專利名稱：用于針對(duì)正交頻分復(fù)用的信道估計(jì)的相關(guān)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于利用正交頻分復(fù)用(OFDM)的通信系統(tǒng)中的信道估計(jì)的方法和設(shè)備。
背景技術(shù)：
本發(fā)明具體用于無(wú)線數(shù)字通信系統(tǒng)領(lǐng)域。在這些系統(tǒng)中，一個(gè)系統(tǒng)通常處理多徑信道由于障礙物的反射。發(fā)射信號(hào)在經(jīng)過(guò)許多路徑后到達(dá)接收機(jī)。因此接收信號(hào)由發(fā)射信號(hào)的多個(gè)復(fù)制的疊加產(chǎn)生，每個(gè)發(fā)射信號(hào)的復(fù)制都關(guān)聯(lián)于(在等效復(fù)數(shù)基帶表示中)特定的時(shí)延和衰減。接收信號(hào)因而等于發(fā)射信號(hào)和所謂的信道沖激響應(yīng)(CIR)h(t)(其中t表示時(shí)間)的卷積。
CIR僅在區(qū)間0＜t＜τ是非零的，其中τ是所謂的信道的過(guò)度時(shí)延(excess delay)，即不同路徑之間的最大可能時(shí)延。如果CIR的形狀與一個(gè)窄峰不同，則信道是時(shí)間色散的(time-dispersive)。對(duì)于室內(nèi)通信而言典型的τ值的范圍是從50到150ns，并且對(duì)于移動(dòng)無(wú)線通信而言是從250ns到30μs。
同樣地，實(shí)現(xiàn)CIR的傅立葉變換，信道的時(shí)間色散特性可以通過(guò)“信道傳遞函數(shù)”H(f)以“頻域”表示；在任何給定的頻率，該函數(shù)的值稱為“信道傳遞因子”(CTF，Channel Transfer Factor)。
調(diào)制將被傳送的數(shù)據(jù)符號(hào)，并且接收機(jī)解調(diào)相應(yīng)的接收信號(hào)以恢復(fù)所述符號(hào)。清楚地，知道CIR允許更準(zhǔn)確地實(shí)施所述解調(diào)。
此外，在例如電話系統(tǒng)或移動(dòng)無(wú)線系統(tǒng)的許多現(xiàn)代數(shù)字通信系統(tǒng)中，解調(diào)過(guò)程是“相干的”。這需要系統(tǒng)提供用于“信道估計(jì)”的裝置，即，用于利用接收信號(hào)的參考部分來(lái)計(jì)算關(guān)注的某些信道特性的估計(jì)(例如信道沖激響應(yīng))。例如，在所謂的導(dǎo)頻輔助的(pilot-assisted)信道估計(jì)中，基于接收機(jī)已知的符號(hào)來(lái)傳送“導(dǎo)頻信號(hào)”。如同另一個(gè)例子，在所謂的決策導(dǎo)向(decision-directed)信道估計(jì)中，接收機(jī)使用某些接收符號(hào)作為參考，該接收符號(hào)的值已經(jīng)通過(guò)試驗(yàn)性決定過(guò)程被確定。
實(shí)際的信道總是遭受到隨機(jī)噪聲，該噪聲添加到理想無(wú)噪聲的(ideally-noiseless)接收信號(hào)。因此，如果信道估計(jì)完全基于參考符號(hào)，則僅得到了低質(zhì)量的信道估計(jì)，因此基于該估計(jì)的相干解調(diào)過(guò)程將提供次優(yōu)的(sub-optimal)性能。為了改善所述低質(zhì)量的估計(jì)，通常必須考慮信道和/或噪聲過(guò)程的已知統(tǒng)計(jì)特性。隨時(shí)間或隨頻率變化的信道典型地具有小于噪聲過(guò)程的帶寬，因此，例如某些已知的信道估計(jì)方法使用濾波器以減少影響信道估計(jì)的噪聲量。
在例如利用正交頻分復(fù)用(OFDM)的通信系統(tǒng)中出現(xiàn)了信道估計(jì)的需要。
OFDM是多信道調(diào)制機(jī)制。其特別適于高度頻率選擇性信道，例如用于移動(dòng)通信或用于銅線上的高速率線路傳輸?shù)牡湫托诺?。所述信道的特性由大大長(zhǎng)于一個(gè)采樣間隔的沖激響應(yīng)來(lái)表征。這意味著，即使在無(wú)噪聲情況下，數(shù)字基帶域中的每個(gè)接收采樣是由適當(dāng)?shù)男诺老禂?shù)加權(quán)的多個(gè)發(fā)射采樣的疊加。為了解決所述“采樣間干擾”，需要執(zhí)行某種均衡。
OFDM防止采樣間干擾的方式是將整個(gè)信道帶寬分成D個(gè)非常小的部分，稱為子信道。一個(gè)OFDM信道包括所有子信道的一個(gè)并行使用。將被傳送的數(shù)據(jù)被收集在所謂的OFDM符號(hào)中，并且每個(gè)OFDM符號(hào)在Du(0＜Du≤D)個(gè)子信道上被并行傳送。傳送的子信道信號(hào)彼此正交。因此一個(gè)OFDM信號(hào)的持續(xù)時(shí)間遠(yuǎn)大于采樣間隔，所以符號(hào)間干擾大大降低。
為完全去除符號(hào)間干擾，通常在OFDM傳輸期間引入兩個(gè)符號(hào)間的保護(hù)間隔(guard interval)。如果保護(hù)間隔的長(zhǎng)度超出了信道沖激響應(yīng)的長(zhǎng)度，則不存在剩余的符號(hào)間干擾。此外，如果保護(hù)間隔以循環(huán)前綴(cyclic prefix)形式被使用，如同通常對(duì)于OFDM傳輸?shù)那闆r，則可以實(shí)現(xiàn)非常簡(jiǎn)單的頻域中的頻率選擇性信道的均衡。
無(wú)線局域網(wǎng)(WLAN)系統(tǒng)是使用OFDM的無(wú)線通信系統(tǒng)的例子。ETSI(歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)學(xué)會(huì))BRAN(寬帶無(wú)線接入網(wǎng))包括稱為“HIPERLAN type 2”(HIPERLAN/2)的短距離、高數(shù)據(jù)速率通信系統(tǒng)。HIPERLAN/2可以被用于傳輸因特網(wǎng)協(xié)議(IP)分組，并且還能夠用作無(wú)線異步傳輸模式(ATM)系統(tǒng)，以及公共接入系統(tǒng)，例如具有到通用移動(dòng)電信系統(tǒng)(UMTS)的接口。HIPERLAN/2的物理層是基于OFDM的，具有循環(huán)前綴形式的保護(hù)間隔。日本的ARIB(MMAC及其擴(kuò)展)和美國(guó)的IEEE(IEEE802.11a及其擴(kuò)展)歸一化了其它基于OFDM的WLAN系統(tǒng)。
在針對(duì)OFDM的導(dǎo)頻輔助信道估計(jì)機(jī)制中，已知的符號(hào)出于“訓(xùn)練”的目的在給定的子信道和時(shí)刻上被傳送；例如在根據(jù)HIPERLAN/2或IEEE802.11a標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)中，存在兩個(gè)在每個(gè)數(shù)據(jù)承載OFDM符號(hào)的突發(fā)之前的完整的OFDM導(dǎo)頻符號(hào)。針對(duì)OFDM的決策導(dǎo)向方法的原理相當(dāng)簡(jiǎn)單在信道估計(jì)之前，某些數(shù)據(jù)符號(hào)已經(jīng)被決定；該決定的符號(hào)然后以與導(dǎo)頻符號(hào)相同的方式被處理。
最簡(jiǎn)單的信道估計(jì)方法在于在各個(gè)子信道中將所接收的導(dǎo)頻符號(hào)與所接收的值進(jìn)行比較。接著兩個(gè)量之間的比率產(chǎn)生了所估計(jì)的子信道傳遞因子。該方法稱為“最小二乘法估計(jì)”。
在信道傳遞函數(shù)內(nèi)，在頻域或時(shí)域或二者中使用相關(guān)性可能是有用的。為了簡(jiǎn)化，假定在OFDM信號(hào)中僅使用頻域中的相關(guān)性，頻率上的信道傳遞函數(shù)的特性可以被認(rèn)為是“帶寬限制”過(guò)程。此處帶寬限制意味著信道傳遞函數(shù)到時(shí)域的變換產(chǎn)生了限制長(zhǎng)度的CIR，即CIR長(zhǎng)度大大小于OFDM符號(hào)長(zhǎng)度。這通常適用于OFDM傳輸系統(tǒng)。
因此，頻域中的相關(guān)性可以通過(guò)適當(dāng)?shù)臑V波器來(lái)使用。理想地，稱為信道估計(jì)濾波器的濾波器非常適于帶寬限制信道頻率響應(yīng)。這意味著濾波器應(yīng)當(dāng)以這樣的方式被設(shè)計(jì)其沖激響應(yīng)的頻譜顯示了與信道頻率響應(yīng)相同的帶寬限制。因此，適當(dāng)?shù)臑V波器限制要求知道指定了帶寬限制的信道過(guò)度時(shí)延。
使用信道估計(jì)濾波器以改善信道估計(jì)的質(zhì)量的例子，可以在1996年9月的IEEE Trans.Comm.，vol.44，No.9，pp.1144-1151的由V.Mignone和A.Morello編寫(xiě)的論文中找到，該論文的題目為“CD3-OFDMA Novel Demodulation Scheme for Fixed and MobileReceivers”。根據(jù)使用決策導(dǎo)向相干解調(diào)的方案，通過(guò)信道編碼方案(其必須相當(dāng)強(qiáng)大以確保穩(wěn)定性)校正接收信號(hào)之后將其反饋。該論文中討論了兩種適當(dāng)?shù)臑V波器。第一種具有在時(shí)域中平坦的預(yù)置帶寬(并且是保護(hù)間隔的數(shù)量級(jí))這種濾波器因此當(dāng)其應(yīng)當(dāng)最佳地匹配時(shí)卻不匹配于實(shí)際信道過(guò)度時(shí)延。第二種具有在接收機(jī)通過(guò)傅立葉變換CTF來(lái)計(jì)算CIR之后所適當(dāng)確定的帶寬但是這種從頻域到時(shí)域的變換計(jì)算上相當(dāng)昂貴。
除了信道估計(jì)濾波的目的，也可以針對(duì)鏈路適配(link-adaptation)的目的來(lái)使用頻域中的信道相關(guān)性?！版溌愤m配”意味著一個(gè)或多個(gè)信道特征參數(shù)被用于選擇用于傳輸?shù)倪m當(dāng)?shù)恼{(diào)制和編碼方案。特別地，所述相關(guān)性的程度可以用作一個(gè)信道特征參數(shù)。
這種方法的例子可以在由S.Muneta等編寫(xiě)的論文“A NewFrequency-Domain Link Adaptation Scheme for Broadband OFDMSystems”中找到，該論文屬于1999年9月在荷蘭阿姆斯特丹舉行的第50界IEEE車輛通信技術(shù)國(guó)際會(huì)議(VTC 1999年秋)，pp.253-257。在該論文中，提出了一種鏈路適配算法，其中，兩個(gè)鏈路信息被用于在HIPERLAN/2-type系統(tǒng)中適應(yīng)當(dāng)前無(wú)線鏈路的編碼速率和調(diào)制方案。所述信息是兩個(gè)函數(shù)，其值取決于信道的過(guò)度時(shí)延和信噪比(SNR)二者。根據(jù)接收的前導(dǎo)信號(hào)(preamble)的頻域采樣的幅度來(lái)計(jì)算所述函數(shù)。但是該函數(shù)是或多或少以試探方式來(lái)定義的，并且沒(méi)有考慮所述頻域采樣的相位，因此該方法不是可靠地執(zhí)行的。

發(fā)明內(nèi)容
因此，根據(jù)第一方面，本發(fā)明涉及一種用于估計(jì)包括D個(gè)子信道的信道的時(shí)間色散，其中，根據(jù)接收信號(hào)來(lái)計(jì)算一組估計(jì)的信道傳遞因子(CTF) 其中υ(0≤υ＜D)是子信道的編號(hào)，所述方法包括這樣的步驟針對(duì)預(yù)定的嚴(yán)格正整數(shù)d，計(jì)算代表所述計(jì)算的CTF估計(jì)的 和 之間在幅度和相位方面的相關(guān)性的相關(guān)因子Cd。
應(yīng)當(dāng)指出，此處涉及的CTF可以是粗糙的CTF估計(jì)，例如最小二乘法估計(jì)，但是其當(dāng)然也可以是被濾波的CTF估計(jì)。因此根據(jù)本發(fā)明的方法可以適應(yīng)當(dāng)前使用的信道估計(jì)的質(zhì)量或準(zhǔn)確性。
此外，參數(shù)d的值可以被調(diào)整為期望的過(guò)度時(shí)延τ的數(shù)量級(jí)的函數(shù)。當(dāng)過(guò)度時(shí)延相對(duì)較大時(shí)，信道傳遞函數(shù)隨頻率快速變化，并且因此必須使用較小的d值(最小值是1)，以跟上這些變化；CTF估計(jì)對(duì)的平均因而將包括許多項(xiàng)。當(dāng)過(guò)度時(shí)延相對(duì)較小時(shí)，信道傳遞函數(shù)變化不那么快，因而可以選擇較大的d值(2，或更大)，以減小復(fù)雜性并且提高估計(jì)的質(zhì)量事實(shí)上，由于較小的過(guò)度時(shí)延導(dǎo)致相鄰子信道間較小的相關(guān)性，因此選擇較大的d允許獲得較大的相關(guān)值并且因而更容易在不同的過(guò)度時(shí)延之間分辨。
有利地，根據(jù)本發(fā)明的方法需要少量的計(jì)算，這可以基于下面兩個(gè)示例性實(shí)施例知道的。
在一個(gè)實(shí)施例中，當(dāng)被歸一化時(shí)，所述相關(guān)因子Cd根據(jù)下面的表達(dá)式來(lái)計(jì)算Cd≡2|ΣvH^*[υ]H^[υ+d]|Σv(|H^[υ]|2+|H^[υ+d]|2)]]>其中在υ上的求和是在所述計(jì)算的CTF估計(jì)的可用對(duì)(availablepairs)上執(zhí)行的。
“可用對(duì)”表示 和 已經(jīng)在先前的信道估計(jì)步驟中利用或不利用濾波器被計(jì)算的對(duì)。
無(wú)論用于計(jì)算被估計(jì)的CTF的方法是怎樣的，其都將帶來(lái)一定程度的噪聲。該噪聲因此影響上述Cd的表達(dá)式中分母的值。更特別地，該分母與在屬于上述可用對(duì)集合的子信道上的平均接收功率成比例。至少當(dāng)噪聲分量不相關(guān)時(shí)，該平均接收功率是有用的接收功率和噪聲功率之和。因此，該分母取決于信道估計(jì)差錯(cuò)的功率。
為了考慮噪聲的影響，在另一個(gè)實(shí)施例中，當(dāng)被歸一化時(shí)，所述相關(guān)因子Cd根據(jù)下面的表達(dá)式來(lái)計(jì)算Cd≡(1+1ζu)2|ΣvH^*[υ]H^[υ+d]|Σv(|H^[υ]|2+|H^[υ+d]|2)]]>其中ζu是“平均信道估計(jì)信噪比”，并且在υ上的求和是在所述計(jì)算的CTF估計(jì)的可用對(duì)上執(zhí)行的。
指定信道估計(jì)的質(zhì)量的平均信道估計(jì)信噪比ζu被如下定義ζu≡PHPe,]]>其中PH≡ε{|H[υ]|2}是每子信道均方信道幅度，并且Pe≡ϵ{|H[υ]-H^[υ]|2}]]>是有效子信道估計(jì)差錯(cuò)的平均功率。
根據(jù)本發(fā)明的方法可以用于許多應(yīng)用，在該應(yīng)用中需要已知信道的時(shí)間色散特性，并且尤其適用于涉及信道估計(jì)濾波器以及鏈路適配。
在一個(gè)這樣的應(yīng)用中，該方法還包括這樣的步驟在預(yù)先構(gòu)造的映射表中查找對(duì)應(yīng)于所述相關(guān)因子Cd的信道過(guò)度時(shí)延τ的值。
所述映射表是這樣被構(gòu)造的以一種或另一種方式，在與Cd值已經(jīng)被計(jì)算的物理設(shè)置相同的物理設(shè)置中，將表中的每個(gè)Cd值關(guān)聯(lián)于對(duì)應(yīng)的所測(cè)量的信道過(guò)度時(shí)延值。等效地，可以使用實(shí)驗(yàn)性建立的半分析關(guān)系而不是映射表。
在另一個(gè)應(yīng)用中，所述方法還包括適應(yīng)某些鏈路參數(shù)作為所述相關(guān)因子Cd的值的函數(shù)的步驟。所述鏈路參數(shù)可以包括例如調(diào)制方案和/或編碼方案。
根據(jù)第二方面，本發(fā)明涉及一種用于估計(jì)包括D個(gè)子信道的信道的時(shí)間色散的設(shè)備，所述設(shè)備接收作為輸入的一組根據(jù)接收信號(hào)計(jì)算的估計(jì)的信道傳遞因子(CTF) 其中υ(0≤υ＜D)是子信道的編號(hào)，其特征在于，該設(shè)備包括這樣的相關(guān)單元該單元能夠計(jì)算代表所述計(jì)算的CTF估計(jì)的 和 時(shí)之間在幅度和相位方面的相關(guān)性的相關(guān)因子Cd，其中d是預(yù)定的嚴(yán)格正整數(shù)。
在特別的實(shí)施例中，這種時(shí)間色散估計(jì)設(shè)備還包括并行到串行單元，該單元在被提供了CTF向量 作為輸入時(shí)能夠?yàn)樗鱿嚓P(guān)單元提供由連續(xù)子信道編號(hào)υ分類的一系列單獨(dú) 該設(shè)備可以使用不同的針對(duì)所述相關(guān)因子Cd的適當(dāng)?shù)谋磉_(dá)式。
在一個(gè)實(shí)施例中，當(dāng)被歸一化時(shí)，所述相關(guān)因子Cd根據(jù)下面的表達(dá)式來(lái)計(jì)算Cd≡2|ΣvH^*[υ]H^[υ+d]|Σv(|H^[υ]|2+|H^[υ+d]|2)]]>其中在υ上的求和是在所述計(jì)算的CTF估計(jì)的可用對(duì)上執(zhí)行的。
在另一個(gè)實(shí)施例中，考慮了噪聲的影響，當(dāng)被歸一化時(shí)，相關(guān)因子Cd根據(jù)下面的表達(dá)式來(lái)計(jì)算Cd≡(1+1ζu)2|ΣvH^*[υ]H^[υ+d]|Σv(|H^[υ]|2+|H^[υ+d]|2)]]>其中，ζu是“平均信道估計(jì)信噪比”，并且在υ上的求和是在所述計(jì)算的CTF估計(jì)的可用對(duì)上執(zhí)行的。
根據(jù)本發(fā)明的時(shí)間色散設(shè)備可以被便利地應(yīng)用于信道的過(guò)度時(shí)延的估計(jì)。為此，該設(shè)備還包括查尋表，其能夠提供對(duì)應(yīng)于Cd的值的信道過(guò)度時(shí)延τ的值。
根據(jù)本發(fā)明的時(shí)間色散設(shè)備還可以被便利地應(yīng)用于鏈路質(zhì)量的估計(jì)。為此，該設(shè)備還包括響應(yīng)所述相關(guān)因子Cd的值的鏈路適配器。
本發(fā)明還涉及-調(diào)制信號(hào)接收設(shè)備，其包括如上面簡(jiǎn)潔描述的裝置，-電信網(wǎng)絡(luò)，其包括至少一個(gè)如上面簡(jiǎn)潔描述的接收設(shè)備，
-數(shù)據(jù)存儲(chǔ)裝置，其包括計(jì)算機(jī)程序代碼指令，以執(zhí)行如上面簡(jiǎn)潔描述的任何一個(gè)方法的步驟，以及-計(jì)算機(jī)程序，其包括指令，以使當(dāng)所述程序控制可編程數(shù)據(jù)處理設(shè)備時(shí)，所述指令表示所述數(shù)據(jù)處理設(shè)備實(shí)現(xiàn)如上面簡(jiǎn)潔描述的任何一個(gè)方法。
由所述設(shè)備、裝置、電信網(wǎng)絡(luò)、數(shù)據(jù)存儲(chǔ)裝置和計(jì)算機(jī)程序所提供的優(yōu)點(diǎn)，與由根據(jù)本發(fā)明的方法所提供的優(yōu)點(diǎn)基本相同。


通過(guò)閱讀下面以非限制性例子的方式給出的對(duì)優(yōu)選實(shí)施例的詳細(xì)描述，本發(fā)明的其它方面和優(yōu)點(diǎn)將變得明顯。該描述涉及附圖，其中-圖1示出了OFDM前導(dǎo)信號(hào)的標(biāo)準(zhǔn)時(shí)域結(jié)構(gòu)；并且-圖2概略地描述了根據(jù)本發(fā)明的時(shí)間色散估計(jì)設(shè)備。
具體實(shí)施例方式
為了介紹，考慮以D維逆離散傅立葉變換(IDFT)產(chǎn)生的一個(gè)單個(gè)OFDM符號(hào)的傳輸。D個(gè)子信道的每一個(gè)由復(fù)值幅度Aμ[υ]來(lái)調(diào)制，其中υ是代表子信道頻率的子信道編號(hào)(0≤υ＜D)，并且μ指出代表傳輸時(shí)間的OFDM符號(hào)編號(hào)。數(shù)據(jù)被映射在子信道幅度Aμ[υ]上。OFDM符號(hào)被配備以Dg個(gè)采樣的保護(hù)間隔。針對(duì)OFDM符號(hào)編號(hào)μ的時(shí)間離散復(fù)基帶OFDM傳輸信號(hào)αμ，當(dāng)在離散的時(shí)間ρ(-Dg≤ρ＜D)上以向量被寫(xiě)出時(shí)，具有下列分量aμ[ρ]=1DΣυ=0D-1Aμ[υ]e+j2πDυρ----(1)]]>其能夠由D維的IDFT來(lái)產(chǎn)生。
利用ε來(lái)表示(通過(guò)一組采樣所計(jì)算的)期望值，平均信號(hào)功率是σs2≡ϵ{|aμ[ρ]|2}=EsT,]]>
其中Es是每信道符號(hào)平均能量，并且T是調(diào)制間隔。
為了便利，下文將省略符號(hào)索引μ。
假定通過(guò)具有分量h[ρ](ρ＝0，...，D-1)的離散時(shí)間向量h，在每個(gè)OFDM符號(hào)傳輸期間，在多徑信道上傳輸，該多徑信道的CIR將被建模。僅直到過(guò)度時(shí)延τ的連續(xù)時(shí)間CIR是非零的這個(gè)事實(shí)等同于僅使(ρ＝0，...，De-1)(其中De是CIR的離散的過(guò)度時(shí)延)的分量h[ρ]為非零。
如同在介紹中所討論的，無(wú)噪聲接收信號(hào)由下式給出y＝a*h，其中*表示循環(huán)卷積。
為了便利而不失一般性，假定接收機(jī)中理想的頻率同步。在接收機(jī)輸入處，加性高斯白噪聲(AWGN)的采樣n[ρ]使無(wú)噪聲信號(hào)采樣y[ρ]惡化，從而產(chǎn)生了真實(shí)接收的采樣y[ρ]＝y(tǒng)[ρ]+n[ρ]噪聲功率為σn2≡ϵ{|n[ρ]|2}=N0T]]>其中N0是白噪聲的“單邊功率頻譜密度"。因此接收機(jī)輸入處的信道信噪比(SNR)是ζ≡Es/N0=σs2/σn2.]]>實(shí)現(xiàn)離散傅立葉變換(DFT)，將子信道υ的離散信道傳遞因子(CTF)定義為H[υ]≡Σρ=0D-1h[ρ]e-j2πDυρ----(2)]]>OFDM接收機(jī)通過(guò)DFT處理產(chǎn)生了如下的有噪聲子信道幅度Y[υ]=1DΣρ=0D-1y[ρ]e-j2πDυρ]]>=Y‾[υ]+N[υ]]]>其中Y[υ]≡A[υ]H[υ] (3)是無(wú)噪聲接收子信道幅度，并且N[υ]是子信道υ上產(chǎn)生的噪聲采樣。
此處假定保護(hù)間隔Dg足夠大，以使在關(guān)注的時(shí)間間隔內(nèi)傳輸OFDM信號(hào)和CIR的線性卷積等于循環(huán)卷積。
從等式(3)可以觀察到對(duì)于從y[υ]恢復(fù)的數(shù)據(jù)，需要H[υ]的估計(jì)。
作為能夠在接收機(jī)中被實(shí)現(xiàn)以獲得本發(fā)明范圍內(nèi)的H[υ]的粗糙估計(jì)的方法的例子，現(xiàn)在將描述已知的“最小二乘法”估計(jì)方法。
活動(dòng)子信道位置被子信道索引υ指出，其屬于包括這些位置的Du個(gè)索引的集合U。剩下的(D-Du)個(gè)子信道，即調(diào)制幅度被置為0的那些子信道，通常稱為“虛擬”子信道。
針對(duì)所謂的訓(xùn)練目的，假定提供一種包括覆蓋整個(gè)活動(dòng)的頻域的已知子信道幅度的前導(dǎo)符號(hào)；將這些幅度集中在長(zhǎng)度Du的向量Aρ中。
圖1上面部分中描述了所傳輸?shù)臅r(shí)域前導(dǎo)(或?qū)ьl)OFDM符號(hào)。重復(fù)傳輸?shù)拈L(zhǎng)度D的時(shí)域序列通過(guò)IDFT來(lái)獲得 其中引入了Du×D階部分DFT矩陣Du=[e-j2πDυρ]ρ∈{0,...,D-1}υ∈U----(5)]]>并且 表示矩陣的共軛轉(zhuǎn)置。
從所傳輸?shù)那皩?dǎo)采樣序列與CIR h的卷積導(dǎo)出的采樣序列受到加性噪聲的干擾。由于假定為足夠大小的保護(hù)間隔和重復(fù)前導(dǎo)都是循環(huán)的，因此針對(duì)最終解調(diào)所關(guān)注的這些信號(hào)段的線性卷積等于循環(huán)卷積。因此，長(zhǎng)度D的無(wú)噪聲接收序列yρ等于ap和h的循環(huán)卷積。
在圖1的下面部分，指出了接收信號(hào)的時(shí)間結(jié)構(gòu)。假定了理想的信道頻率同步。連續(xù)接收序列y1，y2等是由重復(fù)無(wú)噪聲序列yρ組成的，該無(wú)噪聲序列分別受到(統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的)連續(xù)D維噪聲向量n1，n2等的干擾。
實(shí)現(xiàn)DFT，可以發(fā)現(xiàn)Y‾p≡1DDuy‾p=diag{1DDuap}·Duh=diag{Ap}·H=A·H----(6)]]>
其中在下面的行向量中收集Du個(gè)信道傳遞因子H[υ](υ∈U)H≡Duh (7)并且在Du×D階對(duì)角矩陣中收集所傳輸?shù)膶?dǎo)頻子信道幅度A≡diag(Ap} (8)每個(gè)接收序列是下面的形式y(tǒng)p＝y(tǒng)p+n (9)其中n是噪聲向量。
該接收信號(hào)yp通過(guò)DFT被轉(zhuǎn)換到頻域中Yp≡1DDuyp=A·H+1DDun=A·H+N----(10)]]>其中使用了等式(6)，并且引入了Du維頻域噪聲向量N。
最后，通過(guò)由導(dǎo)頻子信道幅度來(lái)區(qū)分出頻域接收信號(hào)，獲得了CTF向量的“最小二乘法估計(jì)” H^LS=A-1Yp----(11)]]>這個(gè)操作可以被看作是從接收信號(hào)提取或去除傳輸?shù)膶?dǎo)頻幅度的影響。
剛描述的最小二乘法估計(jì)方法僅是一種可能的獲得CTF的粗糙估計(jì) 的方法。此外，為得到較高質(zhì)量的信道估計(jì)，通常在接收機(jī)中安排通過(guò)信道估計(jì)濾波器對(duì) 的濾波。但是本發(fā)明教導(dǎo)這樣一種方法不管有沒(méi)有對(duì)所測(cè)量的信道傳遞因子進(jìn)行事先的濾波，也允許估計(jì)信道過(guò)度時(shí)延τ；不管情況怎樣，這些CTF估計(jì)在下文中表示為 現(xiàn)在將導(dǎo)出量化時(shí)間色散量的特性。由于自相關(guān)量是CIR的傅立葉變換(如上面的等式(2)所表達(dá)的)，因此該特性使用了存在于表示CIR的寬度的過(guò)度時(shí)延大小和信道傳遞函數(shù)中的自相關(guān)量之間的緊密聯(lián)系，因?yàn)楹笳呤荂IR的傅立葉變換(如上面的等式(2)所表達(dá)的)。
根據(jù)本發(fā)明，通過(guò)在相位和幅度方面比較信道傳遞因子來(lái)研究所述自相關(guān)，該信道傳遞因子對(duì)應(yīng)于由預(yù)定子信道數(shù)d所分開(kāi)的子信道。在“可用對(duì)”上對(duì)所述對(duì)之間的差值的幅度進(jìn)行求和，可用對(duì)即通過(guò)某些信道估計(jì)裝置已經(jīng)計(jì)算了的 和 的對(duì)，并且優(yōu)選地在所有這樣的時(shí)上來(lái)求和該求和可以如下表示 其中常數(shù)是所謂的“相位傾斜(phase ramp)”，考慮可能的時(shí)間窗口中的偏移，該時(shí)間窗口針對(duì)每個(gè)OFDM符號(hào)確定包括在DFI(見(jiàn)上面的等式(10))中的采樣集合。
等式(12)中的對(duì) 的相位傾斜貢獻(xiàn)就所涉及的信道色散估計(jì)方面而言是不重要的?？梢酝ㄟ^(guò)最小化關(guān)于的表達(dá) 來(lái)去除該相位傾斜并且因此去除對(duì)潛在不同的時(shí)間窗口的相關(guān)性 =Συ|H^[υ+d]|2+Συ|H^[υ]|2-2·|ΣυH^*[υ]H^[υ+d]|----(13)]]>如果CIR表現(xiàn)出較大的色散，則頻率響應(yīng)將是選擇性很強(qiáng)的，以使差值功率(difference power)較大。顯然，特性取決于CIR的絕對(duì)功率。因此時(shí)該CIR功率因式分解以得到下式是合理的 其中引入了歸一化相關(guān)因子Cd≡2·|ΣvH^*[υ]H^[υ+d]|Σv(|H^[υ]|2+|H^[υ+d]|2)----(15)]]>
接近1的Cd的值指出具有較小信道功率色散的更加非選擇性的CIR的值，然而較小值的Cd表征較大的色散。
該色散估計(jì)可以通過(guò)考慮所估計(jì)的CTF可以包括一定數(shù)量的噪聲的事實(shí)而得到改進(jìn)。如上所述，該噪聲影響了等式(15)中的分母(其作為歸一化因子)。然而如同現(xiàn)在將說(shuō)明的，可以去除該歸一化因子上的噪聲影響。
考慮最簡(jiǎn)單的平坦信道和實(shí)數(shù)值子信道傳輸符號(hào)的情況，例如所謂的BPSK調(diào)制。Cd的期望值為ϵ{Cd}=PHPH+Pe=11+1ζu,]]>其中已經(jīng)在上面的介紹中定義了PH、Pe和ζu。由于在平坦信道的情況下，期望相關(guān)因子等于1，因此似乎應(yīng)當(dāng)在該情況下并且因此一般應(yīng)當(dāng)使用Cd≡(1+1ζu)2|ΣH^*[υ]H^[υ+d]|Σ(|H^[υ]|2+|H^[υ+d]|2)----(16)]]>作為噪聲糾正歸一化相關(guān)因子。
應(yīng)當(dāng)指出，在上述推導(dǎo)中，子信道估計(jì)差錯(cuò) 被假定為不相關(guān)的。因此，平均信道估計(jì)信噪比ζu必須在任何頻域?yàn)V波之前被估計(jì)，這是因?yàn)檫@樣的濾波產(chǎn)生相關(guān)噪聲。
例如，在通過(guò)如上所述的最小二乘法估計(jì)方法執(zhí)行估計(jì)的情況下，平均信道估計(jì)信噪比等于ζu≡(D/Du)ζ該表達(dá)式反映了信號(hào)功率被集中在活動(dòng)子信道上的事實(shí)。
另一方面，(例如通過(guò)在時(shí)域中在兩個(gè)連續(xù)前導(dǎo)序列y1和y2上進(jìn)行平均所實(shí)現(xiàn)的)時(shí)域?yàn)V波不導(dǎo)致任何頻域噪聲相關(guān)。當(dāng)使用這樣的濾波時(shí)，當(dāng)估計(jì)ζu時(shí)應(yīng)當(dāng)將其考慮在內(nèi)。這樣得到ζu≡2(D/Du)ζ，
符號(hào)其中因子2反映了由于平均過(guò)程而獲得的噪聲減少。
圖2概略地描述了根據(jù)本發(fā)明的示例性時(shí)間色散估計(jì)設(shè)備100。
到設(shè)備100的輸入是根據(jù)接收信號(hào)所計(jì)算的CTF的集合，可能以CTF向量 的形式被收集。該集合由并行到串行單元101進(jìn)行處理，由連續(xù)子信道數(shù)目分類的一系列單獨(dú)的CTF( 的分量)組成了單元101的輸出。
其次，相關(guān)單元102根據(jù)等式(15)計(jì)算相關(guān)因子Cd?？蛇x地，相關(guān)因子Cd可以根據(jù)等式(16)來(lái)計(jì)算，在這種情況下，平均信道估計(jì)信噪比ζu的值也被提供給相關(guān)單元102。該單元包括時(shí)延寄存器，該時(shí)延寄存器被調(diào)整到為整數(shù)參數(shù)d所選的值，以能夠在子信道編號(hào)相差d的CTF的計(jì)算對(duì)中進(jìn)行關(guān)聯(lián)。
最后，相關(guān)單元10向查尋表(LUT，Look-Up Table)103發(fā)送相關(guān)因子Cd的計(jì)算值，其中，在被發(fā)送到時(shí)間色散估計(jì)設(shè)備100之前，對(duì)應(yīng)于這個(gè)Cd值的過(guò)度時(shí)延τ的值被讀取或內(nèi)插。
作為變形，查尋表103可以由這樣的計(jì)算單元來(lái)替換該單元能夠通過(guò)某些實(shí)驗(yàn)建立的半分析關(guān)系在給定Cd時(shí)計(jì)算τ。
權(quán)利要求
1.一種用于估計(jì)包括D個(gè)子信道的信道的時(shí)間色散的方法，其中，從接收信號(hào)計(jì)算一組估計(jì)的信道傳遞因子(CTF) 其中υ(0≤υ＜D)是子信道的編號(hào)，所述方法包括這樣的步驟針對(duì)預(yù)定的嚴(yán)格正整數(shù)d，計(jì)算代表所述計(jì)算的CTF估計(jì)的 和 對(duì)之間在幅度和相位方面的相關(guān)性的相關(guān)因子Cd。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的時(shí)間色散估計(jì)方法，其特征在于，所述相關(guān)因子Cd的歸一化表達(dá)式為Cd≡2|ΣvH^*[υ]H^[υ+d]|Σv(|H^[υ]|2+|H^[υ+d]|2),]]>其中在υ上的求和是在所述計(jì)算的CTF估計(jì)的可用對(duì)上執(zhí)行的。
3.根據(jù)權(quán)利要求1的時(shí)間色散估計(jì)方法，其特征在于，所述相關(guān)因子Cd的歸一化表達(dá)式為Cd≡(1+1ζu)2·|ΣvH^*[υ]H^[υ+d]|Σv(|H^[υ]|2+|H^[υ+d]|2),]]>其中ζu是平均信道估計(jì)信噪比，并且在υ上的求和是在所述計(jì)算的CTF估計(jì)的可用對(duì)上來(lái)執(zhí)行的。
4.根據(jù)權(quán)利要求1至3的任何一個(gè)的時(shí)間色散估計(jì)方法，其特征在于，該方法還包括在預(yù)先構(gòu)造的映射表中，查找對(duì)應(yīng)于所述相關(guān)因子Cd的值的信道過(guò)度時(shí)延τ的值的步驟。
5.根據(jù)權(quán)利要求1至3的任何一個(gè)的時(shí)間色散估計(jì)方法，其特征在于，該方法還包括適應(yīng)某些鏈路參數(shù)作為所述相關(guān)因子Cd的值的函數(shù)的步驟。
6.一種用于估計(jì)包括D個(gè)子信道的信道的時(shí)間色散的設(shè)備(100)，所述設(shè)備接收作為輸入的一組根據(jù)接收信號(hào)計(jì)算的估計(jì)的信道傳遞因子(CTF) 其中υ(0≤υ＜D)是子信道的編號(hào)，所述設(shè)備的特征在于，該設(shè)備包括這樣的相關(guān)單元(102)該相關(guān)單元能夠計(jì)算代表代表所述計(jì)算的CTF估計(jì)的 和 對(duì)之間在幅度和相位方面的相關(guān)性的相關(guān)因子Cd，其中d是預(yù)定的嚴(yán)格正整數(shù)。
7.根據(jù)權(quán)利要求6的時(shí)間色散估計(jì)設(shè)備，其特征在于，該設(shè)備還包括并行到串行單元(101)，該單元能夠在被提供了CTF向量 作為輸入時(shí)，為所述相關(guān)單元(102)提供由連續(xù)子信道編號(hào)υ分類的一系列單獨(dú)的CTF
8.根據(jù)權(quán)利要求6或7的時(shí)間色散估計(jì)設(shè)備，其特征在于，所述相關(guān)因子Cd的歸一化表達(dá)式為Cd≡2·|ΣvH^*[υ]H^[υ+d]|Σv(|H^[υ]|2+|H^[υ+d]|2),]]>其中在υ上的求和是在所述計(jì)算的CTF估計(jì)的可用對(duì)上執(zhí)行的。
9.根據(jù)權(quán)利要求6或7的時(shí)間色散估計(jì)設(shè)備，其特征在于，所述相關(guān)因子Cd的歸一化表達(dá)式為Cd≡(1+1ζu)2·|ΣvH^*[υ]H^[υ+d]|Σv(|H^[υ]|2+|H^[υ+d]|2),]]>其中ζu是平均信道估計(jì)信噪比，并且在υ上的求和是在所述被計(jì)算的CTF估計(jì)的可用對(duì)上執(zhí)行的。
10.根據(jù)權(quán)利要求6至9的任何一個(gè)的時(shí)間色散估計(jì)設(shè)備，其特征在于，該設(shè)備還包括查尋表(103)，其能夠提供對(duì)應(yīng)Cd的值的信道過(guò)度時(shí)延τ的值。
11.根據(jù)權(quán)利要求6至9的任何一個(gè)的時(shí)間色散估計(jì)設(shè)備，其特征在于，該設(shè)備還包括響應(yīng)所述相關(guān)因子Cd的值的鏈路適配器。
12.一種調(diào)制信號(hào)接收裝置，其特征在于，該裝置包括根據(jù)權(quán)利要求6至11的任何一個(gè)的設(shè)備。
13.一種電信網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，該電信網(wǎng)絡(luò)包括至少一個(gè)根據(jù)權(quán)利要求12的接收裝置。
14.一種數(shù)據(jù)存儲(chǔ)裝置，其特征在于，該存儲(chǔ)裝置包括計(jì)算機(jī)程序代碼指令，以執(zhí)行根據(jù)權(quán)利要求1至5的任何一個(gè)的方法的步驟。
15.根據(jù)權(quán)利要求14的數(shù)據(jù)存儲(chǔ)裝置，其特征在于，該裝置是部分或全部地可拆卸的。
16.一種計(jì)算機(jī)程序，其特征在于，該程序包括指令，以使當(dāng)所述程序控制可編程數(shù)據(jù)處理設(shè)備時(shí)，所述指令表示所述數(shù)據(jù)處理設(shè)備實(shí)現(xiàn)根據(jù)權(quán)利要求1至5的任何一個(gè)的方法。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種用于估計(jì)包括D個(gè)子信道的信道的時(shí)間色散的方法，其中，從接收信號(hào)計(jì)算一組估計(jì)的信道傳遞因子(CTF)[υ]，其中υ(0≤υ＜D＝是子信道的編號(hào)，該方法包括這樣的步驟針對(duì)預(yù)定的嚴(yán)格正整數(shù)d，計(jì)算代表所述計(jì)算的CTF估計(jì)的[υ]和[υ+d]之間在幅度和相位方面的相關(guān)性的相關(guān)因子C
文檔編號(hào)H04L27/26GK1729666SQ03825807
公開(kāi)日2006年2月1日 申請(qǐng)日期2003年1月15日 優(yōu)先權(quán)日2003年1月15日
發(fā)明者斯蒂芬·繆勒-維恩福特納, 彼得·施拉姆 申請(qǐng)人:Lm愛(ài)立信電話股份公司