專利名稱：接收多載波傳輸?shù)姆椒ā⑾到y(tǒng)和接收機的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及用于接收多載波傳輸?shù)姆椒?、系統(tǒng)和接收機。
背景技術：
應用于移動手持終端的業(yè)務需要相對較低的帶寬。估計類似MPEG4這樣利用高壓縮率的流視頻的最大比特率可達到每秒幾百千字節(jié)的比特率。
DVB-T(地面數(shù)字視頻廣播)傳輸系統(tǒng)通常提供10Mbps或更大的數(shù)據(jù)速率。通過引進基于時分復用(TDM)的方案可以大幅度減小平均DVB-T接收機功率的損耗。該引進方案稱為時間切片。
時間切片的思路是利用極高的帶寬以脈沖的形式迅速發(fā)送數(shù)據(jù)。這使得接收機僅在接收被請求業(yè)務的脈沖的時間段內(nèi)保持激活狀態(tài)。圖1示出了該時間切片的例子。這樣原始的流數(shù)據(jù)就可在高帶寬負載下以脈沖的形式發(fā)送出去。示出的兩個時間切片脈沖(100，101)，每個脈沖具有它們各自的同步部分(102)和攜帶業(yè)務的數(shù)據(jù)部分(103)可對接收到的數(shù)據(jù)進行緩沖。例如，如果移動手持終端需要適用固定低比特的速率，這就可通過對接收到的數(shù)據(jù)進行緩沖來提供。因此，通過對緩沖器(組)中的數(shù)據(jù)進行解包，終端應用程序所使用的數(shù)據(jù)甚至可作為流來使用。
例如對于脈沖大小是2Mbit而比特率是15Mbps的DVB-T，脈沖持續(xù)時間是146ms。如果固定比特率(從緩沖器中讀出脈沖的比特率)是350kbps(例如一個具有高質(zhì)量視頻的流業(yè)務)，則脈沖間的平均時間是6.1秒。
由于總的工作時間等于同步時間加上脈沖持續(xù)時間，因此為了更好的挖掘時間切片的潛力，必須對手持接收機的同步時間進行精確的最小化。
因此對于DVB手持環(huán)境來說，利用如時間切片這類基于TDM的系統(tǒng)的技術來將功率損耗減小至合理的數(shù)值是普遍的做法。因此為了更好的開發(fā)潛在的功率減耗，應該減小這類接收機的同步時間。更快的時間同步是所期望的。
下面將介紹根據(jù)現(xiàn)有技術用于多載波傳輸同步的方法。根據(jù)現(xiàn)有技術的常規(guī)DVB-T同步根據(jù)現(xiàn)有技術，直到在標準化出版物“數(shù)字視頻廣播(DVB)”(Digital Video Broadcasting)，ETS300744，章節(jié)4.4中對信道估計進行概略描述，常規(guī)的DVB-T同步方案才出現(xiàn)，該章節(jié)作為參考合并在此。圖2中示出了這種常規(guī)的同步方案。在起動以后，同步的第一步是預FFT(快速傅立葉變換)同步(200)。由于在此階段所有的矩陣都來自保護間隔的互相關，因此兩個OFDM(正交頻分復用)符號的常規(guī)同步時間是固有的。
對于隨后的后FFT(Post-FFT)同步(201)，考慮到在FFT延遲(通常為3個OFDM符號)后第一個OFDM符號可用于后FFT同步，4-5個OFDM符號的典型同步時間與這個階段有關。
在獲得了載波和定時同步之后，在信道估計能夠開始之前，必須確定OFDM符號中分散導頻的位置。由于分散導頻的位置直接涉及到OFDM幀中OFDM符號的數(shù)目，所以現(xiàn)有技術的DVB-T接收機中沒有包含專用的分散導頻同步，而是無論如何可用的基于TPS比特的OFDM幀同步(202)。因此，這意味著可變最小同步時間是17到68個OFDM符號。對于DVB-H(在手持移動終端環(huán)境中的DVB)時間切片的目的來說，這意味著接收機必須為下一個做準備，因此必須保留68個OFDM符號同步時間?？傊?，在信道估計(CHE，203)能夠開始之前，共有75個OFDM符號同步時間。假設處于8K模式，則依據(jù)保護區(qū)間的長度轉(zhuǎn)化成69-84ms。僅就這部分同步時間而言(信道估計忽略不計)，比起146ms的脈沖持續(xù)時間來說，這84ms就已經(jīng)十分令人滿意。總工作時間的37％用于這部分同步時間，而它大部分來自于TPS(傳輸參數(shù)信令)同步(202)。
下面描述根據(jù)現(xiàn)有技術用于多載波傳輸同步的另一種方法。
專利公開EP1267535A1引用了現(xiàn)有技術，該技術基于這樣的系統(tǒng)，其中分散導頻檢測器決定每個分散導頻的模式并將對應于每個分散導頻模式的子載波功率之和互相進行比較，這是基于導頻比普通數(shù)據(jù)具有更大功率的特征，從而在這些模式中檢測出具有最大功率的模式。
鑒于子載波傳輸中對于同步的各種限制，人們期望避免或減輕這些及其它與現(xiàn)有技術相關的問題。因此，這就需要相對較快但還十分可靠的同步。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的方法、系統(tǒng)和接收機可向多載波傳輸或它的一部分提供相對較快并十分可靠的同步。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面情況，提供了用于接收多載波傳輸?shù)姆椒ê拖到y(tǒng)，其中多載波傳輸包括各種符號，每個符號包括多個載波，其中存取至少兩個符號，這兩個符號被用于為該至少兩個符號的矩陣中的導頻載波建立通信模式，矩陣中第一個符號的載波與第二個符號的相應載波進行互相關，用以確定用來表示導頻載波位置的互相關最大值。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，提供了用于接收多載波傳輸?shù)慕邮諜C，其中多載波傳輸包括各種符號，每個符號包括多個載波，接收機包括用于對接收到的傳輸執(zhí)行FFT變換的快速傅立葉變換(FFT)裝置，從而至少獲得傳輸?shù)膬蓚€符號，延遲裝置，用于延遲已獲得的第一個符號來獲得另一個符號，其中包含符號和它們各自載波的矩陣被用來為矩陣中的第一個符號的導頻載波和另一個符號的導頻載波建立通信模式，相關器裝置，用于對矩陣中的符號的載波和另一個符號的相應載波進行互相關，累加器裝置，用于對從相關器得到的互相關結(jié)果進行累加。
裝置，用于檢測來自互相關結(jié)果并且表示導頻載波位置的互相關最大值，用于檢測來自表示導頻載波位置的互相關結(jié)果的互相關最大值的裝置。
本發(fā)明的一些實施方式可在OFDM符號中迅速且可靠地找到分散導頻的位置。
在不同的實施方式中，同步可以是基于這樣的認識，即例如分散導頻載波的某些可識別的載波可以在每個標準化符號的相同的標準化位置(即，相同載波指數(shù))上被找到。這些導頻載波是高度相關的，而其它例如數(shù)據(jù)載波的載波則不是。通過確定導頻載波的可能光柵位置，就可以為當前導頻載波位置找到清晰的互相關幅度最大值。根據(jù)導頻載波的位置就可識別符號。
本發(fā)明的不同實施方式提供了在多載波傳輸流中迅速獲得一定符號數(shù)的標識符的方法。這足以繼續(xù)進一步的信道估計和同步過程。作為總的結(jié)果，接收機的整個同步階段可大幅度減短。這對于工作在基于TDM功率節(jié)省模式的移動接收機是有益的。
有利地，同步時間(即直到信道估計前)可大幅度被減小。一些實施方式優(yōu)選地可工作在使實施方式可行的所有相關信道條件下。有利地，能夠可靠地發(fā)現(xiàn)OFDM符號的分散導頻柵格位置。因此，本發(fā)明的實施可安全的替代現(xiàn)有技術中基于TPS的OFDM同步。另外由于大部分的所需計算資源都來自于后FFT采樣，這相對來說降低了實施本發(fā)明的復雜度且因此是可實施的。然而，后FFT采樣計算資源的實施不是強制性的。例如，也可應用更為詳盡的設計或接收機利用其它的電路。
為了更好的理解本發(fā)明，以及為了其它的目的，以下參考附圖進行描述，它的范圍將在所附的權利要求書中指定。


本發(fā)明將僅通過示例結(jié)合附圖進行描述，其中圖1示出根據(jù)現(xiàn)有技術的時間切片原理的例子；圖2示出根據(jù)現(xiàn)有技術的DVB-T同步序列的例子；圖3以流程圖形式示出根據(jù)本發(fā)明的實施方式的用于接收信號的方法；圖4示出根據(jù)本發(fā)明的一些實施方式的分散導頻位置的例子，其中采用了導頻互相關；圖5示出根據(jù)本發(fā)明的一些實施方式的互相關結(jié)果的仿真結(jié)果的例子；圖6示出根據(jù)本發(fā)明的一些實施方式的對于不同信道環(huán)境的最小化保護比率的仿真結(jié)果的例子；圖7示出根據(jù)本發(fā)明的一些實施方式的最小化保護比率相對于部分載波頻率偏移的仿真結(jié)果的例子；圖8示出根據(jù)本發(fā)明的一些實施方式的最小化保護比率相對于多普勒頻率的仿真結(jié)果的例子；圖9示出根據(jù)本發(fā)明的實施方式的用于接收傳輸?shù)慕邮諜C的部分功能方框圖；圖10示出根據(jù)本發(fā)明的實施方式的用于接收傳輸?shù)慕邮諜C的一般的簡化功能方框圖；圖11示出其中可以應用本發(fā)明實施方式的一些原理的系統(tǒng)的通用架構。
具體實施例方式
下面對不同實施方式的描述將參考構成說明書一部分的附圖，這些附圖示出了可以實現(xiàn)本發(fā)明的各類實施方式?？梢岳斫馄渌鼘嵤┓绞降氖褂靡约敖Y(jié)構和功能上的改進沒有脫離本發(fā)明的范圍。
多載波信號接收及快速分散導頻同步圖3以流程圖形式示出根據(jù)本發(fā)明的一些實施例用于接收信號的方法。該方法通過在步驟300中接收多載波傳輸并且對接收到的信號執(zhí)行快速傅立葉變換(FFT)而開始。
本發(fā)明的各種實施方式使用了用于接收如OFDM信號的多載波信號的方法。這樣做是有利的，因為多載波傳輸激起了人們極大的興趣。多載波傳輸優(yōu)選地具有分散柵格導頻位置方案。類似OFDM信號的多載波信號可用于DVB中。另外多載波信號也可應用于其它的系統(tǒng)，例如采用移動電話技術的系統(tǒng)，或者應用于例如ISDB(綜合業(yè)務數(shù)字廣播)和DAB(數(shù)字音頻廣播)的數(shù)字電視系統(tǒng)中。然而在其它一些情況中，例如是OFDM的多載波傳輸可在移動DVB中或是承載IP的移動DVB環(huán)境中實施。實施的移動DVB環(huán)境可稱為DVB-H(DVB手持)或是早些時候的DVB-X。多載波傳輸由接收機接收。因為考慮到節(jié)省功率的因素，時間切片原理優(yōu)選地應用于節(jié)省接收機的功率，該接收機優(yōu)選地是移動接收機。在時間切片中，傳輸以脈沖的形式進行。相應地，接收機接收并適應可能的脈沖。脈沖中的同步應當足夠的迅速和可靠。本發(fā)明的另外一些實施方式涉及到DVB-T/DVB-H的分散導頻方案。相同的原理還可應用于類似的導頻方案中。
在一些情況中，接收機同步期間必須要找到符號數(shù)(例如，在OFDM中，0到67)。對于每一個符號數(shù)，分散導頻的位置都已定義了。分散導頻用于信道估計和微調(diào)時序。因此這些操作只能在已知分散導頻位置的情況下才能開始。因此在接收機同步期間，為了能夠開始信道估計，應該確定符號中分散導頻的位置。
因此，多載波信號接收的各種實施方式中，在實現(xiàn)載波和定時同步后，必須在信道估計開始之前確定OFDM符號中分散導頻的位置。由于分散導頻位置直接涉及到OFDM幀中OFDM符號數(shù)，因此在標準的DVB-T接收機中，通常沒有專門的分散導頻同步。
回到圖3所示的例子，在步驟300的FFT之后，在步驟301獲取和接收符號。在步驟302中，以依賴于時間的方式對接收到的符號進行一定程度上的延遲。已接收的符號優(yōu)選地可延遲到另一個符號，在步驟303中，另一個符號被接收。
在各種實施方式中，符號以某個預定的排序方式來發(fā)送，通常是基于標準的。本發(fā)明的各種實施方式涉及到接收符號和如何處理它們。該符號可被接收和保存。接收到的符號可被延遲以獲取下一個符號。符號連續(xù)不斷地被傳送，這樣接收到的符號涉及到某個時間點，而另一個延遲的時間點涉及到另一個符號。
然而本發(fā)明的各種實施方式提出了一種用一些OFDM符號的固定同步時間來確定分散導頻位置的方法。根據(jù)使用符號的定義，優(yōu)選地使用五個或四個符號。因此，這些實施方式允許當OFDM幀同步仍然正在進行時執(zhí)行信道估計和后續(xù)的任務。
回到圖3所示的例子，在接收到至少兩個不同符號后，在步驟304中計算載波對互相關。用于計算互相關的載波選優(yōu)地從不同的符號中選擇，即第一個符號的某些載波和另一個符號的某些載波。某些載波的選擇有利地基于第一個符號的導頻載波與另一個符號的導頻載波之間的通信模式。在步驟305中，互相關結(jié)果優(yōu)選地被存儲在累加器中。
在一些實施方式中，對于每個可能的分散導頻位置存在一個累加器(例如，在DVB-T/DVB-H中是4個)。因此在本實施方式中，互相關結(jié)果只能被加到它們其中的一個，而被測載波是屬于它的。
回到圖3所示的例子，在步驟306中，檢測釋放互相關是否已經(jīng)到達。所以可以重復執(zhí)行步驟304、305和306直到某個釋放指數(shù)到達。如果釋放指數(shù)沒有到達，則關于這兩個符號的某些不同載波的下一個互相關將根據(jù)步驟304和305計算。優(yōu)選地，釋放互相關指數(shù)和另一個符號(相比較于第一次接收到的另一個)的數(shù)字以這樣一種方式選擇，即為處于包含這兩個符號的載波的矩陣中的導頻載波(位置)建立某個預定的已知通信模式。因此互相關的數(shù)量和另一個符號的數(shù)字可基于已知通信模式，該模式用于處在包含這兩個符號的載波的矩陣中的導頻載波(位置)。
不同的實施方式是基于這樣一種思路，即可在每個預定OFDM符號的相同位置能夠找到多載波信號的分散導頻。舉例來說，相同的載波指數(shù)可表示導頻載波的位置。符號中導頻載波的重復模式還可有利地在一定量的符號之后重復，例如在每第四個符號之后。這些分散導頻是高度相關的，而數(shù)據(jù)載波不是。
在一些實施方式中，某個載波對的互相關是可計算的。結(jié)果存入到存儲器中。檢查釋放載波指數(shù)的條件。如果釋放載波指數(shù)還沒有到達，則計算和存儲將繼續(xù)。例如，符號的各種載波被處理。如果釋放載波指數(shù)已到達，將對存儲器進行處理。因此，基于相關性矩陣，對一定量的最終互相關進行計算。最終互相關以這樣一種方式來計算，即對一定的互相關計算結(jié)果對進行求和。從最終互相關中選擇出的具有最大值的最終互相關結(jié)果指示出導頻載波的位置。
回到圖3所示的例子，在步驟307中，從計算出的互相關中確定互相關幅度最大值。選優(yōu)地，由于分散導頻是高度相關的，而其它的數(shù)據(jù)載波不是，因此就可為表示導頻載波指數(shù)的互相關找到清晰的互相關幅度最大值。對于循環(huán)304、305和307中計算出的互相關執(zhí)行步驟307的確定或比較。
因此通過確定分散導頻的可能柵格位置，就可以為當前分散導頻柵格位置找到清晰的互相關幅度最大值。
舉例來說，每第四個OFDM符號就周期性的出現(xiàn)基本類似的分散導頻柵格位置。通過根據(jù)四個矩陣來確定四個可能的分散導頻，就可由這四個中的最高幅度值來確定當前分散導頻柵格的位置。
回到圖3，在步驟308中，信道估計(CHE)可在接收過程中繼續(xù)進行。
本發(fā)明的一些實施方式提供了在DVB-T/DVB-H數(shù)據(jù)流中迅速獲取OFDM符號數(shù)的兩個最低有效位(LSB)的途徑。兩個LSB就足以繼續(xù)進行下一步的信道估計和同步過程。
許多仿真結(jié)果都表明即使在極端的信道環(huán)境下，本發(fā)明的各種實施方式依然能保持健壯。舉例來說，如圖6，7和8中所示的對于5％導頻頻率偏移，100Hz多普勒和0dB SNR的仿真。
有利地，從總的結(jié)果來看，接收機的整個同步相位大幅度減小。這對于工作在時間切片模式并且功率很重要的DVB-H接收機來說尤為關鍵。因此各種包含的同步技術快速分散導頻同步可將DVB-T/H接收機的同步時間大幅度加快到84％。尤其對工作在時間切片模式的DVB-H接收機來說，這對于減小功率消耗十分重要。通過仿真可以看出，對于所有相關操作情況來說，都可可靠地找到OFDM符號的分散導頻柵格光柵位置。因此，快速的分散導頻同步可安全的代替基于TPS的OFDM幀同步。優(yōu)選地，由于在不同的情況下接收機的同步時間可大幅度的減小，因此就可更好的開發(fā)時間切片的潛力。
各種快速和可靠的分散導頻同步圖4示出根據(jù)本發(fā)明的一些實施方式的其中可以采用導頻互相關的分散導頻位置的例子。根據(jù)本發(fā)明的一些實施方式提出了快速分散導頻同步，OFDM符號內(nèi)分散導頻的位置從而OFDM符號數(shù)的兩個LSB可在五個OFDM符號的固定延遲之后被找到。由于只有在找到這個位置之后才能進行同步，所以相比較基于TPS的解決方式來說，可實現(xiàn)加速至63個OFDM符號(在8k模式下，大約是63ms)。對于時間切片來說，這是個相對的數(shù)字，因為DVB-H時間切片接收機為了保證同步，必須為最壞情況下的延遲做準備。
因此在本發(fā)明的一些另外實施方式中，建議使用基于互相關的快速分散導頻同步來將分散導頻同步所需時間減至五個OFDM符號。該方法利用這樣一種事實，即在經(jīng)過四個OFDM符號后，重復分散導頻柵格位置。
例如，在合并在此作為參考的標準出版物“數(shù)字視頻廣播(DVB)”，ETSI ETS 300744中給出了分散導頻的位置，如對于指數(shù)為1(范圍從0到67)的符號來說，指數(shù)K屬于{k＝Kmin+3×(1mod 4)+12p/p integer，p≥0，k∈[Kmin；Kmax]}子集的載波是分散導頻。其中p可能是任何大于或等于零的整數(shù)，只要k的結(jié)果沒有超出有效范圍[Kmin；Kmax]。Kmin是0，而對于2k模式，Kmax是1704，(對于4k模式是3408)，對于8k模式Kmax是6816。
圖4示出了分散導頻的位置(用黑點表示)。在本例中，數(shù)據(jù)載波用圓圈繪出。橫軸表示頻率(f)。因此整個橫行示出了符號，即符號(410)。縱軸表示時間(t)?？v行示出具有相同指數(shù)(K)的載波。例如，載波(400)表示Kmin而載波(40Kmax)表示Kmax。因此符號的發(fā)送/接收是與時間有關的，而符號中的不同載波是與頻率有關的。
在一些DVB標準化例子中，符號數(shù)從0到67(共計68個符號)。這些符號按照數(shù)字順序進行索引，因此它們到達的時間不同。在DVB例子中，K值取決于可應用的模式，例如可以為2k(Kmin＝0-Kmax＝170)，也可以是4k(Kmin＝0-Kmax＝3408)和8k(Kmin＝0-Kmax＝6816)。因此符號中的載波利用不同的頻率到達。
優(yōu)選地，圖4中的例子表示為導頻載波(黑點)建立起的通信模式。圖4中有利的示出了導頻的對角線的建立。此外，不同符號的載波的某些指數(shù)在它們各自符號內(nèi)的出現(xiàn)是類似的。
快速分散導頻同步的一些實施方式利用這樣的事實，即在經(jīng)過四個OFDM符號后，分散導頻柵格位置將重復出現(xiàn)。這些分散導頻是高度互相關的，而數(shù)據(jù)載波則不是。
本例中，在存取了當前和最后但是是第四個OFDM符號后，對于四個可能的分散導頻柵格位置執(zhí)行四次互相關。
依舊參照圖4，S(n，c)作為一個復數(shù)，表示當前OFDM符號(指數(shù)n)的第n個子載波。在圖4中，例子S(n-4，0)，S(n，0)，S(n-4，12)和S(n，12)用來表述下面的一些方程。應當注意到為了清楚起見，僅描述了根據(jù)方程的互相關C1，C1’，C2，C3和C4(可能的導頻載波位置)的第一個位置?？筛鶕?jù)給定方程執(zhí)行另外的指數(shù)p來獲得其它的位置。這四個互相關可如下給出C1(n)=|Σp=0pmaxS(n,12p+12)·S*(n-4,12p+12)|]]>
C2(n)=|Σp=0pmaxS(n,12p+3)·S*(n-4,12p+3)|]]>C3(n)=|Σp=0pmaxS(n,12p+6)·S*(n-4,12p+6)|]]>C4(n)=|Σp=0pmaxS(n,12p+9)·S*(n-4,12p+9)|]]>對于2k模式，Pmax＝141，對于4k模式，Pmax＝283，對于8k模式，Pmax＝567。
根據(jù)該互相關的定義，這四個都考慮了相同的載波數(shù)目。另一個可選方式是將C1’定義成C1′(n)=|Σp=0pmaxS(n,12p)·S*(n-4,12p)|]]>通過確定分散導頻的所有四個可能的柵格位置，清晰的幅度最大值Cmax(n)＝max(Cp(n))；p∈{1，2，3，4}可在當前的分散導頻柵格位置(SPRP)處找到，該SPRP為SPRP(n)=argmaxp(Cp(n));p∈{1,2,3,4}.]]>優(yōu)選地，SPRP清楚的表示出導頻的位置，因此使得符號可被識別。
關于方程C1，C2，C3，C4和C1’的例子可產(chǎn)生數(shù)值的實值。然而，在另外的一些實施方式中，復數(shù)和/或數(shù)值可被使用，也就是這些值能夠代表i/q參數(shù)的絕對值。
方程中的指數(shù)可與應用模式的分散柵格導頻位置相一致。因此圖4僅用于示例，而不是將本發(fā)明限制在圖4中的特定模式。另外導頻的定位可以是這樣，即不同符號中的相同載波指數(shù)可以不需要一致，但不同符號的不同載波標記要一致。對于分散柵格導頻位置，還需要知道預定的規(guī)則的已知模式，這樣就可將方程應用于所述的預定的規(guī)則的已知模式。
在圖4所示的例子中，C1和C1’的互相關具有最大值。因此，根據(jù)該互相關，就可推斷出某個符號是當前的已接收符號。
一些快速分散導頻同步的實施方式所需時間有利地僅僅是五個OFDM符號。因此總共(包括預和后FFT同步)是12個OFDM符號。對于8k模式，這轉(zhuǎn)化成11-13.4ms。根據(jù)這些數(shù)值，在信道估計之前，僅需要總共工作時間的8％。和標準的TPS同步相比較，提高了84％。仿真結(jié)果可執(zhí)行幾項仿真來顯示同步方案的各種實施方式的有效性和魯棒性。
Synopsys的CoCentric System Studio中建立了整個系統(tǒng)環(huán)境，包括完整的DVB-T/H發(fā)送機和位真DVB-T/H接收機。信道模型允許在不同的配置中選擇，例如是AWGN(加性高斯白噪聲)或具有AWGN的移動信道。對于移動信道，抽頭發(fā)生方法的實施是基于“信道仿真器I直接形式”。
圖5示出對于本發(fā)明的不同實施方式，在不同的AWGN水平上128次連續(xù)執(zhí)行分散導頻同步的仿真結(jié)果。
圖5給出了具有3dB SNR，0dB SNR，和-5dB SNR的三個例子。顯然，Cmax(n)的水平隨著SNR的提高而提高(圖6中示出三條最高的曲線，它們對應于匹配的分散導頻柵格位置)，而非匹配分散導頻柵格位置的互相關幅度保持不變(圖5中最下方的曲線)。有利地，即使在-5dB SNR，Cmax(n)明顯地不同于三個非匹配位置。
做為一種對魯棒性的測量，將保護比率(PR)定義成PR(n)=min(Cmax(n)Cp(n));]]>p∈{1，2，3，4}/{SPRP(n)}對于下面的導頻，額外的最小PR(MPR)可定義成MPR＝min(PR(n))；n∈
。
圖6示例了對于三個不同的信道條件的最小保護比率(MPR)。因此也提供了MPR相對于信噪比(SNR)的例子?！甊ayleigh’和‘SFN’(單頻網(wǎng)絡)信道模型都利用了具有下面性質(zhì)的相同的抽頭發(fā)生方法

可對2k模式進行仿真，該模式的保護間隔為1/32，即OFDM符號持續(xù)時間224us加上7us的保護間隔。對于‘SFN’情況，將有目的性地受到極大的內(nèi)部符號干擾(ISI)。
圖6的例子表明如果例如例子中的數(shù)值大約是1.0則區(qū)分互相關最大值是十分可行的。優(yōu)選地，對于仿真的極端SFN情形，1.13的最小保護比率可實現(xiàn)-5dB的SNR。因此表示分散導頻柵格位置的互相關最大值可有利地被識別。
可執(zhí)行另一系列仿真來檢測圖7中所示另外實施方式的載波頻率偏移的敏感度。圖7示出2k模式，保護間隔為1/32，以0dB的SNR使用瑞利(Rayleigh)信道配置的結(jié)果。頻偏是以子載波空間的百分比給出的。在后FFT同步后，應遠低于25％。
圖7所示的例子表現(xiàn)出有趣的效果。直觀上會希望MPR隨著子載波頻偏的增大而減小。但是在這里它首先在某個適度的頻偏范圍內(nèi)增大，直到它最終遵循預期的行為。該效果很可能是由于所使用的瑞利信道配置造成的。在相對較小的頻率偏移下，分散導頻子載波可位于信道傳送函數(shù)的較高幅值處。這將直接提高MPR的值，但隨著進一步提高載波頻率偏移，載波交叉干擾(ICI)的效應最終將控制和導致MPR值的下降。無論如何，在整個載波頻率偏移的范圍內(nèi)，大于2.5的MPR值可有利地被保持。因此表示分散柵格導頻位置的相關性最大值可有利地被識別。
圖8示出將最小保護比率與多普勒頻率相比較的其它實施方式的仿真結(jié)果。一系列的仿真結(jié)果可用來實施對多普勒頻率敏感性的檢測。共同的仿真參數(shù)是2 k模式，保護間隔為1/32，瑞利信道配置，以及10％的子載波空間偏移。圖9示例了對于0dB SNR和5dB SNR的仿真結(jié)果。
參照圖8所示，由于所提出的同步方案是基于分別地對OFDM符號的分散導頻進行互相關，所以它本身假定在這段時間信道環(huán)境是處于“準靜態(tài)”的。所以，從圖8中可以很明顯的看出，該方案對多普勒頻率具有一定的敏感性。不管怎樣，在5dB的SNR時，MPR＞1，大約是230Hz多普勒，即在一些實施方式中沒有故障檢測發(fā)生。所以在常規(guī)的多普勒范圍內(nèi)，這些實施方式明顯是可操作的。因此多普勒本身沒有給本發(fā)明設置任何限制因素，而是這些原理可以同樣適用于對多普勒敏感的環(huán)境。這對于常規(guī)移動接收機的移動是有利地。
一種處理具有極端多普勒環(huán)境的方法是對另一個符號對重復快速同步過程。因此通過重復，本發(fā)明的實施方式將可實現(xiàn)更強的魯棒性。例如圖3中所示的過程。所以對第一個符號對執(zhí)行實施過程，而另一符號對的接收將被延遲。因此現(xiàn)在四個符號被存取而每兩對被進行互相關操作。第二輪將驗證第一輪的結(jié)果。可有多輪的重復，重復過程用于使得識別和相應的正常接收更加健壯。
各種附加的實施圖9示出根據(jù)本發(fā)明的實施方式，用于接收傳輸?shù)慕邮諜C的部分功能方框圖。有利地，在知道符號數(shù)后，還可以知道分散導頻的位置，這可以是接收機和操作的一個目標。判決模塊(909)用來搜尋最大值。接收機的一些實施方式可用來實施圖3中示例的過程。接收機包括FFT模塊(901)，用于對接收到的類似OFDM信號的多載波信號執(zhí)行FFT。FFT模塊(901)或類似模塊與延遲模塊(902)相連。FFT模塊(901)還和相關器(903)相連。延遲模塊(902)與相關器(903)相連。符號的獲取和接收由FFT(901)完成。延遲模塊(902)可用來以依賴于時間的方式在一定程度上對接收到的符號進行延遲。接收到的符號可優(yōu)選地被延遲至另一個符號。接著延遲模塊(902)可獲取另一個符號。
參照圖9的示例，在至少兩個不同符號被接收后，相關器(903)計算載波對的互相關。用于互相關的載波優(yōu)選地可在不同的符號中選擇，即第一個符號的第一個載波和另一個符號的第一個載波。相關器(903)和累加器1-4(905-908)通過多路選擇器(904)相連。累加器(905-908)用來存儲各自的互相關計算結(jié)果，例如，互相關C1可存在累加器1(905)內(nèi)。
還參照圖9，判決模塊(909)用來檢測累加器(905-908)的互相關結(jié)果。為了簡單起見，圖9中省略了用于結(jié)束互相關累加的控制邏輯。應該注意到互相關和累加器的數(shù)目不僅限于本例中所示的四個。優(yōu)選地，數(shù)目與釋放互相關指數(shù)及另一個符號的數(shù)目(相對于第一個接收到的另一個)相對應，可以以這樣一種方式來選擇，即為包含這兩個符號的載波的矩陣中的導頻載波(位置)建立預定的已知通信模式。
還參照圖9，判決模塊(909)有利地可為計算得到的互相關計算或?qū)ふ一ハ嚓P幅度最大值。優(yōu)選地，因為分散導頻是高度相關的，而其它的數(shù)據(jù)載波不是的，所以對于表示導頻載波指數(shù)的互相關來說，清晰的互相關幅度最大值是可找到的。
因此通過確定可能的分散導頻柵格位置，對于當前分散導頻柵格位置可找到清晰的互相關幅度最大值。
而參照圖9，在接收過程中，判決模塊與信道估計(CHE)(910)相連，從而可以持續(xù)進行接收過程。
一些實施方式涉及到DVB-T導出標準，稱為‘DVB-H’，它激起人們很大的興趣，并且在包括其它的標準中，它最有可能支持‘時間切片’的特性。這是在類似移動電話的小型和移動設備中支持DVB-H的關鍵成因。
優(yōu)選地，因為大部分的所需計算資源無論如何對于后FFT采樣的獲取是可用的，所以用于實施同步技術的各種實施方式的復雜度相當?shù)汀．斎?，后FFT采樣計算資源不僅僅是強制實施的。例如，也可使用更具體的設計，或是其它應用的接收機所使用的電路。
本發(fā)明的實施方式可在任意的DVB-T/DVB-H接收機中實施。例如，本發(fā)明的實施方式可在ASIC中實現(xiàn)。
然而在一些實施方式中，將包含分散導頻同步的模塊是接收機的BUF(緩沖器)。該緩沖器模塊可用來存儲數(shù)據(jù)載波和幾個OFDM符號的分散導頻載波，以便允許信道估計(CHE)可越過幾個OFDM符號。
因此，在FFT的輸出處，存在將載波劃分成數(shù)據(jù)載波的多路選擇器、連續(xù)的導頻載波、分散導頻載波和可能的TPS載波。為此，必須要知道分散導頻的位置(這些載波的指數(shù))。所有其它的位置是不變的。
根據(jù)現(xiàn)有技術，常規(guī)的除了其它的方式以外，是使用TPS同步，在OFDM幀中確定OFDM符號數(shù)。因此這種操作方式可由本發(fā)明的實施方式來代替。
圖10中示例出接收機的更為通用的功能方框圖。所示的接收機1000可用于任意或所有的實施方式中。接收機包括處理單元(1003)，例如是OFDM信號接收機的多載波信號接收機部分(1001)以及用戶接口(UI)。用戶接口包括顯示屏(1004)和鍵盤(1005)。此外，UT包括音頻輸入(1006)和音頻輸出(1007)。處理單元(1003)包括微處理器(沒有示出)、可能的存儲器(沒有示出)和軟件(沒有示出)。處理單元(1003)基于軟件控制接收機1000的操作，例如接收信號，接收數(shù)據(jù)流，接收符號，通過延遲已接收信號來接收另一個符號，對兩個不同符號的分散導頻載波進行互相關操作，比較互相關的結(jié)果，確定分散柵格導頻位置的位置，計算所述的符號。各種操作依照圖3-9的例子進行了描述。
參照圖10，可選地，可利用中間件或軟件實施(沒有示出)。接收機1000可以是便于用戶攜帶的手持設備或是移動設備。有利地，接收機1000可以是移動電話，其中包括多載波信號接收器部分(1001)，例如用于接收OFDM信號的OFDM接收機。接收機可與服務提供商互動。
本發(fā)明的各種實施方式可應用于圖11中的系統(tǒng)。接收機(1100)優(yōu)選地運作在數(shù)字廣播網(wǎng)絡(DBN)(1101)的覆蓋范圍下，而該網(wǎng)絡是使用例如是基于OFDM無線信號傳輸。接收機能夠接收DBN正在提供的傳輸并且接收基于OFDM的信號。接收機的操作可以是接收信號，接收數(shù)據(jù)流，接收符號，延遲已接收信號來接收另一個符號，對兩個不同符號的分散導頻載波進行互相關，比較互相關的結(jié)果，確定分散柵格導頻位置的位置，確定所述的符號。各種操作依照圖3-9的例子進行了描述。
結(jié)果和范圍盡管對認為是本發(fā)明的優(yōu)選實施方式進行了描述，但是本領域的技術人員將認識到對它們的改變和修改沒有脫離本發(fā)明的精神，對所有這些改變和修改所要求的保護都落入到本發(fā)明的真正范圍。
權利要求
1.一種接收多載波傳輸?shù)姆椒ǎ渲兴龆噍d波傳輸包括各種符號，每個符號包括多個載波，所述方法包括步驟存取至少兩個符號，所述符號用來為所述至少兩個符號的矩陣中的導頻載波建立通信模式，將所述矩陣中所述第一個符號的載波和所述第二個符號的相應載波進行互相關，和確定表示導頻載波位置的互相關最大值。
2.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中對所述被存取的符號進行選擇，以便為符號矩陣中的某些載波位置而在符號的導頻載波間建立所述通信模式。
3.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中所述存取步驟包括接收傳輸?shù)乃龅谝粋€符號，相對于所述第二個符號延遲所述第一個符號，其中所述符號用來為所述兩個符號的矩陣中的導頻載波建立所述通信模式。
4.根據(jù)上述任意一項權利要求所述的方法，其中所述被存取符號包括當前接收到的符號和跟隨當前接收符號的某個預定的另一個符號。
5.根據(jù)權利要求4所述的方法，其中所述被存取的符號包括當前接收到的符號和跟隨所述當前接收符號的某個預定的另一個符號，以便為了所述符號矩陣中的某些載波位置而在所述符號的導頻載波間建立所述通信模式。
6.根據(jù)上述任意一項權利要求所述的方法，其中所述某個預定的另一個符號包括跟隨所述當前接收符號的第四個符號。
7.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中所述互相關的步驟包括執(zhí)行所述第一個符號的第一個可能導頻載波位置和所述第二個符號的第一個可能導頻載波位置之間的第一次互相關，執(zhí)行所述第一個符號的第二個可能導頻載波位置和所述第二個符號的第二個可能導頻載波位置之間的第二次互相關，執(zhí)行所述第一個符號的第三個可能導頻載波位置和所述第二個符號的第三個可能導頻載波位置之間的第三次互相關，執(zhí)行所述第一個符號的第四個可能導頻載波位置和所述第二個符號的第四個可能導頻載波位置之間的第四次互相關，從用于表示當前分散導頻柵格位置的第一，第二，第三，第四個互相關中檢測所述互相關最大幅度。
8.根據(jù)權利要求7所述的方法，其中所述第一次互相關是基于下述方程計算的C1(n)=|Σp=0pmaxS(n,12p+12)·S*(n-4,12p+12)|]]>其中S(n，c)表示所述當前符號的第c個子載波，Pmax取決于所使用的傳輸模式。
9.根據(jù)權利要求7所述的方法，其中所述第二次互相關是基于下述方程計算的C2(n)=|Σp=0pmaxS(n,12p+3)·S*(n-4,12p+3)|]]>其中S(n，c)表示所述當前符號的第c個子載波，Pmax取決于所使用的傳輸模式。
10.根據(jù)權利要求7所述的方法，其中所述第三次互相關是基于下述方程計算的C3(n)=|Σp=0pmaxS(n,12p+6)·S*(n-4,12p+6)|]]>其中S(n，c)表示所述當前符號的第c個子載波，Pmax取決于所使用的傳輸模式。
11.根據(jù)權利要求7所述的方法，其中所述第四次互相關是基于下述方程計算的C4(n)=|Σp=0pmaxS(n,12p+9)·S*(n-4,12p+9)|]]>其中S(n，c)表示所述當前符號的第c個子載波，Pmax取決于所使用的傳輸模式。
12.根據(jù)權利要求7所述的方法，其中所述第一次互相關是基于下述方程計算的C1(n)=|Σp=0pmaxS(n,12p)·S*(n-4,12p)|]]>其中S(n，c)表示所述當前符號的第c個子載波，Pmax取決于所使用的傳輸模式。
13.根據(jù)權利要求7所述的方法，其中檢測所述互相關的最大幅度的步驟是基于下面的方程Cmax(n)＝max(Cp(n))；p∈{1，2，3，4}其中Cp(n)表示第一，第二，第三和第四次互相關值，p用來確定用于識別某個符號的導頻載波位置，以及所述當前分散導頻柵格位置(SPRP)的尋找是基于下面的方程SPRP(n)=argmaxp(Cp(n));p∈{1,2,3,4}]]>其中Cp(n)表示第一，第二，第三和第四次互相關值，p用來確定用于識別某個符號的導頻載波位置。
14.根據(jù)上述任意一項權利要求所述的方法，其中所述多載波傳輸包括使用時間切片的OFDM傳輸，所述符號包括OFDM符號和多個包括數(shù)據(jù)載波和分散導頻載波的載波。
15.根據(jù)上述任意一項權利要求所述的方法，其中所述多載波傳輸包括依靠脈沖節(jié)省功率的時間切片，以及為尋找所述接收到的符號的指數(shù)，根據(jù)所指示的導頻位置將所述接收機的同步放入到所述的脈沖中去。
16.根據(jù)上述任意一項權利要求所述的方法，其中所述多載波傳輸包括使用基于脈沖的時間切片的DVB傳輸，以及為尋找指示OFDM符號的標識，根據(jù)所指示的導頻位置將同步加入到所述的脈沖中去。
17.一種接收多載波傳輸?shù)南到y(tǒng)，其中所述多載波傳輸包括各種符號，每個符號包括多個載波，所述系統(tǒng)包括用于存取至少兩個符號的裝置，所述符號用來為至少兩個符號的矩陣中的導頻載波建立通信模式，用于將所述矩陣中所述第一個符號的載波和所述第二個符號的相應載波進行互相關的裝置，用以確定表示導頻載波位置的互相關最大值。
18.一種接收多載波傳輸?shù)慕邮諜C，其中所述多載波傳輸包括各種符號，每個符號包括多個載波，所述接收機包括快速傅立葉變換(FFT)裝置，用于對已接收傳輸執(zhí)行FFT變換，從而獲得傳輸?shù)闹辽賰蓚€符號，延遲裝置，用于延遲已獲得的第一個符號來獲得另一個符號，其中包括符號和它們各自載波的矩陣被用來為所述矩陣中所述第一個符號的導頻載波和所述另一個符號的導頻載波建立通信模式，相關器裝置，用于對所述矩陣中所述符號的載波和所述另一個符號的相應載波進行互相關，累加器裝置，用于對從所述相關器得到的所述互相關結(jié)果進行累加，用于從表示導頻載波位置的所述互相關結(jié)果檢測互相關最大值的裝置。
19.根據(jù)權利要求18所述的接收機，其中，用于至少執(zhí)行所述相關器裝置和所述用于檢測的裝置的操作的計算資源包括用于在接收機中執(zhí)行后FFT采樣的相同計算資源。
20.根據(jù)權利要求18所述的接收機，其中所述接收機的緩沖裝置包括所述延遲裝置、所述相關器裝置、所述累加器裝置和所述用于檢測互相關最大值的裝置。
全文摘要
接收DVB傳輸?shù)囊苿邮殖纸K端需要相對較低的功率損耗，而基于TDM的傳輸可用來減少終端的功率。為了尋找導頻載波位置，存取至少兩個符號，所述符號用來為至少兩個符號的矩陣中的導頻載波建立通信模式。矩陣中第一個符號的載波和第二個符號的相應載波進行互相關，以便確定表示導頻載波位置的互相關最大值。
文檔編號H04L27/26GK1839604SQ03827107
公開日2006年9月27日 申請日期2003年9月22日 優(yōu)先權日2003年9月22日
發(fā)明者路德維?！な┪掷谞? 安德烈·考夫曼, 朱西·韋斯馬 申請人:諾基亞公司