專利名稱：在無線接收機中的信道估計的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及無線接收機，具體但不是排他地涉及用于碼分多址(CDMA)蜂窩通信系統(tǒng)的無線接收機。
背景技術：
在蜂窩通信系統(tǒng)中，多個基站為多個通常稱為移動站的遠程用戶單元提供無線電信服務。每個基站確定該基站附近的一個特定地理區(qū)域或小區(qū)，以產(chǎn)生覆蓋區(qū)。
多址技術允許從幾個移動站到單個基站或從單個基站的同時傳輸。多址技術的一種稱為碼分多址(CDMA)，該技術采用擴頻信令。CDMA通信系統(tǒng)中的各個用戶使用相同的載頻，但是通過使用單獨的擴展碼來區(qū)分。因此，在無線頻譜部分內(nèi)使用多個擴展碼來分配多個通信信道，每個碼唯一分配給一個移動站。在直接序列CDMA通信系統(tǒng)中，在發(fā)射信號之前，這些信號與高速碼相乘，借此信號被擴展在一個較大的頻譜上。窄帶信號就這樣被擴展并且作為寬帶信號發(fā)射。在接收機，通過把接收的信號與相同的代碼相乘而再生成原始窄帶信號。使用不同代碼擴展的信號在接收機將不能被解擴，而仍然保持為寬帶信號。
在第三代蜂窩通信系統(tǒng)中將要使用的寬帶CDMA(W-CDMA)中，使用正交相移鍵控和直接序列CDMA來發(fā)射符號。在每幀中以具有固定數(shù)量時隙的幀結(jié)構(gòu)來組織多個物理信道的每一個。每個時隙包括一連串數(shù)據(jù)符號和一連串導頻符號?？梢允褂脤ьl符號來估計傳播信道的特性以及執(zhí)行同步。
在CDMA系統(tǒng)中，RAKE接收機通常用作CDMA接收機的低復雜度解決方案。在US-B-62158414中公開了一個RAKE接收機設計的例子。
RAKE接收機的功能之一是分離多徑傳播的信號成分。
多徑傳播是由于發(fā)射信號經(jīng)多個路徑到達接收機而出現(xiàn)的。例如，一個接收信號可以直接從基站傳送到移動站，而另一個可能被該移動站后面的建筑物反射然后反射回給移動站。在這兩個信號的接收之間將有一個時間延遲。多徑效應會導致所需信號惡化(或衰落)。
RAKE接收機(它通常包括多個RAKE指)的另一個功能是多徑通信信道的特性估計。
在8thIEEE International Symposium on Personal，Indoor and MobileRadio Communications，Technical Programme Proceedings，Waves of theYear 2000+PIMRC’97，H.Andoh等人的“Channel Estimation Using TimeMultiplexed Pilot Symbols For Coherent RAKE Combining For D S-CDMA Mobile Radio”中公開了另一種使用特殊信道估計方法的RAKE接收機例子；即加權的多時隙平均(WSMA)。其中，接收的多徑信號被一個匹配濾波器解擴以便被分解為幾個衰減的窄帶調(diào)制信號，這些信號沿具有不同時間延遲的不同路徑傳播。這些分解信號的每一個施加到RAKE接收機的一個指上。在每個指中，通過使用時間復用的導頻符號對每個分解的窄帶信號執(zhí)行信道估計。用信道估計的復數(shù)共軛對每個分解的、復數(shù)表示的窄帶調(diào)制信號加權，以便在RAKE組合器中與從其它指中輸出的信號進行相干組合。
通常，信道估計輸出用于在組合路徑以產(chǎn)生RAKE輸出之前補償每個路徑的衰減和相位。因此，不準確的信道估計將導致路徑的非相干組合，從而導致很大的性能降低。
為了便于高質(zhì)量的信道估計，在W-CDMA標準中有兩種導頻。用戶專用導頻作為專用控制信道(DPCCH)的一部分進行發(fā)射，專用控制信道與專用數(shù)據(jù)信道(DPDCH)進行時間多路復用。公共導頻信道(CPICH)發(fā)射連續(xù)的導頻，該導頻可以被一個小區(qū)里的所有移動站接收并且它比專用信道強幾個dB。
波束成形是3GPP(第三代合作項目)標準的第四版本中用于移動站的強制性特點。根據(jù)這個特點，只有專用數(shù)據(jù)信道的專用導頻可以被用于信道估計的目的，因為公共導頻信道用不同的天線權重發(fā)射并且因而受到不同的多徑曲線的影響。因此發(fā)展具有用DPCCH和CPICH工作以及單獨用DPCCH工作的能力的信道估計技術將很有用。
優(yōu)選地，W-CDMA系統(tǒng)應支持高達500kph的移動站速度。大多數(shù)已知的信道估計方案對于低速率移動站能起到良好作用，但是在高速率時性能不好。
對于高速率移動站不能產(chǎn)生可靠的信道估計是WMSA方法(其通?；贒PCCH導頻)的主要缺點。由于信道衰減的速率正比于移動站的速率，因此會出現(xiàn)該問題。
已經(jīng)提出了其它的替代解決方案。在IEEE，53thVehicularTechnology Conference，Rhodes，Greece，VTC，2001-Spring，2001，K.A.Qaraqe等人的“Channel Estimation Algorithms For ThirdGeneration W-CDMA Communication Systems”中，描述了與線性內(nèi)插結(jié)合的多時隙平均。雖然該方案與WMSA相比大大改善了性能，但是線性內(nèi)插不能為某些高速率提供足夠的性能。
在5thAsia-Pacific Conference On Communications and 4thOpto-Electronics and Communications Conterence，APCCC/OECC’99，proceedings conference-vitality to the new century，1999年第1卷第582-5頁D.Xiaojian等人的“A Novel Method of Channel Estimation for W-CDMA”中提出了一種二階內(nèi)插法。在IEEE，51stVehicular TechnologyConference Proceedings，VTC，2000，Spring，2000，2000年第3卷的第2128-32頁A.Popper等人的“Frame-Oriented Channel Estimationfor UTRA/FDD with LSE，Polynomial Fitting”中提出了一種基于來自一個幀中的導頻的更高階內(nèi)插法。
但是，所有已知的高階內(nèi)插法具有高計算復雜度并且通常還有大的延遲。另外，對于非常高速的移動站，即使二階內(nèi)插也不夠。
因此，需要一種用于高速移動站的信道估計方案，它組合了一方面優(yōu)于已知方案的性能和另一方面非常低的計算復雜度。
發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明，提供了用于從具有時隙結(jié)構(gòu)的接收信號中計算信道估計的接收設備，其中每個時隙包括一個數(shù)據(jù)符號序列和一個導頻符號序列，該接收機設備包括用于對M個時隙每一個的導頻符號求和的M個加法器，每個加法器產(chǎn)生一個輸出x(i)，具有輸入x(i)的J個內(nèi)插濾波器，這里J表示M個時隙之一中所選擇的時間實例(time instance)的數(shù)量，連接到J個內(nèi)插濾波器每一個上的計算模塊，用于依賴于所述M個時隙之一中選擇的時間實例Tj、導頻符號的時間實例和選擇的多項式內(nèi)插階數(shù)N來計算濾波器系數(shù)Fj，i，從而每個內(nèi)插濾波器被配置為對所述時間實例之一Tj計算信道估計，ChanEstj=Σi=0M-1Fj,ix(i)]]>這里j取值為0，...J-1。
本發(fā)明可以用CPICH和DPCCH中的導頻符號的組合或用單獨的DPCCH導頻符號來工作，并且可以用作第二次迭代的良好基礎以進一步改善性能。
本發(fā)明的接收設備可以位于基站或移動站中。
現(xiàn)在參照附圖用例子描述本發(fā)明的一個實施例，其中圖1是表示W(wǎng)-CDMA信號的時隙結(jié)構(gòu)的示意圖，和圖2是根據(jù)本發(fā)明的信道估計設備的框圖。
具體實施例方式
一個寬帶CDMA信號從例如位于基站內(nèi)的遠程發(fā)射機發(fā)射，并且經(jīng)多個傳播信道傳播到例如位于移動站內(nèi)的接收機。傳統(tǒng)上，接收信號由一個匹配濾波器解擴，在那里它被分解成多個窄帶調(diào)制信號，其中這些信號通過具有不同傳播特性的不同信道傳播。每個窄帶調(diào)制信號在被反饋到RAKE組合器作進一步處理之前由RAKE接收機多個指之一進行處理。
為了提供信道估計，根據(jù)本發(fā)明修改RAKE接收機的每個指。
如圖1所示，表示了應用到RAKE接收機指的窄帶調(diào)制信號之一的四個時隙1、2、3、4。時間從左到右增加，時隙3指定為“當前時隙”，對該時隙將執(zhí)行信道估計。每個時隙包括兩部分，一部分是5，包括數(shù)據(jù)符號，另一部分是6，包括導頻符號(陰影所示)。當前時隙3的數(shù)據(jù)部分5理論上分為四等分7、8、9、10，并且通過本發(fā)明為這四等分的每一個確定信道估計。
雖然在例子中為信道估計過程選擇四個時隙，但是可以使用多于或少于四個。
類似地，盡管在該例中當前時隙理論上分為四部分，但是也可以選擇多于或少于四個。
在圖2中，RAKE指修改為包括下面的信道估計模塊。四個求和模塊13、14、15、16每一個都具有一個輸出，該輸出連接到四個內(nèi)插濾波器18、19、20、21。第一內(nèi)插濾波器18具有一個輸出ChanEst0，它是對當前時隙3的第一個四分之一7的信道估計。
第二內(nèi)插濾波器19具有一個輸出ChanEst1，它是對當前時隙3的第二個四分之一8的信道估計。第三內(nèi)插濾波器20具有一個輸出ChanEst2，它是對當前時隙3的第三個四分之一9的信道估計。第四內(nèi)插濾波器21具有一個輸出ChanEst3，它是對當前時隙3的第四個四分之一10的信道估計。
系數(shù)計算和存儲模塊22被預編程并且具有一個輸出，該輸出連接到濾波器18-21的每一個。
以傳統(tǒng)方式使用濾波器的輸出ChanEst0、ChanEst1、ChanEst2、ChanEst3來分別解碼包括當前時隙3的數(shù)據(jù)符號部分5的第一、第二、第三和第四個四分之一在內(nèi)的數(shù)據(jù)符號。
在操作中，加法器13接收來自時隙1的導頻符號并對它們求和，并且把結(jié)果x(0)輸出到濾波器18-21每一個的輸入上。類似地，加法器14、15和16分別接收來自時隙2、3、4的導頻符號并對它們求和并且把它們的結(jié)果x(1)、x(2)、x(3)分別輸出到每個濾波器18-21的進一步輸入上。
這樣，每個濾波器18-21具有四個輸入x(0)、x(1)、x(2)和x(3)。在濾波器中用它們的濾波器系數(shù)確定的值對這些輸入不同地加權，這些系數(shù)又在模塊22中進行計算(以下面描述的方式并且施加到每個濾波器18-21)。
本發(fā)明人已經(jīng)注意到在本領域中其他工作人員提出的線性和二階內(nèi)插對于非常高的移動站速度不能充分執(zhí)行。本發(fā)明人發(fā)現(xiàn)，對于高速，通過把時隙分為四等分并且對每個四分之一單獨內(nèi)插可以改善性能。這與某些已知的方法形成對比，這些已知的方法對每個符號單獨內(nèi)插并且因而導致不必要的復雜度增加。
本發(fā)明提出了一種基于高階內(nèi)插但是在每個時隙中只有四個內(nèi)插點的方法。為了實現(xiàn)低復雜度，用配置為內(nèi)插濾波器的四個簡單FIR(有限持續(xù)脈沖響應)濾波器執(zhí)行四點內(nèi)插。
在均方估計意義中的N階內(nèi)插多項式是P(t)＝P0+P1t+P1t2+...+PN-1tN-1并且通常的內(nèi)插多項式系數(shù)由下式確定P=(ANtAN)-1ANtX=BX]]>這里；A=1t0······t0N1t1······t1N······························1tM-1······tM-1N,X=x(0)x(1)······x(M-1)]]>其中，N是多項式階數(shù)，M是抽樣(時隙)的數(shù)量，t0-tM-1是導頻的時間實例，X是每個時隙的導頻和。
在優(yōu)選實施例中，對應于當前時隙3的四個四分之一7-10選擇四個固定時間實例T0-T3。矩陣B也是已知的，因為它的計算僅涉及導頻的已知時間實例。僅有的可變部分是矢量X，它代表在內(nèi)插中涉及的M個時隙每一個的相干導頻和。
因此內(nèi)插濾波器系數(shù)可以計算為Fj,i=Σk=0N-1bk,i(Tj)k]]>這里Fj，i是內(nèi)插濾波器j的第i個系數(shù)，bk，i是矩陣B的第k，i個元素，Tj是用于濾波器j的內(nèi)插時間實例。
這些系數(shù)在模塊22中預先計算并且存儲在其中，供濾波器18-21每一個使用。計算和存儲模塊22預先編程有該計算需要的參數(shù)，即當前時隙中選擇的時間實例T0-T3(在該例中對應于四個四分之一)、導頻符號的時間實例以及為N選擇的值。
因此，在時間實例Tj的信道估計是ChanEstj=Σi=0M-1Fj,ix(i)]]>這里，j＝0-3并且ChanEst0用于解碼當前時隙的第一個四分之一中的數(shù)據(jù)符號，ChanEst1用于解碼當前時隙的第二個四分之一中的數(shù)據(jù)符號，ChanEst2用于解碼當前時隙的第三個四分之一中的數(shù)據(jù)符號，ChanEst3用于解碼當前時隙的第四個四分之一中的數(shù)據(jù)符號。
這樣N階內(nèi)插可以用簡單的FIR濾波器來實現(xiàn)。
已經(jīng)發(fā)現(xiàn)本發(fā)明來提供大大優(yōu)于WMSA方案的性能改進，同時計算復雜度沒有明顯增加。它在高速率條件下的性能和計算復雜度方面都優(yōu)于線性和二階內(nèi)插方法。實際上，本發(fā)明具有比已知的更高階內(nèi)插方法低得多的計算復雜度而具有同等的性能。
可以有效地采用本發(fā)明來產(chǎn)生基于DPCCH的信道估計。進一步可以結(jié)合CPICH估計來應用它。例如，為了增強性能，可以以與基于CPICH的信道估計進行最大比合并或進行固定權重合并的方式來組合它的輸出。
此外，信道估計的第一次迭代可以用于對數(shù)據(jù)符號進行試驗判決，從而為第二次迭代提供連續(xù)的準導頻。可以在第二次迭代中使用準導頻，以便用簡單的移動平均窗并且不需要任何內(nèi)插來產(chǎn)生信道估計。
在特定情況中，由于路徑間的干擾，可能出現(xiàn)接收信號的重大衰減。本發(fā)明可以與路徑間消除器結(jié)合，以與在J.Baltersee等人的文獻IEEE，53rdVehicular Technology Conference，Rhodes，Greece，VTC，2001-Spring 200 1(A Novel Multipath Interference Cancellation SchemeFor RAKE Channel Estimation)中提出的相同方式降低該效應。
權利要求
1.一種用于從具有時隙結(jié)構(gòu)的接收信號中計算信道估計的接收設備，每個時隙包括數(shù)據(jù)符號序列和導頻符號序列，所述接收設備包括用于對M個時隙每一個的導頻符號求和的M個加法器，每個加法器產(chǎn)生輸出x(i)，具有輸入x(i)的J個內(nèi)插濾波器，這里J表示M個時隙之一中所選擇的時間實例的數(shù)量，連接到J個內(nèi)插濾波器每一個上的計算模塊，用于依賴于所述M個時隙之一中所選擇的時間實例Tj、導頻符號的時間實例和所選擇的多項式內(nèi)插階數(shù)N來計算濾波器系數(shù)Fji，從而每個內(nèi)插濾波器被配置為對所述時間實例之一Tj計算信道估計，ChanEstj=Σi=0M-1Fj,ix(i)]]>這里j取值為0，…J-1。
2.根據(jù)權利要求1所述的接收機設備，其中，所述濾波器系數(shù)Fji根據(jù)下面的關系進行計算Fj,i=Σk=0N-1bk,i(Tj)k]]>這里，bk，i是矩陣B的第k，i個元素，該矩陣與這些導頻符號的時間實例相關，并且這里P＝BX，這里P是階數(shù)為N的內(nèi)插多項式，X是表示x(i)的矢量。
3.根據(jù)前面任一個權利要求所述的接收機設備，其中，M＝4并且j＝4。
4.一種用于從具有時隙結(jié)構(gòu)的接收信號計算信道估計的方法，每個時隙包括數(shù)據(jù)符號序列和導頻符號序列，所述方法包括以下步驟對M個時隙每一個的導頻符號求和，以產(chǎn)生輸出x(i)，依賴于與M個時隙中所選擇的一個時隙有關的所選擇時間實例Tj、導頻符號的時間實例和所選的多項式內(nèi)插階數(shù)N來計算濾波器系數(shù)Fji，并且在j個內(nèi)插濾波器中對時間實例Tj計算信道估計，ChanEstj=Σi=0M-1Fj,ix(i).]]>
5.根據(jù)權利要求4所述的方法，包括進一步的步驟組合所計算的信道估計和CPICH估計來產(chǎn)生改進的信道估計。
6.根據(jù)權利要求4所述的方法，包括進一步的步驟使用所計算的信道估計來為第二次迭代提供準導頻以產(chǎn)生改進的信道估計。
7.根據(jù)權利要求4所述的方法，包括進一步的步驟組合所計算的信道估計和路徑間消除方案。
8.一種用于基本上如此前參照附圖描述的那樣計算信道估計的接收機設備。
9.一種用于基本上如此前參照附圖描述的那樣計算信道估計的方法。
全文摘要
一種適于用在CDMA通信系統(tǒng)中的信道估計方法，采用一種高階內(nèi)插法，每個時隙使用四個內(nèi)插點。四個FIR內(nèi)插濾波器(18－21)通過用與預計算的多項式系數(shù)有關的數(shù)值對四個時隙的和導頻加權來對一個時隙的每四分之一產(chǎn)生信道估計。本發(fā)明已經(jīng)表現(xiàn)出對高速移動站有良好性能并且具有低計算復雜度的優(yōu)點。
文檔編號H04B1/707GK1639998SQ03804834
公開日2005年7月13日 申請日期2003年1月20日 優(yōu)先權日2002年2月27日
發(fā)明者吉迪恩·庫茨, 馬克·格利斯, 阿米爾·沙斯 申請人:飛思卡爾半導體公司