專利名稱：移動終端，基站以及它們的同步控制方法
技術領域：
本發(fā)明涉及移動通信系統(tǒng)，特別是涉及接收器、移動終端、基站以及它們的同步控制方法。
CDMA(Code Division Multiple Access碼分多址連接)方式作為通過把多個通信信道使用擴頻碼進行復用以及多元化使得頻率利用效率飛速提高的方式正在引起人們的注意。在CDMA中，在發(fā)送一側，把樹端信道、共同控制信道、個別控制信道、個別通話信道等通信中所需要的信道分別使用不同的擴散碼實施擴頻調制，復用后進行發(fā)送，在接收一側，用與發(fā)送一側相同的擴散碼進行反擴散，從被復用了的信號中解調所希望的信道。這樣被擴頻調制了的信號如果在發(fā)射一側以及接收一側的雙方不使用相同的碼相位則不能夠解調相同的擴散碼。因此，接收一側的擴散碼的同步確立以及同步保持在實現(xiàn)CDMA方面處于最重要技術之一的位置。這里所謂同步確立指的是進行在發(fā)射一側所使用的擴散碼的碼相位的檢測，所謂同步保持指的是維持確立了的碼相位。
移動終端首先在同步確立的過程中，進行處于周圍的基站發(fā)送的樹端信道的檢索。該樹端信道是把基站使用的擴散碼的信息和功率控制所需要的信息傳送到移動終端的，所有的基站幾乎長時間地進行發(fā)送的信道。具體的檢索方法示于文獻「樋口健一，佐和橋衛(wèi)，安達文幸，“使用DS-CDMA基站非同步蜂窩中的長掩碼的高速小區(qū)搜索法”電子信息通信學會技術研究報告RCS96-122，pp.57-63，1997-01」中。
而作為重視同步確立和同步維持的理由，可以舉出其實現(xiàn)方面的困難性。困難性的主要原因如下。在實際的傳播路徑中，由于發(fā)生與傳播路徑長度成比例的傳播延遲，因此在接收一側使用的擴散碼的碼相位必須在發(fā)送一側的碼相位上加入與傳播延遲相應的相位移。進而，電波在各處被反射的同時通過各種路徑到達，因此將發(fā)生多個延遲波。這種現(xiàn)象一般稱為多徑，多徑由于在接收一側帶來了具有不同相位的多個接收信號成分，因此難以進行同步確立以及維持。
在CDMA通信系統(tǒng)中，作為多徑對策之一，使用分離(RAKE)接收技術。分離接收是把多個延遲波以對應于各個延時時間的碼相位分別進行解調，通過把其解調結果進行合成，獲得分集效果以及合成增益。為了進行分離接收，對于多個相位的接收信號成分必須同時進行反擴散。作為實現(xiàn)這一點的以往技術，有在特開平9-321664號「基于時間窗控制環(huán)的RAKE方式擴頻接收裝置」中記載的匹配濾波器的發(fā)明。在該發(fā)明中，使用以一定的相位間隔偏移的多個擴散碼同時進行多個反擴散。另外，在該匹配濾波器中，從預先確定的碼相位開始在預定的相位范圍內進行反擴散。以后，把對于上述預定相位范圍的時間寬度稱為匹配濾波器的時間窗。
第14圖示出作為關聯(lián)技術的擴頻接收裝置的結構圖。如果依據關聯(lián)技術，則把對于由RF接收單元908接收的接收信號，用匹配濾波器903以及904檢測出的與多個碼相位相對應的反擴散結果輸入到包絡線檢波器906以及延遲檢波器905中。包絡線檢波器906的輸出在最大比合成控制單元907中判定上述多個反擴散結果的強度，通過根據判定的接收強度在RAKE合成單元910中合成由延遲檢波器905檢波了的信號，實現(xiàn)RAKE接收。另一方面，從包絡線檢波器906的輸出結果，用時間窗控制單元908以及同步保持單元909控制匹配濾波器903以及904的時間窗位置，使得包絡線的最大峰值位置與匹配濾波器903以及904的時間窗中心位置一致。數(shù)據再生單元911從RAKE合成單元910的輸出再生數(shù)據。
在關聯(lián)技術中，存在著多個延遲波，在對應各個延遲波發(fā)生了多個相關值的情況下，使得與其中具有最大相關值的延遲波同步。因此，在關聯(lián)技術中，只有在多個延遲波中具有支配性強度的延遲波穩(wěn)定存在的條件下可以期待適宜的同步保持。然而，現(xiàn)實中在城市環(huán)境等下，存在多個延遲波，而且，大多數(shù)情況下各個延遲波的強度方面不存在決定性的差別。另外，有時由于終端的移動發(fā)生衰落，各延遲波的強度急劇變動。因此，具有最大相關值的延遲波頻繁地發(fā)生變化。因而在關聯(lián)技術中，難以特定用于同步保持的適宜的碼相位。
另外，在這樣的環(huán)境中，接收功率分散在各延遲波中，每一個延遲波的功率減小。在假如選擇某一個延遲波(路徑)用于同步保持時，僅能夠把全部接收功率中的一部分接收功率使用在同步保持中，不能夠得到充分的穩(wěn)定性。
本發(fā)明是鑒于以上的問題點而產生的，特別是目的在于提供CDMA移動通信系統(tǒng)中使用的，失步少而且能夠進行穩(wěn)定接收的同步控制方法、接收器、基站以及移動終端。
另外，本發(fā)明的目的在于在城市環(huán)境這樣存在多徑的環(huán)境中也穩(wěn)定地進行同步保持，降低通話過程中的呼叫切斷幾率。另外，本發(fā)明的目的還在于在同步的初始引入中高速地進行引入，在引入結束以后減少由噪聲產生的抖動進行保持，使同步保持穩(wěn)定。而且，本發(fā)明的目的還在于縮短從終端的電源投入到能夠進行通話的時間，并且降低由于相位抖動引起的通話品質的惡化。
在本發(fā)明中，為了解決上述的課題，并不是把匹配濾波器的時間窗位置與單獨的路徑相吻合，而是進行控制使得對應于檢測出的有效相關值的多個路徑的碼相位以及從各個相關值獲得的代表多個路徑的擴散碼相位的代表值與匹配濾波器的時間窗中心相吻合。作為代表值，例如可以使用路徑的功率重心等。
如果依據本發(fā)明的第1解決方法，則提供同步控制方法，該同步控制方法進行控制使得根據被擴頻了的接收信號與輸入的擴散碼的相關性，求把多個碼相位的每一個的各相關值作為成分的延遲分布，對于被反擴散了的信號，根據所求出的延遲分布進行分離合成，輸出被解調了的信號，使用求出的延遲分布中多個相關值以及相對應的碼相位，計算代表多個路徑的擴散碼相位的代表值，根據計算出的代表值，保持輸入的接收信號與擴散碼的同步。
如果依據本發(fā)明的第2解決方法，則提供接收機，該接收機具有根據被擴頻了的接收信號與輸入的擴散碼的相關性，輸出被反擴散了的信號的輸入單元；對于來自上述輸入單元的被反擴散了的信號，輸出延遲分布的延遲分布測定單元；對于來自上述輸入單元的被反擴散了的信號，根據從上述分布測定單元輸出的延遲分布進行分離合成，輸出被解調了的信號的數(shù)據符號解調單元；根據從上述分布測定單元輸出的延遲分布使用多個相關值以及對應的碼相位，計算代表多個路徑的擴散碼相位的代表值的代表值運算單元；用于根據來自上述代表值運算單元的代表值進行控制使得保持輸入到上述輸入單元的接收信號與擴散碼的同步的時鐘控制單元。
進而，如果依據本發(fā)明的第3解決方法，則提供具有上述接收機的基站以及移動終端。
第1圖是適用本發(fā)明的CDMA移動通信系統(tǒng)的結構圖。
第2圖是基站的結構圖。
第3圖是移動終端的結構圖。
第4圖是本發(fā)明的接收模塊(接收機)的結構圖。
第5圖是匹配濾波器101的結構圖。
第6圖是分布測定單元102的結構圖。
第7圖是接收信號的格式結構圖。
第8圖是延遲分布的說明圖。
第9圖是數(shù)據符號解調單元104的結構圖。
第10圖是代表值運算單元105的結構圖。
第11圖是環(huán)路濾波器106以及時鐘控制單元107的結構圖。
第12圖是對于環(huán)路濾波器系數(shù)的控制的說明圖。
第13圖是代表值運算單元105的其它結構圖。
第14圖是現(xiàn)有技術中的擴頻接收裝置的結構圖。
用于實施發(fā)明的最佳形態(tài)第1圖示出使用了本發(fā)明的CDMA移動通信系統(tǒng)的結構圖。這里，在每一個一定的服務區(qū)內配置基站1以及2，服務區(qū)內的移動終端3～5在附近的基站1或者2之間進行擴頻信號的收發(fā)?；?以及2連接到基站控制臺6上。另外，該基站控制臺6連接到固定網7等中。固定網7進而連接到其它的固定網、移動網等中。由此，服務區(qū)內的移動終端能夠與處于相同基站下的移動終端、處于其它基站下的移動終端以及連接到固定網等上的終端等的各終端進行通話。
第2圖是示出基站的結構圖?；揪哂刑炀€10，無線單元11，多路發(fā)射器12，多路接收器13，站間接口14以及基站控制臺15。與移動終端之間收發(fā)的電波經過天線10以及無線單元11等進行與基帶收發(fā)信號的相互變換。多路發(fā)射器12進行多個信道的基帶發(fā)送信號的調制，另一方面，多路接收器13進行多個信道的基帶接收信號的解調。站間接口14與基站控制臺之間傳送多路發(fā)射器12要發(fā)射的信號、多路接收器13解調了的信號以及各種控制信號?；究刂婆_15對于基站的各部分進行控制。
第3圖中示出移動終端的結構圖。移動終端具有天線20，無線單元21，發(fā)射器22，接收器23，語音編碼譯碼器24，受話器25，送話器26以及終端控制單元27。與其它基站之間收發(fā)的電波經過天線20以及無線單元21等進行與基帶收發(fā)信號之間的相互變換。
發(fā)射器22進行基帶發(fā)送信號的調制，另一方面，接收器23進行基帶接收信號的解調。語音編碼譯碼器24把來自送話器26的語音信號編碼，輸出為要發(fā)送到發(fā)射器22的信號，而且，把接收器23解調了的信號進行譯碼，輸出到受話器25。終端控制單元27對于移動終端的各部分進行控制。
第4圖中示出本發(fā)明的接收模塊(接收機)的結構圖。
接收模塊具有匹配濾波器(輸入單元)101，延遲分布測定單元102，延遲分布平均單元103，數(shù)據符號解調單元104，代表路徑時間運算單元105，環(huán)路濾波器106，時鐘控制單元107以及擴散碼發(fā)生器108。另外，匹配濾波器101能夠使用根據擴頻了的接收信號與輸入的擴散碼的相關性，輸出被反擴散了的信號的適宜的輸入單元。如果依據本發(fā)明，則第3圖所示的移動終端接收器23通過具有第4圖所示的接收模塊而構成。另外，第2圖所示的基站的多路接收器13通過具有多個第4圖所示的接收模塊而構成。
接收信號輸入到設定了來自擴散碼發(fā)生器108的代碼的匹配濾波器101，通過進行擴散碼與接收信號的相關運算，得到被反擴散了的的信號。延遲分布測定單元102輸出對于該反擴散了的信號的延遲分布。這里所謂延遲分布，指的是在多個碼相位的每一個求出的相關值(反擴散結果)的序列。這里，把碼相位n中的相關值記為a(n)。存在對應于碼相位n的延遲波的情況下，n成為表示匹配濾波器的時間窗中的路徑位置的值。所謂路徑位置，是匹配濾波器的時間窗中提供延遲波的相關值的位置，即表示碼相位的值。更詳細地講，如果把匹配濾波器的窗寬度記為2w，把碼相位的間隔記為d，則n滿足-w＜n＜w，而且n＝j·d(j是整數(shù))。另外，n在窗中心成為0。還有，如果把間隔d以擴散碼的碼片單位表示，則d既可以是1碼片也可以是1/2碼片。如果考慮到解調特性，則1/4碼片間隔最適宜。延遲分布進而在延遲分布平均單元103中在各碼相位n進行時間平均，得到Ave(|a(n)|2)。時間平均除此以外還能夠使用Ave(|a(n)|)，Ave(|a(n)|N)(N是任意的實數(shù))等其它的平均值。數(shù)據符號解調單元104把反擴散了的信號使用延遲分布(a(n)的序列)以及被時間平均了的延遲分布(Ave(|a(n)|2的序列))進行檢波以及分離合成，輸出解調了的信號。
另一方面，延遲分布以及被時間平均了的延遲分布還輸入到代表值運算單元105中，計算路徑的功率重心等的代表值。以下示出代表值計算式的一個例子。
∑n(|a(n)|2·n)/(∑nAve|a(n)|2)另外，對于a(n)如上述那樣也可以使用|a(n)|N等適宜的表達式。
更一般地，代表值能夠通過對檢測有效相關值的多個碼相位n計算作為對于一個碼相位n的碼相位n與相關值a(n)的函數(shù)而得到的評價值f(n，a(n))，并且把它們進行合成而求出。這里，所謂有效相關值是在同步保持中對應于有效路徑(延遲波)的相關值的意義，例如，還能夠定義為具有超過了一定閾值的強度的相關值，而更簡便地，可以把所有的相關值作為有效相關值。另外，作為碼相位n與相關值a(n)的函數(shù)f(n，a(n))，希望越是強路徑貢獻給同步保持控制的比例越大，而且能夠檢測路徑位置的偏移方向。因此，f(n，a(n))是對于相關值a(n)的大小|a(n)|的變化單調變化的函數(shù)，而且最好是對于碼相位n以窗中心為對稱軸的奇函數(shù)，不過不是特別限定于這樣的函數(shù)，在不損害控制系統(tǒng)穩(wěn)定性的范圍內能夠進行任意的選擇。這里，所謂「對于相關值a(n)的變化單調地進行變化」，意味著在相關值增加時函數(shù)值f(n，a(n))一定增加或不變化，或者一定減少或不變化的某一種。另外，所謂「對于碼相位n的奇函數(shù)」，是對于某個碼相位具有正的值時，對于窗中心對稱的碼相位，取絕對值相等的負值的意思。例如，把相位對應于匹配濾波器的時間窗中心的相位取為0，在兩端分別取為-32，32，對應于碼相位n的相關值記為a(n)時，上述函數(shù)f(n，a(n))既可以是f(n，a(n))＝n·a(n)2，另外也可以是f(n，a(n))＝n·|a(n)|、f(n，a(n))＝sgn(n)·a(n)、f(n，a(n))＝sgn(n)·a(n)2、f(n，a(n))＝n3·a(n)2等々適宜的函數(shù)(這里，sgn(n)是表示n的符號的函數(shù)。)。另外，最簡單地，例如，可以使用對于比匹配濾波器的窗中心超前的路徑取-1，滯后的路徑返回到+1這樣的函數(shù)。
上述代表值輸入到環(huán)路濾波器106。環(huán)路濾波器106根據上述代表值平滑由噪聲等引起的瞬時路徑位置的變動，輸出時鐘控制信號。時鐘控制信號輸入到時鐘控制單元107，時鐘控制單元107進行供給到擴散碼發(fā)生器108的時鐘控制。由此，把供給到匹配濾波器101的擴散碼進行反饋控制使得與輸入的接收信號同步。即，供給到匹配濾波器101的擴散碼如果產生與輸入的接收信號的時鐘偏移，則代表值運算單元105輸出對應于時間偏移的代表值。進而，通過環(huán)路濾波器106根據代表值沿著與時間偏移相反的方向控制時鐘控制單元107，使輸入的接收信號的碼相位與反擴散中使用的碼相位的相位一致。如以上那樣維持碼相位的同步。
其次，對于接收模塊(接收機)的各構成要素進行詳細說明。首先，第5圖中示出匹配濾波器101的結構圖的一個例子。匹配濾波器101具有移位寄存器601以及602，擴散碼保持寄存器603以及相關運算器604。
接收信號輸入到移位寄存器601，被存儲預時間間。另一方面，從擴散碼發(fā)生器108供給的擴散碼輸入到移位寄存器602，被存儲了預時間間以后，傳送到擴散碼保持寄存器603。
在移位寄存器601中被存儲了預時間間部分的接收信號在相關運算器604中，進行與在擴散碼保持寄存器603中保持的預時間間部分的擴散碼進行相關運算。而且，在移位寄存器601中被存儲了預時間間部分的接收信號的時間與擴散碼保持寄存器603中保持的預時間間部分的擴散碼一致時得到大相關值。在存在多個延遲路徑的環(huán)境中，成為能夠在多個時間得到相關值。
第6圖中示出分布測定單元102的結構圖的一個例子。第7圖中示出接收信號的格式結構圖的一個例子。另外，第8圖中示出延遲分布的說明圖的一個例子。分布測定單元102具有導頻符號分離單元201以及導頻符號加法單元202。另外，接收信號例如如第7圖所示，在一個時隙中包括作為基準信號的導頻符號801和數(shù)據符號802。成為復用該時隙的結構。第6圖中的導頻符號分離單元201僅取出對應于第7圖的導頻符號801的反擴散結果。導頻符號加法單元202遍及多個導頻符號區(qū)間，把該反擴散結果進行相加，計算出延遲分布a(n)。第8圖中示出以1個導頻塊的時間平均得到的延遲分布a(n)。另外，時間平均不僅可以是一個導頻塊，也可以遍及適宜的塊數(shù)進行平均。在這里作為一個例子，示出4個路徑分別在匹配濾波器101的窗中的-4，-2，0，2的碼相位上，分別存在強度的相關值a(-4)，a(-2)，a(0)，a(2)的情況。
第9圖中示出數(shù)據符號解調單元104的結構圖的一個例子。數(shù)據符號解調單元104具有數(shù)據符號分離單元301，比較單元302，選擇器303，乘法器304以及累加器305。比較器302把在延遲分布平均單元103得到的被時間平均了的相關值Ave(|a(n)|2)的序列與預先確定的閾值進行比較。例如該閾值使用作為對于n把Ave(|a(n)|2)平均了的值的常數(shù)倍所求出的值。選擇器303根據其比較結果，在Ave(|a(n)|2)為閾值以上的情況下，從在延遲分布測定單元102得到的延遲分布選擇輸出相關值a(n)，反之在Ave(|a(n)|2)比閾值小時選擇輸出0。另一方面，數(shù)據符號分離單元301例如從第6圖所示的接收信號分離數(shù)據符號802。該被分離的數(shù)據符號802在乘法器304中通過與選擇器303輸出的共軛復數(shù)的復數(shù)乘法運算進行檢波。通過以上的運算，僅在存在強路徑的碼相位n平均地得到檢波結果，在除此以外的碼相位n得到0。累加器305通過遍及匹配濾波器的時間窗寬度把檢波結果進行累加，得到把各路徑合成了的解調結果。
第10圖中示出代表值運算單元105的結構圖的一個例子。該圖示出作為代表值使用路徑功率重心時的結構例。代表值運算單元105具有自乘器401，比較器402，選擇器403以及406，乘法器404，累加器405以及407，除法器408。在延遲分布測定單元102中得到的延遲分布(a(n)的序列)在自乘器401中進行絕對值自乘運算，得到功率調配的延遲分布(|a(n)|2的序列)。另一方面，在比較器402中，把在延遲分布平均單元103得到的被時間平均了的延遲分布(Ave(|a(n)|2的序列)與預定的閾值進行比較。例如，該閾值使用作為對于n把Ave(|a(n)|2)平均了的值的常數(shù)倍求出的值。由該比較器402進行的比較結果在Ave(|a(n)|2)為閾值以上時，選擇器403選擇輸出在自乘器401中得到的|a(n)|2，另一方面，在比較結果為被時間平均的Ave(|a(n)|2)比閾值小時，選擇輸出0。用選擇器303選擇了的信號在乘法器404中與分別對應于各個路徑位置的值n進行相乘，得到路徑強度加權了的路徑位置信息。被路徑強度加權了的路徑位置信息在累加器405中進行累加。
另一方面，選擇器406根據比較器402的比較結果，在Ave(|a(n)|2)為閾值以上時，選擇輸出Ave(|a(n)|2)，另一方面，在Ave(|a(n)|2)比閾值小時，選擇輸出0。用該選擇器406選擇了的信號在累加器407中進行累加，計算全部路徑的總功率。在累加器405中累加了的信號在除法器408中，用由累加器407計算出的全部路徑的總功率進行相除，計算全部路徑的功率重心。這里，在除法器408中作為除數(shù)所使用的總功率值不是根據功率調配的延遲分布(|a(n)|2的序列)的總和，而是根據由被時間平均了延遲分布(Ave(|a(n)|2)的序列)的總和求出。由此，能夠減少瞬時總路徑強度減小時缺乏可靠性的相位信息的影響。
另外，在第9圖中所示的數(shù)據符號解調單元104以及第10圖中所示的代表值運算單元105中，為了平均地檢測強路徑，使用各路徑位置n中的功率平均，然而也能夠使用SIR(Signal to InterferenceRadio)等其它指標。
第11圖中示出環(huán)路濾波器106以及時鐘控制單元107的結構圖的一個例子。環(huán)路濾波器106具有乘法器501～503以及507，加法器504以及508，值范圍限制器505以及延遲器506。作為代表值運算單元105的輸出的代表值在乘法器501中乘入第1系數(shù)g。該乘法器501的輸出進而在乘法器502中再次乘入第1系數(shù)g。而且，乘法器502的輸出由乘法器503乘入第2系數(shù)b。乘法器503的輸出通過由加法器504、值范圍限制器505以及延遲器506構成的積分器進行積分。這里，值范圍限制器505把值進行限制使得積分值不超過預定范圍的值。另一方面，乘法器501的輸出還輸入到乘法器507中，乘入第3系數(shù)a。乘法器507的輸出與由加法器504、值范圍限制器505以及延遲器506構成的積分器的輸出在加法器508中進行相加，成為時鐘控制信號。
其次，時鐘控制單元107具有值范圍限制器509，D/A變換器510以及壓控振蕩器511。在時鐘控制單元107中，把值進行限制使得從環(huán)路濾波器106輸出的時鐘控制信號在值范圍限制器509中不超過預定范圍的值，由D/A變換器510變換為頻率控制電壓，進入到壓控振蕩器511中。壓控振蕩器511根據該頻率控制電壓輸出適當振蕩頻率的信號。
其次，說明環(huán)路濾波器1 06中的環(huán)路濾波器系數(shù)的控制。第12圖中示出關于環(huán)路濾波器系數(shù)控制的說明圖。如上述那樣，在環(huán)路濾波器106中通過使第1系數(shù)g發(fā)生變化維持控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性的情況下，能夠連續(xù)地使控制系統(tǒng)的環(huán)路帶寬發(fā)生變化。一般如果把環(huán)路帶寬取為很大，則跟蹤速度成為高速的另一方面，對于噪聲的穩(wěn)定性降低。反之如果把環(huán)路帶寬取為較小，則雖然對于噪聲的穩(wěn)定性提高但是跟蹤速度成為低速。從而，作為一個例子把環(huán)路濾波器106取為第11圖所示的結構，在初始同步的同步捕獲時加大g，然后，在同步捕獲后的通信中減少g，由此能夠使高速初始引入特性與穩(wěn)定同步保持特性并存。這時，如果使第1系數(shù)g急速減少，則為了消除存儲在由加法器504，值范圍限制器505以及延遲器506構成的積分器中的由噪聲產生的影響要花費很多時間，有時噪聲的影響長時間殘存，因此希望使其平穩(wěn)地減少。為此，在這里如第1 2圖所示，作為一個例子在初始引入時設定為g＝g1，以后使g向g2指數(shù)地減少。
以上，如果依據本發(fā)明，則即使在多個延遲波的電平頻繁地變動，反復地出現(xiàn)、消失這樣不穩(wěn)定的傳播環(huán)境中，也能夠把進入到匹配濾波器101的窗寬度中的所有延遲波的功率長時利用在同期保持中，能夠獲得穩(wěn)定的同步保持。
另外，本技術能夠適用在基站及移動終端的任一個中。即，在移動終端中，能夠在各解調器中單獨設置代表值運算單元105，環(huán)路濾波器106以及時鐘控制單元107等，也可以在裝置總體中共有這些適宜的電路。另外，在基站中，可以在各解調器中單獨設置時鐘控制單元107等，也可以共有這些適宜的電路。另外，代替第5圖所示的時鐘控制單元107，還能夠使用時鐘源和把分頻比取為可變的可變分頻器，把分頻了的時鐘供給到擴散碼發(fā)生器108中。通過這樣做，能夠在裝置總體中使用共同的時鐘源在每個解調器中控制時鐘。
另外，在上述實施形態(tài)中，在具有比匹配濾波器的時間窗寬度大的延遲分散的環(huán)境中，例如，存在具有2個相同程度的接收強度的路徑，并且如果其路徑之間的延遲逐漸加大，則2個路徑接近匹配濾波器窗的兩端，有可能最終引起雙方都從窗脫離的失步。作為防止這一點的第一方法，首先，用縮小的窗寬度進行路徑測定，存在于縮小的窗內的路徑功率在與輸入到窗總體的路徑功率相比較減小到預定比例以上時，判定為需要用于防止失步的處置。而且，在判定為需要用于防止失步的處置的情況下，放棄對位于窗端部或者窗端部附近的單方路徑的同步保持，僅對另一方的路徑進行同步跟蹤，由此能夠防止失步。第二個方法是在路徑的功率重心的基礎上測定延遲分散，在延遲分散超過了預定的值時判定為需要用于防止失步的處置。而且，這種情況下同樣放棄對位于窗端部或者窗端部附近的單方路徑的同步保持，僅對另一方的路徑進行同步跟蹤，由此能夠防止失步。
防止失步的第一以及第二方法例如能夠用第13圖所示的結構實現(xiàn)。401～408中的動作與第10圖相同。匹配濾波器窗寬度控制單元409使用被時間平均了的延遲分布(Ave(|a(n)|2)的序列)，如上述那樣判定是否需要用于防止失步的處置，根據其判定結果，把擴散碼的碼相位n或者時間窗中心相位值(例如在n＝-32～32時為0)進行輸出。
在防止失步的第一方法中，匹配濾波器窗控制單元409的動作由圖中「MF Window Controller(Type1)」所示的算法409a決定輸出值。另外，在防止失步的第二方法中，由圖中「MF Window Controller(Type2)」所示的算法409b決定輸出值。這里，例如取n＝-32～32時，單側的縮小窗寬度p，功率比判定閾值r，延遲分散閾值σ2分別是0＜p＜32，1＜r，0＜σ＜32范圍的常數(shù)。
如果依據本發(fā)明，則即使在城市環(huán)境這樣存在由多個反射波引起的多徑的環(huán)境中也能夠穩(wěn)定地進行同步保持，能夠降低通話過程中的呼叫切斷幾率。另外，如果依據本發(fā)明，則在同步的初始引入中高速引入，在引入結束后減小保持由噪聲引起的抖動，能夠使同步保持穩(wěn)定。由此，如果依據本發(fā)明，能夠縮短從終端的電源投入到成為能夠通話的時間，而且能夠減少由相位抖動引起的通話品質的惡化。
權利要求
1.一種接收機，其特征在于，具有根據擴頻了的接收信號與輸入的擴頻碼的相關性，輸出反擴散了的信號的輸入電路；輸出關于來自上述輸入電路的反擴散信號的延遲分布的延遲分布測定電路；對于來自上述輸入電路的反擴散了的信號，根據從上述分布測定電路輸出的延遲分布進行分離合成，輸出解調信號的數(shù)據符號解調電路；從上述分布測定電路輸出的延遲分布中根據多個相關值及其時間，計算代表路徑的延遲差的代表值的代表值運算電路；用于根據來自上述代表值運算電路的代表值，進行控制使得保持輸入到上述輸入電路的接收信號與擴散碼的同步的時鐘控制電路。
2.如權利要求1中所述的接收機，其特征在于上述輸入電路具有在多個時間的每一個并行地進行多個反擴散的匹配濾波器，進行控制使得上述匹配濾波器接收把在窗中檢測出的時間不同的多個延遲波合成了的信號，在強度不是最大的延遲波的時間發(fā)生變化時，上述代表值運算電路通過根據該時間的變化使代表值發(fā)生變化，改變從上述匹配濾波器輸出的相關值的時間。
3.如權利要求2中所述的接收機，其特征在于上述輸入電路具有在多個時間的每一個并行地進行多個反擴散的匹配濾波器，上述匹配濾波器接收把在窗中檢測出的時間不同的多個延遲波合成了的信號，在強度沒有成為最大的范圍內強度不是最大的延遲波的強度發(fā)生變化時，上述代表值運算電路通過根據該時間的變化使代表值發(fā)生變化，根據該強度的變化改變從上述匹配濾波器輸出的相關值的時間。
4.如權利要求3中所述的接收機，其特征在于還具有包括積分裝置、可變系數(shù)發(fā)生裝置和加法裝置的環(huán)路濾波器，上述環(huán)路濾波器在上述加法裝置中以預定的權值把在來自上述代表值運算電路的代表值上乘入了從上述可變系數(shù)發(fā)生裝置發(fā)生的系數(shù)的平方的結果由上述積分裝置進行積分了的第一值與在上述代表值上乘入了從上述可變系數(shù)發(fā)生裝置發(fā)生的系數(shù)的第二值進行相加，上述時鐘控制電路使用來自上述環(huán)路濾波器的輸出，控制設置在上述時鐘控制電路內的可變頻率振蕩裝置或者可變分頻器。
5.如權利要求4中所述的接收機，其特征在于上述可變系數(shù)發(fā)生裝置從同步引入時的系數(shù)值開始逐漸地減少所發(fā)生的系數(shù)值。
6.一種移動終端，其特征在于具有權利要求1～5的任一項中的所述的接收機。
7.如權利要求1～5的任一項中所述的移動終端，特征在于共用上述時鐘控制電路。
8.一種基站，其特征在于具有權利要求1～5的任一項中所述的接收機。
全文摘要
移動通信系統(tǒng)中即使在多徑環(huán)境下也可穩(wěn)定地保持同步。延遲分布測定電路102在每一處理單位n從反擴散信號計算延遲分布a(n)。延遲分布平均電路103把a(n)進行時間平均計算出Ave(|a(n)|
文檔編號H04J13/04GK1516379SQ0314090
公開日2004年7月28日 申請日期2000年3月3日 優(yōu)先權日1999年3月3日
發(fā)明者矢野隆, 雅樂隆基, 土居信數(shù), 鈴木俊郎, 基, 數(shù), 郎 申請人:株式會社日立制作所