、具有多個子帶的通信系統(tǒng)中的無線信道響應進行估計的技術。
背景技術：
無線通信系統(tǒng)廣泛用于提供各種類型的通信，如語音、分組數(shù)據(jù)等。這些系統(tǒng)是能夠通過共享可用系統(tǒng)資源而支持與多個用戶通信的多址系統(tǒng)。這些多址系統(tǒng)的例子包括碼分多址(CDMA)系統(tǒng)、時分多址(TDMA)系統(tǒng)和正交頻分多址(OFDMA)系統(tǒng)。
OFDM將整個系統(tǒng)帶寬有效地分為多(N)個正交子帶。這些子帶也被稱為音(tones)、頻率段(frequency bins)以及頻率子信道。通過OFDM，每個子帶與相應的子載波關聯(lián)，可以在該子載波上調制數(shù)據(jù)。因此，每個子帶可以被視作可以用于傳輸數(shù)據(jù)的獨立傳輸信道。
在無線通信系統(tǒng)中，來自發(fā)射機的RF調制信號經(jīng)由多個傳播路徑到達接收機。對于OFDM系統(tǒng)，由于不同的衰減和多徑效應，這N個子帶會經(jīng)歷不同的有效信道，并因此與不同的復信道增益相關聯(lián)。
為了在可用子帶上有效地傳輸數(shù)據(jù)，通常需要對發(fā)射機和接收機之間的無線信道的響應進行準確的估計。通常通過從發(fā)射機發(fā)送導頻信號和在接收機測量該導頻信號來進行信道估計。由于導頻信號是由接收機先驗得知的符號構成的，所以，可以將信道響應估計為收到的導頻符號與用于導頻信號傳輸?shù)拿總€子帶的傳輸?shù)膶ьl符號的比。
導頻信號傳輸表示OFDM系統(tǒng)中的開銷。因此，我們希望將導頻信號傳輸盡可能地最小化。然而，由于無線信道中的噪聲和其他人為影響，為了使接收機對信道響應獲得相當準確的估計，需要發(fā)送足夠量的導頻信號。此外，由于衰減和多徑組成的改變，導致信道隨時間而變化，所以，需要重復發(fā)射導頻信號。因此，OFDM系統(tǒng)的信道估計通常消耗系統(tǒng)資源的很大部分。
在無線通信系統(tǒng)的下行鏈路中，多個終端可以使用從一個接入點(或一個基站)發(fā)射的單個導頻信號，以估計從該接入點到各終端的不同下行鏈路信道的響應。然而，在上行鏈路中，每個終端需要分別發(fā)送一個導頻信號傳輸，以使該接入點估計從該終端到該接入點的上行鏈路信道。因此，由于上行鏈路導頻信號傳輸，致使導頻信號傳輸造成的開銷激增。
因此，在本領域中，需要對OFDM系統(tǒng)中、尤其是上行鏈路中的信道響應進行更有效估計的技術。

發(fā)明內容
這里提供的技術用于對具有多個子帶的通信系統(tǒng)(例如，OFDM系統(tǒng))中的無線信道頻率響應進行估計。應該理解的是，無線信道的沖激響應可以用L個抽頭(tap)進行特征化，其中L通常遠小于OFDM系統(tǒng)中的總子帶數(shù)N。因為信道沖激響應只需L個抽頭，所以無線信道頻率響應位于L(而非N)維子空間中，且可以根據(jù)最少L個適當選擇的子帶(而非所有N個子帶)的信道增益來進行充分特征化。此外，即使當多于L個信道增益可用時，上述特性也可用于通過抑制該子空間之外的噪聲分量來獲得對無線信道頻率響應的增強估計，后面將對此進行描述。
在一個實施例中，提供了一種用于對(如，OFDM系統(tǒng)中)無線信道頻率響應進行估計的方法。根據(jù)該方法，根據(jù)經(jīng)由第一組中的子帶接收的導頻信號傳輸，獲得對于第一子帶組的無線信道頻率響應的初始估計。該第一組可以包括可用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃凶訋Щ騼H僅其一個子集。然后，根據(jù)初始頻率響應估計和第一組中的子帶的第一離散傅立葉變換(DFT)矩陣，獲得該無線信道的沖激響應估計。獲得的沖激響應估計可以是如下所述的最小平方(1east square)估計。然后，根據(jù)該沖激響應估計和第二組中的子帶的第二DFT矩陣，獲得無線信道頻率響應的增強估計。如果該第一組不包括所有可用子帶，則第二組包括可用子帶的所有或一個子集并且至少包括一個不包括在所述第一組中的其他子帶。
本發(fā)明的各個方面和實施例將在下面做進一步的詳細描述。


通過下面結合附圖的詳細描述，本發(fā)明的特征、本質和優(yōu)點將變得更加顯而易見，在所有附圖中，相同的標號表示相似或相應的功能和特征，其中圖1示出了OFDM子帶結構；圖2A示出了無線信道頻率響應和沖激響應之間的關系；圖2B示出了用于OFDM系統(tǒng)中的總共N個子帶的DFT矩陣；圖3A示出了用于OFDM系統(tǒng)中的M個可用子帶和總共N個子帶的DFT矩陣之間的關系；圖3B示出了根據(jù)從M個可用子帶上的導頻信號傳輸獲得的沖激響應估計得到增強的頻率響應估計的推導過程；圖4A示出了所分配的S個子帶和總共N個子帶的DFT矩陣之間的關系；圖4B示出了根據(jù)從所分配的S個子帶上的導頻信號傳輸獲得的沖激響應估計得到增強的頻率響應估計的推導過程；圖5示出了支持子帶復用的OFDM子帶結構；圖6示出了對無線信道頻率響應進行估計的過程；以及圖7示出了接入點和終端的框圖。
發(fā)明詳述這里描述的信道估計技術可用于任何具有多個子帶的通信系統(tǒng)。為清楚起見，針對OFDM系統(tǒng)來描述這些技術。
圖1示出了可用于OFDM系統(tǒng)的子帶結構100。OFDM系統(tǒng)的整個系統(tǒng)帶寬為W MHz，使用OFDM將該帶寬分成N個正交子帶，每個子帶的帶寬為W/N MHz。在一個典型的OFDM系統(tǒng)中，總共N個子帶中只有M個用于數(shù)據(jù)傳輸，其中M＜N。這M個可用子帶也被稱為數(shù)據(jù)子帶。剩余的N-M個子帶不用于數(shù)據(jù)傳輸，且被用作保護子帶(guard subband)，以使OFDM系統(tǒng)滿足頻譜屏蔽(spectralmask)要求。所述M個可用子帶包括子帶F到F+M-1。
對于OFDM，首先，將每個子帶上待傳輸?shù)臄?shù)據(jù)使用選擇用于該子帶的特定調制方法進行調制(即符號映射)。對N-M個不用的子帶中的每一個子帶，將信號值設為0。對于每個符號周期，采用快速傅立葉反變換(IFFT)將這N個符號(即M個調制符號和N-M個0)變換到時域，以獲得包括N個時域采樣的“變換后”符號。每個變換后符號的持續(xù)時間(duration)與每個子帶的帶寬成倒數(shù)關系。例如，如果系統(tǒng)帶寬為W＝20MHz且N＝256，那么每個子帶的帶寬為78.125KHz(或W/N MHz)，每個變換后符號的持續(xù)時間為12.8μs(或N/Wμs)。
OFDM可以提供某些優(yōu)點，如抑止頻率選擇性衰落的能力，其特征在于整個系統(tǒng)帶寬的不同頻率上有不同的信道增益。眾所周知，頻率選擇性衰落伴隨有符號間干擾(ISI)，在ISI現(xiàn)象中，接收信號中每個符號會使該接收信號中的后續(xù)符號失真。ISI失真影響正確檢測接收符號的能力，所以導致性能降低。通過將變換后的每個符號的一部分進行重復(或向其附加一個循環(huán)前綴)以形成一個相應OFDM符號然后將其發(fā)送，可以用OFDM方便地抑止頻率選擇性衰落。
每個OFDM符號的循環(huán)前綴的長度(即重復量)取決于系統(tǒng)的延遲擴展(delay spread)。給定發(fā)射機的延遲擴展是由該發(fā)射機發(fā)射的信號在接收機上的最早到達信號時刻和最晚到達信號時刻的差值。該系統(tǒng)的延遲擴展是系統(tǒng)的所有終端預期最壞情況下的延遲擴展。為了有效地抑止ISI，循環(huán)前綴應長于系統(tǒng)的延遲擴展。
每個變換后符號的持續(xù)時間為N個采樣周期，其中每個采樣周期的持續(xù)時間為(1/W)μs。循環(huán)前綴可被定義為包括Cp個采樣，其中，Cp是根據(jù)該系統(tǒng)的延遲擴展選擇的合適整數(shù)。具體地講，Cp被選擇為大于或等于用于無線信道的沖激響應的抽頭數(shù)(L)(即Cp≥L)。在這種情況下，每個OFDM符號將包括N+Cp個采樣，且每個符號周期將持續(xù)N+Cp個采樣周期。
OFDM系統(tǒng)的N個子帶會經(jīng)歷不同的信道狀況(即由于衰落和多徑造成的不同影響)，并且與不同的復信道增益相關聯(lián)。為了在接收機上正確地處理(即解碼和解調)數(shù)據(jù)，通常需要對信道響應進行準確的估計。
OFDM系統(tǒng)中的無線信道可以用時域信道沖激響應h或相應的頻域信道頻率響應H進行特征化。信道頻率響應H是信道沖激響應h的離散傅立葉變換(DFT)，其關系可用矩陣形式表示如下H＝Wh公式(1)
其中，h是OFDM系統(tǒng)中的發(fā)射機和接收機之間的無線信道的沖激響應的(N×1)維矢量；H是該無線信道頻率響應的(N×1)維矢量；以及W是用于對矢量h執(zhí)行DFT以獲得矢量H的(N×N)維矩陣。
定義矩陣W，使第(n，m)項wn，m被表示為wn,m=1Ne-j2π(n-1)(m-1)N,]]>n∈{1...N}且m∈{1...N} 公式(2)對于信道沖激響應的每個抽頭，矢量h包括一個非0項。因此，如果所述信道沖激響應包括L個抽頭，其中L＜N，那么，矢量h最前面的L項將是L個非0值，且(N-L)個后續(xù)項為0。然而，即使這L個非0值是在矢量h的N個項中任意選擇的，這里描述的技術同樣適用，盡管這種情況在實際系統(tǒng)中不會出現(xiàn)。
圖2A以圖表的形式示出了信道頻率響應H和信道沖激響應h之間的關系。矢量h包括從發(fā)射機到接收機的無線信道的沖激響應的N個時域值?？梢詫⑹噶縣預乘以DFT矩陣W，從將該矢量h變換到頻域。矢量H包括N個子帶的復信道增益的N個頻域值。
圖2B以圖表的形式示出了矩陣W，該矩陣W是由公式(2)中定義的元素組成的(N×N)維矩陣。
這里提供的技術用于獲得對OFDM系統(tǒng)中無線信道頻率響應的增強估計。應該理解的是，無線信道的沖激響應的特征在于L個抽頭，其中，L通常遠小于系統(tǒng)中的總子帶數(shù)(即L＜N)。也就是說，如果通過發(fā)射機將脈沖施加到無線信道，那么，L個時域采樣(采樣速率為W)就足以體現(xiàn)基于該脈沖激勵的無線信道的響應。信道沖激響應的抽頭的數(shù)目L取決于系統(tǒng)的延遲擴展，較長的延遲擴展對應于較大的值L。
由于信道沖激響應只需要L個抽頭，所以，信道頻率響應H位于L(而非N)維子空間中。更具體地講，基于最少L個合適選擇的子帶(而非所有N個子帶)的信道增益就可以對無線信道的頻率響應進行完全體現(xiàn)。即使可用信道增益多于L個，通過抑制該子空間之外的噪聲分量，就可以獲得無線信道頻率響應的增強估計，后面將對此進行描述。
OFDM系統(tǒng)的模型可以表示為r＝Hox+n公式(3)其中，r是具有N個項的“接收”矢量，用于表示在N個子帶上接收的符號；x是具有N個項的“發(fā)射”矢量，用于表示在N個子帶上發(fā)射的符號(未用子帶的項為0)；n是在N個子帶上接收的加性高斯白噪聲(AWGN)項的矢量；以及“o”表示Hadmard乘積(即點乘，其中，r的第i個元素是x和H的第i個元素的乘積)。
假設噪聲n的均值為0，方差為σ2。
這里描述的信道估計技術可以與各種導頻信號傳輸方案結合使用。為了清楚起見，針對兩種具體的導頻信號傳輸方案描述這些技術。
在第一種導頻信號傳輸方案中，在M個數(shù)據(jù)子帶的每一個子帶上傳輸導頻符號。所傳輸?shù)膶ьl信號可以用(M×1)維矢量xd表示，該矢量包括用于M個數(shù)據(jù)子帶中每一個子帶的具體導頻符號。每個數(shù)據(jù)子帶的導頻符號的發(fā)射功率可表示為Pk＝xk2，其中，xk是在第k個子帶上傳輸?shù)膶ьl符號。
接收矢量rd可用于表示所接收的導頻信號，這與公式(1)中所示類似。更具體地講，rd＝Hdoxd+nd，其中，rd、Hd、xd和nd都是(M×1)維矢量，這四個(M×1)維矢量分別只包括(N×1)維矢量r、H、x和n中的M項。這M項對應于所述M個數(shù)據(jù)子帶。
無線信道頻率響應的初始估計 可以表示為
公式(4)其中， 是初始信道頻率響應估計的(M×1)維矢量，并且ad/bd＝[a1/b1a2/b2...aM/bM]T，其包括這M個數(shù)據(jù)子帶的M個比值。
如公式(4)所示，接收機可以根據(jù)這M個數(shù)據(jù)子帶中每一個子帶所接收和所發(fā)射的導頻符號來確定初始估計 初始估計 表示這M個數(shù)據(jù)子帶的無線信道頻率響應。
從公式(4)可以看出，噪聲分量nd/xd造成初始估計 的失真。通過觀察到信道頻率響應Hd是信道沖激響應hd的離散傅立葉變換以及hd具有L個抽頭，其中L通常小于M(即L＜M)，則可以獲得增強的估計。
可以根據(jù)下述優(yōu)化，得到無線信道沖激響應的最小平方估計 公式(5)其中，hj是(L×1)維矢量，表示假定的信道沖激響應， 是(N×N)維矩陣W的(M×L)維子矩陣，以及 是(L×1)維矢量，表示最小平方信道沖激響應估計。
圖3A以圖表的形式示出了矩陣 和W的關系。矩陣 的M行是矩陣W的M行，對應于M個數(shù)據(jù)子帶。矩陣 的L列是矩陣W最前面的L列。
公式(5)中的最佳化針對所有可能的信道沖激響應hj。最小平方?jīng)_激響應估計 等于假定的沖激響應hj，其導致初始頻率響應估計 和與hj對應的頻率響應之間的最小誤差，該最小誤差表示為 公式(5)的結果可表示為 公式(6)如公式(6)所示，可以基于初始頻率響應估計 得到最小平方?jīng)_激響應估計 其中初始頻率響應估計 是基于在M個數(shù)據(jù)子帶上接收的導頻信號獲得的。具體地講，可以通過對初始估計 執(zhí)行“最小平方操作”(即，預乘以 來獲得估計 矢量 包括L項，表示信道沖激響應的L個抽頭，其中L＜M。
然后，可以根據(jù)最小平方信道沖激響應估計 得到無線信道頻率響應的增強估計 如下所示 公式(7)其中， 是增強的信道頻率響應估計的(M×1)維矢量。公式(7)表示，可以根據(jù)最小平方信道沖激響應估計 對所有M個子帶得到增強的信道頻率響應估計 該最小平方信道沖激響應估計 只包括L項，其中L＜M。
圖3B以圖表的形式示出了增強信道頻率響應估計 與最小平方信道沖激響應估計 之間的關系。矢量 包括最小平方信道沖激響應估計的L個時域值。通過將矢量 預先乘以矩陣 可以將該矢量 變換到頻域。所得的矢量 包括M個數(shù)據(jù)子帶的復增益的M個頻域值。
為清楚起見，使用三個步驟描述上述信道估計技術1、獲得初始信道頻率響應估計 2、基于初始信道頻率響應估計 得到最小平方信道沖激響應估計 以及3、基于信道沖激響應估計 得到增強信道頻率響應估計 也可以這樣執(zhí)行信道估計隱式(而非顯式)執(zhí)行一個步驟。具體地講，可以直接從初始信道頻率響應估計 得到增強信道頻率響應估計 如下所示 公式(8)在公式(8)中，隱式執(zhí)行第二步驟，使得增強信道頻率響應估計 基于信道沖激響應估計 而得到，信道沖激響應估計 基于初始信道頻率響應估計 而隱式得到。
增強信道頻率響應估計 中的均方誤差(MSE)可以表示為 =σ2Pdtrace[W‾~(W‾~HW‾~)-1W‾~H]]]>=σ2LPd]]>公式(9)其中Pd是用于M個數(shù)據(jù)子帶的每一個子帶中的導頻符號的發(fā)射功率。
可以看出，公式(9)中的MSE是在最小平方操作后的噪聲協(xié)方差矩陣(即 的協(xié)方差矩陣)的跡。
在第二種導頻信號傳輸方案中，在S個指定子帶的每一個子帶上傳輸導頻符號，其中S＜N且S≥L。典型情況下，指定子帶的數(shù)目小于數(shù)據(jù)子帶的數(shù)目(即S＜M)。在這種情況中，其他的(M-S)個數(shù)據(jù)子帶可用于其他傳輸。例如，在下行鏈路中，其他的(M-S)個數(shù)據(jù)子帶可用于傳輸業(yè)務數(shù)據(jù)和/或開銷數(shù)據(jù)。在上行鏈路中，M個數(shù)據(jù)子帶可以被分為具有S個子帶的不相交組，并且每個組隨后可以被分配給不同的終端用于導頻信號傳輸。這種子帶復用可用于提高系統(tǒng)效率，其中，多個終端在不相交子帶組上同時發(fā)射信號。為清楚起見，下面針對子帶復用描述信道估計，其中，每個指定的終端只在分配給它的S個子帶上發(fā)送導頻信號。
每個終端發(fā)送的導頻信號可以用(S×1)維矢量xi表示，其包括用于分配給該終端的S個子帶中每一個子帶的一個具體導頻符號。所分配的每一個子帶的導頻符號的發(fā)射功率可以表示為Pi,k=xi,k2,]]>其中xi，k是終端i在第k個子帶上發(fā)射的導頻符號。
對于終端i，無線信道頻率響應的初始估計 可以表示為 公式(10)其中ri，Hi，xi和ni分別是只包括(N×1)維矢量r，H，x和n的S項的(S×1)維矢量，這S項對應于分配給終端i的S個子帶；以及 是終端i的初始信道頻率響應估計的(S×1)維矢量。
終端i的接入點可以根據(jù)分配給該終端的S個子帶的每一個子帶上接收和發(fā)射的導頻符號，確定初始估計 初始估計 表示分配給終端i的S個子帶的無線信道頻率響應。噪聲分量ni/xi對初始估計 也產(chǎn)生失真。對于終端i可以如下方式來獲得增強信道估計。
對于終端i，可以根據(jù)下述最優(yōu)化獲得無線信道沖激響應的最小平方估計 公式(11)其中hj是假定信道沖激響應的(L×1)維矢量； 是(N×N)維DFTW的(S×L)維子矩陣；以及 是終端i的最小平方信道沖激響應估計的(L×1)維矢量。
圖4A以圖表的形式示出了矩陣 和W之間的關系。矩陣 的S行是與分配給終端i的S個子帶相對應的矩陣W的S行(以非陰影行示出)。矩陣 的L列是矩陣W的最前面的L列。由于為每個終端分配了不同的子帶組用于上行鏈路導頻信號傳輸，所以，對于不同的終端，矩陣 也不同。
公式(11)中的最優(yōu)化也是針對所有可能的信道沖激響應hj。終端i的最小平方信道沖激響應估計 等于假定的沖激響應hj，其導致初始頻率響應估計 和與hj對應的頻率響應之間的最小誤差，該最小誤差用 表示。
公式(11)的結果可表示為 公式(12)如公式(12)所示，可以根據(jù)初始信道頻率響應估計 得到終端i的最小平方信道沖激響應估計 初始信道頻率響應估計是根據(jù)在分配給終端i的僅S個子帶上接收的上行鏈路導頻信號而得到的。具體地講，可以通過對初始估計 執(zhí)行“最小平方操作”(即，預乘以 來獲得估計 矢量 包括信道沖激響應的L個抽頭的L項，其中L≤S。
然后，可以根據(jù)最小平方信道沖激響應估計 得到終端i的無線信道頻率響應的增強估計 如下所示 公式(13)其中， 是終端i的增強信道頻率響應估計的(M×1)維矢量。
公式(13)表示，可以基于最小平方信道沖激響應估計 得到終端i所有M個數(shù)據(jù)子帶的增強信道頻率響應估計 該最小平方信道沖激響應估計 只包括L項，其中，通常L≤S＜M＜N。通過上述計算，可以有效地插入未分配給終端i的(M-S)個子帶的頻率響立。
圖4B以圖表的形式示出了增強信道頻率響應估計 與終端i的最小平方信道沖激響應估計 之間的關系。矢量 包括終端i的最小平方信道沖激響應估計的L個時域值。通過將矢量 與DFT矩陣 預乘，可以將矢量 變換到頻域，矢量 包括用于終端i的M個數(shù)據(jù)子帶的復增益的M個頻域值。
增強信道頻率響應估計 可以直接根據(jù)初始信道頻率響應估計 得到，如下所示 公式(14)公式(14)組合了公式(12)和(13)，并且可以隱式執(zhí)行最小平方信道沖激響應估計 的推導。
增強估計 的質量取決于各種因素，其中之一是所有N個子帶的全部還是只有其一個子集用于數(shù)據(jù)傳輸。下面將分別分析這兩種情況中的每一種情況。
如果所有N個子帶都用于數(shù)據(jù)傳輸(即，M＝N)，那么，終端i的增強信道頻率響應估計 的均方誤差(MSE)可以表示為MSE=σ2Pitrace[W‾(W‾‾iHW‾‾i)-1W‾H]]]>
=σ2PiΣq=1L1λq]]>公式(15)其中，Pi是在分配給終端i的S個子帶中每一個子帶的導頻符號使用的發(fā)射功率，并且，對于q＝{1...L}，λq是 的特征值。
可以看出，公式(15)中的MSE是在最小平方操作后的噪聲協(xié)方差矩陣(即 協(xié)方差矩陣)的跡。也可以看出，當λq對于q＝{1...L}都相等時，公式(15)中的MSE最小。如果最小平方操作沒有歪曲噪聲矢量ni，則會出現(xiàn)這種情況。
達到增強估計 的最小均方誤差(MMSE)的充分條件是使W‾‾iHW‾‾i=I‾,]]>其中I是單位矩陣。如果(1)每個組中的子帶數(shù)目是S＝2r≥L，其中r是整數(shù)，使得S是2的冪，以及(2)每個組中的S個子帶是均勻(即相等)間距，那么，就滿足該條件。對于這樣的子帶分組和間距， 是基數(shù)N/S的DFT矩陣，并且因此W‾‾iHW‾‾i=I‾.]]>對于這樣的子帶分組和間距，可以從公式(15)中得到終端i的增強信道頻率響應估計 的MMSE，其表示為MMSE=σ2Pi(NLS)]]>公式(16)可以看出，如果使用相同的總功率量用于導頻信號發(fā)射，則增強估計 的MSE與信道估計 的MSE相同，其中， 是基于在僅S個所分配子帶上傳輸?shù)膶ьl信號而獲得的， 是基于在所有N個子帶上傳輸?shù)膶ьl信號而獲得的。這可以通過增加分配給終端i的S個子帶的每一個子帶的發(fā)射功率來實現(xiàn)，如下所示Pi=(NS)Pn]]>公式(17)其中Pn是這N個子帶的“平均”發(fā)射功率。
OFDM系統(tǒng)可以工作于每MHz的功率約束為P dBm/MHz的頻帶中。在這種情況中，每個終端的總發(fā)射功率Ptotal被限制為P·W dBm(即，存在總功率約束Ptotal≤P·W dBm)。如果S個子帶中的連續(xù)子帶之間的間距小于1MHz，那么平均發(fā)射功率可以用Pn＝Ptotal/N給出，發(fā)射功率/子帶為Pi＝Ptotal/S。如果S個子帶中連續(xù)子帶之間的間距大于1MHz，那么，平均功率約束將總發(fā)射功率Ptotal限制為小于P·W dBm，即Ptotal＜P·W，從而導致信道估計的質量降低(即，信道估計中的MSE升高)。
根據(jù)上述分析，如果滿足下述條件，那么，根據(jù)僅S個子帶上傳輸?shù)膶ьl信號而獲得的信道估計 的MSE與根據(jù)所有N個子帶上傳輸?shù)膶ьl信號而獲得的信道估計的MSE是相同的1、選擇S≥Cp且S≥W；2、每個組中的S個子帶均勻分布于總共N個子帶中；以及3、對任何給定組中S個子帶中每一個子帶，將發(fā)射功率設置高出N/S倍。
如上所述，Cp表示附加到每個變換后符號以形成相應OFDM符號的循環(huán)前綴的長度，選擇Cp使得Cp≥L。
當滿足上述條件時，只要S≥Cp，就可以得到增強估計 的MMSE。為了容納最大數(shù)目的終端，可以定義這些組，使得在每組只包括L個子帶，從而可以形成最大數(shù)目的組。
如果總共N個子帶中的只有一個子集用于數(shù)據(jù)傳輸(即M＜N)，在這種情況下，一些子帶被用作保護子帶，那么，只有在S＝M時，才能得到MMSE。如果S＜M，那么，最小平方操作后的噪聲協(xié)方差矩陣被歪曲，不能得到增強估計 的MMSE。被歪曲的噪聲變量矩陣導致 的特征值不相等，所以，特征值擴展χ=λq,maxλq,min]]>大于1。當S＝Cp時，該擴展χ最大(且因此MSE大)，如果S≈1.1Cp，則χ接近于1，這使得MSE接近于公式(16)中的MMSE。因此，對于M＜N的情形，如果滿足以下條件，那么，增強估計 的MSE被最小化。
1、選擇S≈1.1Cp且S＞W(wǎng)；
2、將每個組中的S個子帶均勻分布于這M個數(shù)據(jù)子帶中；以及3、對任何給定組中的S個子帶中每一個子帶，將發(fā)射功率設置為高出N/S倍。
圖5示出了支持子帶復用的OFDM子帶結構500的一個實施例。在本實施例中，M個可用子帶初始時被分為S個不相交的集合，每個集合包括Q個連續(xù)子帶，其中Q·S≤M。每個集合中的Q個子帶被分配給Q個組，使得每個集合中的第i個子帶被分配給第i個組。于是，每個組中的S個子帶均勻地分布于這M個可用子帶，使得該組中的連續(xù)子帶被Q個子帶分開。也可用其他方式，將這M個可用子帶分配給這Q個組，這同樣落入本發(fā)明的保護范圍。
可以將這Q個子帶組分配給最多Q個終端用于上行鏈路導頻信號傳輸。然后，每個終端只在分配給它的S個子帶上發(fā)射導頻信號。利用子帶復用，最多Q個終端可以同時在最多M個可用子帶上通過上行鏈路發(fā)射導頻信號，這可以大大減少上行鏈路導頻信號傳輸所需的開銷量。
為了使接入點獲得高質量的信道估計，每個終端將發(fā)射功率/子帶提高Q倍，這樣，用于在所分配的S個子帶上發(fā)射導頻信號的總能量與M個數(shù)據(jù)子帶全部用于導頻信號發(fā)射的總能量相同。相同的導頻信號總能量使接入點可以根據(jù)這M個子帶的一個子集上傳輸?shù)膶ьl信號，估計所有M個可用子帶的信道響應，而質量損耗卻很小或沒有，前面已經(jīng)對此做了描述。
如果多個終端使用子帶復用同時進行導頻信號發(fā)射，那么，在所有終端都以全功率發(fā)射信號的情況下，則附近終端發(fā)出的信號可能對遠處終端發(fā)出的信號產(chǎn)生很大的干擾。具體地講，可以看出，終端之間的頻率偏移會產(chǎn)生子帶間干擾。這種干擾可能引起從上行鏈路導頻信號得到的信道估計的降級和/或增加上行鏈路數(shù)據(jù)傳輸?shù)恼`碼率。為了降低子帶間干擾的影響，可以對終端進行功率控制，從而使附近終端不會對遠處終端產(chǎn)生過大的干擾。
通過研究來自附近終端的干擾的影響，已經(jīng)發(fā)現(xiàn)，應用功率控制可以粗略地降低子帶間干擾。具體地講，已經(jīng)發(fā)現(xiàn)，對于一個20MHz信道中總共有256個子帶且Q＝12的示例性系統(tǒng)的情況，如果終端之間的最大頻率偏移是300Hz或更小，那么，通過將附近終端的接收信噪比(SNR)限制在40dB或更小，其他終端的SNR的損失為1dB或更小。如果終端之間的頻率偏移是1000Hz或更小，那么，附近終端的信躁比(SNR)應該被限制在27dB，以保證其他終端的SNR的損失為1dB或更小。如果用于實現(xiàn)OFDM系統(tǒng)支持的最高速率所需的SNR小于27dB(40dB)，那么，將每個終端的SNR限制在27dB或更小(或40dB或更小)，不會對附近終端的最大支持速率產(chǎn)生任何影響。
可以利用慢功率控制環(huán)路(slow power control loop)實現(xiàn)如上所述的粗功率控制(coarse power control)要求。例如，當需要調節(jié)附近終端的上行鏈路功率時(如，當功率電平由于這些終端的移動而變化時)，可以發(fā)送控制消息。當訪問該系統(tǒng)時，作為呼叫建立過程的一部分，每個終端獲知用于上行鏈路的初始發(fā)射功率電平。
也可以將這些子帶組以減小子帶間干擾影響的方式分配給終端。具體地講，為具有高接收SNR的終端分配彼此靠近的子帶。為具有低SNR的終端分配同樣彼此靠近的子帶，但這些子帶卻遠離那些被分配給具有高接收SNR的終端的子帶。
從上述的子帶分組和子帶間距均勻化可以獲得某些益處。但是，也可以使用其他的信道分組和間距方案，并且這落入本發(fā)明的保護范圍內。通常情況下，這些組包括的子帶數(shù)目可以相同或不同，并且每個組中的子帶可以均勻或不均勻地分布在這M個可用子帶上。
圖6是用于估計無線信道頻率響應的過程600的一個實施例的流程圖。過程600根據(jù)在所分配的S個子帶上接收的導頻信號傳輸，為所有M個數(shù)據(jù)子帶提供增強信道頻率響應估計，其中S≤M。多個終端中每個終端的接入點可以基于上行鏈路導頻信號傳輸，執(zhí)行該過程，其中S通常小于M(即S＜M)。該過程也可以由一個終端基于下行鏈路導頻信號傳輸而執(zhí)行，其中S可以小于或等于M(即S≤M)。
首先，基于在S個子帶上接收的導頻信號，獲得這S個子帶的無線信道頻率響應的初始估計 如公式(10)所示(步驟612)。然后，形成DFT矩陣 該矩陣 包括矩陣W的最前面的L列和與用于導頻信號傳輸?shù)腟個子帶相對應的矩陣W的S行(步驟614)。
然后，基于初始信道頻率響應估計 和矩陣 得到無線信道沖激響應的最小平方估計 如公式(12)所示(步驟616)。接著，形成DFT矩陣 該矩陣 包括矩陣W的最前面的L列和與M個數(shù)據(jù)子帶相對應的矩陣W的M行(步驟618)。通常，矩陣 可以包括期望該頻率響應的任何一個子帶組的行的任意組合。
基于最小平方信道沖激響應估計 和矩陣 得到無線信道頻率響應的增強估計 如公式(13)所示(步驟620)。矢量 包括矩陣 所覆蓋的所有子帶的復增益?？梢詫⒉襟E616和620的推導結合起來，如上所述且如公式(14)所示。
圖7是能夠執(zhí)行這里描述的信道估計的接入點700和終端750的在下行鏈路中，在接入點700，將業(yè)務數(shù)據(jù)提供給TX數(shù)據(jù)處理器710，數(shù)據(jù)處理器710對該業(yè)務數(shù)據(jù)進行格式化、編碼以及交織，從而提供編碼數(shù)據(jù)。然后，OFDM調制器720接收并處理該編碼數(shù)據(jù)和導頻符號，以提供OFDM符號流。OFDM調制器720執(zhí)行的處理包括(1)對編碼數(shù)據(jù)進行符號映射以形成調制符號；(2)將導頻符號和調制符號進行復用；(3)對調制符號和導頻符號進行變換，以得到變換后的符號；以及(4)將循環(huán)前綴附加到每個變換后的符號中，以形成相應的OFDM符號。對于下行鏈路，例如可以利用時分復用(TDM)，用導頻符號復用調制符號。對于TDM，導頻和調制符號是在不同的時隙上被發(fā)射的?？梢栽谒蠱個可用子帶或這些子帶的一個子集上發(fā)射所述導頻符號。
然后，發(fā)射機單元(TMTR)722接收OFDM符號流并將其轉換為一個或多個模擬信號，并且對該模擬信號做進一步的修整(例如，放大、濾波和上變頻)，以產(chǎn)生一個適于在無線信道上傳輸?shù)南滦姓{制信號。然后，經(jīng)由天線724將該調制信號發(fā)送到終端。
在終端750，通過天線752接收該下行鏈路調制信號，并將其提供給接收機單元(RCVR)754。接收機單元754修整(例如，濾波、放大和下變頻)所接收的信號，并將修整的信號進行數(shù)字化，以提供采樣。然后，OFDM解調器756去除附加在每個OFDM符號中的循環(huán)前綴，使用FFT對每個恢復的變換符號進行變換，且對恢復的調制符號進行解調，以提供解調數(shù)據(jù)。然后，RX數(shù)據(jù)處理器758對該解調數(shù)據(jù)進行解碼，以恢復出所發(fā)送的業(yè)務數(shù)據(jù)。OFDM解調器756和RX數(shù)據(jù)處理器758執(zhí)行的處理分別與OFDM調制器720和TX數(shù)據(jù)處理器710在接入點700執(zhí)行的處理相反。
OFDM解調器756還可以確定初始信道頻率響應估計 或提供可用于獲得 的接收導頻符號。控制器770接收 (或等效信息)，基于 確定最小平方信道沖激響應估計 并且還基于 獲得增強信道頻率響應估計 此后，增強估計 可用于上行鏈路數(shù)據(jù)傳輸。
在上行鏈路中，TX數(shù)據(jù)處理器782處理業(yè)務數(shù)據(jù)，并將其提供給OFDM調制器784，該調制器784也接收導頻符號。然后，該OFDM調制器784對編碼數(shù)據(jù)和導頻符號進行處理，這與對OFDM調制器720的描述是類似的。對于上行鏈路，可以利用TDM將調制符號與導頻符號進行復用。此外，在指定用于導頻信號傳輸?shù)臅r隙內，在分配給終端750的僅S個子帶上發(fā)送導頻符號。
然后，發(fā)射機單元786接收并處理OFDM符號流，以產(chǎn)生適于在無線信道上傳輸?shù)纳闲墟溌氛{制信號。然后，經(jīng)由天線752，將該調制信號發(fā)送到接入點。
在接入點700，接收機單元742對該上行鏈路調制信號進行處理，以提供采樣。然后，OFDM解調器744對這些采樣進行處理，以提供解調數(shù)據(jù)，該解調數(shù)據(jù)進一步被RX數(shù)據(jù)處理器746處理，以恢復出所發(fā)送的業(yè)務數(shù)據(jù)。OFDM解調器744還可以確定每個指定終端的初始信道頻率響應估計 或提供用于獲得 的接收導頻符號?？刂破?30接收 (或等效信息)，基于 確定指定的活動終端的最小平方信道沖激響應 并且進一步基于 獲得增強信道頻率響應估計 此后，增強估計 可用于向終端的下行鏈路數(shù)據(jù)傳輸。
控制器730和770分別指引接入點和終端處的操作。存儲器單元732和772分別存儲控制器730和770使用的程序編碼和數(shù)據(jù)。
這里描述的信道估計技術可以利用各種裝置來實現(xiàn)。例如，這些技術可以以硬件、軟件或其組合的方式來實現(xiàn)。對于硬件實現(xiàn)的情況，用于實現(xiàn)這些技術中任意之一或組合的元件可以實現(xiàn)于一個或多個專用集成電路(ASIC)、數(shù)字信號處理器(DSP)、數(shù)字信號處理器件(DSPD)、可編程邏輯器件(PLD)、現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、用于執(zhí)行上述功能的其他電子單元或其組合。
對于軟件實現(xiàn)的情況，這些信道估計技術可以實現(xiàn)為執(zhí)行上述功能的模塊(如過程、函數(shù)等)。所述軟件代碼可以存儲在存儲器單元(如圖7的存儲器單元732或772)中，并由處理器(如控制器730或770)執(zhí)行。存儲器單元可實現(xiàn)在處理器中，也可實現(xiàn)在處理器之外，這種情況下，它可以經(jīng)由本領域公知的各種方式耦接到該處理器。
前面對公開的實施例進行了描述，以使本領域技術人員能夠制造或使用本發(fā)明。本領域技術人員應當明白，在不脫離本發(fā)明的精神或保護范圍的前提下，對這些實施例的各種修改都是顯而易見的，這里描述的原理同樣適用于其他實施例。因此，本發(fā)明不限于這里給出的實施例，而是與這里披露的原理和特征的最寬保護范圍相一致。
權利要求
1.一種用于估計無線信道頻率響應的方法，包括獲得第一子帶組的無線信道頻率響應的初始估計；以及基于該初始頻率響應估計，得到第二子帶組的無線信道頻率響應的增強估計，其中，該增強頻率響應估計是基于該無線信道沖激響應估計而得到的，該無線信道沖激響應估計是基于該初始頻率響應估計而隱式或顯式得到的。
2.如權利要求1所述的方法，其中，所述第二組包括所述第一組中的子帶。
3.如權利要求2所述的方法，其中，所述第二組還包括至少一個不在所述第一組中的其他子帶。
4.如權利要求1所述的方法，其中，所述初始信道頻率響應估計是基于經(jīng)由所述第一組中的子帶接收的導頻信號傳輸而得到的。
5.如權利要求4所述的方法，其中，所述初始頻率響應估計是基于所接收的導頻符號與所發(fā)射的導頻符號的比值而得到的。
6.如權利要求1所述的方法，其中，所述沖激響應估計是基于最小平方估計而得到的。
7.如權利要求1所述的方法，還包括為所述第一組中的子帶形成第一離散傅立葉變換(DFT)矩陣，并且，其中所述沖激響應估計也是基于該第一DFT矩陣而隱式或顯式得到的。
8.如權利要求7所述的方法，還包括為所述第二組中的子帶形成第二DFT矩陣，并且，其中所述增強頻率響應估計也是基于該第二DFT矩陣而得到的。
9.如權利要求1所述的方法，其中，所述第一子帶組是可用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃凶訋У囊粋€子集。
10.如權利要求9所述的方法，其中，所述第一組中的子帶均勻地分布于所述可用子帶中。
11.如權利要求1所述的方法，其中，調節(jié)所述第一組中的子帶的發(fā)射功率，以使總發(fā)射功率維持在最大可允許發(fā)射功率電平。
12.如權利要求11所述的方法，其中，將所述第一組中每個子帶的發(fā)射功率相對于通過將所述最大允許發(fā)射功率均勻地分配給所有M個子帶而獲得的平均功率電平，以比率M/S增加，其中M是可用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)淖訋У臄?shù)目，S是所述第一組中的子帶的數(shù)目。
13.如權利要求1所述的方法，其中，所述第一組包括可用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃凶訋А?br> 14.如權利要求1所述的方法，其中，所述第二組包括可用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃凶訋А?br> 15.如權利要求1所述的方法，其中，所述第一組包括S個子帶，并且，所述無線信道沖激響應估計包括L個抽頭，其中S大于或等于L。
16.如權利要求15所述的方法，其中，S約等于1.1*L。
17.如權利要求1所述的方法，其中，所述第一和第二組中的子帶是通過正交頻分復用(OFDM)提供的正交子帶。
18.一種用于對正交頻分復用(OFDM)通信系統(tǒng)中的無線信道頻率響應進行估計的方法，包括基于經(jīng)由第一組中的子帶接收的導頻信號傳輸，獲得第一子帶組的無線信道頻率響應初始估計，其中，所述第一子帶組是可用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃凶訋У囊粋€子集；以及基于該初始頻率響應估計，得到所述可用子帶的無線信道頻率響應的增強估計，其中，該增強頻率響應估計是基于所述無線信道的沖激響應估計而得到的，該沖激響應估計是基于該初始頻率響應估計而隱式或顯式得到的，并且，該增強頻率響應估計進一步是基于所述第一組中的子帶的第一離散傅立葉變換(DFT)矩陣和所述可用子帶的第二DFT矩陣而得到的。
19.一種用于對無線通信系統(tǒng)中的多個終端中每個終端的無線信道頻率響應進行估計的方法，包括獲得所述多個終端中每個終端的無線信道頻率響應的初始估計，其中，所述多個終端中每個終端各自與多個不相交子帶組中的一個相應組相關聯(lián)，并且，基于經(jīng)由在該關聯(lián)組中的子帶接收的導頻信號傳輸，為該關聯(lián)子帶組獲得每個終端的初始頻率響應估計；以及基于所述終端的初始頻率響應估計，為所述多個終端中的每個終端獲得無線信道頻率響應的增強估計，其中，每個終端的所述增強頻率響應估計覆蓋一個特定的子帶集合并且是基于該終端的所述無線信道沖激響應估計而得到的，該無線信道沖激響應估計是基于所述終端的初始頻率響應估計而隱式或顯式得到的。
20.如權利要求19所述的方法，其中，從多個可用子帶形成所述多個不相交子帶組，并且，所述多個不相交組中每個組中的子帶均勻分布于所述多個可用子帶中。
21.一種用于對無線信道頻率響應進行估計的裝置，包括用于獲得第一子帶組的無線信道頻率響應的初始估計的裝置；以及用于基于所述沖激響應估計得到第二子帶組的無線信道頻率響應的增強估計的裝置，其中，所述增強頻率響應估計是基于所述無線信道沖激響應估計而得到的，所述無線信道沖激響應估計是基于所述初始頻率響應估計而隱式或顯式得到的。
22.如權利要求21所述的裝置，其中，所述第二組包括所述第一組中的子帶和至少一個不在所述第一組中的其他子帶。
23.如權利要求21所述的裝置，其中，所述沖激響應估計也是基于所述第一組中子帶的第一離散傅立葉變換(DFT)矩陣而得到的，并且，所述增強頻率響應估計也是基于所述第二組中的子帶的第二DFT矩陣而得到的。
24.一種無線通信系統(tǒng)中的接入點，包括解調器，用于接收從一個或多個終端發(fā)射的導頻信號，其中，從多個可用子帶形成多個不相交子帶組，并且，所述一個或多個終端中的每一個終端在一個特定子帶組上發(fā)射導頻信號，該特定子帶組選自所述多個不相交子帶組且被分配給該終端；以及控制器，用于為所述一個或多個終端中的每一個終端獲得上行鏈路信道頻率響應的初始估計，其中，每個終端的初始頻率響應估計覆蓋分配給該終端的所述子帶組，并且，該初始頻率響應估計是基于從該終端接收的導頻信號傳輸而得到的，以及基于所述終端的初始頻率響應估計，得到所述一個或多個終端中每一個終端的上行鏈路信道頻率響應的增強估計，其中，每個終端的增強頻率響應估計是基于該終端的無線信道沖激響應估計而得到的，該無線信道沖激響應估計是基于該終端的初始頻率響應估計而隱式或顯式得到的。
25.如權利要求24所述的接入點，其中，所述多個不相交組中每一個組中的子帶均勻分布于所述多個可用子帶中。
26.一種無線通信系統(tǒng)中的終端，包括解調器，用于接收第一子帶組上傳輸?shù)膶ьl信號；以及控制器，用于基于經(jīng)由該第一組中的子帶接收的導頻信號傳輸，獲得該第一子帶組的下行鏈路信道頻率響應的初始估計，以及基于所述初始頻率響應估計，得到第二子帶組的下行鏈路信道頻率響應的增強估計，其中，所述增強頻率響應估計是基于該無線信道沖激響應估計而得到的，該無線信道沖激響應估計是基于該初始頻率響應估計而隱式或顯式得到的。
27.如權利要求26所述的終端，其中，所述第二組包括所述第一組中的子帶和至少一個不在所述第一組中的其他子帶。
全文摘要
用于對OFDM系統(tǒng)中的無線信道頻率響應進行估計的技術。在一種方法中，第一子帶組的無線信道頻率響應的初始估計是基于經(jīng)由所述第一組中的子帶接收的導頻信號傳輸而得到的。然后，基于該初始頻率響應估計，得到無線信道沖激響應估計。接著，基于該沖激響應估計，得到第二子帶組的無線信道頻率響應的增強估計。第一和第二組中每一個組可以包括所有可用子帶或僅僅這些可用子帶的一個子集?？梢允褂米訋陀茫苟鄠€終端在它們的關聯(lián)子帶組上同時進行導頻信號傳輸。
文檔編號H04W52/32GK1708927SQ200380102368
公開日2005年12月14日 申請日期2003年10月29日 優(yōu)先權日2002年10月29日
發(fā)明者蘭加納坦·克里希南, 塔梅爾·卡多斯 申請人:高通股份有限公司