專利名稱：正交頻分復(fù)用信號解調(diào)裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是申請日為1998年7月30日、申請?zhí)枮?8801089.5、發(fā)明名稱為“正交頻分復(fù)用信號解調(diào)裝置”的母申請的分案申請。上述母申請是一PCT申請，申請?zhí)枮镻CT/JP98/03391，國際公布號為WO99/07095，國際公布日為1999年2月11日，享有如下優(yōu)先權(quán)JP206639/1997，1997年7月31日；JP 213449/1997，1997年8月7日；JP 19892/1998，1998年1月30日。該母申請已被中國國家知識產(chǎn)權(quán)局專利局授予專利權(quán)。
本發(fā)明涉及用于由正交頻分復(fù)用傳輸方式所進(jìn)行的數(shù)字廣播和數(shù)字通信的正交頻分復(fù)用信號解調(diào)裝置，特別是涉及在接收方用于解調(diào)的重放載波的頻率同步技術(shù)以及在由調(diào)諧器的相位噪聲等所產(chǎn)生的全部副載波中消除共同相位變動的影響的技術(shù)。
近年來，在向移動體的數(shù)字聲音廣播和地面系統(tǒng)的數(shù)字電視廣播中，正交頻分復(fù)用(以下稱為OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplex))傳輸方式尤其引人注目。
該OFDM傳輸方式是這樣的方式通過進(jìn)行傳輸?shù)臄?shù)字?jǐn)?shù)據(jù)來調(diào)制相互正交的多個副載波，復(fù)用這些調(diào)制波來進(jìn)行傳輸。該方式具有這樣的特征當(dāng)使用的副載波的數(shù)量從幾百變?yōu)閹浊r，由于各個調(diào)制波的碼元周期變得很長，則易于受到多通路干擾的影響。
下面使用

圖1來說明OFDM傳輸方式的原理。
圖1是表示OFDM傳輸方式的原理構(gòu)成的方框圖。而且，在圖1中，粗線箭頭表示復(fù)數(shù)信號，細(xì)線箭頭表示實(shí)數(shù)信號。
首先，在發(fā)送方，把被傳輸信號輸入到OFDM信號調(diào)制裝置11中的數(shù)據(jù)信號由映射電路111映射為與各副載波的調(diào)制方式相對應(yīng)的復(fù)數(shù)平面上的信號點(diǎn)，然后，提供給傅立葉逆變換(以下稱為IFFT(Inverse Fast Fourier Transform))電路112。該IFFT電路112對一個碼元的被傳輸信號進(jìn)行IFFT處理，通過變換為時間區(qū)域來生成有效碼元時間信號，而且，在每個碼元中，把有效碼元時間信號的后部作為保護(hù)期間信號，而附加在有效碼元時間信號之前，由此，具有生成基帶的OFDM信號的功能。其中所生成的基帶OFDM信號被提供給正交調(diào)制電路113。該正交調(diào)制電路113用基帶OFDM信號對載波進(jìn)行正交調(diào)制，由此，把該基帶OFDM信號變頻為中頻(以下稱為IF(Intermediate Frequency))頻帶的信號，該IF頻帶的OFDM信號由上變頻器114變頻為無線電頻率(以下稱為RF(Radio Frequency))頻帶的信號，輸出給傳輸線路12。
另一方面，在接收方，從傳輸線路12輸入到OFDM解調(diào)裝置13中的OFDM信號通過調(diào)諧器131從RF頻帶變頻為IF頻帶，然后，提供給正交解調(diào)電路132。通過該正交解調(diào)電路132對所輸入的IF頻帶信號進(jìn)行正交調(diào)制，而解調(diào)為基帶OFDM信號，該解調(diào)輸出被提供給傅立葉變換(以下稱為FFT(Fast Fourier Transform))電路133。該FFT電路133從基帶OFDM信號中取出有效碼元時間信號來進(jìn)行FFT處理，而變換為頻率區(qū)域，該輸出被提供給檢波電路134。該檢波電路134根據(jù)調(diào)制方式來對各副載波進(jìn)行檢波，然后，通過進(jìn)行逆映射而復(fù)原數(shù)據(jù)信號。
但是，在上述這樣的原理構(gòu)成中，當(dāng)在發(fā)送接收中使用的載波的頻率之間存在誤差時，不能正確地解調(diào)數(shù)據(jù)。因此，在現(xiàn)有技術(shù)中，揭示了這樣的措施把副載波間隔以內(nèi)和副載波間隔單位的兩個自動頻率控制(以下稱為AFC(Auto Frequency Control))電路進(jìn)行組合，來得到寬范圍的頻率同步(例如，1996年電子信息通信協(xié)會通信學(xué)會大會予稿集，B-512，第512頁)。
在上述文獻(xiàn)中所揭示的AFC方式中，因OFDM信號中的保護(hù)期間信號是有效碼元時間信號的后部的復(fù)制，而利用它們之間的關(guān)系來算出副載波間隔以內(nèi)的頻率誤差。在發(fā)送方使用以預(yù)定周期所插入的頻率同步用的基準(zhǔn)碼元來算出副載波間隔單位的頻率誤差。
下面使用圖2和圖3來對使用上述文獻(xiàn)所揭示的AFC方式的現(xiàn)有的OFDM信號解調(diào)裝置的構(gòu)成和動作進(jìn)行說明。
圖2是表示頻率同步用基準(zhǔn)碼元的構(gòu)成的一例的模式圖。在圖2中，橫軸表示頻率，縱軸表示振幅，圖中的實(shí)線表示在該頻率中存在副載波，虛線表示在該頻率中不存在副載波。在該例中，使副載波的有無與預(yù)定的偽隨機(jī)(以下稱為PN(Pseudo Noise))系列相對應(yīng)。
圖3是表示現(xiàn)有的OFDM信號解調(diào)裝置的構(gòu)成的方框圖。在圖3中，粗線箭頭表示復(fù)數(shù)信號，細(xì)線箭頭表示實(shí)數(shù)信號。并且省略了在各構(gòu)成部件的動作中所需要的時鐘等一般的控制信號，以使說明不復(fù)雜。
在圖3中，調(diào)諧器21把從傳輸線路所輸入的OFDM信號從RF頻帶變換為IF頻帶，其輸出被輸入正交解調(diào)電路22。該正交解調(diào)電路22使用在其內(nèi)部發(fā)生的固定載波來把IF頻帶的OFDM信號解調(diào)為基帶OFDM信號，該解調(diào)輸出被提供給載波頻率(fc)校正電路23的第一輸入端。該載波頻率校正電路23把根據(jù)提供給第二輸入端的副載波間隔單位的寬頻帶載波誤差信號和提供給第三輸入端的副載波間隔以內(nèi)的窄頻帶載波頻率誤差信號而發(fā)生的校正載波乘以提供給第一輸入端的基帶OFDM信號，由此，來校正載波頻率誤差，其輸出被提供給窄頻帶載波頻率誤差計算電路24和FFT電路25。
窄頻帶載波頻率誤差計算電路24利用基帶OFDM信號中的保護(hù)期間信號和有效碼元時間信號的后部的相關(guān)性，來算出副載波間隔以內(nèi)的頻率誤差，其輸出被提供給載波頻率校正電路23的第三輸入端。FFT電路25對基帶OFDM信號中的有效碼元時間信號進(jìn)行FFT處理，變換為頻率區(qū)域，其輸出被提供給功率計算電路41和檢波電路31。
該功率計算電路41計算出與從FFT電路25所輸出的各個副載波相對應(yīng)的信號功率，其計算結(jié)果被提供給相關(guān)性計算電路42。該相關(guān)性計算電路42算出功率計算電路41的輸出和與圖22所示的頻率同步基準(zhǔn)碼元的副載波的有無相對應(yīng)的PN系列的相關(guān)值，該相關(guān)值被提供給寬頻帶載波頻率誤差計算電路28。該寬頻帶載波頻率誤差計算電路28從相關(guān)值的峰值位置算出副載波間隔單位的頻率誤差，其輸出被提供給載波頻率校正電路23的第二輸入端。檢波電路31根據(jù)調(diào)制方式來對各副載波進(jìn)行檢波，然后，通過進(jìn)行逆映射來復(fù)原數(shù)據(jù)信號。
但是，在上述現(xiàn)有的方法中，在發(fā)送方使用以預(yù)定周期(例如幀)所插入的頻率同步用的基準(zhǔn)碼元，來算出副載波間隔單位的頻率誤差，因此，頻率同步的引入時間變得較長。
在現(xiàn)有的方法中，由于減小了正常狀態(tài)下的載波頻率的誤差，則需要把例如圖3的設(shè)在窄頻帶載波頻率誤差計算電路24內(nèi)部的環(huán)路濾波器的時間常數(shù)設(shè)定為數(shù)百碼元時間。因此，不能跟蹤調(diào)諧器的相位噪聲等的迅速變動(并不僅限于此例，在一般的AFC電路中，不能跟蹤調(diào)諧器的相位噪聲等的迅速變動)。由此，該殘留頻率誤差引起了副載波之間的干擾(以下稱為ICI(Inter Carrier Interference))和在全部副載波中共同的相位變動(以下稱為CPE(Common PhaseError))，而成為錯誤率惡化的主要因素。
因此，為了解決上述問題，本發(fā)明的目的是提供一種OFDM信號解調(diào)裝置，能夠進(jìn)一步縮短頻率同步的時間，并且除去由調(diào)諧器的相位噪聲等所引起的CPE的影響。
為了解決上述問題，本發(fā)明所涉及的OFDM傳輸方式為以下這樣的構(gòu)成(1)一種解調(diào)正交頻分復(fù)用信號的裝置，該正交頻分復(fù)用信號包含在與每個碼元相同的頻率中所配置的第一導(dǎo)頻信號，其特征在于，包括傅立葉變換裝置，通過把上述正交頻分復(fù)用信號進(jìn)行傅立葉變換，而變換為頻率軸信號；差動檢波裝置，通過對上述傅立葉變換裝置的輸出進(jìn)行碼元間差動檢波，來算出碼元間的變動；相關(guān)性計算裝置，算出上述第一導(dǎo)頻信號的配置信息與上述差動檢波裝置的輸出的相關(guān)性；寬頻帶載波頻率誤差計算裝置，通過檢測上述相關(guān)性計算裝置的輸出的峰值位置，來確定副載波間隔單位的載波頻率誤差；寬頻帶載波頻率校正裝置，根據(jù)上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出來校正載波頻率。
(2)一種解調(diào)正交頻分復(fù)用信號的裝置，該正交頻分復(fù)用信號包含在與每個碼元相同的頻率中所配置的第一導(dǎo)頻信號，其特征在于，包括傅立葉變換裝置，通過把上述正交頻分復(fù)用信號進(jìn)行傅立葉變換，而變換為頻率軸信號；差動檢波裝置，通過對上述傅立葉變換裝置的輸出進(jìn)行碼元間差動檢波，來算出碼元間的變動；相位平均裝置，把與上述第一導(dǎo)頻信號相對應(yīng)的上述差動檢波裝置的輸出相位在碼元內(nèi)進(jìn)行平均，由此來確定在全部副載波中共同的相位變動；相位變動校正裝置，從上述相位平均裝置的輸出算出每個碼元的校正矢量，根據(jù)上述校正矢量，來校正在全部副載波中共同的相位變動。
(3)一種解調(diào)正交頻分復(fù)用信號的裝置，該正交頻分復(fù)用信號包含在與每個碼元相同的頻率中所配置的第一導(dǎo)頻信號，其特征在于，包括傅立葉變換裝置，通過把上述正交頻分復(fù)用信號進(jìn)行傅立葉變換，而變換為頻率軸信號；差動檢波裝置，通過對上述傅立葉變換裝置的輸出進(jìn)行碼元間差動檢波，來算出碼元間的變動；相關(guān)性計算裝置，算出上述第一導(dǎo)頻信號的配置信息與上述差動檢波裝置的輸出的相關(guān)性；寬頻帶載波頻率誤差計算裝置，通過檢測上述相關(guān)性計算裝置的輸出的峰值位置，來確定副載波間隔單位的載波頻率誤差；寬頻帶載波頻率校正裝置，根據(jù)上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出來校正載波頻率；相位平均裝置，把與上述第一導(dǎo)頻信號相對應(yīng)的上述差動檢波裝置的輸出相位在碼元內(nèi)進(jìn)行平均，由此來確定在全部副載波中共同的相位變動；相位變動校正裝置，從上述相位平均裝置的輸出算出每個碼元的校正矢量，根據(jù)上述校正矢量，來校正在全部副載波中共同的相位變動。
(4)在(1)和(3)的構(gòu)成中，上述相關(guān)性計算裝置算出上述第一導(dǎo)頻信號的配置信息(2值信號)與上述差動檢波裝置的輸出(復(fù)數(shù)矢量信號)的相關(guān)性的大小。
(5)在(1)和(3)的構(gòu)成中，上述相關(guān)性計算裝置算出上述第一導(dǎo)頻信號的配置信息(2值信號)與把上述差動檢波裝置的輸出在碼元方向上進(jìn)行平均的信號(復(fù)數(shù)信號)的相關(guān)性的大小。
(6)在(1)和(3)的構(gòu)成中，上述相關(guān)性計算裝置算出上述第一導(dǎo)頻信號的配置信息(2值信號)與把上述差動檢波裝置的輸出在碼元方向上進(jìn)行平均的信號的大小(實(shí)數(shù)信號)的相關(guān)性。
(7)在(1)和(3)的構(gòu)成中，上述相關(guān)性計算裝置算出上述第一導(dǎo)頻信號的配置信息(2值信號)與把上述差動檢波裝置的輸出在碼元方向上進(jìn)行平均的信號的大小同預(yù)定閾值進(jìn)行大小比較而進(jìn)行2值化的信號(2值信號)的相關(guān)性。
(8)在(7)的構(gòu)成中，上述相關(guān)性計算裝置通過接收信號的大小來控制上述閾值。
(9)在(1)和(3)的構(gòu)成中，上述寬頻帶載波頻率校正裝置根據(jù)上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出來控制調(diào)諧器的本振頻率。
(10)在(1)和(3)的構(gòu)成中，上述寬頻帶載波頻率校正裝置根據(jù)上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出來控制正交解調(diào)裝置的本振頻率。
(11)在(1)和(3)的構(gòu)成中，上述寬頻帶載波頻率校正裝置根據(jù)上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出來生成校正載波，把該校正載波乘以上述傅立葉變換裝置的輸入信號。
(12)在(1)的構(gòu)成中，上述寬頻帶載波頻率校正裝置根據(jù)上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出，使上述傅立葉變換裝置的輸出信號發(fā)生頻率移動，同時，校正取決于保護(hù)期間長度而發(fā)生的碼元間的相位變動。
(13)在(3)的構(gòu)成中，上述寬頻帶載波頻率校正裝置根據(jù)上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出使上述傅立葉變換裝置的輸出信號發(fā)生頻率移動。
(14)在(2)和(3)的構(gòu)成中，把上述相位變動校正裝置裝入檢波裝置中，該檢波裝置根據(jù)上述校正矢量計算裝置的輸出來校正全部副載波中共同的相位變動，同時，根據(jù)各個副載波的一次調(diào)制方式來進(jìn)行檢波。
(15)在(14)的構(gòu)成中，提供一種解調(diào)正交分頻復(fù)用信號的裝置，該正交分頻復(fù)用信號是在上述第一導(dǎo)頻信號的基礎(chǔ)上，傳輸在副載波碼元區(qū)域中分散并且周期配置的第二導(dǎo)頻信號，其特征在于，上述檢波裝置根據(jù)上述校正矢量計算裝置的輸出來校正全部副載波中共同的相位變動，同時，使用上述第二導(dǎo)頻信號來同步檢波各個副載波。
(16)在(14)的構(gòu)成中，提供一種解調(diào)正交分頻復(fù)用信號的裝置，該正交分頻復(fù)用信號是對數(shù)據(jù)信號進(jìn)行碼元間的差動調(diào)制來傳輸?shù)?，其特征在于，上述檢波裝置根據(jù)上述校正矢量計算裝置的輸出來校正全部副載波中共同的相位變動，同時，對各個副載波進(jìn)行碼元間的差動檢波。
(17)在(2)和(3)的構(gòu)成中，上述相位平均裝置把與上述第一導(dǎo)頻信號相對應(yīng)的上述差動檢波裝置的輸出復(fù)數(shù)矢量在碼元內(nèi)進(jìn)行平均，算出其相位，由此來確定在全部副載波中共同的相位變動。
(18)在(3)的構(gòu)成中，上述相關(guān)性計算裝置包含上述相位平均裝置，算出由上述第一導(dǎo)頻信號的2值信號所產(chǎn)生的配置信息與從上述差動檢波裝置所輸出的復(fù)數(shù)矢量信號的相關(guān)性，提供給上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置，同時，從由上述相關(guān)性計算所得到的矢量的相位角度來確定在全部副載波中共同的相位變動，并提供給上述相位變動校正裝置。
(19)在(1)至(18)的構(gòu)成中，上述第一導(dǎo)頻信號包含用每個碼元相同的相位來調(diào)制配置在每個碼元相同的頻率中的副載波集合的信號。
(20)在(1)、(3)至(13)、(18)的構(gòu)成中，當(dāng)上述第一導(dǎo)頻信號包含對配置在每個碼元相同的頻率中的副載波集合進(jìn)行m相PSK調(diào)制(m是自然數(shù))的信號時，進(jìn)一步包括倍乘裝置，把上述差動檢波裝置的輸出進(jìn)行m倍乘，提供給上述相關(guān)性計算裝置。
(21)在(2)、(3)、(14)至(18)的構(gòu)成中，當(dāng)上述第一導(dǎo)頻信號包含對配置在每個碼元相同的頻率中的副載波集合進(jìn)行m相PSK調(diào)制(m是自然數(shù))的信號時，進(jìn)一步包括倍乘裝置，把上述差動檢波裝置的輸出進(jìn)行m倍乘，提供給上述相位平均裝置；系數(shù)裝置，把上述上述相位平均裝置的輸出乘以1/m倍。
(21)在(2)、(3)、(14)至(18)的構(gòu)成中，當(dāng)上述第一導(dǎo)頻信號包含對配置在每個碼元相同的頻率中的副載波集合進(jìn)行m相PSK調(diào)制(m是自然數(shù))的信號時，進(jìn)一步包括矢量旋轉(zhuǎn)裝置，判定上述差動檢波裝置的輸出是否包含在由相位分成m個的復(fù)數(shù)平面區(qū)域的任一個區(qū)域內(nèi)，根據(jù)該判定結(jié)果來把上述差動檢波裝置的輸出復(fù)數(shù)矢量旋轉(zhuǎn)2π/m的整數(shù)倍，由此，使旋轉(zhuǎn)后的相位始終包含在相同的區(qū)域中，然后，提供給上述相位平均裝置。
本發(fā)明的這些和其他的目的、優(yōu)點(diǎn)及特征將通過結(jié)合附圖對本發(fā)明的實(shí)施例的描述而得到進(jìn)一步說明。在這些附圖中圖1是表示OFDM傳輸方式的原理的構(gòu)成的方框圖；圖2是表示頻率同步用基準(zhǔn)碼元的構(gòu)成的一例的模式圖；圖3是表示現(xiàn)有的OFDM信號解調(diào)裝置的構(gòu)成的方框圖；圖4是表示本發(fā)明所涉及的導(dǎo)頻信號配置例的模式圖；圖5是表示本發(fā)明的第一實(shí)施例中的OFDM信號解調(diào)裝置的構(gòu)成的方框圖；圖6是表示圖5中的差動檢波電路的內(nèi)部構(gòu)成例的方框圖；圖7是表示圖5中的相關(guān)性計算電路的第一內(nèi)部構(gòu)成例的方框圖；圖8是表示圖5中的相關(guān)性計算電路的第二內(nèi)部構(gòu)成例的方框圖；圖9是表示圖8中的碼元間濾波電路的內(nèi)部構(gòu)成例的方框圖；圖10是表示圖5中的相關(guān)性計算電路的第三內(nèi)部構(gòu)成例的方框圖；圖11是表示圖5中的相關(guān)性計算電路的第四內(nèi)部構(gòu)成例的方框圖；圖12是表示圖5中的相位變動校正電路的內(nèi)部構(gòu)成例的方框圖；圖13是表示本發(fā)明的第二實(shí)施例中的OFDM信號解調(diào)裝置的構(gòu)成的方框圖；圖14是表示本發(fā)明的第三實(shí)施例中的OFDM信號解調(diào)裝置的構(gòu)成的方框圖；圖15是表示本發(fā)明的第四實(shí)施例中的OFDM信號解調(diào)裝置的構(gòu)成的方框圖；圖16是表示本發(fā)明的第五實(shí)施例中的OFDM信號解調(diào)裝置的構(gòu)成的方框圖；圖17是表示圖16中的檢波電路的第一內(nèi)部構(gòu)成例的方框圖；圖18是表示圖16中的檢波電路的第二內(nèi)部構(gòu)成例的方框圖；圖19是表示本發(fā)明的第六實(shí)施例中的OFDM信號解調(diào)裝置的構(gòu)成的方框圖；圖20是表示圖19中的相關(guān)性計算電路的內(nèi)部構(gòu)成例的方框圖；圖21是表示本發(fā)明的第七實(shí)施例中的OFDM信號解調(diào)裝置的構(gòu)成的方框圖；圖22是表示本發(fā)明的第八實(shí)施例中的OFDM信號解調(diào)裝置的構(gòu)成的方框圖。
下面，作為本發(fā)明所涉及的OFDM傳輸方式，以作為歐洲的地面波數(shù)字電視廣播制式的DVB-T(Digital Video Brosdcasting-Terrestrial)標(biāo)準(zhǔn)的2k方式(用于傳輸?shù)母陛d波數(shù)量為1705個)為例，使用圖4至圖22來對本發(fā)明的實(shí)施例進(jìn)行說明。
在上述標(biāo)準(zhǔn)中，使用預(yù)定的副載波，來傳輸分散導(dǎo)頻(以下稱為SP(Scattered Pilots))和連續(xù)導(dǎo)頻(以下稱為CP(Continual Pilots))兩種導(dǎo)頻信號。
圖4是表示上述DVB-T標(biāo)準(zhǔn)的導(dǎo)頻信號配置例的模式圖。在圖4中，橫軸的k表示副載波的指數(shù)，縱軸的n表示碼元的指數(shù)。實(shí)心圓表示傳輸導(dǎo)頻信號的副載波，空心圓表示傳輸其他數(shù)據(jù)的副載波。
分散導(dǎo)頻使用滿足以下(1)式的指數(shù)k＝kp的副載波來進(jìn)行傳輸。在(1)式中，mod代表求余運(yùn)算，p是任意的非負(fù)整數(shù)。
kp＝3(n mod 4)+12連續(xù)導(dǎo)頻使用滿足k＝{0，48，54，87，141，156，192，201，255，279，282，333，432，450，483，525，531，618，636，714，759，765，780，804，873，888，918，939，942，969，984，1050，1101，1107，1110，1137，1140，1146，1206，1269，1323，1377，1491，1683，1704}的45個副載波來進(jìn)行傳輸。
這些導(dǎo)頻信號根據(jù)與分別配置的副載波指數(shù)k相對應(yīng)的PN系列wk來調(diào)制，如(2)式所示的那樣，用每個碼元相同的振幅和相同的相位來復(fù)用。在(2)式中，Re{ck，n}代表與副載波指數(shù)為k、碼元指數(shù)為n的副載波相對應(yīng)的復(fù)數(shù)矢量ck，n的實(shí)數(shù)部分，Im{ck，n}代表虛數(shù)部分。
在上述標(biāo)準(zhǔn)中，使用預(yù)定的副載波來傳輸傳輸參數(shù)信號(以下稱為TPS(Transmission Parameter Signaling)。TPS使用滿足k＝{34，50，209，346，413，569，595，688，790，901，1073，1219，1262，1286，1469，1594，1687}的17個副載波來傳輸相同的信息比特。
此時，當(dāng)使以指數(shù)為n的碼元進(jìn)行傳輸?shù)男畔⒈忍貫镾n時，如圖(3)所示的那樣，TPS被進(jìn)行碼元間的差動2值PSK(Phase ShiftKeying)調(diào)制。
但是，與幀的首部碼元(碼元指數(shù)n＝0)相關(guān)，如圖(4)所示的那樣，根據(jù)上述的PN系列Wk進(jìn)行絕對相位調(diào)制。
(第一實(shí)施例)圖5是表示本發(fā)明的第一實(shí)施例中的OFDM信號解調(diào)裝置的構(gòu)成的方框圖。在圖5中，與圖3相同的部分使用相同的標(biāo)號來表示。而且，在該圖中，粗線的箭頭代表復(fù)數(shù)信號，細(xì)線的箭頭代表實(shí)數(shù)信號。為了簡化說明省略了在各個構(gòu)成部件的動作中所需要的時鐘等。
在圖5中，調(diào)諧器21把從傳輸線路所輸入的OFDM信號從RF頻帶變換為IF頻帶，其輸出被輸入正交解調(diào)電路22。該正交解調(diào)電路22使用在其內(nèi)部發(fā)生的固定載波來把IF頻帶的OFDM信號解調(diào)為基帶OFDM信號，該解調(diào)輸出被提供給載波頻率(fc)校正電路23的第一輸入端。
該載波頻率校正電路23根據(jù)提供給第二輸入端的副載波間隔單位的寬頻帶載波誤差信號和提供給第三輸入端的副載波間隔以內(nèi)的窄頻帶載波頻率誤差信號而進(jìn)行校正載波，把該校正載波乘以提供給第一輸入端的基帶OFDM信號，由此，來校正載波頻率誤差，其輸出被提供給窄頻帶載波頻率誤差計算電路24和FFT電路25。
窄頻帶載波頻率誤差計算電路24利用基帶OFDM信號中的保護(hù)期間信號和有效碼元時間信號的后部的相關(guān)性，來算出副載波間隔以內(nèi)的頻率誤差，其輸出被提供給載波頻率校正電路23的第三輸入端。FFT電路25對基帶OFDM信號中的有效碼元時間信號進(jìn)行FFT處理，變換為頻率區(qū)域，其輸出被提供給差動檢波電路26和相位變動校正電路30的第一輸入端。
差動檢波電路26對與從FFT電路25所輸出的各個副載波相對應(yīng)的信號進(jìn)行碼元間差動檢波，由此，算出碼元間的相位變動，該計算結(jié)果被提供給相關(guān)性計算電路27和相位平均電路29。相關(guān)性計算電路27算出差動檢波電路26的輸出與傳輸CP的副載波的配置信息的相關(guān)值，把該相關(guān)值提供給寬頻帶載波頻率誤差計算電路28。該寬頻帶載波頻率誤差計算電路28從相關(guān)值的峰值位置算出副載波間隔單位的頻率誤差，其輸出被提供給載波頻率校正電路23的第二輸入端。
相位平均電路29在碼元內(nèi)將與CP相對應(yīng)的差動檢波電路26的輸出的相位平均，由此來確定CPE，其輸出被提供給相位變動校正電路30的第二輸入端。該相位變動校正電路30把根據(jù)提供給第二輸入端的相位平均電路29的輸出而產(chǎn)生的校正矢量乘以提供給第一輸入端的FFT電路25的輸出，由此來校正CPE，其輸出被提供給檢波電路31。檢波電路31根據(jù)調(diào)制方式來對各副載波進(jìn)行檢波，然后，通過進(jìn)行逆映射來復(fù)原數(shù)據(jù)信號。
差動檢波電路26按圖6所示的那樣構(gòu)成，F(xiàn)FT電路25的輸出被提供給一個碼元時間延遲電路261和復(fù)數(shù)乘法器263。一個碼元時間延遲電路261把FFT電路25的輸出進(jìn)行一個碼元時間的延遲，該延遲輸出被提供給共軛電路262。該共軛電路262把一個碼元時間延遲電路261的輸出的虛數(shù)部分的碼元進(jìn)行反轉(zhuǎn)，來算出共軛復(fù)數(shù)，該計算結(jié)果被提供給復(fù)數(shù)乘法器263。該復(fù)數(shù)乘法器263把共軛電路262的輸出乘以FFT電路25的輸出，該運(yùn)算結(jié)果作為差動檢波電路26的輸出被提供給相關(guān)性計算電路27和相位平均電路29。
圖7表示圖5的相關(guān)性計算電路27的第一構(gòu)成例子。在該相關(guān)性計算電路27中，差動檢波電路26的差動檢波輸出被提供給移位寄存器2701。該移位寄存器2701包括與傳輸CP的副載波的配置相對應(yīng)的多個分支輸出，這些分支輸出被提供給總和電路2702的輸入端。該總和電路2702計算移位寄存器2701的分支輸出的總和，其運(yùn)算結(jié)果被提供給功率計算電路2703。該功率計算電路2703算出總和電路2702的輸出功率，其計算結(jié)果作為相關(guān)性計算電路27的輸出被提供給寬頻帶載波頻率誤差計算電路28。
根據(jù)圖7所示的構(gòu)成，當(dāng)在移位寄存器2701的全部分支輸出上輸出傳輸CP的副載波時，相關(guān)性計算電路27的輸出表示峰值。因此，在寬頻帶載波頻率誤差計算電路28中，檢出相關(guān)性計算電路27的輸出的峰值，求出距預(yù)定定時的偏差，由此，能夠確定副載波間隔單位的載波頻率誤差。
圖8表示圖5中的相關(guān)性計算電路27的第二構(gòu)成例子。在圖8中，與圖7相同的部分使用相同的標(biāo)號表示，在此，對不同部分進(jìn)行說明。
在該相關(guān)性計算電路27中，差動檢波電路26的差動檢波輸出被提供給碼元間濾波電路2704。該碼元間濾波電路2704把差動檢波電路26的輸出在碼元方向上進(jìn)行平均，其輸出被提供給移位寄存器2701。該移位寄存器2701以后的構(gòu)成和動作與圖7所示的第一構(gòu)成例時相同。
圖8中的碼元間濾波電路2704按圖9所示的那樣構(gòu)成，差動檢波電路26的輸出被提供給減法器27041。該減法器27041從差動檢波電路26的輸出減去一個碼元時間延遲電路27044的輸出，其輸出被提供給系數(shù)器27042。該系數(shù)器27042把系數(shù)α(0≤α≤1)乘以減法器27041的輸出，其運(yùn)算結(jié)果被提供給加法器27043。該加法器27043把系數(shù)器27042的輸出與一個碼元時間延遲電路27044相加，其運(yùn)算結(jié)果作為碼元間濾波電路2704的輸出被提供給移位寄存器2701。一個碼元時間延遲電路27044把加法器27043的輸出進(jìn)行一個碼元時間延遲。
圖9那樣構(gòu)成的碼元間濾波電路2704作為無限沖擊響應(yīng)(以下稱為IIR(Infinite Impulse Response))型的低通濾波器而動作，把與從差動檢波電路26所輸出的各個副載波相對應(yīng)的復(fù)數(shù)矢量在碼元方向上進(jìn)行平均。在差動檢波電路26中，對傳輸CP的副載波進(jìn)行碼元間差動檢波的信號，當(dāng)忽略CPE成分時，視為每個碼元相同的振幅和相同相位的直流信號，其大部分通過碼元間濾波電路2704。因每個碼元的振幅和相位是隨機(jī)的信號，則對其他的副載波進(jìn)行碼元間差動檢波的信號被碼元間濾波電路2704所阻止。由于噪聲成分是每個碼元隨機(jī)的信號，因而被碼元間濾波電路2704所阻止。
因此，通過在圖7所示的相關(guān)性計算電路27中增加碼元間濾波電路2704，抑制相關(guān)性計算電路27的輸出流，從而能夠減輕寬頻帶載波頻率誤差計算電路28中的誤差的確定錯誤。
圖10是圖5中的相關(guān)性計算電路27的第三實(shí)施例的構(gòu)成例子。在圖10中，與圖7和圖8相同的部分使用相同的標(biāo)號表示，在此僅對不同部分進(jìn)行說明。
在該相關(guān)性計算電路27中，差動檢波電路26的輸出由碼元間濾波電路2704在碼元方向上進(jìn)行平均，然后，直接提供給功率計算電路2703。即，此時的功率計算電路2703計算碼元間濾波電路2704的輸出功率。其計算結(jié)果被提供給移位寄存器2705。該移位寄存器2705包括與傳輸CP的副載波的配置相對應(yīng)的多個分支輸出，這些分支輸出被提供給總和電路2706的輸入端。該總和電路2706運(yùn)算移位寄存器2705的分支輸出的總和，其運(yùn)算結(jié)果作為相關(guān)性計算電路27的輸出被提供給寬頻帶載波頻率誤差計算電路28。
在圖10中，移位寄存器2705保持實(shí)數(shù)信號，總和電路2706計算實(shí)數(shù)信號的總和，與圖7和圖8中的移位寄存器2701和總和電路2702相比，能夠減小其規(guī)模。
圖11表示圖5中的相關(guān)性計算電路27的構(gòu)成例子。在圖11中，與圖10相同的部分使用相同的標(biāo)號表示，而省略其說明。
圖11中的比較電路2707通過把功率計算電路2703的輸出與由閾值設(shè)定電路2708所設(shè)定的閾值進(jìn)行比較來取出傳輸CP的副載波，在功率計算電路2703的輸出較大的情況下，輸出「1」，在閾值設(shè)定電路2708的輸出較大時，輸出「0」。該比較電路2707的輸出被提供給移位寄存器2709。該移位寄存器2709包括與傳輸CP的副載波的配置相對應(yīng)的多個分支輸出，這些分支輸出被提供給總和電路2710的輸入端。該總和電路2710計算移位寄存器2709的分支輸出的總和，其計算結(jié)果作為相關(guān)性計算電路27的輸出被提供給寬頻帶載波頻率誤差計算電路28。
在圖11中，移位寄存器2709保持2值信號，總和電路2710運(yùn)算2值信號的總和，與圖7和圖8中的移位寄存器2701和總和電路2702相比，能夠大幅度減小其規(guī)模。并且，如果通過接收信號的大小來控制從閾值設(shè)定電路2708輸出的閾值，就能防止由功率計算電路2703的輸出電平的變動引起的誤判定。
圖12表示圖5中的相位變動校正電路30的構(gòu)成例子。在該相位變動校正電路30中，相位平均電路29的輸出被提供給加法器301。該加法器301與把信號保持一個碼元時間的寄存器302一起構(gòu)成累加器，把相位平均電路29的輸出在每個碼元中進(jìn)行累加，由此，來算出從運(yùn)算開始的碼元間相位變動的累計，其計算結(jié)果(加法器301的輸出)被提供給校正矢量計算電路(e-jφ)303。該校正矢量計算電路303把加法器301的輸出的-1倍作為相位角來算出振幅為1的復(fù)數(shù)矢量，其運(yùn)算結(jié)果被提供給乘法器304。該乘法器304把校正矢量計算電路303的輸出和FFT電路25的輸出相乘。通過該運(yùn)算，能夠校正CPE。
通過以上的構(gòu)成，根據(jù)本實(shí)施例，從傳輸每個碼元中包含的CP的副載波的配置信息來算出副載波間隔單位的載波頻率誤差，因此，與現(xiàn)有例子相比，能夠縮短頻率同步的時間。
由于在每個碼元中使用CP來算出碼元間的相位變動并進(jìn)行校正，就能除去由調(diào)諧器21的相位噪聲等所引起的CPE的影響。
第二實(shí)施例圖13是表示本發(fā)明的第二實(shí)施例中的OFDM信號解調(diào)裝置的構(gòu)成的方框圖。而且，在圖13中，與圖5相同的部分使用相同的標(biāo)號來表示。在該圖中，粗線的箭頭代表復(fù)數(shù)信號，細(xì)線的箭頭代表實(shí)數(shù)信號，為了簡化說明省略了在各個構(gòu)成部件的動作中所需要的時鐘等一般的控制信號。
圖13所示的OFDM信號解調(diào)裝置，取代圖5中的載波頻率校正電路23，代之以在調(diào)諧器32中校正載波頻率誤差。該調(diào)諧器32根據(jù)提供給第二輸入端的副載波間隔單位的寬頻帶載波頻率誤差信號和提供給第三輸入端的副載波間隔以內(nèi)的窄頻帶載波頻率誤差信號來控制本振頻率，把提供給第一輸入端的OFDM信號從RF頻帶變換為IF頻帶，其輸出被提供給正交解調(diào)電路22。其他的構(gòu)成和動作與圖5相同而省略其說明。
第三實(shí)施例圖14是表示本發(fā)明的第三實(shí)施例中的OFDM信號解調(diào)裝置的構(gòu)成的方框圖。而且，在圖14中，與圖5相同的部分使用相同的標(biāo)號來表示。在該圖中，粗線的箭頭代表復(fù)數(shù)信號，細(xì)線的箭頭代表實(shí)數(shù)信號，為了簡化說明省略了在各個構(gòu)成部件的動作中所需要的時鐘等一般的控制信號。
圖14所示的OFDM信號解調(diào)裝置，取代圖5中的載波頻率校正電路23，代之以在正交解調(diào)電路33中校正載波頻率誤差。該正交解調(diào)電路33根據(jù)提供給第二輸入端的副載波間隔單位的寬頻帶載波頻率誤差信號和提供給第三輸入端的副載波間隔以內(nèi)的窄頻帶載波頻率誤差信號來控制本振頻率，把提供給第一輸入端的IF頻帶的OFDM信號解調(diào)為基帶的OFDM信號，該解調(diào)輸出被提供給窄頻帶載波頻率誤差計算電路24和FFT電路25。其他的構(gòu)成和動作與圖5相同而省略其說明。
第四實(shí)施例圖15是表示本發(fā)明的第四實(shí)施例中的OFDM信號解調(diào)裝置的構(gòu)成的方框圖。而且，在圖15中，與圖5相同的部分使用相同的標(biāo)號來表示。在該圖中，粗線的箭頭代表復(fù)數(shù)信號，細(xì)線的箭頭代表實(shí)數(shù)信號，為了簡化說明省略了在各個構(gòu)成部件的動作中所需要的時鐘等一般的控制信號。
圖15所示的OFDM信號解調(diào)裝置是在載波頻率(fc)校正電路34中校正載波頻率間隔以內(nèi)的窄頻帶載波頻率誤差，在移位電路35中校正副載波間隔單位的寬頻帶載波頻率誤差。載波頻率校正電路34根據(jù)提供給第二輸入端的副載波間隔單位的寬頻帶載波頻率誤差信號而發(fā)生校正載波，把該校正載波乘以提供給第一輸入端的基帶OFDM信號，由此來校正載波頻率誤差，其輸出被提供給窄頻帶載波頻率誤差計算電路24和FFT電路25。移位電路35根據(jù)提供給第二輸入端的副載波間隔單位的寬頻帶載波頻率誤差信號把FFT電路25的輸出在頻率方向上移位，其輸出被提供給差動檢波電路26和相位變動校正電路的第一輸入端。其他的構(gòu)成和動作與圖5相同而省略其說明。
其中，副載波間隔單位的載波頻率誤差是在有效碼元時間長度上成為整數(shù)周期的載波頻率，但是由于在OFDM信號中存在保護(hù)期間，與頻率區(qū)域中的副載波單位的偏移一起發(fā)生依賴于保護(hù)期間長度的每個碼元的相位旋轉(zhuǎn)。因此，象圖15的構(gòu)成那樣，當(dāng)通過頻率區(qū)域中的移位來校正寬頻帶載波頻率誤差時，需要校正該相位旋轉(zhuǎn)的裝置。但是，由于該相位旋轉(zhuǎn)在全部副載波中是共同的，則在象圖15那樣包括用于除去CPE的電路的情況下，在相位變動校正電路30中自動地進(jìn)行校正。
第五實(shí)施例圖16是表示本發(fā)明的第五實(shí)施例中的OFDM信號解調(diào)裝置的構(gòu)成的方框圖。而且，在圖16中，與圖5相同的部分使用相同的標(biāo)號來表示。在該圖中，粗線的箭頭代表復(fù)數(shù)信號，細(xì)線的箭頭代表實(shí)數(shù)信號，為了簡化說明省略了在各個構(gòu)成部件的動作中所需要的時鐘等一般的控制信號。
圖16所示的OFDM信號解調(diào)裝置，取代圖5中的載波頻率校正電路23，是在檢波電路36中校正CPE。該檢波電路36根據(jù)提供給第二輸入端的相位平均電路29的輸出而產(chǎn)生校正矢量，把該校正矢量乘以與各個副載波的調(diào)制方式相對應(yīng)的檢波矢量。接著，使用該檢波矢量來對FFT電路25的輸出進(jìn)行檢波，同時，校正CPE，然后，通過進(jìn)行逆映射而復(fù)原數(shù)據(jù)信號。其他的構(gòu)成和動作與圖5相同而省略其說明。
圖17表示圖16中的檢波電路36的與以使用SP信號的同步檢波為前提的調(diào)制方式相對應(yīng)的構(gòu)成例子。在該檢波電路36中，F(xiàn)FT電路25的輸出被提供給復(fù)數(shù)除法器3604的第一輸入端和復(fù)數(shù)除法器3608的第一輸入端。導(dǎo)頻發(fā)生電路3603與FFT電路25的輸出同步地產(chǎn)生SP，其輸出被提供給復(fù)數(shù)除法器3604的第二輸入端。該復(fù)數(shù)除法器3604用提供給第二輸入端的導(dǎo)頻發(fā)生電路3603輸出的正規(guī)SP與提供給第一輸入端的FFT電路25的輸出中所包含的SP相除，由此，來算出作用于SP的傳輸線路特性。通過開關(guān)(SW)3605來選擇其輸出或者存儲器3606的輸出而提供給復(fù)數(shù)乘法器3602的第一輸入端。
另一方面，相位平均電路29的輸出被提供給校正矢量計算電路(ejφ)3601。該校正矢量計算電路3601把相位平均電路29的輸出作為相位角來算出振幅為1的復(fù)數(shù)矢量，其計算結(jié)果被提供給復(fù)數(shù)乘法器3602的第二輸入端。開關(guān)3605在復(fù)數(shù)除法器3604的輸出與SP相對應(yīng)時(若注意一個副載波，則為4個碼元中的1個碼元)，選擇復(fù)數(shù)除法器3604的輸出，在其他情況下(相同的4個碼元中的3個碼元)，選擇存儲器3606的輸出而輸出。
復(fù)數(shù)乘法器3602把從第一輸入端通過開關(guān)3605選擇地所提供的復(fù)數(shù)除法器3604的輸出或者存儲器3606的輸出與提供給第二輸入端的校正矢量計算電路3601的輸出相乘，其運(yùn)算結(jié)果被提供給濾波電路3607，同時提供給存儲器3606。該存儲器3606在4個碼元時間(在所提及的副載波中，下一個SP被傳輸之前)保持復(fù)數(shù)乘法器3602的輸出。通過這些動作，能夠在用于傳輸SP的副載波(3個副載波中的1個副載波)的傳輸線路特性中進(jìn)行CPE校正。
濾波電路3607在頻率(副載波)方向上內(nèi)插復(fù)數(shù)乘法器3602的輸出，求出用于全部副載波的傳輸線路特性(校正CPE的)。其輸出被提供給復(fù)數(shù)除法器3608的第二輸入端。該復(fù)數(shù)除法器3608用提供給第二輸入端的濾波電路3607的輸出與提供給第一輸入端的FFT電路25的輸出相除，由此，對FFT電路25的輸出進(jìn)行同步檢波。其輸出被提供給逆映射電路3609。該逆映射電路3609根據(jù)調(diào)制方式來對復(fù)數(shù)除法器3608的輸出進(jìn)行逆映射，由此，來復(fù)原數(shù)據(jù)信號。
圖18表示圖16中的檢波電路36的與以差動檢波為前提的調(diào)制方式相對應(yīng)的構(gòu)成例子。在該檢波電路36中，F(xiàn)FT電路25的輸出被提供給一個碼元時間延遲電路3610和復(fù)數(shù)除法器3611的第一輸入端。一個碼元時間延遲電路3610把FFT電路25的輸出延遲一個碼元時間，其輸出被提供給復(fù)數(shù)乘法器3602的第一輸入端。另一方面，相位平均電路29的輸出被提供給校正矢量計算電路(ejφ)3601。
該校正矢量計算電路3601把相位平均電路29的輸出作為相位角來算出振幅為1的復(fù)數(shù)矢量，其計算結(jié)果被提供給復(fù)數(shù)乘法器3602的第二輸入端。該復(fù)數(shù)乘法器3602把提供給第一輸入端的一個碼元時間延遲電路3610的輸出與提供給第二輸入端的校正矢量計算電路3601的輸出相乘，由此，對一個碼元時間之前的信號進(jìn)行CPE的校正，其運(yùn)算結(jié)果被提供給復(fù)數(shù)除法器3611的第二輸入端。
該復(fù)數(shù)除法器3611用提供給第二輸入端的復(fù)數(shù)乘法器3602的輸出與提供給第一輸入端的FFT電路25的輸出相除，由此，對FFT電路25的輸出進(jìn)行差動檢波，其輸出被提供給逆映射電路3612。該逆映射電路3612根據(jù)調(diào)制方式來對復(fù)數(shù)除法器3611的輸出進(jìn)行逆映射，由此來復(fù)原數(shù)據(jù)信號。
通過以上構(gòu)成，根據(jù)本實(shí)施例，能夠共用第一實(shí)施例中的相位變動校正電路30和檢波電路31的處理的一部分，而能夠削減電路規(guī)模。
第六實(shí)施例圖19是表示本發(fā)明的第六實(shí)施例中的OFDM信號解調(diào)裝置的構(gòu)成的方框圖。而且，在圖19中，與圖5相同的部分使用相同的標(biāo)號來表示。在該圖中，粗線的箭頭代表復(fù)數(shù)信號，細(xì)線的箭頭代表實(shí)數(shù)信號，為了簡化說明省略了在各個構(gòu)成部件的動作中所需要的時鐘等一般的控制信號。
圖19所示的OFDM信號解調(diào)裝置用相關(guān)性計算電路37來同時執(zhí)行圖5中的相關(guān)性計算電路27和相位平均電路29的處理。
圖20是圖19中的相關(guān)性計算電路37的構(gòu)成例子，差動檢波電路26的輸出被提供給移位寄存器371。該移位寄存器371包括與傳輸CP的副載波的配置相對應(yīng)的多個分支輸出，這些分支輸出被提供給總和電路372的輸入端。該總和電路372計算移位寄存器371的分支輸出的總和，其運(yùn)算結(jié)果被提供給功率計算電路373和相位計算電路(tan-1)374。
該功率計算電路373算出總和電路372的輸出功率，其計算結(jié)果作為相關(guān)性計算電路37的輸出被提供給寬頻帶載波頻率誤差計算電路28。另一方面，相位計算電路374算出總和電路372的輸出相位，其計算結(jié)果作為相關(guān)性計算電路37的第二輸出被提供給相位變動校正電路30的第二輸入端。
其中，當(dāng)載波頻率同步時，在移位寄存器371的分支輸出中輸出傳輸CP的副載波，因此，總和電路372的輸出為用于傳輸CP的副載波的碼元間變動在碼元內(nèi)的平均。
通過以上構(gòu)成，根據(jù)本實(shí)施例，能夠共用第一實(shí)施例中的相關(guān)性計算電路27和相位平均電路29的處理的一部分，而能夠削減電路規(guī)模。
第七實(shí)施例圖21是表示本發(fā)明的第七實(shí)施例中的OFDM信號解調(diào)裝置的構(gòu)成的方框圖。而且，在圖21中，與圖5相同的部分使用相同的標(biāo)號來表示。在該圖中，粗線的箭頭代表復(fù)數(shù)信號，細(xì)線的箭頭代表實(shí)數(shù)信號，為了簡化說明省略了在各個構(gòu)成部件的動作中所需要的時鐘等一般的控制信號。
圖21所示的OFDM信號解調(diào)裝置使用TPS來進(jìn)行載波頻率同步和CPE除去，與第一實(shí)施例相對照，增加倍乘電路38和系數(shù)器39。
其中，倍乘電路38算出與差動檢波電路26算出的各個副載波相對應(yīng)的復(fù)數(shù)矢量的倍乘，其運(yùn)算結(jié)果被提供給相關(guān)性計算電路27和相位平均電路29。該倍乘運(yùn)算消除了由對TPS進(jìn)行碼元間的差動2相PSK調(diào)制所引起的相位變動的180度的不確定性。
相關(guān)性計算電路27算出倍乘電路38的輸出與傳輸CP的副載波和傳輸TPS的副載波中至少一方的配置信息的相關(guān)值，該相關(guān)值被提供給寬頻帶載波頻率誤差計算電路28。相位平均電路29把與CP和TPS中至少一方相對應(yīng)的倍乘電路38的輸出相位在碼元內(nèi)進(jìn)行平均，由此來確定CPE，其輸出被提供給系數(shù)器39。系數(shù)器39通過乘1/2倍來校正由倍乘電路38變?yōu)?倍的碼元間的相位變動，其輸出被提供給相位變動校正電路30的第二輸入端。
一般，在對TPS進(jìn)行m相PSK調(diào)制(m為自然數(shù))的情況下，倍乘電路38算出與差動檢波電路26輸出的各個副載波相對應(yīng)的復(fù)數(shù)矢量的m倍乘，系數(shù)器39把相位平均電路29的輸出乘1/m倍。
通過以上的構(gòu)成，在本實(shí)施例中，在CP的基礎(chǔ)上使用TPS來算出副載波間隔單位的載波頻率誤差和碼元間的相位變動而進(jìn)行校正，因此，與第一實(shí)施例相比，能夠降低由噪聲的影響所引起的誤差。
第八實(shí)施例圖22是表示本發(fā)明的第八實(shí)施例中的OFDM信號解調(diào)裝置的構(gòu)成的方框圖。而且，在圖22中，與圖5相同的部分使用相同的標(biāo)號來表示。在該圖中，粗線的箭頭代表復(fù)數(shù)信號，細(xì)線的箭頭代表實(shí)數(shù)信號，為了簡化說明省略了在各個構(gòu)成部件的動作中所需要的時鐘等一般的控制信號。
圖22所示的OFDM信號解調(diào)裝置使用TPS來進(jìn)行載波頻率同步和CPE除去，與第一實(shí)施例相對照，增加倍乘電路38和矢量旋轉(zhuǎn)電路40。
其中，倍乘電路38算出與差動檢波電路26輸出的各個副載波相對應(yīng)的復(fù)數(shù)矢量的倍乘，其運(yùn)算結(jié)果被提供給相關(guān)性計算電路27和相位平均電路29。該倍乘運(yùn)算消除了由TPS進(jìn)行碼元間的差動2相PSK調(diào)制所引起的相位變動的180度的不確定性。相關(guān)性計算電路27算出倍乘電路38的輸出與傳輸CP的副載波和傳輸TPS的副載波中至少一方的配置信息的相關(guān)值，該相關(guān)值被提供給寬頻帶載波頻率誤差計算電路28。
另一方面，矢量旋轉(zhuǎn)電路40判定差動檢波電路26的輸出是否包含在由虛軸分割的復(fù)數(shù)平面區(qū)域的任一個區(qū)域中，根據(jù)該判定結(jié)果來把差動檢波電路26輸出的復(fù)數(shù)矢量的相位旋轉(zhuǎn)π，旋轉(zhuǎn)后的相位始終包含在相同的區(qū)域中，由此，消除了由對TPS進(jìn)行碼元間的差動2相PSK調(diào)制所引起的相位變動的180度的不確定性，其輸出被提供給相位平均電路29。相位平均電路29在碼元內(nèi)把與CP和TPS中至少一方相對應(yīng)的矢量旋轉(zhuǎn)電路40的輸出相位進(jìn)行平均，由此來確定CPE，其輸出被提供給相位變動校正電路30的第二輸入端。
一般，在對TPS進(jìn)行m相PSK調(diào)制(m為自然數(shù))的情況下，矢量旋轉(zhuǎn)電路40判定差動檢波電路26的輸出是否包含在由相位分割成m個的復(fù)數(shù)平面區(qū)域的任一個區(qū)域中，根據(jù)該判定結(jié)果來把差動檢波電路26的輸出復(fù)數(shù)矢量旋轉(zhuǎn)2π/m的整數(shù)倍，由此，旋轉(zhuǎn)后的相位始終包含在相同的區(qū)域中，
通過以上的構(gòu)成，在本實(shí)施例中，與第七實(shí)施例相同，在CP的基礎(chǔ)上使用TPS來算出副載波間隔單位的載波頻率誤差和碼元間的相位變動而進(jìn)行校正，因此，與第一實(shí)施例相比，能夠降低由噪聲的影響所引起的誤差。
而且，在本發(fā)明的實(shí)施例中，相關(guān)性計算電路27和相關(guān)性計算電路37內(nèi)部的功率計算可以算出振幅、實(shí)數(shù)部分與虛數(shù)部分的振幅之和等信號的大小。
在本發(fā)明的實(shí)施例中，相位平均電路29在碼元內(nèi)把與CP和TPS中至少一方相對應(yīng)的差動檢波電路26或者矢量旋轉(zhuǎn)電路40的輸出復(fù)數(shù)矢量進(jìn)行平均，來算出其相位，由此，近似得出CPE。
在本發(fā)明的實(shí)施例中，寬頻帶載波頻率誤差計算電路28根據(jù)相關(guān)性計算電路27的輸出來判定載波頻率的同步狀態(tài)，當(dāng)處于同步狀態(tài)時，停止副載波間隔單位的載波頻率誤差信號的輸出，如果在該同步判定中依靠與前面和后面相對的保護(hù)功能，就能防止由噪聲和衰減等影響所引起的誤動作。
在以上的說明中，以DVB-T標(biāo)準(zhǔn)的2k方式為例進(jìn)行了說明，但是，在第一至第八實(shí)施例中，可以是傳輸用每個碼元相同的相位來調(diào)制在每個碼元相同頻率中所配置的副載波的集合的信號這樣的傳輸方式，在第七至第八實(shí)施例中，可以是傳輸對在每個碼元相同頻率中所配置的副載波集合進(jìn)行m相PSK調(diào)制(m是自然數(shù))的信號這樣的傳輸方式。
如上述那樣，本發(fā)明的OFDM信號解調(diào)裝置，使用在每個碼元相同頻率中所配置的導(dǎo)頻信號來算出副載波間隔單位的頻率誤差，由此，與現(xiàn)有例子相比，能夠縮短頻率同步的時間。
通過使用在每個碼元相同頻率中所配置的導(dǎo)頻信號來算出碼元間的相位變動來進(jìn)行校正，就能消除由調(diào)諧器的相位噪聲等所引起的CPE的影響。
根據(jù)本發(fā)明，通過一種OFDM信號解調(diào)裝置，能夠進(jìn)一步縮短頻率同步的時間，并且除去由調(diào)諧器的相位噪聲等所引起的CPE的影響。
權(quán)利要求
1.一種解調(diào)正交頻分復(fù)用信號的裝置，該正交頻分復(fù)用信號包括導(dǎo)頻信號，所述導(dǎo)頻信號通過每個碼元相同的相位解調(diào)特定頻率中所配置的副載波的集合，其特征在于包括以下裝置傅立葉變換裝置，把所述正交頻分復(fù)用信號通過傅立葉變換而變換為頻率軸信號；差動檢波裝置，通過對所述傅立葉變換裝置的輸出進(jìn)行碼元間差動檢波，計算出與各個副載波相關(guān)的碼元間的變動；相關(guān)性計算裝置，計算出所述差動檢波裝置的輸出和表示所述各副載波中有無所述導(dǎo)頻信號的配置信息的相關(guān)性；寬頻帶載波頻率誤差計算裝置，通過檢測所述相關(guān)性計算裝置的輸出的峰值位置，來確定副載波間隔單位的載波頻率誤差；寬頻帶載波校正裝置，根據(jù)所述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出來校正載波頻率；相位平均裝置，把與所述導(dǎo)頻信號相對應(yīng)的所述差動檢波裝置的輸出相位在碼元內(nèi)進(jìn)行平均，由此來確定在全部副載波中共同的相位變動；以及相位變動校正裝置，從所述相位平均裝置的輸出計算出每個碼元的校正矢量，根據(jù)所述校正矢量，來校正全部副載波中共同的相位變動。
2.一種解調(diào)正交頻分復(fù)用信號的裝置，該正交頻分復(fù)用信號包括導(dǎo)頻信號，所述導(dǎo)頻信號將特定的頻率中配置的副載波集合進(jìn)行m相PSK調(diào)制，m為自然數(shù)，其特征在于包括以下裝置傅立葉變換裝置，把所述正交頻分復(fù)用信號通過傅立葉變換而變換為頻率軸信號；差動檢波裝置，通過對所述傅立葉變換裝置的輸出進(jìn)行碼元間差動檢波，計算出與各個副載波相關(guān)的碼元間的變動；倍乘裝置，把所述差動檢波裝置的輸出進(jìn)行m倍乘；相關(guān)性計算裝置，計算出所述倍乘裝置的輸出和表示所述各副載波中有無所述導(dǎo)頻信號的配置信息的相關(guān)性；寬頻帶載波頻率誤差計算裝置，通過檢測所述相關(guān)性計算裝置的輸出的峰值位置，來確定副載波間隔單位的載波頻率誤差；寬頻帶載波校正裝置，根據(jù)所述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出來校正載波頻率；相位平均裝置，把與所述導(dǎo)頻信號相對應(yīng)的所述倍乘裝置的輸出相位在碼元內(nèi)進(jìn)行平均，由此來確定在全部副載波中共同的相位變動；系數(shù)裝置，把所述相位平均裝置的輸出乘以1/m倍；以及相位變動校正裝置，從所述系數(shù)裝置的輸出計算出每個碼元的校正矢量，根據(jù)所述矢量，來校正全部副載波中共同的相位變動。
3.一種解調(diào)正交頻分復(fù)用信號的裝置，該正交頻分復(fù)用信號包括導(dǎo)頻信號，所述導(dǎo)頻信號將特定的頻率中配置的副載波的集合進(jìn)行m相PSK調(diào)制，m為自然數(shù)，其特征在于包括以下裝置傅立葉變換裝置，把所述正交頻分復(fù)用信號通過傅立葉變換而變換為頻率軸信號；差動檢波裝置，通過對所述傅立葉變換裝置的輸出進(jìn)行碼元間差動檢波，計算出與各個副載波相關(guān)的碼元間的變動；倍乘裝置，把所述差動檢波裝置的輸出進(jìn)行m倍乘；相關(guān)性計算裝置，計算出所述倍乘裝置的輸出和表示所述各副載波中有無所述導(dǎo)頻信號的配置信息的相關(guān)性；寬頻帶載波頻率誤差計算裝置，通過檢測所述相關(guān)性計算裝置的輸出的峰值位置，來確定副載波間隔單位的載波頻率誤差；寬頻帶載波校正裝置，根據(jù)所述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出來校正載波頻率；矢量旋轉(zhuǎn)裝置，判定所述差動檢波裝置的輸出是否包含在由相位分成m個的復(fù)平面區(qū)域的任一個區(qū)域內(nèi)，根據(jù)該判定結(jié)果把所述差動檢波裝置輸出的復(fù)矢量旋轉(zhuǎn)2π/m的整倍數(shù)，使旋轉(zhuǎn)后的相位始終包含在相同的區(qū)域內(nèi)；相位平均裝置，把與所述導(dǎo)頻信號相對應(yīng)的所述矢量旋轉(zhuǎn)裝置的輸出相位在碼元內(nèi)進(jìn)行平均，由此來確定在全部副載波中共同的相位變動；以及相位變動校正裝置，從所述相位平均裝置的輸出計算出每個碼元的校正矢量，根據(jù)所述校正矢量，來校正全部副載波中共同的相位變動。
全文摘要
差動檢波電路(26)對FFT電路(25)的輸出進(jìn)行碼元間差動檢波，相關(guān)性計算電路(27)算出差動檢波輸出與導(dǎo)頻傳輸用的副載波的配置信息的相關(guān)值，寬頻帶載波頻率誤差計算電路(28)從相關(guān)值的峰值位置算出副載波間隔單位的頻率誤差，從而，載波頻率校正電路(23)校正載波頻率。相位平均電路(29)把與導(dǎo)頻傳輸用的副載波相對應(yīng)的差動檢波輸出的相位進(jìn)行平均，由此，相位變動校正電路(30)校正在全部副載波中共同的相位變動。本發(fā)明使載波頻率同步時間較短，同時消除了由調(diào)諧器的相位噪聲等所引起的全部副載波中共同的相位變動的影響。
文檔編號H04L5/02GK1520073SQ20031011957
公開日2004年8月11日 申請日期1998年7月30日 優(yōu)先權(quán)日1997年7月31日
發(fā)明者林健一郎, 木村知弘, 影山定司, 原田泰男, 木曾田晃, 曾我茂, 坂下誠司, 司, 弘, 晃, 男 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社