專利名稱：時分雙工系統(tǒng)中消除自生干擾的方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種改善時分雙工(TDD)系統(tǒng)通信質量的方法，更具體地說涉及一種消除TDD系統(tǒng)中由下行信號反射所引起的自生干擾的方法。
2，
背景技術：
典型TDD系統(tǒng)地上行信號和下行信號都是通過一個載波進行傳輸的。也就是說，所涉及的設備(如移動無線系統(tǒng)中的基站和移動臺)必須在接收和發(fā)送之間進行切換。比如說，基站只能在傳送完下行信號后，才能去接收上行信號。
由于射頻電波會被周圍環(huán)境所反射，因此會發(fā)生這樣的情況，即當一個下行信號被反射并且經過較大的傳播延遲時，返回到當時正在接收上行信號的發(fā)射基站的天線。在接收機中，這種被反射下行信號可以大大降低接收機的性能，并阻塞上行信號的通信。
迄今為止，人們正考慮把諸如被第三代移動通信專家委員會(3GPP)確定為標準的高碼片傳播速率的TDD(HCR TDD)和歐洲數字無繩電話/增強型數字無繩電話(DECT)之類的TDD系統(tǒng)用于室內環(huán)境和微小區(qū)。這意味著基站的高度會比較低。采用這種方案的移動無線系統(tǒng)的基站的覆蓋范圍很小，并且其信號延遲(信號從傳向反射物并且反射回發(fā)射基站的傳播時間)也很小。對移動站來說這種效應在大多數情況下都成立。因此，這種效應小到實際上是可以忽略的，系統(tǒng)不需對它進行處理。
現在，中國的TD-SCDMA(時分復用同步碼分多址)正在中國無線通信標準委員會(CWTS)、國際電聯(ITU)和第三次移動通信專家委員會(3GPP)中被確定為標準。TD-SCDMA與其它TDD系統(tǒng)不同的是，它也被認為特別適合于宏小區(qū)部署并按此方向加以研究。也就是說適用于一些范圍非常大的小區(qū)，并且由于上述效應，信號在這些小區(qū)會出現較大的延遲。對TD-SCDMA系統(tǒng)的詳細描述可見于下列TD-SCDMA規(guī)范CWTS TS C101v3.0.0，TS C102 v3.0.0，TS C103 2.2.0，TS C104 v3.0.1，TS C105 v3.0.0.TD-SCDMA移動通信系統(tǒng)中的幀結構與GSM的相兼容，它們都利用訓練序列(midamble)來做脈沖檢測。每個無線子幀的持續(xù)時間為5ms，由7個持續(xù)時間為675μs的業(yè)務時隙和3個特殊的時隙DwPTS(下行導頻時隙)、GP(保護時隙)和UpPTS(上行導頻時隙)組成。
圖1示出了TDD自擾對TD-SCDMA系統(tǒng)的影響。標號(1)表示基站A，(2)表示基站B，(3)表示反射體。從圖中可見，由于信號傳播需要時間，下行信號TX與同一個基站所接收的信號RX在時間關系方面并不重合，最初的TX信號要經過一段時間后才能被同一個基站收到，另外當基站A接收到最后階段的下行信號時，當時的那幀下行信號已經發(fā)射完畢。在TD-SCDMA中，所有的基站都同步工作，不過在各基站彼此之間畢竟存在影響。當系統(tǒng)工作時，基站A發(fā)射出一個下行信號(TX)，該信號被反射并且隨后被同一個基站接收(RX)。由于基站在此時仍然在繼續(xù)發(fā)射信號，不能接收信號，所以陰影部分的信號部分不能被該基站接收(但信號仍然會到達該基站)。只有反射信號(RX)的非陰影部分才能隨后被基站真正接收到。
由于TD-SCDMA網絡通常都是同步的，因此基站A的TX信號的反射信號也可被基站B接收到，因此基站B也會受到影響。由于其距離和無線電傳播狀況，因此基站B所接收到的反射信號的幅度通常小于基站A處接收到的信號幅度。
一般地說，上述的反射過程涉及到不止一個反射器，這使得后續(xù)的信號處理工作變成異常復雜，需要更合適的算法以及更強大的處理器。
在TD-SCDMA中，只存在一次可能出現上述影響的上行信號(UL)到下行信號(DL)的轉換，即出現在下行導頻時隙(DwPTS)之后。圖2示出了這種情況。
具體地說，圖2示出了在一個TD-SCDMA系統(tǒng)中下行/上行切換點附近的時隙。當下行導頻時隙之后，基站接收到上行導頻時隙。該上行導頻時隙在隨機訪問過程中被利用，并且根據發(fā)射移動臺的同步偏移，可以緊隨下行導頻時隙到達該基站。上述效應會嚴重地影響上行導頻時隙的接收，從而降低整個系統(tǒng)的性能。在這種情形下，失真主要來自下行導頻時隙。反射信號是在TD-SCDMA系統(tǒng)的保護間隔(G)內到達的。
這個問題是在TD-SCDMA的主現場測試(master field trail)中被發(fā)現的，而且已經在基站A和基站B進行測量。圖3和圖4分別給出測量結果，其中
圖3示出了在基站A處所接收的下行導頻時隙的發(fā)射信號，
圖4示出了在基站B處所接收的下行導頻時隙的反射信號(此時發(fā)射機被關閉)。在圖3中，使用了波譜分析儀進行測量。在測量當中，為使儀器正常工作，采用措施來衰減TX信號，并且放大RX信號。這樣在同一次測量中會看到原始的TX信號(下行業(yè)務時隙和下行導頻時隙)以及RX信號(下行導頻時隙的反射信號)。從測量結果中可以看到，下行導頻時隙的反射信號可以為周圍環(huán)境噪聲強度的1000倍(30分貝)?？拷镜姆瓷潴w可以決定出現失真的位置。遠離基站的反射體為數眾多，但這些反射體同樣也遠離發(fā)射信號的基站。在該例中，反射體的數量與其與基站的距離成比例，同時所接收的功率與上述距離的4次方成反比。相應地，反射功率降低得越多，下行導頻時隙與接收時間之間的時間滯后也越大。信號失真的長度大約為100微秒，這相當于反射體離基站的距離為15公里。15公里左右也是該基站所能覆蓋的最大范圍。
圖4中示出了基站B中的測量結果。在這次測量中，把波譜分析儀與該基站的天線連接起來。只有當基站處于“關”的位置時才能進行接收。此時可以同時看到下行業(yè)務時隙與下行導頻時隙的反射信號。反射信號的波形與強度是不同的。其原因在于被反射波不僅要傳向反射體，還要沿不同路徑返回基站B。在基站A，反射波的返回路徑是很容易確定的，事實上它就是信號傳向反射體的路徑。這也就是為何圖3中所示的反射信號的強度可以下降得更快的原因。
這種效應的影響非常嚴重，到會危及TD-SCDMA在宏小區(qū)部署的可行性。
迄今為止，還沒有人在實施TDD系統(tǒng)時考慮該效應，因而目前也沒有任何針對這種效應的解決方案。
在雷達技術中也有類似的問題雷達在使用時，也是先由雷達站發(fā)出信號，然后在后續(xù)時間里雷達站又接收到反射信號。
在多種雷達應用中，只有移動目標才是其感興趣的，而建筑物、山峰等只會產生固定的反射。在這種情況下，將反射信號進行平均，然后從接收的信號中減去，這樣就可以看到表示移動目標的信號。這一過程被稱為固定目標消除法。
通過以上過程，可以消除時不變信號，而只接收那些由同一個發(fā)射器發(fā)出的、反射信號的時變部分。
3，

發(fā)明內容
本發(fā)明通過消除反射信號來解決該問題，使得可以接收由不同發(fā)射機生成的信號。
總之，本發(fā)明采用如下技術方案，考慮被發(fā)送信號的信號新式和調制以及所涉及的移動無線信道的特性，去識別被發(fā)送信號的反射信號或部分被發(fā)送信號，并從所接收到的信號中將它們進行消除。
這可以通過如下方式來完成利用公認已知的發(fā)送信號以及接收信號去計算信道沖激響應，然后從接收信號中消除(減去)新到沖激響應與發(fā)送信號的卷積。
當只用一個幀來計算信道脈沖響應并且來處理相同的接收信號時，則需要確定信道脈沖響應的哪一部分屬于反射信號，哪一部分與反射無關。為做到這一點，最簡單的方式是在假設信道脈沖響應已知的條件下建立一個有關反射信號如何構成的方程組。依所設定的信道脈沖響應來求解該方程組，然后把較小的信道脈沖響應抽頭設為零，從而做出判決。然后，利用經過后處理的信道脈沖響應以及上述方程組，計算出信號的失真。
當各幀的信道脈沖響應變化不大時，則可以對各幀的信道脈沖響應進行平均，或者采用以前幀的信道脈沖響，來重構反射信號。
當傳輸信號中與所接收的反射信號的大部分相關的那部分在幀與幀之間變化不大時，并且信道脈沖響應在幀與幀之間也變化不大時，將所接收的反射信號進行平均，并從瞬時接收信號中減去所平均反射的接收信號，就足以消除反射信號的影響。用這種方法可以消除信號中的非時變部分，并且對所接收的信號中的時變部分沒有顯著的影響。
在TD-SCDMA系統(tǒng)中，下行導頻時隙是產生反射信號的主要因素。下行導頻時隙的64個碼片經過相同的調制，并且具有4種不同的相位。就基本波形而言，信道脈沖響應在幀與幀之間保持不變。所以在這里采用的算法對調制后的接收反射信號進行轉換，具體地說，是根據調制相位對信號進行相位的反轉，然后再對所得到的信號取平均。
對接收方而言，須對平均后的信號再進行調制，并從瞬時接收信號中減去該平均信號，以檢測上行導頻時隙。
然而，如果存在很強的上行同步碼字(uplink synchronization code，簡稱SYNC1)信號，這就會對平均值造成明顯的影響，使得在不存在上行同步碼字的下一幀信號中將會錯誤地檢測到SYNC1的存在。因此，在考慮較強上行同步碼字信號的影響的條件下，必須對以上描述的干擾消除算法進行修正。由此，以上描述的干擾消除方法可以被當作第一級干擾消除，同時還要考慮第二級干擾補償方法。
本發(fā)明的這種算法的優(yōu)點在于，其復雜度很低，并且它可以在一個位置上實施，而其他算法保持不變。
本發(fā)明這種算法的另一個優(yōu)點是，只要根據相同模式，對所有相關基站中的下行導頻時隙信號的相位進行調制，則該算法就可以消除相鄰基站的反射信號。
在下述的實施例中將對此算法進行詳細的敘述。
在本發(fā)明所述方法的各個變型中，通過消除反射信號，可以提高接收機的性能。
本發(fā)明具有創(chuàng)造性的步驟體現在
(1)充分利用所涉及的傳輸信號以及移動無線電頻道的特點，消除上述的TDD自擾，
(2)針對TD-SCDMA的特點而采用并簡化此通用算法，
(3)將雷達技術中所采用的固定目標消除法加以修改并將之轉用到TDD通信系統(tǒng)中。
4，


本發(fā)明與正文部分相關的各個附圖示出了本發(fā)明的背景和發(fā)明方案，其中
圖1示出了TD-SCDMA系統(tǒng)中的TDD自擾。
圖2示出了TD-SCDMA中下行與上行切換點附近的各時隙。
圖3示出了基站A中的下行導頻時隙的反射信號。
圖4示出了基站B中的下行導頻時隙的反射信號(此時發(fā)射器被關閉)。
圖5表示在TD-SCDMA現場測試中，下行導頻時隙的自擾消除的結果。
圖6是本發(fā)明所涉及的子幀結構的框圖。
圖7中給出本發(fā)明內實施的兩級干擾消除算法的框圖。
圖8中說明了上行同步碼字檢測的后處理原則。
圖9中給出用于說明當前接收幀內包含SYNC1的條件下，兩級干擾消除算法效果的仿真結果。
圖10中給出用于說明前一接收幀內包含SYNC1的條件下，兩級干擾消除算法效果的仿真結果。
5，
具體實施例方式
以TD-SCDMA系統(tǒng)為例，下述的算法已被用于現場測試系統(tǒng)。在基站的數字信號處理器(DSP)內部測量得到如下述結果。這些結果可以用來檢驗算法的正確性。
圖5示出了采用本發(fā)明的技術方案，在TD-SCDMA現場測試中保護時隙和上行導頻時隙的相對功率示意圖，從圖中可見下行導頻時隙產生的自擾得到消除。圖中的橫軸表示碼片位置(以微秒為單位)，縱軸為相對功率(單位為分貝)；較黑的實線曲線表示初始的接收功率，較暗的實線曲線表示處理后的接收功率。從圖中可見，初始接收曲線中位于約100微秒前由下行導頻時隙信號被反射而引起的信號波動被有效地消除了。
從本發(fā)明的解決方案中產生的另一個問題是本發(fā)明所使用的算法的復雜性影響。本發(fā)明的下述內容是對由下行導頻時隙反射所引起的干擾進行遞歸消除的算法的簡要敘述和復雜性分析，結果表明本發(fā)明所用算法的復雜程度與聯合檢測算法相比，是微不足道的。
5.1 背景介紹
基站子系統(tǒng)會在保護間隔內產生一些自擾，從而對上行導頻時隙的接收造成干擾。這種干擾是由周圍環(huán)境對下行導頻時隙的反射引起的。對海拔較高的基站子系統(tǒng)來說，信號失真時間可以達到100微秒。本發(fā)明所用的算法適合于克服這種不良效應，并且確保上行導頻時隙檢測的可靠性。
5.2 算法描述
5.2.1 結構框圖
在TD-SCDMA系統(tǒng)中，在下行導頻時隙與保護間隔交界處可以從下行切換到上行。由于周圍的障礙物會對下行導頻時隙造成經過時延的反射和散射，它們會對所上行導頻時隙的接收造成干擾，從而降低系統(tǒng)的性能。圖6示出了本發(fā)明所采用的TD-SCDMA系統(tǒng)的幀結構。
圖6是TD-SCDMA系統(tǒng)中的幀結構
5.2.2 算法的框圖本發(fā)明的干擾消除算法分為兩級，其中第一級算法用于消除
由于自身下行導頻時隙(DwPTS)的發(fā)射而造成的干擾，而且第二級計算法用于補償由于較強SYNC1而造成的有害影響。
所述的第二級計算法根據有關的多徑分布特性，對檢測到的SYNC1進行重構(其中采用與主要路徑檢測使用的相同門限值)，并且按照與第一級相同的平均方式進行平均。然后對第一級的輸出信號進行補償。這樣，可以從SYNC1檢測數字信號處理器的輸入中消除SYNC1所造成的影響。
這種過程的好處在于該算法可以收斂得更快，而且還會對真正接收到的SYNC1做出反應。
總之，算法可以被分為兩步
A.不考慮可能的上行同步碼字，在第一級干擾消除算法中實施反射信號的消除；
B.重構檢測到的上行同步碼字，然后為了消除較強上行同步碼字對下一幀內均值的影響，需要把重構的上行同步碼字信號反饋到第二級干擾消除算法中。
圖7中給出兩級干擾消除算法的框圖。
5.2.3 算法詳細描述
5.2.3.1 第一級算法的實施例
信號共有256個碼片，其中包括下行導頻時隙后的96個碼片的保護間隔以及160個碼片的上行導頻時隙。根據分析和測量，干擾的平均分布是穩(wěn)定的并且可預測的，因此可以輕易地從上行導頻時隙期間所接收到的信號中減去由于下行導頻時隙所帶來的不利影響。
采用本發(fā)明的算法對每個天線的256的碼片中的每一個碼片的干擾信號進行平均，該算法可以如下所述
其中avm(i)和inst_valuem(i)分別代表第m個幀(burst)中第i個碼片上的平均干擾和所接收到的可能包含上行同步碼字在內的瞬時接收信號，而且1/P是平均過程中使用的遺忘因子，例如P＝256。事實上，所述的加權平均過程中使用的參數P可以為2的冪次，例如2、4、8...128、256、...中的一個。考慮到可以通過幀號得知的下行導頻時隙的調制相位，必須在平均過程中通過選擇公式(1)中的“+”或“-”分別用于實部和虛部，來消除下行導頻時隙的調制相位的影響。
并且最后，當前沖激的下行導頻時隙的調制相位可以通過從所接收的信號中減去前一幀內計算得到的均值來加以恢復，即得到經過修正的第一級干擾消除的輸出
modi_value_1m(i)＝inst_valuem(i)-avm-1(i)，i＝1，2，...，256 (2)
其中該減法操作過程中實部和虛部符號的選取將有賴于相應的下行導頻時隙調制相位。這些加法或減法操作保證了在復雜性沒有實質性增加的前提下下行導頻時隙相位的穩(wěn)定性。
應該注意到，在上述公式(2)中，需要從瞬時接收信號中減去前一個均值信號avm-1(i)，而不是當前計算得到的均值信號avm(i).
5.2.3.2 第二級干擾消除實施例
在第二級中，需要計算上行同步碼字的均值av_sync1_reconm(i)，然后利用相加操作補償由于較強上行同步碼字所造成的影響。前一幀計算得到的SYNC1均值av_sync1_reconm-1(i)可以被補償到第一級的輸出中，即
modi_value_2m(i)＝modi_value_1m(i)+av_sync1_reconm-1(i) (3)
然后，利用第二級干擾消除算法的輸出去檢測并且重構上行同步碼字，其輸出由inst_sync1_reconm(i)表示，它可以被用于根據下式去計算均值av_sync1_reconm(i)
如果沒有檢測到SYNC1碼字，則重構的inst_sync1_reconm(i)應該等于零。
因該注意到的是，在上述兩個公式中，運算符號+或-以及選擇實部或虛部必須要取決于下行導頻信道(DwPCH)的相位，而且其中使用的變換規(guī)則與第一級算法中相同。并且同樣，加權平均過程中使用的參數P可以為2的冪次，例如2、4、8...128、256、...中的一個。
5.2.3.3 被檢測上行同步碼字的重構
如果在上行同步碼字檢測DSP內實施循環(huán)相關運算，則可以根據下列公式輸出多路(路數可以為天線數)，例如此處為8路被檢測上行同步碼字碼字的相關值以及相關值的功率
FFT_code[j][1:256]＝FFT(sync1_code_256)；
Rx_value_corre[ante][j][1:256]＝
IFFT(FFT_code*[j][1:256].*FFT(modi_value_2[ante][1:256]))(6)
Rx_power_corre[ante][j][k]＝(abs(Rx_value_corr[ante][j][k]))2(7)
對相關功率值進行后處理，即利用門限值去消除其中由于噪聲所造成的影響。把低于門限值的相關值設置為零，即
圖8中說明了后處理的基本原理。
然后，利用如下公式重構上行同步碼字
inst_sync1_recon[ante][j][1:256]＝
IFFT(FFT(Post_value_corre[ante][j][1:256])./FFT_code*[j][1:256]))(9)
最終，重構的上行同步碼字碼字inst_sync1_recon被反饋給下一幀信號的第二級干擾消除算法當中。
圖9和圖10中說明了上述兩級干擾消除算法的仿真結果，其中圖9和圖10分別給出當前幀和前一幀內接收到上行同步碼字的實例。
5.3 第一級干擾消除的MATLAB語言描述的一個實例
％This is brief illustration about algorithmAntenna_Nbr＝8；％antenna numberChip_Nbr＝253；％chip number，the other 3 chips are used for delivering otherinformationBurst_Nbr＝256；％average burst numberMax_Burst_Nbr＝10000；％the maximum received burst number which is determinedby the number of message given by the DSP developersp＝1/Burst_Nbr；％forgetting factor％initialization of some bufferaverage_value＝zeros(Antenna_Nbr，Chip_Nbr)；％average interference valueinstant_value＝zeros(Antenna_Nbr，Chip_Nbr，Max_Burst_Nbr)；％received dadavalue per antenna per burst per chip<!-- SIPO <DP n="11"> --><dp n="d11"/>DwPTS_phase＝zeros(Max_Burst_Nbr)；％modulation phase of DwPTSmodified_value＝zeros(Antenna_Nbr，Chip_Nbr，Max_Burst_Nbr)；％output data％end of initialization％initialization of instant_value and DwPTS_phaseinstant_value＝；％current received dataDwPTS_phase＝
；％current phase％end initializationfor k＝1Max_Burst_Nbrinstant_work(1Antenna_Nbr，1Chip_Nbr)＝instant_value(1Antenna_Nbr，1Chip_Nbr，k)；modified_work＝zeros(Antenna_Nbr，Chip_Nbr)；％the algorithms to be implemented in the BTSC start here?。?！switch DwPTS_phase(k)％to determine the modulation phase of the current burst based on Frame Numbercase 0％++(a+jb)*1＝a+jb，pi/4for i＝1Antenna_Nbrfor j＝1Chip_Nbr％to restore phasemodified_work(i，j)＝instant_work(i，j)-average_value(i，j)；average_value(i，j)＝average_value(i，j)*(Burst_Nbr-1)+instant_work(i，j)；average_value(i，j)＝average_value(i，j)＞＞8；end<!-- SIPO <DP n="12"> --><dp n="d12"/>endcase 1％-+(a+jb)(-j)＝b-ja，3*pi/4for i＝1Antenna_Nbrfor j＝1Chip_Nbr％to restore phase，avrage_value multiply j，(a+jb)*j＝-b+jareal(moddified_work(i，j))＝real(instant_work(i，j))+imag(average_value(i，j))；imag(modified_work(i，j))＝imag(instant_work(i，j))-real(average_value(i，j))；real(average_value(i，j))＝real(average_value(i，j))*(Burst_Nbr-1)+imag(instant_work(i，j))；imag(average_value(i，j))＝imag(average_value(i，j))*(Burst_Nbr-1)-real(instant_work(i，j))；real(average_value(i，j))＝real(average_value(i，j))＞＞8；imag(average_value(i，j))＝imag(average_value(i，j))＞＞8；endendcase 2％--(a+jb)(-1)＝-a-jb，5*pi/4for i＝1Antenna_Nbrfor j＝1Chip_Nbr<!-- SIPO <DP n="13"> --><dp n="d13"/>％to restore phase，avrage_value multiply(-1)，(a+jb)*(-1)＝-a-jbmodified_work(i，j)＝instant_work(i，j)+average_value(i，j)；average_value(i，j)＝average_value(i，j)*(Burst_Nbr-1)-instant_work(i，j)；average_value(i，j)＝average_value(i，j)＞＞8；endendcase 3％+-(a+jb)(j)＝-b+ja，7*pi/4for i＝1Antenna_Nbrfor j＝1Chip_Nbr％to restore phase，avrage_value multiply(-j)，(a+jb)(-j)＝b-jareal(modified_work(i，j))＝real(instant_work(i，j))-imag(average_value(i，j))；imag(modified_work(i，j))＝imag(instant_work(i，j))+real(average_value(i，j))；real(average_value(i，j))＝real(average_value(i，j))*(Burst_Nbr-1)-imag(instant_work(i，j))；imag(average_value(i，j))＝imag(average_value(i，j))*(Burst_Nbr-1)+real(insant_work(i，j))；real(average_value(i，j))＝real(average_value(i，j))＞＞8；imag(average_value(i，j))＝imag(average_value(i，j))＞＞8；end<!-- SIPO <DP n="14"> --><dp n="d14"/>endotherwisedisp(′Wrong phase of DwPTS！′)；end％this is the end of the algorithm to be implemented in the BTSCmodified_value(1Antenna_Nbr，1Chip_Nbr，k)＝modified_work(1Antenna_Nbr，1Chip_Nbr)；end％this is the output of this algorithm，1Max_Burst_Nbr are the effective value
5.4 算法的復雜性分析
5.4.1 第一級干擾消除
算法的第一步就是從接收信號中減去前一個均值，由于是進行復數操作，因此需要分別對實部和虛部進行操作。
然后，由于變量avm和inst_valuem(i)是復數，則在一個循環(huán)(iteration)中所需的計算量為2個乘法(real multiplication)運算和2個加法(real addition)運算，即每個碼片中有2個基本的加乘運算(multiplication and additioncalculation，以下簡稱MAC)。
下一個步驟進行二元移位操作中的除法操作。
所以每個碼片中所需要的計算量就是4個MAC。
結果，整個算法的計算復雜度為
復用值＝4*253*天線數MAC/0.005秒 (2)
如天線數為8，則復用值為162萬MAC/秒。
每個遞歸平均器(recursive averager)需要2個整數(實部和虛部)的存儲容量，也就是4字節(jié)。
因此，總的存儲需求量為
存儲容量需求量＝4*253*天線數(字節(jié)) (3)
如天線數為8時，則需要的存儲容量為8096個字節(jié)。
5.4.2 第二級干擾消除
其計算復雜性以及所要求的存儲器單元都與第一級中的要求相同。
(5)結論
本算法的復用數與聯合檢測算法所需的巨大運算量相比，實際上可以忽略。因此，此算法十分易于施行。
權利要求
1，一種在時分雙工系統(tǒng)中克服自擾的方法，所述的時分雙工系統(tǒng)包括一個以上的基站，每個基站能夠分別發(fā)送和接收信號，所述的方法包括下列步驟每個基站
(1)發(fā)射下行信號，
(2)接收信號，并且識別上述下行信號的反射部分，以及從總接收信號中識別出上行信號，
(3)消除其原始發(fā)射出信號中的反射信號，并且
(4)對剩余信號進行處理，以檢測上行信號。
2，如權利要求1所述的方法，其中消除反射信號的方式為
(1)利用所發(fā)射的信號和所接收的信號，確定所接收信號的信道沖激響應，并且
(2)從所接收的信號中減去信道沖激響應和所發(fā)射的信號的卷積。
3，如權利要求1所述的方法，其中
(1)用一個脈沖來計算信道沖激響應，
(2)處理同一個接收信號，
(3)確定信道沖激響應的哪部分由反射引起，哪部分與反射無關。
4，如權利要求3所述的方法，其中采用下述步驟來識別與反射有關的信道沖激響應和與反射無關的信道沖激響應
(1)在信道脈沖響應已知的條件下建立一個有關反射信號如何構成的方程組；
(2)根據信道沖激響應求解該方程組；
(3)將較小的信道沖激響應抽頭設置為零，做出判斷；
(4)然后，利用經過后處理的信道脈沖響應及上述的方程組，重新計算信號的失真；
(5)重復前述的步驟(1)至步驟(4)，以識別上述信道脈沖響應中反射部分與非反射部分。
5，如權利要求3所述的方法，其中幀與幀之間的信道沖激響應變化不顯著，其特征在于對以前幀的信道沖激響應進行平均。
6，如權利要求3所述的方法，其中幀與幀之間的信道沖激響應變化不顯著，其特征在于
用以前幀的信道沖激響應來構造被反射信號。
7，如權利要求4所述的方法，其中幀與幀之間的信道沖激響應變化不顯著，其特征在于
對以前幀的信道沖激響應進行平均。
8，如權利要求4所述的方法，其中幀與幀之間的信道脈沖響應變化不顯著，其特征在于
用以前幀的信道沖激響應來構造被反射信號。
9，如權利要求3所述的方法，其中對與所接收的反射信號中的大部分相關的傳輸信號是未經調制的，幀與幀之間的信道沖激脈沖響應變化不顯著，其特征在于
(1)對接收到的反射信號進行平均，并且
(2)從瞬時接收信號中減去所接收的平均反射信號，以消除該信號中非時變部分。
10，如權利要求1-7所述的方法，其中的時分雙工系統(tǒng)是TD-SCDMA系統(tǒng)，并且所接收的大多數反射信號是由下行導頻時隙造成的，其特征在于
(1)對下行導頻時隙的64個碼片進行調制，令該64個碼片的相位相同，而且對于下行導頻時隙的所有64個碼片來說，具有4種不同的相位；
(2)幀與幀之間的信道沖激響應的波形基本保持不變；
(3)根據上述的調制相位，用對信號進行旋轉的方法去變換接收反射信號的調制，然后再對所得到的信號取平均；
(4)對平均接收信號進行再調制，并從瞬時接收信號中減去該信號，然后對上行導頻時隙進行檢測。
11，如權利要求10所述的方法，其特征在于為消除可能的上行同步碼字對下一幀內均值的影響，施行下列第二級干擾消除算法重構檢測到的上行同步碼字，然后對重構的SYNC1信號取平均，然后反饋整個干擾消除算法的輸出信號以補充下一幀信號的第二級干擾消除算法的的輸入信號。
12，如權利要求11所述的方法，其特征在于所述的第二級干擾消除算法的步驟如下
(1)計算多路被檢測的上行同步碼字的相關值以及相關值的功率；
(2)對這些相關值進行后處理，用門限法去比較這些相關功率值，把低于門限值的相關值的設置為零，以消除噪聲的干擾；
(3)計算上行同步碼字的均值(av_sync1_reconm(i))將當前重構的上行同步碼字與前次的上行同步碼字均值進行加權平均；得到當前上行同步碼字的均值，供下一幀信號的第二級干擾消除算法使用；
(4)將前一幀得到的上行同步碼字均值(av_sync1_reconm-1(i))加到下一幀信號的第一級的輸出(modi_value_1m(i))中，得到第二級的輸出值，該輸出值可以作為整個算法的輸出值，同時又用作新的上行同步碼字檢測的輸入值；
(5)對以后各幀檢測信號，重復進行(1)至(4)的運算過程。
13.如權利要求12所述的方法，其特征在于所述的加權平均過程中，前次的上行同步碼字均值的權重設為(P-1)/P，當前重構的上行同步碼字的權重為1/P。
14.如權利要求12所述的方法，其特征在于上行同步碼字的路數可以是天線的數目。
15.如權利要求13所述的方法，其特征在于加權平均過程中使用的參數P可以為2的冪次，例如2、4、8...128、256、...中的一個。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種在時分雙工系統(tǒng)中克服自擾的方法，利用公認已知的發(fā)送信號以及接收信號去計算信道沖激響應，然后從接收信號中消除新到沖激響應與發(fā)送信號的卷積。最簡單的方式是在假設信道脈沖響應已知的條件下建立一個有關反射信號如何構成的方程組。依所設定的信道脈沖響應來求解該方程組，然后把較小的信道脈沖響應抽頭設為零，從而做出判決。然后，利用經過后處理的信道脈沖響應以及上述方程組，計算出信號的失真。如果存在很強的上行同步碼字信號，則重構檢測到的上行同步碼字，然后為了消除較強上行同步碼字對下一幀內均值的影響，需要把重構的上行同步碼字信號反饋到下一幀信號的第二級干擾消除算法中。
文檔編號H04B1/707GK1553601SQ0313727
公開日2004年12月8日 申請日期2003年6月3日 優(yōu)先權日2003年6月3日
發(fā)明者白倫博 申請人:西門子(中國)有限公司