專利名稱：一種適用于正交頻分多址系統(tǒng)的信道估計方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種正交頻分多址(OFDMA)系統(tǒng)的信道估計方法。
背景技術(shù)：
可以預(yù)見音頻、視頻、圖像以及互聯(lián)網(wǎng)等多媒體業(yè)務(wù)將成為未來移動通信的主導(dǎo)業(yè)務(wù)，而這些業(yè)務(wù)對于無線鏈路傳輸能力的要求明顯提高(要求峰值業(yè)務(wù)速率大于20Mbps)。在這種情況下，正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)嶄露頭角。OFDM技術(shù)將高速的數(shù)據(jù)流調(diào)制為頻譜交疊的多個并行低速數(shù)據(jù)流發(fā)送。由于OFDM符號周期顯著增加，因此提高了OFDM符號抗多徑時延的能力，并且還通過在OFDM符號的前端增加大于最大多徑時延的保護(hù)間隔(GI)，則可以完全消除由多徑時延引起的符號間干擾(ISI)，簡化了接收端均衡器的負(fù)擔(dān)。目前OFDM也已被多個標(biāo)準(zhǔn)采用，而且已經(jīng)基本被公認(rèn)為B3G的物理層基本技術(shù)之一。將不同子載波分配給不同用戶，OFDM技術(shù)則自然而然地通過FDMA方式區(qū)分了用戶，也就是OFDMA系統(tǒng)。OFDMA系統(tǒng)通過將正交相鄰的子載波靈活地分配給不同的用戶，降低了小區(qū)內(nèi)的干擾，提高了系統(tǒng)容量。而且，OFDMA通過用戶子載波數(shù)目的變化，易于提供變速率的信息傳輸，因此OFDMA是B3G系統(tǒng)極有可能采用的多址方案之一。
由于相干檢測與非相干檢測相比有2.3-3dB的性能的提高，所以在接收端一般采用相干檢測技術(shù)。如果采用檢測技術(shù)，那么就必須對信道如何發(fā)送信號進(jìn)行估計，即對信道進(jìn)行估計。對于OFDMA系統(tǒng)中的信道估計算法，大致可以分為導(dǎo)頻信號輔助和盲信道估計兩類。由于導(dǎo)頻符號輔助的信道估計算法性能優(yōu)越，因此目前多數(shù)B3G系統(tǒng)采用了導(dǎo)頻符號輔助的信道估計方案。對于導(dǎo)頻符號輔助的信道估計算法來說，最簡單可行的算法是最小二(LS)算法，例如無線局域網(wǎng)Hiperlan2標(biāo)準(zhǔn)中信道估計就采用了兩個導(dǎo)頻序列最小二估計后求平均的方法。但是，這種算法受高斯噪聲的影響明顯，在低信噪比時此算法性能惡化顯著，尤其對于OFDMA系統(tǒng)，每個用戶只有部分的子載波，導(dǎo)頻序列尺度遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于反傅立葉變換(IFFT)的尺度，因而這種算法不能適用于OFDMA系統(tǒng)。
由于無線信道的脈沖響應(yīng)可以等效為有限抽頭的濾波器，而且信道的最大多徑時延遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于OFDM符號周期，因此可以認(rèn)為無線信道的脈沖響應(yīng)等效為低通濾波器。這樣可以對最小二估計后的導(dǎo)頻序列信道采用進(jìn)一步的算法來提高其估計的精度。例如有的學(xué)者建議對已知序列進(jìn)行IFFT變換，然后采用濾波的方法來消除時變信道引起的鄰載波間干擾，提高信道估計精度。另外有些學(xué)者建議對信號進(jìn)行IFFT處理，然后利用序列的相關(guān)矩陣，進(jìn)行濾波，提高信道估計精度等。但是，由于這些算法在濾波上的復(fù)雜性，限制了其應(yīng)用的可能性。尤其是上述算法的提出，都只是針對OFDM系統(tǒng)，而沒有考慮多用戶的問題，因此離應(yīng)用到B3G系統(tǒng)還有相當(dāng)?shù)木嚯x。

發(fā)明內(nèi)容
針對現(xiàn)有技術(shù)中存在的問題，本發(fā)明提供了一種在OFDMA系統(tǒng)中利用導(dǎo)頻序列為多用戶提供精確信道估計的方法，該方法包括步驟(1)在接收端從接收到的多用戶信息中提取某一用戶的包含信道信息的導(dǎo)頻序列，利用最小二估計得到導(dǎo)頻部分的初始信道估計值；(2)利用傅立葉變換，得到初始信道估計的頻域序列；(3)對所述的頻域序列進(jìn)行限幅、迫零操作；(4)利用反傅立葉變換得到所述導(dǎo)頻序列的精確信道估計值；(5)將導(dǎo)頻部分的信道估計值應(yīng)用于非導(dǎo)頻部分的信道特性估計，從而進(jìn)行信道補(bǔ)償和數(shù)據(jù)檢測。
在本發(fā)明中，利用FFT變換，得到了每一用戶的初始信道特性序列的頻域特性，通過對頻域信道特性序列的限幅和迫零，有效地降低了高斯白噪聲的影響，從而得到了每用戶精確的信道估計值。本發(fā)明不僅實現(xiàn)復(fù)雜度較低，不增加系統(tǒng)時延，而且明顯地改善了系統(tǒng)的性能。


下面參照附圖并結(jié)合實例來進(jìn)一步描述本發(fā)明。其中圖1示出了假設(shè)的OFDMA系統(tǒng)的一種時頻結(jié)構(gòu)；圖2示出了根據(jù)本發(fā)明的接收機(jī)原理圖；圖3示出了根據(jù)本發(fā)明的信道估計方法的詳細(xì)方框圖；圖4示出了信噪比為5dB時，理想信道導(dǎo)頻位置的信道特性做傅立葉變換之后的結(jié)果和做最小二之后的導(dǎo)頻位置的信道特性做傅立葉變換之后的結(jié)果；圖5示出了高速和低速時誤比特率隨著限幅因子變化的曲線；圖6(a)和圖6(b)分別示出了根據(jù)本發(fā)明的信道估計方法和現(xiàn)有的信道估計方法在高速和低速時不同信噪比條件下系統(tǒng)誤比特率的性能曲線。
具體實現(xiàn)方式圖1示出了我們假設(shè)的OFDMA系統(tǒng)的一種時頻結(jié)構(gòu)。假設(shè)系統(tǒng)中總的子載波數(shù)為1024，其中用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)挠?68個子載波；并且每隔3個OFDM符號插入一個導(dǎo)頻序列，由13個OFDM符號組成一個數(shù)據(jù)塊，進(jìn)行編碼和檢測。系統(tǒng)中假設(shè)了同時有3個用戶，即每個用戶有256個子載波。圖1中某一用戶的導(dǎo)頻、數(shù)據(jù)已經(jīng)用斜線標(biāo)注出來。
圖2為接收機(jī)的原理圖。首先根據(jù)圖1所示，從接收到的數(shù)據(jù)塊中分別解出每一用戶的導(dǎo)頻信息，然后進(jìn)行信道估計。不失一般性，下面的分析中我們只以其中一個用戶為例。在發(fā)送端如果某一用戶在第n個OFDM符號上發(fā)送的導(dǎo)頻序列為P(n)＝[p[n，0)，p(n，1)，...p(n，K-1)]T，其中p(n，k)是第k個導(dǎo)頻符號，且總的導(dǎo)頻符號數(shù)為K＝256。那么在接收端，經(jīng)過FFT解調(diào)單元后的接收信號可以表示為r(n，k)＝p(n，k)H(n，k)+w(n，k)k＝0，1...，K-1(1)其中w(n，k)為第n個OFDM符號上第k個導(dǎo)頻符號上的高斯白噪聲，其均值為零，方差為σ2。H(n，k)為第n個OFDM符號、第k個導(dǎo)頻符號上的信道值，它是時域信道脈沖響應(yīng)的傅立葉變換。
通常，可以利用最小二算法估計信道，即 此估計算法的均方誤差為 其中β為導(dǎo)頻符號功率和數(shù)據(jù)符號功率的比值，SNR即為當(dāng)前系統(tǒng)的信噪比。盡管我們可以通過提高導(dǎo)頻符號的發(fā)送功率，即增大β值，來一定程度上提高系統(tǒng)信道估計的精度，但是這種方法會帶來峰平比增大等問題，因此我們不能一味的增大β。因此最小二估計算法的精度主要取決于系統(tǒng)受到的高斯白噪聲大小，即高斯白噪聲越小，SNR值越高，信道估計誤差就越小，反之則估計誤差越大。下面我們將提出一種DFT基的信道估計方案，此信道估計方案可以顯著地提高信道估計的精度。
首先，用 表示某用戶的信道估計值序列。然后對此序列進(jìn)行傅立葉變換，得到信道估計值的頻域值為 其中WKkl=e-j2π/K.]]>由于無線信道的脈沖響應(yīng)可以等效為有限抽頭的濾波器，而且信道的最大多徑時延遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于OFDM符號周期，因此可以等效的認(rèn)為無線信道的脈沖響應(yīng)為低通濾波器，在仿真中可以觀察到信道值H(n，k)是緩慢變化的。因此在對信道估計序列進(jìn)行傅立葉變換后，信道特性的抽頭將出現(xiàn)在低頻部分(頻譜的兩頭)，而高頻部分的起伏主要是因為加性高斯白噪聲引起的(頻譜的中部)。圖4(a)和圖4(b)分別示出了理想，最小二估計信道特性做傅立葉變換之后的結(jié)果，仿真中我們選用的是M.1225表三A的信道參數(shù)。顯然，在信道估計序列傅立葉變換后的幅度值只有部分抽頭是信道的主要抽頭，而其余主要是噪聲。因此我們采用了迫零方法的方法來濾除高頻部分的噪聲，即 其中迫零域值α1、α2的選擇主要根據(jù)信道條件進(jìn)行選取。為了有效濾除噪聲，同時又保留信道的特征，在圖4(a)中我們選擇的α1、α2的參數(shù)值為1和216。
更進(jìn)一步，我們還可以對低頻部分的噪聲進(jìn)行了濾波。主要的操作是設(shè)定門限β1，β2(β1＜β2)，對于大于β2或者小于β1的H2(n，l)，將其保留作為有效抽頭，否則認(rèn)為是高斯噪聲引起的信號波動，將其迫值為零，可以表達(dá)為 門限β1，β2的值可以是固定不變的，也可以是隨信噪比的變化而變化的(當(dāng)前噪聲功率的數(shù)值可以利用同步序列估計得到)，仿真結(jié)果表明隨信噪比變化的自適應(yīng)門限值的性能較好。在仿真中我們選用的β1，β2的值為β1=-θ1-SNR10,]]>β2=θ1-SNR10,]]>表達(dá)式中θ為限幅因子。圖5示出了高速和低速時誤比特率隨著限幅因子變化的曲線，綜合考慮高速和低速時系統(tǒng)的性能，我們選擇了限幅因子θ＝4.0。
最后，對H3(n)做相應(yīng)的反傅立葉變換，就得到了信道特性的精確估計值，即 得到了導(dǎo)頻部分的信道估計值后，通過平均的方法或一階、二階內(nèi)插的方法可以計算出整個數(shù)據(jù)塊的信道特性，然后進(jìn)行信道補(bǔ)償和數(shù)據(jù)檢測。
圖6示出了高速和低速時誤比特率隨著信噪比(SNR)的變化曲線，從圖中可以看出，本專利相比于最小二估計算法，低速時的性能和理想信道估計性能幾乎重合，高速時的性能和理想信道估計的性能差2dB左右。因此本專利無論是在高速和低速時，都顯著的提高了信道估計的精度，從而改善了系統(tǒng)的性能。
權(quán)利要求
1.一種適用于正交頻分多址系統(tǒng)的信道估計方法，包括步驟(1)在接收端從接收到的多用戶信息中提取某一用戶的包含信道信息的導(dǎo)頻序列，利用最小二估計得到導(dǎo)頻部分的初始信道估計值；(2)利用傅立葉變換，得到初始信道估計的頻域序列；(3)對所述的頻域序列進(jìn)行限幅、迫零操作；(4)利用反傅立葉變換得到所述導(dǎo)頻序列的精確信道估計值；(5)將導(dǎo)頻部分的信道估計值應(yīng)用于非導(dǎo)頻部分的信道特性估計，進(jìn)行信道補(bǔ)償和數(shù)據(jù)檢測。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的信道估計方法，還包括步驟如果所述用戶的初始信道估計序列長度不足為2或4的冪次，對所述初始信道估計序列補(bǔ)零，然后進(jìn)行傅立葉變換；對反傅立葉變換后的序列只提取相應(yīng)位置的信道信息。
3.根據(jù)權(quán)利要求1的信道估計方法，其中在步驟(3)中還包括步驟通過測量當(dāng)前的信噪比來設(shè)定濾除噪聲的門限值，從而實現(xiàn)限幅。
4.根據(jù)權(quán)利要求1的信道估計方法，其中在步驟(3)中還包括步驟在所述頻域序列的中間部分自適應(yīng)地應(yīng)用迫零操作，該部分的長度取決于信道特性以及使用系統(tǒng)參數(shù)的設(shè)置。
5.根據(jù)權(quán)利要求1的信道估計方法，其中在步驟(5)中，通過平均的方法或者一階、二階的方法，利用所述導(dǎo)頻部分的信道估計值來計算非導(dǎo)頻部分的信道特性估計。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種適用于正交頻分多址系統(tǒng)的信道估計方法，包括步驟在接收端從接收到的多用戶信息中提取某一用戶的包含信道信息的導(dǎo)頻序列，利用最小二估計得到導(dǎo)頻部分的初始信道估計值；利用傅立葉變換，得到初始信道估計的頻域序列；對所述的頻域序列進(jìn)行限幅、迫零操作；利用反傅立葉變換得到所述導(dǎo)頻序列的精確信道估計值；將導(dǎo)頻部分的信道估計值應(yīng)用于非導(dǎo)頻部分的信道特性估計，從而進(jìn)行信道補(bǔ)償和數(shù)據(jù)檢測。根據(jù)本發(fā)明的方法，有效地降低了高斯白噪聲的影響，從而得到了每用戶精確的信道估計值。本發(fā)明不僅實現(xiàn)復(fù)雜度較低，不增加系統(tǒng)時延，而且明顯地改善了系統(tǒng)的性能。
文檔編號H04L25/03GK1567762SQ0314251
公開日2005年1月19日 申請日期2003年6月10日 優(yōu)先權(quán)日2003年6月10日
發(fā)明者張平, 張建華, 徐月善 申請人:北京郵電大學(xué), 北京三星通信技術(shù)研究有限公司