專利名稱：正交頻分復(fù)用信號峰均功率比抑制的差分回歸法的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種抑制正交頻分復(fù)用差分回歸方法，特別是指一種正交頻分復(fù)用(OFDM)信號峰均功率比(PAR)抑制的差分回歸法。
背景技術(shù)：
正交頻分復(fù)用(OFDM)，是一種無線環(huán)境下的高速寬帶傳輸技術(shù)。鑒于無線信道的頻率選擇性響應(yīng)，正交頻分復(fù)用技術(shù)的主要思想是在頻域內(nèi)將所給信道分成多個子信道，各個子信道上使用一個子載波進(jìn)行調(diào)制，子載波序列并行傳輸，因此子信道的頻率響應(yīng)是相對平坦的，而且信號帶寬小于信道的相關(guān)帶寬，大大減少了符號間干擾；相互覆蓋的子載波頻譜由于正交特性，不會產(chǎn)生相互干擾，提高信道的頻譜利用率。
由于強抗信道失真性以及高頻譜利用率的優(yōu)點，正交頻分復(fù)用技術(shù)已經(jīng)在無線局域網(wǎng)(WLAN)、數(shù)字音頻廣播(DAB)、數(shù)字視頻廣播(DVB)和非對稱數(shù)字用戶線(ADSL)等許多領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用，也可能是下一代蜂窩移動網(wǎng)絡(luò)的無線接入技術(shù)。
OFDM調(diào)制的主要缺點是大的峰均功率比(PAR)。這種方式下，子載波傳輸?shù)男畔⒔y(tǒng)計獨立，時域波形近似高斯分布；一旦發(fā)射機功率放大器的線性放大范圍不夠大，將導(dǎo)致嚴(yán)重的信號帶內(nèi)失真和頻譜擴散，影響通信質(zhì)量。
目前為止，已經(jīng)提出了多種抑制正交頻分復(fù)用峰均功率比的方法。最直接的方案是在OFDM信號放大前削除波形中的峰值，這使系統(tǒng)的比特差錯率(BER)性能變差；編碼方案需要計算所有信息序列組合的峰均功率比，運算量大，僅適用于載波少的OFDM系統(tǒng)；信息碼字映射為格雷序列或者M(jìn)序列的形式發(fā)送，編碼率低。部分傳輸序列方法(PTS)將輸入的數(shù)據(jù)符號先分組，再重新組合以減少峰均功率比，其改進(jìn)算法利用迭代方法查找次優(yōu)的輔助序列，需要額外帶寬。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于，提供一種抑制正交頻分復(fù)用(OFDM)信號峰均功率比(PAR)的差分回歸方法，消除了由調(diào)制矢量中多個連續(xù)的相同分量引起的超大峰均功率比；Monte Carlo仿真的實驗結(jié)果表明，128載波的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)，選取特定參數(shù)，差分回歸法輸出信號峰均功率比的均值大約是4dB；發(fā)射機和接收機硬件復(fù)雜度增加不大；該算法的加入，不會影響接收機對信息的正常接收。
本發(fā)明涉及一種抑制正交頻分復(fù)用信號峰均功率比的差分回歸法，子載波序列的調(diào)制矢量經(jīng)過偽隨機化處理后，在頻域內(nèi)對調(diào)制矢量各分量的相位差分編碼；而回歸操作面向IFFT(傅立葉反變換)輸出的多個連續(xù)時域采樣值，其特征在于，包括如下步驟1)發(fā)射機對子載波序列調(diào)制矢量的偽隨機化處理；
2)發(fā)射機對子載波序列調(diào)制矢量各分量的頻域相位差分編碼；3)發(fā)射機對串行頻域符號進(jìn)行串/并變換、傅立葉反變換及并/串變換；4)發(fā)射機對正交頻分復(fù)用信號時域采樣的回歸操作；5)接收機依次進(jìn)行時域反回歸操作、頻域解差分和頻域去偽隨機化，以恢復(fù)原始的信源信息。
其中發(fā)射機調(diào)制矢量的各個分量全部來自于信源，每個分量的相位在頻域差分編碼前進(jìn)行偽隨機化處理，即在原始相位上疊加偽隨機相位。
其中相位偽隨機化后的調(diào)制矢量，在頻域內(nèi)進(jìn)行相位差分編碼，以抑制無線移動信道的時變特性。
其中發(fā)射機對IFFT模塊輸出的采樣值，進(jìn)行涉及多個時域采樣值的回歸操作。
其中接收機依次進(jìn)行時域反回歸操作、頻域解差分和頻域去偽隨機化，以還原原始的信源信息。
其中疊加的偽隨機相位由特定的二進(jìn)制偽隨機序列生成多項式和數(shù)字調(diào)制星座圖映射關(guān)系確定，其中，偽隨機序列生成多項式的初始狀態(tài)非全零，并且發(fā)射機已知其定義式以及初始狀態(tài)。
其中時域回歸的峰均功率比抑制性能取決于系統(tǒng)設(shè)定參數(shù)復(fù)常數(shù)模值、回歸深度以及回歸深度，同樣的調(diào)制矢量設(shè)定不同的復(fù)常數(shù)模值、回歸深度以及回歸深度時，峰均功率比的抑制效果有差異。


為進(jìn)一步說明本發(fā)明的技術(shù)內(nèi)容，以下結(jié)合實施例及附圖詳細(xì)說明如后，其中圖1是抑制峰均功率比的差分回歸法運算流程框圖；圖2是根據(jù)本發(fā)明的基本思路Monte Carlo仿真得到的128載波系統(tǒng)峰均功率比抑制的對比曲線。
具體實施例方式
請參閱圖1，本發(fā)明涉及一種抑制正交頻分復(fù)用信號峰均功率比的差分回歸法，子載波序列的調(diào)制矢量經(jīng)過偽隨機化處理后，在頻域內(nèi)對調(diào)制矢量各分量的相位差分編碼；而回歸操作面向IFFT輸出的多個連續(xù)時域采樣值。其特征在于，包括如下步驟1)發(fā)射機對子載波序列調(diào)制矢量的偽隨機化處理；2)發(fā)射機對子載波序列調(diào)制矢量各個分量的頻域相位差分編碼；3)發(fā)射機對串行頻域符號進(jìn)行串/并變換、傅立葉反變換及并/串變換；4)發(fā)射機對正交頻分復(fù)用信號時域采樣的回歸操作；5)接收機依次進(jìn)行時域反回歸操作、頻域解差分和頻域去偽隨機化，以恢復(fù)原始的信源信息。
發(fā)射機調(diào)制矢量的各個分量全部來自于信源，每個分量的相位在頻域差分編碼前進(jìn)行偽隨機化處理，即在原始相位上疊加偽隨機相位。疊加的偽隨機相位由特定的二進(jìn)制偽隨機序列生成多項式和數(shù)字調(diào)制星座圖映射關(guān)系確定。其中，偽隨機序列生成多項式的初始狀態(tài)非全零，并且發(fā)射機已知其定義式以及初始狀態(tài)。
發(fā)射機對相位偽隨機化后的調(diào)制矢量，在頻域內(nèi)進(jìn)行相位差分編碼，以抑制無線移動信道的時變特性。
發(fā)射機對傅立葉反變換模塊輸出的采樣值，進(jìn)行涉及多個時域采樣值的回歸操作。
接收機依次進(jìn)行時域反回歸操作、頻域解差分和頻域去偽隨機化，以還原原始的信源信息。
時域回歸的峰均功率比抑制性能取決于系統(tǒng)設(shè)定參數(shù)復(fù)常數(shù)模值、回歸深度以及回歸深度。同樣的調(diào)制矢量設(shè)定不同的復(fù)常數(shù)模值、回歸深度以及回歸深度時，峰均功率比的抑制效果有差異。
圖2是基于QPSK調(diào)制方式的128載波OFDM系統(tǒng)，Monte Carlo仿真100個符號的峰均功率比(PAR)對比示意圖?；貧w約束長度是2，回歸因子是4。IFFT過采樣率為4，基本可以反應(yīng)連續(xù)信號的幅度變化。偽隨機相位擾動器初始狀態(tài)設(shè)定為00110010101011.]]>含有N個子載波的OFDM系統(tǒng)，其復(fù)數(shù)基帶符號表達(dá)式為S(t)=Σk=0N-1X(k)expj(2πkΔft)t∈
]>其中T為符號周期，正交子載波的頻率間隔Δf＝1/T，X→=[X(0),X(1),K,X(N-1)]]]>是該符號相應(yīng)的調(diào)制矢量，X(k)(k＝0，1，K，N-1)是第k個子載波上的調(diào)制分量，對于QPSK調(diào)制方式，X(k)可以是來自于星座圖點集C={exp(jφk)|φk=0,π2,π,3π2}]]>的映射輸出，j是復(fù)數(shù)單位。根據(jù)IFFT/FFT算法實現(xiàn)頻域符號X(k)(0，1，K，N-1)對子載波序列的調(diào)制/解調(diào)的思路，時域信號矢量x→=N·IFFT[X→]=[x(0),x(1),K,x(N-1)],]]>各個分量x(n)(n＝0，1，K，N-1)是連續(xù)OFDM符號s(t)的時域采樣值，采樣間隔是Ts，即x(n)＝s(nTs)，(n＝0，1，K，N-1)。符號s(t)的峰均功率比如下定義PAR(dB)=10log2max{|s(t)|2}E{|s(t)|2}]]>OFDM符號的大峰均功率比來源于調(diào)制矢量 各分量相位的高一致性。N載波的OFDM系統(tǒng)，如果調(diào)制矢量 各分量的相位相同，時域符號的峰均功率比是平均功率的N倍。不失一般性，本文以通用的OFDM系統(tǒng)結(jié)構(gòu)為基礎(chǔ)進(jìn)行說明。
一般情況下，來自信源的音頻或者視頻信號，經(jīng)過信源編碼、信道編碼、QPSK調(diào)制和交織等操作以后，調(diào)制矢量 中仍舊可能出現(xiàn)多個分量相位一致的情形，需要進(jìn)行隨機化處理，即在各分量的相位上疊加一個偽隨機數(shù)值，首先根據(jù)映射關(guān)系f1→00，j→01，-1→11，-j→10，頻域矢量變換為二進(jìn)制流，輸入隨機相位擾動器，得到疊加了偽隨機二進(jìn)制序列的碼流，由逆映射f-1還原成為頻域復(fù)數(shù)符號。相位擾動器實際作用是迭加偽隨機二進(jìn)制序列，其生成多項式為S(x)＝x7+x4+1，需要預(yù)置任意的非全零的初始狀態(tài)字。
差分操作對偽隨機化處理后的調(diào)制矢量進(jìn)行相位差分編碼，實現(xiàn)如下的運算
其中，常數(shù)角 ∠表示求復(fù)數(shù)輻角主值運算，在本系統(tǒng)中求取輻角主值運算定義為 相應(yīng)地，接收機方面可以通過如下運算求得各分量X(k)(k＝0，1，K，N-1)的相位∠X(k)=∠{∠[∠(∠Xdiff(k)-π2)+π2]-∠Xdiff(k-1)}k=0,1,K,N-1]]>其中，∠Xdiff(-1)＝，接收機已知。差分操作不能夠使OFDM符號的峰均功率比得到抑制，只是作為回歸操作的補充，可以避免由于前一采樣值的錯誤接收，導(dǎo)致后續(xù)采樣點的差錯累積。
在大多數(shù)的實際應(yīng)用中，頻域信號X(k)在經(jīng)過隨機化處理和相位差分操作后，可以視作獨立的離散均勻分布(discrete uniform distribution)隨機變量，典型情況如MQAM、MPSK和APSK。所有的頻域信號X(k)來自于相同的星座圖，因此這N個離散的均勻分布隨機變量是獨立同分布的(i.i.d.)，則時域信號是不相關(guān)的；時域采樣信號是這N個離散均勻隨機變量的線性組合，由中心極限定理可以知道，當(dāng)載波數(shù)目很大時，調(diào)制矢量的每個分量對總和的影響都不起決定性作用時，和的分布可近似看成正態(tài)的，因此，時域信號是近似獨立同分布的高斯隨機變量。
OFDM符號波形類似高斯白噪聲，為抑制峰均功率比(PAR)，考慮傳送符號內(nèi)連續(xù)的多個時域采樣值的疊加值，則實際傳送的OFDM符號采樣值xrecu(n)為xrecu(n)=1FrΣk=0K-1[x(n-k)+mn-k]]]>
上式中，K為回歸深度，F(xiàn)r是回歸因子，F(xiàn)r＞0，mn-k是復(fù)常數(shù)。
|xrecu(n)|2=1Fr2{Re2[Σk=0K-1x(n-k)+mn-k]+Im2[Σk=0K-1x(n-k)+mn-k]}]]>Re[·]和Im[·]分別是求取復(fù)數(shù)實部和虛部的運算，不妨令Re[x(n)]＝xRe(n)，Im[x(n)]＝xIm(n)Re{mi}＝Im{mi}＝Re{mj}＝Im{mj}＝m(i，j＝0，1，K，N-1)則時域采樣信號x(n)的實部和虛部都是獨立同分布的高斯隨機變量，時域信號的實部均值E{xRe(n)}=E{Σk=0N-1Re[X(k)]cos(2πkΔfnTs)}-E{Σk=0N-1Im[X(k)]sin(2πkΔfnTs)}]]>X(k)(k＝0，1，K，N-1)是來自于QPSK星座圖C的離散均勻分布隨機變量，時域均值E{xRe(n)}＝0。
時域信號的實部方差E{(xRe(n)-E{xRe(n)})2}=E{Re2[Σk=0N-1X(k)expj(2πkΔfnTs)]}]]>=12E{Σk=0N-1[Re2[X(k)]+Im2[X(k)]]}=N/2]]>同理，時域信號的虛部均值E{xIm(n)}＝0，虛部方差E{(xIm(n)-E{xIm(n)})2}＝N/2，所以，在回歸輸出的功率表達(dá)式中，xRe(n-k)和xIm(n-k)是獨立同分布的高斯隨機變量，均值為μD＝0，方差σD2＝N/2。
時域信號功率|x(n)|2＝Re2[x(n)]+Im2[x(n)]，服從自由度2的中心x2分布，其概率密度函數(shù)Pdire(y)=1Ne-y/N;]]>根據(jù)中心x2分布的性質(zhì)，時域信號功率期望值μdire＝E{|x(n)|2}＝N，功率方差σdire2=N2.]]>在系統(tǒng)子載波數(shù)目以及調(diào)制方式確定的前提下，時域信號功率的期望值E{|s(t)|2}是固定常數(shù)。抑制峰均功率比(PAR)，根據(jù)其定義式，就要減少max{|s(t)|2}數(shù)值，或者從隨機角度分析，就是減少大數(shù)值即時功率出現(xiàn)的概率。定義包絡(luò)均值功率比EAR＝y(tǒng)/μrecu，以單個OFDM符號為研究對象，包絡(luò)均值功率比可以反應(yīng)OFDM符號的連續(xù)變化狀態(tài)；而峰均功率比只是符號周期內(nèi)包絡(luò)均值功率比的最大值，即PAR＝max{EAR}。
根據(jù)包絡(luò)均值功率比的定義，直接輸出OFDM符號的EAR概率密度函數(shù)為precu(EAR)＝e-EAREAR≥0。
根據(jù)克拉默—列維定理，隨機變量Σk=0K-1(xRe(n-k)+m)]]>和Σk=0K-1(xIm(n-k)+m)]]>服從均值為Km，方差為NK/2的高斯分布，回歸信號的實部1FrΣk=0K-1(xRe(n-k)+m)]]>和虛部1FrΣk=0K-1(xIm(n-k)+m)]]>是均值為μR＝Km/Fr，方差為σR2=NK/2Fr2]]>高斯分布隨機變量?；貧w信號的即時功率|xrecu(n)|2=1Fr2{[Σk=0K-1(xRe(n-k)+m)]2+[Σk=0K-1(xIm(n-k)+m)]2}]]>服從自由度2的非中心x2分布，非中心分布參量s2=2(KmFr)2,]]>則回歸信號輸出功率的概率密度函數(shù)為Precu(y)=12σR2e-(y+s2)/2σR2I0(ysσR2)y≥0,]]>其中，I0(x)是第一類零階修正貝塞爾函數(shù)，可以用無窮級數(shù)表示I0(x)=Σk=0∞(x/2)2k(k!)2x≥0.]]>回歸信號即時功率期望值μrecu＝E{|xx(n)|2}＝2σR2+s2，回歸信號輸出功率方差
σrecu2=4σR4+4σR2s2.]]>由包絡(luò)均值功率比的定義式，EAR=yμrecu,]]>則回歸信號包絡(luò)均值功率比的概率密度函數(shù)為Precu(EAR)=μrecu2σR2e-(μrecu·EAR+s2)/2σR2I0(μrecu·EARsσR2)EAR≥0.]]>目前關(guān)心的是包絡(luò)均值功率比取大值時的概率密度，當(dāng)設(shè)定回歸深度K＝2，回歸因子Fr＝3，包絡(luò)均值功率比EAR≥2(3dB)，令貝塞爾函數(shù)自變量x=μrecu·EARSσR2,]]>由于x＞＞1，第一類零階修正貝塞爾函數(shù)I0(x)≈ex2πx(1+18x).]]>差分回歸法可以通過減少大包絡(luò)均值功率比出現(xiàn)的概率而達(dá)到抑制OFDM信號峰均功率比的目的。
對于特定的系統(tǒng)，回歸信號的峰均功率比是回歸深度和回歸因子的函數(shù)，具體如何選擇適當(dāng)?shù)膮?shù)設(shè)置，取決于信道特性以及發(fā)射機功放的線性特性。
IFFT模塊輸出的時域采樣值按照時間順序串行進(jìn)入移位寄存器，寄存器長度等于回歸深度K。為了避免開始的K個采樣值功率過低，移位寄存器所有位預(yù)置來自星座圖點集{NKFrexp(jφk)|φk=π4,3π4,5π4,7π4}]]>的某個點，因此預(yù)置點的功率等于回歸信號的功率期望值?；貧w模塊實際輸出的OFDM符號為
其中，Rg(n)，(n＝0，1，K，K-2)是回歸寄存器K-1個位的初始狀態(tài)。根據(jù)發(fā)射機的上述關(guān)系式，能夠在接收機求得時域采樣點x(n)(n＝0，1，K，N-1) 正交頻分復(fù)用(OFDM)峰均功率比(PAR)抑制的差分回歸法，在對信息偽隨機化的基礎(chǔ)上，在頻域?qū)Ψ栂辔徊罘志幋a，在時域?qū)Σ蓸又祷貧w處理。理論分析和實驗證明，差分回歸法的整體運算量小，硬件復(fù)雜度增加不大，可以保證信息的實時性和信息流量，可以有效減少大功率即時功率值出現(xiàn)的概率，能夠到底抑制峰均功率比的目的。差分回歸法適用任何OFDM系統(tǒng)，而不會受到某些特定情況的限制。
權(quán)利要求
1.一種抑制正交頻分復(fù)用信號峰均功率比的差分回歸法，子載波序列的調(diào)制矢量經(jīng)過偽隨機化處理后，在頻域內(nèi)對調(diào)制矢量各分量的相位差分編碼；而回歸操作面向傅立葉反變換輸出的多個連續(xù)時域采樣值，其特征在于，包括如下步驟1)發(fā)射機對子載波序列調(diào)制矢量的偽隨機化處理；2)發(fā)射機對子載波序列調(diào)制矢量各分量的頻域相位差分編碼；3)發(fā)射機對串行頻域符號進(jìn)行串/并變換、傅立葉反變換及并/串變換；4)發(fā)射機對正交頻分復(fù)用信號時域采樣的回歸操作；5)接收機依次進(jìn)行時域反回歸操作、頻域解差分和頻域去偽隨機化，以恢復(fù)原始的信源信息。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的正交頻分復(fù)用信號峰均功率比抑制的差分回歸法，其特征在于，其中發(fā)射機調(diào)制矢量的各個分量全部來自于信源，每個分量的相位在頻域差分編碼前進(jìn)行偽隨機化處理，即在原始相位上疊加偽隨機相位。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的正交頻分復(fù)用信號峰均功率比抑制的差分回歸法，其特征在于，相位偽隨機化后的調(diào)制矢量，在頻域內(nèi)進(jìn)行相位差分編碼，以抑制無線移動信道的時變特性。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的正交頻分復(fù)用信號峰均功率比抑制的差分回歸法，其特征在于，發(fā)射機對傅立葉反變換模塊輸出的采樣值，進(jìn)行涉及多個時域采樣值的回歸操作。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的正交頻分復(fù)用信號峰均功率比抑制的差分回歸法，其特征在于，接收機依次進(jìn)行時域反回歸操作、頻域解差分和頻域去偽隨機化，以還原原始的信源信息。
6.根據(jù)權(quán)利要求1、2所述的正交頻分復(fù)用信號峰均功率比抑制的差分回歸法，其特征在于，疊加的偽隨機相位由特定的二進(jìn)制偽隨機序列生成多項式和數(shù)字調(diào)制星座圖映射關(guān)系確定，其中，偽隨機序列生成多項式的初始狀態(tài)非全零，并且發(fā)射機已知其定義式以及初始狀態(tài)。
7.根據(jù)權(quán)利要求1、5所述的正交頻分復(fù)用信號峰均功率比抑制的差分回歸法，其特征在于，時域回歸的峰均功率比抑制性能取決于系統(tǒng)設(shè)定參數(shù)復(fù)常數(shù)模值、回歸深度以及回歸深度，同樣的調(diào)制矢量設(shè)定不同的復(fù)常數(shù)模值、回歸深度以及回歸深度時，峰均功率比的抑制效果有差異。
全文摘要
一種抑制正交頻分復(fù)用(OFDM)信號峰均功率比(PAR)的差分回歸法，子載波序列的調(diào)制矢量經(jīng)過偽隨機化處理后，在頻域內(nèi)對調(diào)制矢量各分量的相位差分編碼；而回歸操作面向IFFT輸出的多個連續(xù)時域采樣值。其特征在于，包括如下步驟1)發(fā)射機對子載波序列調(diào)制矢量的偽隨機化處理；2)發(fā)射機對子載波序列調(diào)制矢量各個分量的頻域相位差分編碼；3)發(fā)射機對串行頻域符號進(jìn)行串/并變換、傅立葉反變換及并/串變換；4)發(fā)射機對正交頻分復(fù)用信號時域采樣的回歸操作；5)接收機依次進(jìn)行時域反回歸操作、頻域解差分和頻域去偽隨機化，以恢復(fù)原始的信源信息。
文檔編號H04L27/32GK1612512SQ20031010294
公開日2005年5月4日 申請日期2003年10月31日 優(yōu)先權(quán)日2003年10月31日
發(fā)明者劉揚, 石寅 申請人:中國科學(xué)院半導(dǎo)體研究所