專利名稱：用于估計信道的設(shè)備和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及電信領(lǐng)域，具體而言，涉及在多路輸入情形(其中，接收機從多于一個的發(fā)射天線接收信號)中的信道估計領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
當今及未來移動無線應用對高數(shù)據(jù)速率的穩(wěn)定增長的需求，迫切需要有效開發(fā)可用帶寬(換而言之，有效的信道容量)的高數(shù)據(jù)速率技術(shù)。因此，近年來多輸入多輸出(MIMO)發(fā)射系統(tǒng)受到極大重視。MIMO系統(tǒng)采用多個發(fā)射點和多個接收點(每個發(fā)射點都具有發(fā)射天線，每個接收點都具有接收天線)，以接收由多個發(fā)射點通過不同通信信道發(fā)射的信號。在需要區(qū)分來自數(shù)個發(fā)射天線的相互沖突(impinging)信號的MIMO技術(shù)中，使用了空時碼或特殊復用方法。
在每個接收天線上相沖突的信號是來自NT個天線的信號疊加，其中，NT表示發(fā)射點的數(shù)量。這意味著對于信道估計存在新的挑戰(zhàn)。需要信道參數(shù)(如信道脈沖響應或信道傳遞函數(shù))以進行接收數(shù)據(jù)的的后繼處理。盡管區(qū)分出與數(shù)個發(fā)射點(每個發(fā)射點都具有發(fā)射天線)相對應的信號是一項挑戰(zhàn)性的工作，然而只要信號互不相關(guān)，就能夠直接將具有一個天線的接收機擴展成具有數(shù)個接收天線的系統(tǒng)。信道估計單元的結(jié)構(gòu)與接收天線的數(shù)量NR無關(guān)。自多輸入單輸出(MISO)系統(tǒng)到MIMO系統(tǒng)的擴展將采用NR個并行信道估計單元，每個接收點(接收天線)對應一個并行信道估計單元。
在無線系統(tǒng)中相關(guān)發(fā)射技術(shù)的使用需要對移動無線信道進行估計和跟蹤。由于將多個發(fā)射天線發(fā)射的信號視為相互干擾，MIMO系統(tǒng)的信道估計不同于單發(fā)射天線的情形?？蓪IMO系統(tǒng)與多載波調(diào)制方案一起使用，以進一步提高移動無線系統(tǒng)的通信容量和質(zhì)量。多載波調(diào)制技術(shù)中最具代表性的技術(shù)為正交頻分復用(OFDM)技術(shù)。
過去數(shù)年來，多載波調(diào)制，特別是正交頻分復用(OFDM)，已成功應用于多種數(shù)字通信系統(tǒng)。尤其是對于在廣播情形(例如，數(shù)字電視)中的高數(shù)據(jù)速率發(fā)射，OFDM在彌散(dispersive)信道上的傳輸方面體現(xiàn)出的優(yōu)越性能成為重要的優(yōu)點。OFDM已被選用于多種數(shù)據(jù)廣播標準，如DAB或DVB-T。OFDM的另一無線應用是在高速無線局域網(wǎng)(WLAN)中。
OFDM最初于1960年代提出。S.Weinstein和P.Ebert于“DataTransmission by Frequency Division Multiplexing Using the DiscreteFourier Transform”(IEEE Transactions on CommunicationTechnology，vol.COM-19，pp.628-634，1971年10月)中提出了使用離散傅里葉變換(DFT)的有效調(diào)制。通過將周期前綴(cyclic prefix)插入比信道最大延遲還長的保護間隔(GI)，能夠完全消除符號間干擾(ISI)，并保持接收信號的正交性。由于未來移動通信系統(tǒng)應當支持高于現(xiàn)有系統(tǒng)若干倍的數(shù)據(jù)速率，具有適當編碼和交織的多載波系統(tǒng)通過應用快速傅里葉變換得以有效實施，以及對無線信道損傷的足夠魯棒性。
另一種基于OFDM的方法稱作多載波碼分多址(MC-CDMA)，該技術(shù)作為OFDM調(diào)制的補充而被提出，是在頻率方向進行的擴展，參見K.Fazel和L.Papke的“On the Performance ofConvolutionally-Coded CDMA/OFDM for Mobile CommunicationSystems”(Proc.IEEE Int.Symposium on Personal，Indoor andMobile Radio Communications(PIMRC′93)，日本橫濱，pp.468-472，1993年9月)。MC-CDMA被認為是用于第四代系統(tǒng)下行鏈路的看好侯選技術(shù)。此外，還提出了具有可變擴展因子的MC/CDMA系統(tǒng)，如H.Atarashi和M.Sawahashi的“Variable Spreading FactorOrthogonal Frequency and Code Division Multiplexing(VSF-OFCDM)”(3tdInternational Workshop on Multi-CarrierSpread-Spectrum & Related Topics(MC-SS 2001)，德國Oberpfaffenhofen，2001年9月)所描述。
在圖4中顯示出了OFDM系統(tǒng)的方框圖。對于基于OFDM的MIMO系統(tǒng)，在每個發(fā)射點采用一個OFDM調(diào)制器，而OFDM解調(diào)以獨立于每個接收點的方式執(zhí)行。信號流被分成NC個并行的子流。將第l個符號塊(OFDM符號)的第i個子流(通常稱為第i個副載波)用Xl，i來表示。經(jīng)S/P轉(zhuǎn)換器701執(zhí)行串行至并行轉(zhuǎn)換(S/P)后，對每個塊由IFFT變換器703執(zhí)行具有NFFT個點的離散傅里葉逆變換(DFT)，隨后，由GI模塊705插入具有NGI個采樣的保護間隔，以獲得經(jīng)P/S轉(zhuǎn)換器703執(zhí)行并行至串行(P/S)轉(zhuǎn)換后的信號xl，n。經(jīng)過數(shù)模(D/A)轉(zhuǎn)換后，在具有脈沖響應h(t，τ)的移動無線信道上將信號x(t)發(fā)射。在接收天線ν處接收的信號由來自NT個發(fā)射點的疊加信號組成。假設(shè)同步良好，則獲得于接收天線ν處在采樣瞬時t＝[n+lNsym]Tspl接收的相沖突的信號yl,n(v)=Δy(v)([n+lNsym]Tspl)=Σμ=1NT∫-∞∞h(μ,v)(t,τ)·x(μ)(t-τ)dτ+n(t)|t=[n+lNsym]Tspl]]>其中，n(t)表示加性高斯白噪聲，Nsym＝NFFT+NGI表示每OFDM符號的采樣數(shù)量。由接收機所接收的信號yl，n首先由S/P轉(zhuǎn)換器709進行串行至并行(S/P)轉(zhuǎn)換，并由GI模塊711去除保護間隔。通過對信號采樣的接收塊執(zhí)行離散傅里葉變換(DFT)(在圖4中，使用FFT變換器713)來恢復信息，以在頻域獲得OFDM解調(diào)輸出Yl，i。在接收天線ν處經(jīng)過OFDM解調(diào)后接收的信號由下式給出Yl,i(v)=Σμ=1NTXl,i(μ)·Hl,i(μ,v)+Nl,i]]>其中，Xl，i(μ)和Hl，i(μ，ν)分別表示在第l個OFDM符號的副載波i上發(fā)射天線μ的發(fā)射信息符號和信道傳遞函數(shù)(CTF)，項Nl，i表示具有零均值與方差No的加性高斯白噪聲(AWGN)。
當在多徑衰落信道上發(fā)射OFDM信號時，接收信號將具有未知的幅值和相位變化。對相干發(fā)射，需要由信道估計器對這些幅值和相位變化進行估計。
下面將描述借助導頻符號的信道估計(PACE)，其中，保留發(fā)射數(shù)據(jù)的子集(sub-set)用于發(fā)射已知的信息(稱為“導頻符號”)。這些導頻信號用作信道估計的輔助信息。
為進行公式描述，在第iDf個副載波上OFDM符號lDt的接收導頻信號為Yl~Dt,i~Df=Σμ=1NTXl~Dt,i~Df(μ)Hl~Dt,i~Df(μ)+Nl~Dt,i~Dfl~={1,2,···,L/Dt}]]>i~={1,2,···,Nc/Df}]]>其中， 和 分別表示在第l=l~Dt]]>個OFDM符號的副載波i=i~Df]]>上發(fā)射天線μ的發(fā)射導頻符號和信道傳遞函數(shù)(CTF)。假設(shè)CTF在變量l和i(即時間和頻率)上變化。項 表示加性高斯白噪聲。此外，l表示每幀中的OFDM符號數(shù)量，Nc表示每OFDM符號中的副載波數(shù)量，Df和Dt表示在頻率和時間上的導頻間隔，NT表示發(fā)射天線的數(shù)量。目的是對在所測幀Yl，i內(nèi)的所有{l，i，μ}的Hl，i(μ)進行估計。另外，在接收機端，在位置(l,i)=(l~Dt,i~Df)]]>的符號Xl，i(μ)已知。信道估計現(xiàn)包括以下幾個任務1.分離NT個疊加信號；2.當Dt或Df大于1時進行內(nèi)插；3.通過采用 的相關(guān)對噪聲 求平均。為估計給定 時的Hl，i(μ)，當考慮一個OFDM符號時，存在具有NcNT個未知量的Nc個方程。從而，該線性方程系統(tǒng)通常不存在直接解。通過將 變換到時域，可減少未知量的數(shù)量，使得能夠在時域求得所得到的方程系統(tǒng)的解。該方法具有這樣的優(yōu)點在一個步驟中，能夠?qū)⒒贒FT的內(nèi)插(它屬于標準技術(shù))與NT個疊加信號的估計以及分離進行組合，從而產(chǎn)生計算高效的估計器。
對于MIMO-OFDM系統(tǒng)的時域信道估計，將一個OFDM符號中的接收導頻信號 預乘(pre-multiply)以發(fā)射導頻序列的復共軛 (其中，1≤i~≤N′p]]>)。然后將結(jié)果經(jīng)由N’p-點IDFT變換到時域。隨后，通過矩陣求逆將NT個疊加信號分離。通過用有限脈沖響應(FIR)濾波器對IDFT操作的輸出進行濾波，獲得時域信道估計?；贒FT的內(nèi)插僅通過加上對于信道脈沖響應(CIR)估計的Nc-Q個零，即將長度Q的估計的長度擴展至Nc個采樣來實現(xiàn)。該技術(shù)稱為零填充(zero padding)。N’p-點DFT將導頻信號的CIR估計變換成整個OFDM符號的頻率響應估計。
基于離散傅里葉變換(DFT)的估計器具有如下優(yōu)點存在采用傅里葉變換形式的計算高效的變換，且基于DFT的內(nèi)插簡單。
估計的性能通常取決于導頻信號的選擇。期望選擇使估計器的最小均方差(MMSE)標準(是對性能的一種測量)和計算復雜度最小的一組導頻序列。由Y.Gong和K.Letaief于“Low Rank ChannelEstimation for Space-Time Coded Wideband OFDM Systems”(Proc.IEEE Vehicular Technology Conference(VTC’2001-Fall)，美國Atlantic城，pp.722-776，2001年)中系統(tǒng)性地導出了基于OFDM-MIMO系統(tǒng)的最小平方(LS)和MMSE標準的估計器。
I.Barhumi等人在“Optimal training sequences for channelestimation in MIMO OFDM systems immobile wireless channels”(International Zurich Seminar on Broadband Communications(IZS02)，2002年2月)中描述了MIMO OFDM系統(tǒng)的基于導頻音的信道估計和跟蹤方案。特別是，這些作者描述了基于彼此正交和移相的導頻音的信道估計方案。盡管在以上所述現(xiàn)有技術(shù)中的導頻符號允許進行精確信道估計，但是為了執(zhí)行由信道估計算法所需的矩陣求逆，需要在接收機端進行大量復雜計算。由于這種高度的計算復雜性，不能夠以低成本實現(xiàn)以上現(xiàn)有技術(shù)文獻中所述的估計方案，使得所披露的這些算法可能不適于大量銷售的移動接收機。
Yi Gong等人(“Low Rank Channel Estimation for Space-TimeCoded Wideband OFDM systems”，IEEE Vehicular TechnologyConference(VTC 2001-Fall)，vol.2，pp.772-776，2001年9月)描述了降低了復雜性的信道估計方案，其中，為估計信道，通過應用預先計算出的奇異值分解來避免矩陣求逆。不過，由于不得不計算奇異值分解，該方法仍很復雜。
Y.Li等人(“Simplified Channel Estimation for OFDM Systemswith Multiple Transmit Antennas”，IEEE Transactions on WirelessCommunications，vol.1，pp.67-75，2002年1月)提出了用于具有多個發(fā)射天線的基于DFT變換的OFDM信道估計方案。特別是，Li披露了一種用于產(chǎn)生導頻符號的方法，該導頻符號由多個發(fā)射和接收天線發(fā)射，并在接收端用于信道估計。這些導頻符號的產(chǎn)生方法是將具有較好定時和頻率同步特性的訓練序列乘以在導頻符號之間以及每個導頻符號的后續(xù)值之間引入附加相移的復序列。更具體而言，將訓練序列的每個值乘以引入相移的復因子，其中，相移取決于指派給被乘的值的數(shù)，指派給對應發(fā)射點的數(shù)和發(fā)射點的總數(shù)。導頻符號彼此正交且相移。導頻符號由OFDM方案調(diào)制，并通過多個通信信道發(fā)射。在接收機端(多個接收機的其中一個)，正在接收的信號包括通過多個通信信道的多個發(fā)射信號的疊加。Li等人還給出了對于基于相移序列的導頻音的設(shè)計原則，其中相移序列對于均方差(MSE)而言最優(yōu)。此外，通過選擇正交導頻序列，可避免估計器通常所需的矩陣求逆。不過，由于在訓練序列之間獲得良好正交性的困難，矩陣求逆可能是必需的。另外，如果訓練序列非正交，則由于不能直接分離與通信信道相對應的路徑，由Li提出的信道估計方案變得更加復雜。
圖5示出了由Li給出的現(xiàn)有技術(shù)信道估計方案，在此考慮了兩個發(fā)射天線的情形。
現(xiàn)有技術(shù)信道估計器包括多個乘法器，其中，圖5只示出了三個與第n個接收序列的第k個值r[n，k]相關(guān)的乘法器。并行設(shè)置的第一乘法器901，第二乘法器903和第三乘法器905各自具有第一和第二輸入與輸出。第一乘法器901的輸出與第一快速傅里葉逆變換(IFFT)模塊907相連，第二乘法器903的輸出與第二IFFT模塊909相連，第三乘法器905的輸出與第三IFFT模塊911相連。這里應當注意，對于每個IFFT模塊，總共連接由K個乘法器，其中，K表示在頻域中接收序列的長度，且對于三個IFFT模塊，設(shè)置總數(shù)為3K的輸入信號。每個IFFT模塊907，909和911均能夠執(zhí)行應用于K個輸入值的快速逆傅里葉算法。此外，IFFT模塊907，909和911均包括多個輸出，其中，僅使用每個IFFT模塊的前K0個輸出。其他輸出例如各自接地。
第一IFFT模塊907的K0個輸出與第一估計模塊913相連，第三IFFT模塊911的前K0個輸出與第二估計模塊915相連。第二IFFT模塊909的K0個輸出與第一估計模塊913和第二估計模塊915分別相連。第一估計模塊913和第二估計模塊915具有K0個輸出，每個輸出與多個濾波器中的相應濾波器917相連，且每個濾波器各具有一輸出。對應于第一估計模塊913的濾波器917的K0個輸出與第一傅里葉變換(FFT)模塊917相連，對應于第二估計模塊915的濾波器917的K0個輸出與第二FFT模塊921相連。第一FFT模塊919和第二FFT模塊921具有K個輸出，其中，K如上所述是副載波數(shù)量。此外，由于Li所述的簡化算法，對應于第一估計模塊913的第一濾波器917的輸出與第二估計模塊915相連，對應于第二估計模塊915的濾波器917的輸出還與第一估計模塊913相連，從而建立多個反饋環(huán)路。
如上所述，圖5示出了對于有兩個發(fā)射天線的情形的現(xiàn)有技術(shù)估計器的示例，從而，接收信號r[n，k]為可能受信道噪聲損壞的兩個發(fā)射信號的疊加。接收信號通過分離裝置(在圖5中未示出)被分成兩個接收信號。然后，接收信號的復本被乘以與各個發(fā)射天線相對應的復共軛信號。此外，第一發(fā)射天線所發(fā)射的導頻符號乘以由第二天線發(fā)射的導頻符號的復共軛版本。更切確而言，接收信號的第一復本的K個值乘以由第一天線發(fā)射的導頻符號的復共軛版本的K個值。接收信號的第二版本的K個值乘以由第二發(fā)射天線發(fā)射的導頻符號的復共軛版本的K個值。此外，為獲得后續(xù)信道估計算法所需的中間值，第一天線所發(fā)射的導頻符號的K個值乘以由第二發(fā)射天線所發(fā)射的導頻符號的K個復共軛值。
如上所述，所有乘法操作都并行執(zhí)行，從而將來自乘法器901的K個結(jié)果饋送到第一IFFT模塊907。將來自K個乘法器903的K個結(jié)果饋送到第二IFFT模塊909。將來自K個乘法器905的K個結(jié)果饋送到第三IFFT模塊911。為將頻域輸入信號變換成時域輸出信號，每個IFFT模塊可執(zhí)行快速傅里葉逆變換。
第一和第二估計模塊913和915可基于多個輸入信號執(zhí)行信道估計算法。更切確而言，第一估計模塊913接收3K0個輸入信號以生成K0個輸出信號，K0個輸出信號與自第一發(fā)射天線至期望接收天線的第一信道的信道脈沖響應相對應。第二估計模塊915以類似方式接收3K0個輸入信號以生成K0個輸出值，K0個輸出值與自第二發(fā)射天線至接收天線的第二通信信道相對應。然后，各K0個輸出值經(jīng)濾波器917濾波。
如上所述，將來自濾波器的各輸出信號反饋給第一和第二信道估計模塊913和915，這是由于信道估計模塊913和915可基于以前計算的值以及自IFFT模塊獲得的當前值估計各通信信道的信道脈沖響應。為計算所需的信道脈沖響應，每個估計模塊應用估計算法，在估計算法中，執(zhí)行矩陣-向量相乘而非矩陣求逆。經(jīng)濾波以及零填充至后面快速傅里葉變換所需的長度后，獲得第一和第二通信信道的信道傳遞函數(shù)。
如上所述，Li通過引入其中存在矩陣-向量相乘的迭代方案并利用導頻符號正交性，來避免矩陣求逆。然而，為計算與兩個通信信道相對應的兩個信道脈沖響應，需要三次快速傅里葉逆變換和3K個乘法器。此外，Li所采用的信道估計算法仍然具有因所需的矩陣-向量相乘所導致的高度復雜性。因此，隨發(fā)射天線數(shù)量的增加，由于具有大量的復數(shù)值相乘，由Li所給出的復雜估計方案的復雜度迅速提升。另外，為提供信道估計所需的多個中間值，在兩個導頻符號的相乘后必須跟有傅里葉逆變換。因此，估計模塊913和915不能獨立操作，從而不可避免地需要額外的定時和控制操作。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種復雜性減少的信道估計改進構(gòu)思。
該目的通過根據(jù)權(quán)利要求1的信道估計裝置或根據(jù)權(quán)利要求9的信道估計裝置，或根據(jù)權(quán)利要求10的估計信道方法或根據(jù)權(quán)利要求11的估計信道方法，或根據(jù)權(quán)利要求12的計算機程序來實現(xiàn)。
本發(fā)明基于的思路是，通過有效采用傅里葉變換的特性，能夠簡化基于傅里葉變換的信道估計方案。特別是，已經(jīng)發(fā)現(xiàn)，如果發(fā)射點發(fā)射用于在接收點處進行信道估計的不同導頻序列，基于傅里葉變換的變換(例如，傅里葉變換或傅里葉逆變換)提供從多個發(fā)射點中的一個發(fā)射點延伸到接收點的通信信道的估計信道脈沖響應。特別是，如果導頻序列彼此正交且相移，則基于傅里葉變換的變換直接提供所要估計信道的估計信道響應。
例如，在至少有兩個發(fā)射點發(fā)射用于信道估計的導頻序列的環(huán)境中，在接收點處接收的信號包括由各個發(fā)射點所發(fā)射信號的疊加，其中，在接收點處接收的信號可以是屬于單載波調(diào)制方案的時域信號，或?qū)儆诙噍d波調(diào)制方案(例如，OFDM)的頻域信號。
由于例如為了利用空間分集發(fā)射方案的正特性(positivecharacteristic)使導頻序列彼此不同并且發(fā)射點彼此空間分開，由提供器(可包括天線，對接收點處所接收的信號應用的濾波器等)提供的輸入信號包括來自發(fā)射點的信號(每個信號通過各自的通信信道發(fā)射)的疊加。
對于上述考慮的兩個發(fā)射點發(fā)射信息的情形，輸入信號包括通過特性可能不同的兩個物理信道發(fā)射的兩個信號的疊加。如果使輸入信號以這樣的方式進行乘法運算將其分成兩個可能相同的復本，其中，復本數(shù)量通常等于發(fā)射點的數(shù)量，則輸入信號的每個復本包括相關(guān)導頻序列信息，即與各導頻序列發(fā)射通過的信道相關(guān)的信道信息所覆蓋的相移。
然后，輸入信號的每個復本被預乘以根據(jù)與所要估計信道相關(guān)的訓練序列導出的信號。因此，如果使用基于有效利用具體導頻序列的相位信息的傅里葉變換的變換器，將輸入信號的每個復本進行變換，則應用于輸入信號復本的變換器所提供的變換信號包括第一信道的信道脈沖響應，應用于輸入信號另一復本的變換器所提供的信號包括另一通信信道的另一信道脈沖響應。
盡管Li等人所披露的估計器需要多次附加傅里葉變換以計算信道估計方案所需的中間值，然而為估計信道脈沖響應，每個通信信道僅需要一次IDFT運算，這簡化了接收機的結(jié)構(gòu)，并降低了發(fā)明的信道估計方案的復雜性。此外，所提出的接收機結(jié)構(gòu)相比于現(xiàn)有技術(shù)接收機結(jié)構(gòu)而言做出的改進并不對信道估計器的性能有任何負面影響。
此外，由于本發(fā)明的信道估計方案，需要執(zhí)行明顯較少的乘法，由于為獲得中間結(jié)果沒必要執(zhí)行導頻序列-導頻序列相乘，這導致進一步地減小復雜度。
另外，由于變換的信號已包含所要估計的信道脈沖響應的估計，與現(xiàn)有技術(shù)信道估計方案相比，本發(fā)明的信道估計方案更為簡化。因此，沒有必要進行矩陣求逆或矩陣-向量相乘，這進一步降低了接收機結(jié)構(gòu)的復雜性。
此外，由于可將用于提供具體信道的估計的相應變換器有效調(diào)整到通過所要估計的信道發(fā)射的導頻序列的相移，可以對彼此之間具有不同相移(假設(shè)這些相移在接收點處已知)的任何正交序列應用本發(fā)明的信道估計方案。
本發(fā)明方法還可應用于任何傳輸系統(tǒng)中的信道估計，即，類似頻分多址或時分多址系統(tǒng)的多址傳輸系統(tǒng)。


下面將參照以下附圖詳細描述本發(fā)明的其他實施例，其中圖1示出了根據(jù)本發(fā)明第一實施例、用于估計信道的發(fā)明設(shè)備的方框圖；圖2示出了根據(jù)本發(fā)明又一實施例、用于估計信道的另一設(shè)備的方框圖；圖3示出了根據(jù)本發(fā)明再一實施例、用于估計信道的再一設(shè)備的方框圖；圖4說明了OFDM調(diào)制方案；以及圖5示出了現(xiàn)有技術(shù)信道估計方案的方框圖。
具體實施例方式
在圖1中，示出了用于估計信道的發(fā)明設(shè)備的方框圖，其中，將該設(shè)備用于以多個發(fā)射天線為特征的多輸出情形中。為清楚起見，圖1僅顯示兩個發(fā)射天線101和103。
圖1所示設(shè)備包括具有與提供器107相連的輸出的接收天線105。提供器107具有與乘法器109相連的輸出，乘法器109用于提供輸入信號的多個復本。乘法器109具有多個輸出，其數(shù)量與所要提供的復本的數(shù)量相對應，換而言之，對應于發(fā)射點的數(shù)量。出于簡便考慮，在圖1中僅顯示出乘法器109的輸出111和另一輸出113。
輸出111與變換器115相連，且另一輸出113與變換器117相連。變換器115和117均具有對應于各變換器所執(zhí)行的變換(或更切確而言，對應于變換長度)的多個輸出。變換器115的多個輸出與抽取器119相連，變換器117的多個輸出與抽取器121相連。抽取器119和抽取器121具有多個輸出，其中，抽取器119或抽取器121各自的輸出的數(shù)量等于或最好小于變換器115和117各自的輸出的數(shù)量。
接收天線105接收來自多個發(fā)射點的模擬信號。因此，輸入信號包括來自多個發(fā)射點的信號的疊加。提供器107執(zhí)行例如濾波，模數(shù)轉(zhuǎn)換，解調(diào)等，使得依據(jù)基本解調(diào)方案，在提供器107的輸出108處提供的輸入信號為離散時域或頻域信號。例如，如果使用OFDM調(diào)制方案，則在輸出108處提供的輸入信號為頻域信號。相反，如果使用單載波調(diào)制方案，則在輸出108處提供的輸入信號為時域信號。
乘法器109經(jīng)由輸出108接收輸入信號，并提供輸入信號的多個復本，其中，復本的數(shù)量等于如上所述發(fā)射點的數(shù)量。乘法器109例如可產(chǎn)生輸入信號的該多個確切復本，以及可提供與該多個發(fā)射點相對應的多個路徑，其中，每個路徑與輸入信號的一個復本相關(guān)。
最好是，對于輸入信號的每個復本，使用用于對復本進行變換或?qū)膹捅镜贸龅男盘栠M行變換的變換器。在圖1中，僅由變換器115接收在輸出111處提供的復本，僅由變換器117接收經(jīng)由輸出113提供的輸入信號的復本(另一復本)。換而言之，變換器115僅指定給由輸出111所提供的輸入信號的復本，變換器117僅指定給由輸出113所提供的輸入信號的另一復本。此外，如圖1所示，變換器115和117彼此獨立操作。
變換器115經(jīng)由多個輸出提供對應于發(fā)射點與接收點之間一個通信路徑的變換信號，變換器117經(jīng)由多個輸出提供對應于另一發(fā)射點與該接收點之間另一通信路徑的變換信號。因此，為獲得變換信號，變換器115對輸入信號的復本或?qū)ψ暂斎胄盘枏捅镜贸?例如通過預乘)的信號應用基于傅里葉變換的變換算法，變換器117對輸入信號的另一復本或?qū)ψ暂斎胄盘柫硪粡捅镜贸?例如通過預乘)的信號應用基于傅里葉變換的變換算法。
變換器115和變換器117可執(zhí)行傅里葉變換，離散傅里葉變換，快速傅里葉變換，傅里葉逆變換，離散傅里葉逆變換，或快速傅里葉逆變換。通常，用于將乘法器所提供的信號進行變換的多個變換器可執(zhí)行變換算法，該變換算法將具體訓練序列的相移進行變換，使得可以得出具體信道信息。這可通過將相移變換成延遲來實現(xiàn)，這是基于傅里葉變換的算法的固有特性。
本發(fā)明的信道估計方案是基于對相應于輸入信號的相應復本的每個路徑進行分別的處理，其中，路徑的數(shù)量對應于發(fā)射點的數(shù)量或所要估計的通信信道的數(shù)量。此外，本發(fā)明的信道估計方案對每個所要估計的信道而言僅需要一個變換器。換而言之，如果有NT個發(fā)射點發(fā)射用于NT個通信信道的估計的導頻序列，則必須有至多NT個變換器用于提供信道估計。由于各變換器可獨立操作，在無需使用任何中間值的條件下提供信道估計。更具體而言，為估計具體通信信道，需要僅一個變換器，以及僅額外了解與要估計的對應信道(信道脈沖響應)相關(guān)的導頻序列。與現(xiàn)有技術(shù)信道估計方案相對比，變換器之間的交叉連接以及從訓練序列的組合獲得的中間結(jié)果均沒必要存在。
對于每個變換的信號，應用用于抽取一部分變換信號的相關(guān)抽取器，以獲得要估計的信道的估計信道脈沖響應。在圖1中，抽取器119抽取一部分由變換器115提供的變換信號，抽取器121抽取一部分由變換器117提供的變換信號。抽取各變換信號的一部分意味著還使用由各變換器115和117提供的離散值的僅僅一個子集。
例如，抽取器119和121可從變換器115和117所提供的各變換信號抽取多個相繼值，其中，相繼值的數(shù)量可由對信道預先了解的信息(例如，預知的信道長度)來確定。在此情形下，抽取器119從相應的變換信號中抽取子集，該子集不比所要估計的信道的信道長度更長。不過，對信道預先了解的信息也可為信道能量。在此情形下，提取器119提取變換信號的子集，使得由變換信號抽取的子集具有大于例如80％信道能量的能量。對于各變換信號未抽取的其余離散值，可通過將其設(shè)置為例如零來將其丟棄。抽取器121以完全相同的方式操作。
此外，抽取器119和121可從相應變換信號抽取大于預定閾值的值。例如，預定閾值確定所要抽取的值的最小量值?？蓮陌谧儞Q信號中包含的最大量值獲得預定閾值。例如，預定閾值可等于最大量值的0.2。此外，如果一能量標準被用于抽取一部分變換信號，可選擇預定閾值，使得包含在高于閾值的變換信號中的離散值具有不小于例如80％信道能量的能量?？蛇x地，可選擇閾值，使得丟棄值(即，不被抽取的值)的能量小于例如20％信道能量。為執(zhí)行閾值操作，抽取器還可包括比較器，用于將包含在各變換信號中的離散值與閾值進行比較。
如圖1所示，由抽取器119抽取的部分變換信號為例如從發(fā)射點101延伸至接收天線105的信道的估計信道脈沖。由抽取器121提供的部分變換信號為例如從發(fā)射點103延伸至接收天線105的另一信道的估計信道脈沖響應。顯然，每個抽取器可僅接收來自相關(guān)變換器的變換信號。更具體而言，每個抽取器僅對由相關(guān)變換器提供的變換信號操作，使得可分別估計各信道脈沖估計，尤其是在用于信道估計的導頻序列在預定正交范圍內(nèi)彼此正交且彼此相移時，使得能夠有效利用傅里葉變換的特性。不過，由于難以實現(xiàn)完全正交，可允許任意兩個導頻序列的內(nèi)積的絕對值大于或等于零，但最好小于0.2。因此，預定正交范圍由具有等于零的起始值和等于0.2的最終值的間隔來定義。
根據(jù)本發(fā)明的又一實施例，相乘與變換的操作可相互交換。在此情形下，通過使用基于傅里葉變換的變換算法，變換器對輸入信號或輸入信號的復本進行變換，以獲得變換信號。此后，可由乘法器提供變換信號的多個復本，其中，復本數(shù)量最好等于發(fā)射點的數(shù)量。為獲得要估計的信道的估計信道脈沖響應，對于變換信號的每個復本，可使用抽取器抽取變換信號的一部分。
圖2顯示出根據(jù)本發(fā)明又一實施例的用于估計信道的發(fā)明設(shè)備，其中，再次考慮兩個發(fā)射點(即，兩個通信信道)的情形。
與圖1所示設(shè)備相比，圖2所示的設(shè)備包括預乘法器201，預乘法器201具有與乘法器109的輸出111相連的輸入和與變換器115相連的輸出203。另外，預乘法器201具有另一輸入202。此外，如圖3所示設(shè)備包括預乘法器207，預乘法器207具有與乘法器109的輸出113相連的輸入和與變換器117相連的輸出209。另外，預乘法器207具有另一輸入208。
與圖1所示實施例進行進一步對比，圖2所示設(shè)備包括與抽取器119的輸出相連的處理裝置211，其中，處理裝置211具有多個輸出，輸出的數(shù)量等于或小于抽取器119的輸出的數(shù)量。另外，該設(shè)備包括與抽取器121相連的處理裝置213，其中，裝置213具有多個輸出，其輸出數(shù)量等于或小于抽取器121的輸出的數(shù)量。顯然，處理裝置211與通信路徑有關(guān)，處理裝置213與另一通信路徑相關(guān)。
與如圖1所示設(shè)備更進一步對比，在乘法器109與各變換器115和117之間連接有預乘法器201和207。與乘法器109的輸出111相對應的路徑提供用于估計通信信道的信號，與乘法器109的輸出113相關(guān)的另一路徑提供用于估計另一通信信道的信號。
具體地，預乘法器201可將輸入信號，即輸出111提供的輸入信號的復本預乘以與限定要估計的信道的發(fā)射點相關(guān)的導頻序列的復共軛版本，其中，經(jīng)由另一輸入202向乘法器201提供與第一發(fā)射點相關(guān)的導頻序列的復共軛版本。不過，在導頻序列為全1序列的情形中，或如果導頻序列的系數(shù)僅在很小范圍(即，小于最大量值與最小量值之間的比的0.1)內(nèi)變化，可通過由輸出111提供給變換器115的輸入信號繞過預乘法器201。
然而，由于發(fā)射多個不同的導頻序列，至少有一個導頻序列具有非全1的系數(shù)。因此，預乘法器207可將經(jīng)由輸出113提供的輸入信號(該輸入信號的復本)預乘以與限定要估計的另一信道的另一發(fā)射點相關(guān)的另一導頻序列的復共軛版本。
此處應注意，由于在各預乘法器201和/或207執(zhí)行的預乘期間能夠考慮到共軛，從而向各預乘法器201和207提供的導頻序列版本并不一定必須是復共軛。此外，不對各導頻序列求共軛，而是代之以對提供給各預乘法器的輸入信號的各復本求共軛，例如通過在預乘法器109與各預乘法器201或207之間引入附加的求共軛裝置。此外，還可由各變換器或乘法器109執(zhí)行預乘運算。
此外，例如當輸入信號屬于使用M元QAM(M大于4)的OFDM調(diào)制方案時，預乘法器201和207可將經(jīng)由乘法器109的輸出提供的輸入信號(或該輸入信號的復本)預乘以與所要估計的信道相關(guān)的導頻序列的求逆版本，其中，該版本可等于其各求逆或復共軛版本。在此情形下，該發(fā)明設(shè)備還可包括用于執(zhí)行必要的求逆的處理裝置。可選地，預乘法器可被構(gòu)造成用于執(zhí)行必要的除法。
由預乘法器201提供的預乘信號提供給變換器115，由預乘法器207提供的預乘信號提供給變換器117。變換器115和117對相關(guān)的預乘信號應用單變換算法，使得抽取器119和抽取器121能夠從上述各變換信號中抽取信道估計。
與圖1所示設(shè)備進行比較，圖2中所示設(shè)備還包括處理裝置211和213。處理裝置211可基于由抽取器119提供的估計信道脈沖響應而提供增強估計信道脈沖響應，處理裝置213可基于由抽取器121提供的另一估計信道脈沖響應而提供另一增強估計信道脈沖響應。例如，裝置211和213可減小包含在各估計信道脈沖響應中例如由可能的信道噪聲導致的估計誤差。
應注意，如裝置211和213所代表的處理裝置在不了解任何其他導頻序列的條件下對相關(guān)抽取器119和121所抽取的部分進行操作。處理裝置211可僅對與相應處理路徑相關(guān)的信息進行處理，即裝置211不需要與另一處理路徑相關(guān)的另一導頻序列的任何信息，反之亦然。
每個處理裝置還可包括信道估計器，例如最小均方差(MMSE)估計器，最小平方(LS)估計器或最大似然(ML)估計器或它們的變型。各處理裝置通過提供進一步增強的估計來減小損害接收信道估計的信道噪聲。處理裝置可執(zhí)行濾波操作，即Wiener濾波，其中濾波器系數(shù)從MMSE標準獲得。
此外，處理裝置可執(zhí)行對信道輸入響應的各估計設(shè)定閾值的簡單閾值操作，從而將在閾值以下的各信道估計的系數(shù)丟棄或置零。例如，類似于前述方法，閾值可從能量標準得出。此外，可僅對各抽取器所提供的每個信道估計的多個最后系數(shù)應用閾值操作，以縮短各信道估計的長度。
此外，由裝置211和213表示的處理裝置可包括上述估計濾波器，其中，可迭代地調(diào)整估計濾波器，且其中為迭代輸出增強的估計信道脈沖響應，迭代調(diào)整方案基于在不同時刻從相應抽取器抽取的部分。例如，處理裝置可基于以前獲得的增強信道估計迭代確定濾波器系數(shù)，使得可提供當前的增強信道估計。此外，如果導頻序列僅在不同時刻有效，或如果從一個發(fā)射點相繼發(fā)射的導頻序列的數(shù)量對于足夠的信道估計而言過小，可將處理裝置用于信道跟蹤。
為了更精確描述借助導頻符號的信道估計，下面，將限定接收信號的子集僅包含分別在頻率方向以Df倍低速率 以及在時間方向以Dt倍低速率 采樣的導頻{Y~l~,i~(μ)}={Yl,i(μ)},]]>且{i，l}∈G。
考慮來自發(fā)射天線μ的OFDM符號l=l~Dt]]>的導頻序列，其可由尺寸N′P的列尺寸來表示，Y~l~′=Σμ=1NTX~l~′(μ)H~l~′(μ)+N~l~′---∈CNP′×1]]>=Σμ=1NTX~l~′(μ)F~INP×Q′h~l~′(μ)+N~l~′]]>其中，發(fā)射導頻序列，信道傳遞函數(shù)(CTS)和加性噪聲項通過以下給出
X~l~′(μ)=diag(X~l~,1(μ),···,X~l~,NP′′(μ))∈CNP′×NP′]]>H~l~′(μ)=[H~l~,1(μ),···,H~l~,NP′(μ)]T∈CNP′×1]]>h~l~′(μ)=[h~l~,1(μ),···,h~l~,Q(μ)]T∈CQ×1.]]>N~l~′=[N~l~,1,···,N~l~,NP′]T∈CNP′×1]]>N′P×N′P的DFT矩陣 將CIR變換到頻域，由以下定義{F~}i+1,n+1=e-j2πni/NP′;0≤i≤NP′-1,0≤n≤NP′-1]]>對于Q＜N′P的情形，需去除最后N′P-Q個DFT輸出，在形式上表述為N′P×Q維的矩陣INP′×Q=[IQ×Q,0NP′-Q×Q]T,]]>且在主對角線上的項為1，其他項為0。對于Q＝N′P的情形，矩陣IN′P×N′P變?yōu)閱挝痪仃?。實際上，使用N′P-點FFT可有效生成DFT變換。對于Q＜N′P的情形，略過最后N′P-Q個輸出。
因此，得到以下方程式Y(jié)~l~′=X~l~′H~l~′+N~l~′=X~l~′F~NTh~l~′+N~l~′]]>其中，X~l~′=[X~l~,′(1),···,X~l~,′(NT)]∈CNP′×NT×NP′]]>H~l~′=[H~l~′(1),···,H~l~′(NT)]T∈CNTNP′×1]]>h~l~′=[h~l~′(1),···,h~l~′(NT)]T∈CNTQ×1.]]>F~NT=diag(F~INP′×Q,···,F~INP′×Q)∈CNTNP′×NTQ]]>對于時域信道估計，發(fā)射導頻序列 被預乘以 并且通過例如N′P-點IDFT，將結(jié)果變換到時域。在數(shù)學上可將這些操作表示為ξl~=Δ1NP′(X~l~′F~NT)HY~l~′=1NP′D~l~′HY~l~′---∈CNTQ×1]]>=1NP′D~l~′HD~l~′h~l~′+1NP′D~l~′HN~l~′]]>其中，引入了定義D~l~′=X~l~′F~NT.]]>以1/NP′F~NTH]]>的預乘表示NT次IDFT操作，對于每個 塊有一次N′P-點IDFT操作。
通過以加權(quán)矩陣w對 濾波來獲得時域信道估計，即，h^l~′=wξl~′]]>其中， 具有與 相同的結(jié)構(gòu)。
基于以上定義，參照圖3進行描述，圖3示出了根據(jù)本發(fā)明再一實施例的用于估計信道的發(fā)明設(shè)備。
在圖3中，考慮多個發(fā)射點發(fā)射導頻序列以在接收點處估計各信道的情形。為便于說明，在圖3中僅顯示出與NT個發(fā)射點對應并因此與NT個通信信道相對應的NT個路徑中的僅兩個路徑。
輸入信號由乘法器(在圖3中未示出)提供。乘法器具有多個輸出，其中，相繼的NP個輸出與各預乘法器連接。根據(jù)如圖3所示的實施例，對應于一通信路徑的前NP個輸出與預乘法器301相連，對應于另一通信路徑最后NP個輸出與預乘法器303相連。預乘法器301具有另一輸入305和輸出307。預乘法器303具有另一輸入309和輸出311。
此外，圖3中所示的設(shè)備包括NT個頻域(FD)窗口。具體地，頻域窗口313與預乘法器301的輸出307相連，頻域窗口315與預乘法器303的輸出311相連。每個頻域窗口都具有輸出，其中，頻域窗口313的輸出與變換器317相連，頻域窗口315的輸出與變換器319相連。變換器317和變換器319可執(zhí)行NP-點傅里葉逆變換(IFFT)。
不采用參照圖2所述的用于抽取多個輸出的抽取器，而是變換器317的前Q個相繼輸出與濾波器321相連，將其余輸出丟棄。因此，變換器319的前Q個連續(xù)輸出與濾波器312相連，將其余輸出丟棄。換而言之，通過將各自的Q個輸出與濾波器321以及濾波器323硬連接來取代各抽取器。
零填充器325具有NC個與可執(zhí)行NC-點快速傅里葉變換(FFT)的FFT變換器329相連的輸出。從而，零填充器327具有NC個與可執(zhí)行NC-點FFT的FFT變換器331相連的輸出。
FFT變換器329具有NC個與求逆窗口333相連的輸出，且求逆窗口333具有多個輸出，F(xiàn)FT變換器331的NC個輸出與求逆窗口335相連，且求逆窗口335具有多個輸出。
如圖3所示，將輸入信號的每個復本提供給相關(guān)的預乘法器。具體地，輸入信號的復本提供給預乘法器301，預乘法器301將該復本預乘以可從與限定所要估計的信道的發(fā)射點相關(guān)的訓練序列得出的信號。
從而，輸入信號的另一復本提供給預乘法器303，預乘法器303將該輸入信號的另一復本(由Np個離散值組成)預乘以與限定另一所要估計的信道的另一發(fā)射點相關(guān)的另一訓練序列。
此處應注意，如同以上所述，對應導頻率列的每個版本可為復共軛導頻序列。由預乘法器301和預乘法器309生成的預乘信號被提供給各自的頻域窗口313和315，每個頻率窗口可執(zhí)行頻率窗口化(frequency windowing)，以減小因后繼IFFT操作導致的泄漏效應(leakage effect)。例如，頻域窗口313和315可為對各自的預乘信號進行濾波而形成，以調(diào)整所要變換的信號，從而減小泄漏效應。
隨后，IFFT變換器317和319獨立執(zhí)行IFFT算法，IFFT算法分別應用于由頻域窗口313和頻域窗口315提供的輸出信號。
如上所述，濾波器321和323可執(zhí)行濾波，以便通過例如減小損害各信道估計的估計誤差，由估計信道脈沖響應提供增強估計信道脈沖響應，以及由另一估計信道脈沖響應提供另一增強估計信道脈沖響應。例如，濾波器321和323執(zhí)行MMSE，LS或ML估計。此外，濾波器321和323可執(zhí)行如上所述的閾值操作。
此處應注意，IFFT變換器317和319的輸出信號可直接應用于時域或頻域信號的均衡。例如當將如圖3所示設(shè)備應用于單載波發(fā)射系統(tǒng)中的信道估計時。在時域中，例如可將分布式反饋均衡器用于均衡。此外，信道估計和增強信道估計包含有可用于信道編碼和信道解碼目的的信道狀態(tài)信息。
為獲得對應于各估計信道脈沖響應或各增強估計信道脈沖響應的信道變換函數(shù)，對濾波器321提供的增強估計信道脈沖響應應用相繼的快速傅里葉變換，對濾波器323提供的另一增強估計信道脈沖響應應用快速傅里葉變換。執(zhí)行兩個變換，以便將具體的增強信道估計變換到頻域，以獲得與增強估計信道脈沖相關(guān)的信道傳遞函數(shù)，以及與另一增強估計信道脈沖相關(guān)的另一信道傳遞函數(shù)。
執(zhí)行各FFT之前，將每個增強信道估計零填充至由各IFFT變換器329和331執(zhí)行的后繼FFT所需的長度。更具體而言，零填充器325將濾波器323所提供的增強估計信道脈沖響應的長度進行擴展，以使零填充器325所提供的輸出信號長度等于由后繼FFT變換所需的NC。以相似的方式對濾波器323所提供的另一增強估計信道脈沖響應的長度進行擴展，使得零填充器327向FFT變換器331提供NC個離散值。
經(jīng)FFT變換之后，由求逆窗口333和求逆窗口335執(zhí)行求逆窗口化(inverse windowing)，以減小由頻域窗口313和頻域窗口315所導致的效應(影響)。
此處還應注意，濾波器321，零填充器325，F(xiàn)FT變換器329和求逆窗口333構(gòu)成與處理路徑相關(guān)的處理裝置，濾波器323，零位填充器327，F(xiàn)FT變換器331和隨后的求逆窗口335構(gòu)成與另一處理路徑相關(guān)的處理裝置。
如上所述，接收的導頻序列被預乘以NT個導頻序列，其中每個序列與某個發(fā)射天線發(fā)射的信號相對應，并且此后經(jīng)由IDFT變換到時域。簡單地通過向信道脈沖響應估計添加NC-Q個零來執(zhí)行基于DFT的內(nèi)插，從而通過零填充將 的長度擴展至采樣數(shù)量，即hl~Dt′(μ)=[h~l~,1(μ),···,h~l~,Q(μ),0,···,0]T]]>=[h~l~′(μ)T,0,···,0]T---∈CNFFT×1]]>其中， 表示向量。通過濾波，可在時域內(nèi)改善信道估計。NC-點DFT將導頻的信道脈沖響應估計變換到如圖3所考慮的各個OFDM符號的頻率響應估計。
假設(shè)信道脈沖響應為時間有限的， 是嚴格時間有限的，且通過零填充簡單地執(zhí)行基于FFT的內(nèi)插。此處應注意，即便對于導頻間隔Df等于1的情形，由于每發(fā)射天線的輸出數(shù)量以NT的因子減小，從而也需要零填充。
通過對零填充的信道脈沖估計進行NC-點DFT來獲得整個OFDM符號(導頻和數(shù)據(jù))的信道傳遞函數(shù)的估計H^′=FNTh^′orH^′(μ)=Fh^′(μ)]]>其中，F(xiàn)NT為由NT個塊的NC-點DFT矩陣F組成的NTNc×NTNc塊對角DFT矩陣。
DFT的有效實施方式為快速傅里葉變換算法。對于最優(yōu)效率而言，對FFT的點數(shù)應為2的冪。不過，在實際系統(tǒng)中，NC和N′Pv 可不必總是2的冪。因此，可使用零填充來實施快速傅里葉變換。在輸出端，可跳過所獲得信道傳遞函數(shù)的多個最后點以保持所需的估計。由此，此處應注意，還必須對時域中的變換進行調(diào)整，這是由于內(nèi)插比應為1/Df。內(nèi)插比定義了在頻域Df中的導頻間隔，其等于到時域的逆DFT與到頻域的反變換之間的比的倒數(shù)，也就是1/Df。
下面，參照最小平方估計器。假設(shè)存在 的逆，則最小平方估計器由以下給出h^LSl~′=NP′(Dl~′HDl~′)-1ξl~′]]>=(Dl~′HDl~′)-1Dl~′HY~l~′.]]>由于估計器取決于發(fā)射信號，應正確選擇導頻序列。如果 是滿秩的，則存在LS估計器，不幸的是，情況并不總是如此。使LS估計器存在的必要條件是N′P≥NTQ。
實際上，兩倍的過采樣在使導頻所導致的系統(tǒng)開銷最小和使性能最優(yōu)之間提供很好的折衷。假設(shè)保護間隔比信道的最大延遲更長。
下面，參照Wiener濾波器。Wiener濾波器為使接收導頻的MMSE最小的估計器。因此，還將其稱為MMSE估計器，這由有限脈沖響應(FIR)濾波器來描述。通常，Wiener濾波器取決于期望符號n的位置。為生成MMSE估計器，需要知道相關(guān)矩陣R′ξξ與R′hξ。OFDM符號的MMSE估計器由以下給出h^l~′=Rhξ′Rξξ′-1ξl~′=w′ξl~′=1NP′w′Dl~′HY~l~′]]>w′=Rhξ′Rξξ′-1---∈CQNT×QNT]]>其中，相關(guān)矩陣R′ξξ與R′hξ由下式定義
R′ξξ=ΔE{ξl~′ξl~′H}=1NP′′2Dl~′HRy~y~′Dl~′∈CQNT×QNT]]>=1NP′2Dl~′HX~l~′RH~H~′X~l~′HDl~′+N0NP′2Dl~′HDl~′]]>=1NP′2Dl~′HDl~′Rh~h~′Dl~′HDl~′+N0NP′2Dl~′HDl~′]]>且Rhξ′=ΔE{hl~Dt′ξl~′H}∈CQNT×QNT]]>=1NP′Rhh~′Dl~′HDl~′]]>在時域中的協(xié)方差 與頻域中的協(xié)方差矩陣 有關(guān)，即Rh~h~′=F~NTHRH~H~′F~NT]]>假設(shè)來自不同發(fā)射天線的相沖突的信號互不相關(guān)，則由Rh~h~′=E{h~l~′h~l~′H}]]>定義的自相關(guān)矩陣具有方塊圖的形式Rh~h~′=diag(Rh~h~′(1),···,Rh~h~′(NT))∈CNTQ×NTQ.]]>此外存在以下關(guān)系Rhh~′(μ)=Rh~h~′(μ)0∈CNFFT×Q]]>且Rhh~′=diag(Rh~h~′(1),···,Rhh~′(NT)),]]>其中，0表示適當維度的全零矩陣。另外，上述方程僅對采樣間隔的信道才真正成立。
應注意，盡管LS估計器要求 是滿秩的，而MMSE估計器要求Rξξ具有可逆性，正如以上所看到的。為此，不過， 沒有必要為滿秩的。因此，即便N′P＜NTQ也可存在MMSE估計器。
對于 為滿秩的情形，存在 的逆。則可將Wiener濾波器簡化成w′=NP′Rhh~′·[Rh~h~′+(Dl~′HDl~′)-1N0]-1·(Dl~′HDl~′)-1.]]>因此，相應的MMSE估計變?yōu)閔^l~′=NP′Rhh~′·[Rh~h~′+(Dl~′HDl~′)-1N0]-1·(Dl~′HDl~′)-1.ξl~′]]>=Rhh~′·[Rh~h~′+(Dl~′HDl~′)-1N0]-1·h^LSl~′.]]>這表示，LS估計用于MMSE估計器的輸入。通過在第二個等式中用 的平均值來代替 可獨立于在 中所獲得的發(fā)射導頻地得到MMSE估計器。可以看到，可根據(jù)濾波任務分離由LS估計器執(zhí)行的NT個信號的分離。
通常假設(shè)信道抽頭(channel tap)以及不同發(fā)射天線的衰落互不相關(guān)。那么，對于采樣間隔的信道，自相關(guān)矩陣具有對角形式Rh~h~′=diag(σ1(1)2,···,σQ(1)2,···,σQ(NT)2)]]>其中，σQ(1)2表示第一發(fā)射天線的信道抽頭Q的平均接收信號功率。
下面，將描述最優(yōu)導頻序列。MMSE估計器通常取決于導頻符號的選擇。然而，通過選擇適當?shù)膶ьl信號，估計器變得獨立于發(fā)射的導頻。期望選擇一組導頻序列，其使得MMSE(即，估計器的性能)和估計器的計算復雜性最小。對于LS估計器以及MMSE估計器而言，估計器的主要計算負擔在于現(xiàn)有技術(shù)信道估計方案所需的 矩陣求逆。如果可使 對角線化，則可避免計算昂貴的矩陣求逆，即Dl~′HDl~′=F~NTHX~l~′HX~l~′F~NT=NP′I---∈INTQ×NTQ.]]>下面，將推導出使 對角線化并因此滿足以上方程的充分條件。
為使接收機的復雜性保持最小，期望使 對角線化。那么，可將LS和MMSE估計器極大簡化。實現(xiàn)對角線化的必要條件是N′P≥NTQ?？蓪⒕仃?表示為 其中，塊 具有Q×Q的維度。
對角線化的必要條件由下式給出Dl~′(μ)HDl~′(m)=ΔINP′×QTF~HX~l~′(μ)HX~l~′(m)F~INP′×Q]]>=NP′I,μ=m0,μ≠m.]]>第一部分對于任何導頻序列都成立，這是由于X~l~′(μ)HX~l~′(μ)=I]]>以及INP′×QTF~HF~INP′×Q=NP′IQ×Q.]]>下面，導出滿足以上方程的充分條件。檢查向量 的分量是有益的。在不失一般性的條件下，假設(shè)要估計來自天線1的信號。則， 的項具有以下形式
ξl~,n(1)=1NP′Σμ=1NTΣi~=1NP′X~l~,i~(1)*X~l~,i~(μ)ej2π·(i~-1)·(n-1)/NP′Σq=1Qh~l~,q(μ)e-j2π·(i~-1)·(q-1)/NP′]]>+1NP′Σi~=1NP′X~l~,i~(1)*N~l~,i~ej2π·(i~-1)·(n-1)/NP′,n={1,···,Q}]]>重新整理以上方程各項得到ξl,n~(1)=1NP′Σμ=1NTΣq=1Qh~l~,q(μ)Σi~=1NP′X~l~,i~(1)*X~l~,i~(μ)ej2π·(i~-1)·(n-q)/NP′+n~l~,nn={1,···,Q}]]>其中， 表示平均白高斯噪聲(AWGN)過程，它是通過對于 預乘以 并且之后進行IDFT而得到的。在最里邊的求和內(nèi)的項基本為 的IDFT。
在進一步考察發(fā)射導頻序列的傅里葉變換特性之前，由以下定義任意序列的DFT，F(xiàn)N(xn)k=ΔΣn=1Nxne-j2πk·(n-1)/N---k={0,···,N-1}.]]>此外，定義以下序列，fN(k)=Δ1NΣn~=0N-1e-j2πnk/N]]>=sin(πk)Nsin(πk/N)·e-jπk·(N-1)/N=δk]]>其中1≤k＜N其中，δk表示單位脈沖函數(shù)，定義為 其中，k為滿足1≤k＜NT關(guān)系的任意常數(shù)。因此，得到ξl~,n(1)=1NP′Σμ=1NTΣq=1Qh~l~,q(μ)FNP′(X~l~,i~(1)*X~l~,i~(μ))q-n+n~l~,n]]>可以看出， 的正交性的充分條件是選擇一組具有以下特性FNP′(X~l~,i~(1)*X~l~,i~(μ))q-n=cδn-q-kQ]]>的導頻序列，其中c為滿足c＞0關(guān)系的任意常數(shù)。在此情形，得到以下化簡ξl~,n(1)=Σq=1Qh~l~,q(1)δn-q+n~l~,n=h~l~,n(1)+n~l~,n]]>其中n＝{1，…，Q}，Q≤N′P/NT。
注意，該條件等效于使 對角線化。
通過檢查正交序列(諸如Hadamard序列)的DFT特性，可以看出也滿足以上方程。此外，相移序列集X~l~,i~(μ)=e-j2π·(i~-1)·(μ-1)/NT;μ={1,···,NP′}]]>
也滿足以上方程，這將在下面看到。還可利用這些相移序列進一步化簡接收機的結(jié)構(gòu)。 的DFT為FNP′(X~l~,i~(1)*X~l~,i~(μ))q-n=NP′fNP′(n-q-(μ-1)NP′/NT)=NP′δn-q-(μ-1)NP′/NT.]]>因此，得到 的期望結(jié)果ξl~,n(1)=Σμ=1NTΣq=1Qh~l~,q(μ)δn-q-(μ-1)NP′/NT+n~l~,n.]]>=h~l~,n(1)+n~l~,n]]>其中n＝{1，…，Q}，Q≤N′P/NT因此，如果適當選擇導頻序列，能夠大大簡化LS估計器以及MSE估計器。
w′=Rhh~′·[Rh~h~′+IN0NP′]-1]]>h^l~′=w′·ξl~′.]]>h^LSl~′=ξl~′]]>可以看出，估計器變得與所選導頻序列無關(guān)，這極大簡化了濾波器生成。
對于采樣間隔的信道的特殊情形，Wiener濾波器成為w′=diag(σ1(1)2σ1(1)2+N0NP′,···,σQ(1)2σQ(1)2+N0NP′,···,σQ(NT)2σQ(NT)2+N0NP′).]]>對于非采樣間隔的信道，Wiener濾波器的最優(yōu)解并非對角矩陣。不過，常?？蛇x擇次優(yōu)化(sub-optimum)單抽頭濾波器。
此外，根據(jù)某些實現(xiàn)要求，本發(fā)明用于估計信道的方法可通過硬件或軟件來實現(xiàn)。可使用數(shù)字存儲介質(zhì)來實現(xiàn)，特別是其上存儲有電可讀控制信號的盤或CD，它能夠與可編程計算機系統(tǒng)協(xié)同工作，以實現(xiàn)本發(fā)明的方法。因此，本發(fā)明通常為在機器可讀載體上存儲有程序代碼的計算機程序產(chǎn)品，當計算機程序產(chǎn)品在計算機上運行時，程序代碼用于執(zhí)行本發(fā)明的方法。因此，換而言之，本發(fā)明的方法為具有程序代碼的計算機程序，當該計算機程序在計算機上運行時，執(zhí)行本發(fā)明方法。
權(quán)利要求
1.一種用于估計一環(huán)境中從發(fā)射點至接收點的信道的設(shè)備，其中在該環(huán)境中存在至少兩個彼此間隔開的發(fā)射點，每個發(fā)射點都具有與之相關(guān)的導頻序列，其中導頻序列彼此不同，該設(shè)備包括提供器(107)，用于提供輸入信號，該輸入信號包括來自發(fā)射點的信號的疊加；乘法器(109)，用于提供輸入信號的多個復本，復本的數(shù)量等于發(fā)射點的數(shù)量；針對輸入信號的每個復本的變換器(115，117；317，319)，用于將該復本或由該復本得出的信號進行變換以獲得變換的信號，該變換器(115，117；317，319)能夠應用基于傅里葉變換的變換算法；以及針對每個變換信號的抽取器(119，121)，用于抽取一部分變換信號，以獲得要估計的信道的估計信道脈沖響應，其中，每個抽取器(119，121)能夠僅從相關(guān)的變換器(115，117；317，319)接收變換信號。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的設(shè)備，其中，導頻序列在預定正交范圍內(nèi)彼此正交，并且彼此相移，所述設(shè)備還包括針對每個抽取器(119，121)的處理裝置(211，213)，用于在不知道任何導頻序列的情況下處理相關(guān)抽取器(119，121)抽取的部分。
3.根據(jù)權(quán)利要求2的設(shè)備，其中，處理裝置(211，213)包括估計濾波器(321，323)，其中基于在不同時刻自相應抽取器(119，121)抽取的部分對估計濾波器(321，323)進行迭代調(diào)整，該估計濾波器(321，323)能夠輸出增強估計信道脈沖響應。
4.根據(jù)權(quán)利要求2的設(shè)備，其中，處理裝置(211，213)包括零填充器(325，327)，零填充器(325，327)用于將估計信道脈沖響應或增強估計信道脈沖響應零填充至預定長度。
5.根據(jù)權(quán)利要求4的設(shè)備，其中，處理裝置(211，213)還包括變換器(329，331)，變換器(329，331)用于對零填充的估計信道脈沖響應或零填充的增強估計信道脈沖響應進行變換，以輸出要估計的信道的信道變換函數(shù)。
6.根據(jù)權(quán)利要求4的設(shè)備，其中，所述設(shè)備還包括頻域窗口(313，315)，用于在變換之前對每個復本或由復本得到的信號進行窗口化處理，以減小泄漏效應，并且所述設(shè)備還包括求逆窗口(333，335)，用于對零填充的估計信道脈沖響應或增強估計信道脈沖響應進行窗口化處理，以減小信道變換函數(shù)中頻域窗口(313，315)的影響。
7.根據(jù)上述任何一項權(quán)利要求的設(shè)備，其中，在乘法器(109)和變換器(115，117；317，319)之間連接有預乘法器(202，208；301，309)，以產(chǎn)生由復本導出的信號，預乘法器(202，208；301，309)能夠?qū)⑤斎胄盘栴A乘以與限定所要估計的信道的發(fā)射點相關(guān)的導頻序列的復共軛版本，以獲得預乘輸入信號。
8.根據(jù)權(quán)利要求1的設(shè)備，其中，抽取器(119，121)能夠從變換信號中抽取大于預定閾值的值。
9.一種用于估計一環(huán)境中從發(fā)射點至接收點的信道的設(shè)備，其中在該環(huán)境中存在至少兩個彼此間隔開的發(fā)射點，每個發(fā)射點都具有與之相關(guān)的導頻序列，其中導頻序列彼此不同，該設(shè)備包括提供器(107)，用于提供輸入信號，輸入信號包括來自發(fā)射點的信號的疊加；用于變換輸入信號或輸入信號復本以獲得變換信號的變換器，該變換器能夠應用基于傅里葉變換的變換算法；乘法器(109)，用于提供變換信號的多個復本，復本數(shù)量等于發(fā)射點的數(shù)量；針對變換信號的每個復本的抽取器(119，121)，用于抽取該變換信號復本的一部分，以獲得要估計的信道的估計信道脈沖響應。
10.一種用于估計一環(huán)境中從發(fā)射點至接收點的信道的方法，其中在該環(huán)境中存在至少兩個彼此間隔開的發(fā)射點，每個發(fā)射點都具有與之相關(guān)的導頻序列，其中導頻序列彼此不同，該方法包括以下步驟提供輸入信號，所述輸入信號包括來自發(fā)射點的信號的疊加；提供輸入信號的多個復本，復本的數(shù)量等于發(fā)射點的數(shù)量；針對輸入信號的每個復本，通過應用基于傅里葉變換的變換算法將該復本或者從該復本得出的信號進行變換，以獲得變換的信號；以及針對每個變換的信號，抽取該變換信號的一部分，以獲得要估計的信道的估計信道脈沖響應，其中僅接收一個相關(guān)變換信號。
11.一種用于估計一環(huán)境中從發(fā)射點至接收點的信道的方法，其中在該環(huán)境中存在至少兩個彼此間隔開的發(fā)射點，每個發(fā)射點都具有與之相關(guān)的導頻序列，其中導頻序列彼此不同，該方法包括以下步驟提供輸入信號，所述輸入信號包括來自發(fā)射點的信號的疊加；通過應用基于傅里葉變換的變換算法，變換輸入信號或者從輸入信號得出的信號，以獲得變換的信號；提供變換信號的多個復本，復本的數(shù)量等于發(fā)射點的數(shù)量；以及針對變換信號的每個復本，抽取該變換信號復本的一部分，以獲得要估計的信道的估計信道脈沖響應。
12.一種具有程序代碼的計算機程序，其中當該程序在計算機上運行時，該程序代碼用于執(zhí)行根據(jù)權(quán)利要求10或根據(jù)權(quán)利要求11的信道估計方法。
全文摘要
提供了一種用于在一環(huán)境中對從發(fā)射點至接收點的信道進行估計的設(shè)備，且在該環(huán)境中存在至少兩個彼此間隔開的發(fā)射點，每個發(fā)射點都具有與之相關(guān)的導頻序列，其中，導頻序列彼此不同，該設(shè)備包括提供器(107)，用于提供輸入信號，輸入信號包括來自發(fā)射點的信號的疊加；乘法器(109)，用于提供輸入信號的多個復本，復本的數(shù)量等于發(fā)射點的數(shù)量；針對輸入信號的每個復本的變換器(115，117)，用于將復本或由復本得出的信號進行變換以獲得變換的信號，變換器(115，117)可應用基于傅里葉變換的變換算法；和針對每個變換信號的抽取器(119，121)，用于抽取一部分變換信號，以獲得對所要估計信道的估計信道脈沖響應，其中，每個抽取器(119，121)可僅從相關(guān)的變換器接收變換信號。
文檔編號H04B3/00GK1643867SQ03807345
公開日2005年7月20日 申請日期2003年6月22日 優(yōu)先權(quán)日2003年6月22日
發(fā)明者岡瑟爾·奧爾 申請人:都科摩歐洲通信技術(shù)研究所有限公司