專利名稱：無線傳輸系統(tǒng)中的信道估計的制作方法
技術(shù)領域：
本發(fā)明涉及無線通信系統(tǒng)，該系統(tǒng)使用均衡器(equalizer)，如維特比均衡器(Viterbi equalizer)。特別的是，本發(fā)明涉及無線信道特性的估計，該信道估計被均衡器加以使用。
背景技術(shù)：
碼分多址(code division multiple access，CDMA)是一種直接序列碼分多址連接(direct-sequence code division multiple access，DS/CDMA)傳輸系統(tǒng)，是一種已被廣泛接受的無線傳輸技術(shù)，用于UMTS/IMT2000與3GPP(Third Generation Partnership Project)。使用DS/CDMA技術(shù)可使無線與蜂窩式設備有效率地使用頻寬、免于噪聲干擾、并適應各種不同的傳輸模式。由于還需要一段較長的時間來發(fā)展新的DS/CDMA的無線網(wǎng)絡的基礎建設，第二代無線通信系統(tǒng)如GSM(Global System for Mobile)、IS-54(United StatesDigital Cellular)及IS-95(CDMA Digital Cellular Standard)等，仍持續(xù)在無線通信網(wǎng)路中扮演重要的角色。
GSM是第二代無線通信系統(tǒng)中最普及的蜂窩標準。世界上約65％的蜂窩式用戶，他們的語音傳送或因特網(wǎng)存取是通過GSM網(wǎng)絡。但市場上的普及率僅保證GSM會持續(xù)是一種重要的通信技術(shù)。GSM最終會采用WCDMA標準，該標準為聲音、數(shù)據(jù)及影像等傳輸提供更多的頻寬。因此，整合二種標準的雙模式收發(fā)系統(tǒng)(dual mode transceiver)可提供平滑的轉(zhuǎn)換及兼容性，最能符合目前需求?；谏鲜鲈?，傳統(tǒng)的GSM科技及GSM基站持續(xù)地在進行研發(fā)，移動臺產(chǎn)品將仍會占有重要的市場。
GSM使用頻分雙工(Frequency Division Duplex，F(xiàn)DD)結(jié)合時分多址(Time Division Multiple Access，TDMA)及跳頻多址(Frequency HoppingMultiple Access，F(xiàn)HMA)的結(jié)構(gòu)，以提供基站在時域與頻域(frequency domain)上同時存取與分隔多位使用者?？捎玫纳闲屑跋滦?或稱上線及下線，uplinkand downlink)頻寬是分隔成多個200KHz寬的頻道或槽(slots)，稱之為絕對無線電頻率頻道數(shù)(absolute radio frequency channel numbers，ARFCNs)，每一ARFCN確認一對上行及下行的信道，該對信道其頻率間隔是45MHz，且每一上行信道可由高達八位電話使用者(移動臺)之間以TDMA進行時域共享。也就是說，在頻譜(frequency spectrum)上，這八位使用者使用相同的ARFCN，他們各自占用某一個獨特的時隙(time slot，TS)以避免互相干擾。
每一位GSM使用者在一時隙中傳送一數(shù)據(jù)突發(fā)(a burst of data)。GSM定義五種特殊的數(shù)據(jù)突發(fā)型態(tài)(data burst type)，如GSM 05.02所述的正常的突發(fā)信號(normal burst)是用于業(yè)務信道(traffic channel，TCH)及專用的控制信道(dedicated control channel，DCCH)的雙向傳送。突發(fā)信號由148位(bit)組成，以每秒13/48*1,000,000位的速率傳送，連同一未使用的8.25位的保護間隔(guard interval)一起傳送，該保護間隔附加于每一突發(fā)信號的末端以避免于時序錯誤(timing error)時，被時域相鄰的使用者(time-adjacent user)干擾。每一時隙的148位之中，有二個57位的塊(block)位于接近該突發(fā)信號的起始與結(jié)束之處。該中間訓練碼(midamble)由長度為26位的訓練序列(training sequence)所組成，該訓練序列是由GSM網(wǎng)絡所指定。訓練序列使該移動臺(如手機)或是基站在解調(diào)(demodulating)及解碼(decoding)該傳送的符號之前，能據(jù)以分析該無線電傳播的特征。在中間訓練碼的二側(cè)都有控制位(control bit)，稱之為挪用標識(stealingflag)，用以區(qū)分該時隙是載送業(yè)務信道(TCH)或是控制數(shù)據(jù)，如快關聯(lián)控制信道(Fast-associated Control Channel，F(xiàn)ACCH)。
在GSM傳送系統(tǒng)中，解調(diào)傳送符號接收器的其中一種形式是使用維特比均衡器。在GSM與其它無線通信系統(tǒng)中，因為無線電傳播的特性，被傳送的信息信號會以線性方式被合并，在接收端 以維特比均衡器處理該接收到的信號樣本。維特比均衡器是根據(jù)最大可能序列估計(maximum likelihoodsequence estimation，MLSE)方法，解調(diào)出被傳送的符號。為了找到最佳的傳送符號序列(即最有可能考慮到的接收符號)，維特比均衡器必須去估計信道并因而取得信道信息。信道信息提供一種信道模式，信道信息并能預測不同符號序列的特征。通過比較二個先前狀態(tài)(predecessor state)的累積路徑度量(accumulated path metrics)，再加上所謂的轉(zhuǎn)換或分支度量(transition or branch metrics)，均衡器使用該信道信息以選擇最可能的轉(zhuǎn)換至新的狀態(tài)。
已經(jīng)有人提出數(shù)種運用訓練序列數(shù)據(jù)的信道估計技術(shù)。訓練序列是任何已知的通信系統(tǒng)中已標準化的數(shù)據(jù)。最簡單的信道估計器是根據(jù)塊相關性(block correlation)。例如，在Lopes所著的Performance of ViterbiEqualizers for the GSM System，發(fā)表于Second IEEE National Conferenceon Telecommunications，第61至66頁，1989年一文中，描述信道估計程序基本上是計算該接收信號與事先儲存的訓練序列的N個位的相關性。此文中，信道估計程序的結(jié)果是信道脈沖響應(channel impulse response，CIR)。由于該技術(shù)使用短相關性長度(short correlation length)，因而可能受到加性噪聲源(additive noise soufces)的影響，而限制此經(jīng)過塊相關性計算(block correlation)得到的信道脈沖響應估計的準確性。另一文章，Khayrallah等人所著的Improved Channel Estimation with SideInformation，發(fā)表于47th IEEE Conference on Vehicular Technology，Vol.2，第1049至1053頁，1997年一文中，描述最小平方法(least square，LS)及限制性最小平方法信道估計器(constrained least square based channelestimator)可用以去除加性噪聲，因此可提升信道脈沖響應的估計品質(zhì)。文中描述的信道估計程序是使用逆矩陣運算(matrix inversion)，需要相當?shù)倪\算量，并且在實踐上可能因可用的字符長度不足(word length available)而有麻煩。
針對上述問題，即當信道估計程序是使用逆矩陣運算(matrix inversion)時，需要相當?shù)倪\算量，并且在實踐上可能因可用的字符長度不足(wordlength available)，本發(fā)明提供一種用于無線通信系統(tǒng)的接收器，該接收器具有前端裝置(front end)以接收在無線信道傳輸?shù)男畔⑿盘?。該前端裝置提供信號輸出，該輸出包含任何碼間干擾(intersymbol interfefence)，該干擾由無線信道的傳送所引起。模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器將該信號轉(zhuǎn)換成采樣值序列。信道估計器自該采樣值序列估計信道脈沖響應(channel impulseresponse)。該信道估計器包含第一相關性單元(first correlation unit)，通過N個中間訓練碼位與多個采樣值進行相關性計算，以產(chǎn)生相關值(correlation value)。定位單元(positioning unit)根據(jù)第一信道脈沖響應估計的估計品質(zhì)，以從該第一相關性單元的該相關值中選擇L個相關值。該定位單元并會根據(jù)該第一信道脈沖響應估計來校準一組接收的信號樣本。第二相關性單元用來將校準后接收信號樣本與M個中間訓練碼位進行相關性計算，其中M大于N，并且消除至少一部份的相關性效應以產(chǎn)生第二信道脈沖響應估計。
本發(fā)明解決了當信道估計程序是使用逆矩陣運算(matrix inversion)時，需要相當?shù)倪\算量，并且在實踐上可能因可用的字符長度不足(wordlength available)而帶來的問題。
關于本發(fā)明的優(yōu)點與精神可以通過以下的發(fā)明詳述及附圖得到進一步的了解。


圖1顯示估計信道脈沖響應的電路的方塊圖。
圖2顯示分散性無線信道的信道模型，以說明多路徑、噪音及干擾的貢獻。
圖3顯示多級第二關聯(lián)性單元在補償狀態(tài)下的方塊圖。
圖4顯示另一實施例的第二關聯(lián)型單元的方塊圖。
附圖標記說明1發(fā)送器2接收器3信道估計器21采樣保持器22模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器 18數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器31儲存單元 32第一相關性單元33訓練序列單元 34定位單元
35第二相關性單元35a1第一階段35a2第二階段35a11補償單元35a12相關器具體實施方式
本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，最好是使用相關型信道估計器(correlationtype channel estimator)，其使用多于N個中間訓練碼位，如M個中間訓練碼位，以改進僅使用N個中間訓練碼位的現(xiàn)有技術(shù)的信道估計品質(zhì)。本發(fā)明的實施例中，可使用二種相關性單元第一相關性單元和多級(multistage)第二相關性單元。在此實施例中，第一相關性單元產(chǎn)生數(shù)據(jù)以用于產(chǎn)生初始信道脈沖響應(initial CIR)估計，該初始信道脈沖響應估計用以提供至第二相關性單元。第一相關性單元最好是執(zhí)行塊相關性計算(blockcorrelation)，該塊相關性是使用N個中間訓練碼位的塊，正交于其它的訓練序列。第二相關性單元最好是利用額外的一個或多個相關性計算以改進初始信道脈沖響應估計，該額外的相關性計算使用長度為M個中間訓練碼位的塊，而M大于N。以長度為M個中間訓練碼位的塊執(zhí)行額外的相關性計算，其優(yōu)點在于干擾抑制效果較好，但通常并沒有與該訓練序列有正交性。據(jù)此，第二相關性單元最好以補償?shù)姆绞絹頊p少因M位中間訓練碼序列的非正交性質(zhì)而造成的相關性效應(correlation effects)，以獲得更準確的信道脈沖響應估計。
本發(fā)明另外優(yōu)選實施例提供一種GSM通信系統(tǒng)，此系統(tǒng)使用信道估計器，從接收到的突發(fā)信號(burst)產(chǎn)生信道脈沖響應的估計。此系統(tǒng)最好包含第一相關性單元，第一相關性單元使用N個中間訓練碼位以評估接收到的信號，在寬廣的搜尋范圍內(nèi)產(chǎn)生第一相關性輸出(first correlationoutputs)。定位單元確認第一相關性輸出(candidate first correlationoutputs)的候選者，這些候選者輸出在滑動搜尋窗口內(nèi)(slidingobservation window)具有最佳的估計品質(zhì)(estimation quality)，該定位單元輸出這些候選者作為初始信道脈沖響應估計(initial CIR estimate)。該定位單元是連結(jié)第二相關性單元，第二相關性單元具有M個(M大于N)中央中間訓練碼位(center midamble bit)以對該接收到的信號樣本進行相關性計算。第二相關性單元根據(jù)初始信道脈沖響應估計以補償?shù)姆绞诫A段性地執(zhí)行相關性計算，以改進信道估計的品質(zhì)。
另外的優(yōu)選實施例提供信道估計，該信道估計器接收并處理于GSM系統(tǒng)中，通過分布式傳輸信道(dispersive transmission channel)的傳送符號。該信道估計器具有儲存單元用以累積接收到的信號樣本，這些接收到的信號樣本是突發(fā)信號經(jīng)過模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器所得到的。附加的儲存單元儲存該訓練序列位。最好是第一相關性單元對接收到的樣本與由基站指定的訓練序列的N個中央(中間訓練碼)位進行相關性計算。最好是定位單元定位出(locate)被選擇的信道系數(shù)(selected channel coefficients)以及根據(jù)選定的信道脈沖響應來校準該P個接收到的信號樣本。多級(multistage)第二相關性單元以訓練序列的M個(M大于N)中間訓練碼位執(zhí)行相關性計算，該相關性計算使用多級程序以消除干擾(interference)。該干擾的原因是該訓練序列的延伸序列的非正交性質(zhì)(non-orthogonal property)。該更精確的信道系數(shù)是通過反復迭代(iteratively)獲得，并輸出更正確的信道估計。
例如，該模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器可以在每一個傳送的符號區(qū)間(transmittedsymbol interval，Tb)采樣一次在接收端該接收到的信號。該儲存單元是內(nèi)存，其包含儲存器用以儲存在GSM正常的突發(fā)信號中多于P個接收到的信號樣本。第一相關性單元將訓練序列的N個中央(中間訓練碼)位與這些儲存的信號樣本在寬廣的搜尋范圍中進行相關性計算，這些訓練序列位是儲存于額外的儲存單元中。定位單元自第一相關性單元中取用這些相關值作為輸入值，并且觀察這些估計品質(zhì)的數(shù)值(values of estimation quality)。在每一搜尋窗口中每次從這些相關值所獲得L個連續(xù)相關數(shù)值，距該寬廣的搜尋范圍開始之處有特定的偏移量(shift)，即在搜尋窗口中L個連續(xù)相關值以滑動方式(sliding way)移動跨越該寬廣的搜尋范圍。該定位單元判定第一信道脈沖響應估計，而該第一信道脈沖響應估計具有最佳估計品質(zhì)且其對應的搜尋窗口相對于搜尋范圍具有某一滑動偏移(sliding shift)量。然后該定位單元根據(jù)該選擇的信道脈沖響應估計，于時間點上校準接收的信號樣本。多級的第二相關性單元取用第一信道脈沖響應估計當成輸入，并且將校準過的接收信號樣本與序列位的M個(M大于N)中央中間訓練碼位進行相關性計算以去除因延伸的訓練序列的非正交性質(zhì)所引起的相關性效應(correlation effects)。
GSM標準規(guī)定八種訓練序列以用于正常的突發(fā)信號傳送，每一個訓練序列由26字節(jié)成，這其中的16個中央位是正交于除了本身之外的的訓練序列的長度為16位的任何序列片段。常用的，相關模式信道估計器(correlationtype channel estimator)使用訓練序列的正交性質(zhì)以簡單地分析通信信道的無線電波的傳播特性。這種相關模式信道估計器，如Lopes所著的Performance of Viterbi Equalizers for the GSM System，發(fā)表于SecondIEEE National Conference on Telecommunications，第61至66頁，1989年一文中，在時序誤差存在的情況下，使用訓練序列的N個中央位在寬廣的搜尋范圍內(nèi)與接收到的信號樣本進行相關性計算。該相關器觀察該相關性輸出并且選擇具最佳估計品質(zhì)的相關性輸出作為信道脈沖響應。以此判定的信道脈沖響應系數(shù)是用于均衡器中以解調(diào)(demodulate)傳送符號。在加性白高斯噪聲(additive white Gaussian noise，AWGN)存在的情況下，由于相關性長度(correlation length)不夠，這種相關性信道估計的準確度可能會下降。
如Khayrallah等人所著的Improved Channel Estimation with SideInformation，發(fā)表于47th IEEE Conference on Vehicular Technology，Vol.2，第1049至1053頁，1997年一文中所述，由最小平方法以及限制性最小平方法的信道估計器來改進估計品質(zhì)。這類的估計器常常使用逆矩陣運算，需要大量的運算，并需要很大的內(nèi)存來儲存數(shù)據(jù)。并且，這些估計器在實際的操作中可能引發(fā)量化的錯誤(quantization errors)。
使用多于N個中間訓練碼位可以使相關模式信道估計器平均掉噪聲效應(noise effect)并因而改善信道脈沖響應估計的信號噪聲比(signal-to-noise ratio，SNR)。另一方面，如果使用多于一般的N個中間訓練碼位，延伸的中間訓練碼位序列將不再是正交于這些訓練序列字節(jié)集合(sets)。盡管該延伸的中間訓練碼序列仍將有一定的正交性來提供有用的信息以估計信道脈沖響應。然而，訓練序列的非完全正交性質(zhì)會引導出相關性效應并因而會增進誤差變異性。使用多于N個中央中間訓練碼位的信道估計器以補償起因于非正交的訓練模式(training pattern)的相關性效應。否則的話，該方法只能用于低信噪比的情形，即噪聲變化大于信號時。本發(fā)明可以在某些實踐上提供一種使用多于N個中央中間訓練碼位的數(shù)字信道估計器，為信道估計改進信號噪聲比。本發(fā)明提供補償結(jié)構(gòu)，其最好適用于該估計器中，以減少因訓練序列的延伸序列的非正交性質(zhì)所引起的相關性效應。
圖1表示無線傳送系統(tǒng)，其中被傳送的信息信號由發(fā)送器1(transmitter1)以位dk型式發(fā)送。由于在發(fā)送器1與接收器前端裝置(receiver front end)2之間有自由空間的無線電傳播(free space radio propagation)，傳送的信號因反射所造成的多徑傳輸所扭曲，以及因被外加的噪聲及其它干擾信號所扭曲。在此種情況下，接收到的信號是線性迭加于目前與先前傳送的位的延遲信號部份(即多徑的貢獻，multipath contribution)以及干擾信號與噪聲。為了克服這種多徑效應，適應性均衡器(adaptive equalizer)或最大可能序列估計器(MLSE)的維特比均衡器被用于解調(diào)傳送的符號。為了以最大可能序列估計的方式取得傳送符號的最佳序列，維特比均衡器需要該信道信息，經(jīng)過比較二個先前狀態(tài)的累積路徑度量加上所謂的轉(zhuǎn)換度量(transitionmetrics)(或分支度量，branch metrics)，以選擇最可能的轉(zhuǎn)變至新的狀態(tài)。
接收器前端裝置2(如圖1)經(jīng)過一傳播多徑信道接收無線電波，并且下變換(down convert)該接收信號以成為基帶信號(base band signal)。該下變換的基帶信號是由采樣保持器21(sample and hold unit 21)采樣，并接著由模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器22將該接收信號波樣本數(shù)字化。該傳播多徑信道可被模型化為具有記憶的信道，其記憶長度為L的。也就是說，該接收的信號樣本是L個已被傳送的符號，干擾信號及噪聲迭加(superposition)而成的，如圖2所示。儲存單元31(如圖1)累積相對應于單一突發(fā)信號的該數(shù)字化的接收信號樣本。
第一信道脈沖響應估計是在第一相關性單元32中決定，其估計是通過儲存于儲存單元31中的接收信號樣本與儲存于訓練序列單元33中的N個中央中間訓練碼位進行相關性計算。至于GSM通信網(wǎng)路中優(yōu)選實施例，該訓練序列通常是八個指定的正常突發(fā)信號的訓練序列中的一個，并且數(shù)字N將會是16。當然，未來很有可能會使用不同的訓練序列，在那種情況，通常是選定具正交性質(zhì)的訓練序列中的最大數(shù)字為N。由于同步差錯(synchronization error)所導致時序的不確定性(timing uncertainty)，第一相關性單元32的相關性計算程序在寬廣的搜尋范圍中發(fā)生，例如，L與左右各W個符號的范圍，因此，第一相關性單元32會產(chǎn)生(2W+L)個相關性輸出值(correlation output value)。每一相關性輸出值得自于N個中間訓練碼位與來自于接收突發(fā)信號的不同位置的接收信號樣本所進行的相關性計算。為了達到此項功能，儲存單元31的大小最好被設定超過P+2*W以累積接收到的信號樣本，以用于該搜尋范圍。
以下詳述第一相關性單元32的操作。假設該信道具有5個內(nèi)存單元的內(nèi)存，故可模式化(model)具有5個分接(five-tap)的有限脈沖響應濾波器(finite impulse response filter，F(xiàn)IR filter)(圖2中有一般性的敘述)。傳送的正常突發(fā)信號包含第一數(shù)據(jù)塊(first data block)、訓練序列(c0，c1，c2…c23，c24，c25)及第二資料塊。突發(fā)信號符號會在被接收前由無線信道調(diào)制，以用于傳送。對于該訓練序列而言，其對應的信道輸出可被寫成如下所示y0＝h0c0+h1c1+h2c2+h3c3+h4c4+x0y1＝h0c1+h1c2+h2c3+h3c4+h4c5+x1y2＝h0c2+h1c3+h2c4+h3c5+h4c6+x2** *y20＝h0c20+h1c21+h2c22+h3c23+h4c24+x20y21＝h0c21+h1c22+h2c23+h3c24+h4c25+x21其中hn，n＝0，1，...，4為有限脈沖響應濾波器的分接系數(shù)(tapcoefficient)，x項表示殘留誤差(residual error)。選擇一特殊的訓練序列，取其中間訓練碼位個數(shù)N為16，則該中間訓練碼序列可以s1＝[c5，c6，…c19，c20]標識，并且可以得到下列的向量(vector)r0，r1，r2，r3，r4r0＝[y1y2…y16]r1＝[y2y3…y17]r2＝[y3y4…y18]
r3＝[y4y5…y19]r4＝[y5y6…y20].
第一相關性單元32計算與的向量內(nèi)積(inner product)，并產(chǎn)生以下結(jié)果Σi=116yic4+i=Σi=116c4+iΣl=04hlcl+i=Σi=116c4+i2h4+Σi=116Σi=04hlc4+icl+i+Σi=116c4+ixi=16h4+Σi=116c4+1xi]]>將上述結(jié)果除以16，此處的16為中間訓練碼序列中符號的數(shù)目，然后產(chǎn)生最后的結(jié)果，該結(jié)果即為h4的估計，如下所示h^4(0)=116(s1T·r0).]]>由上述計算程序可知，第一相關性單元可提供信道脈沖響應的估計(即向量)。
2W+L個相關性輸出值中的部分可提供有用的信息作為信道脈沖響應估計之用，除此之外，其它的相關性輸出值是因為殘留誤差而導致不是零。該殘留誤差是由噪聲及非理想性效應(non-ideal effect)所造成，例如多路徑傳播信道的記憶長度超過L。定位單元34觀察來自第一相關性單元32的相關值，且計算數(shù)個估計品質(zhì)的數(shù)值，每一品質(zhì)數(shù)值來自于在連續(xù)的滑動窗口內(nèi)的L個相關值。有數(shù)種估計品質(zhì)的測定方法可以使用，例如接收符號值與估計符號值之間的差異的平方的總和。最低的總和數(shù)被選定為最佳的估計值。該具有最佳的估計品質(zhì)的L個相關值被選定為初始信道脈沖響應估計，且相對應的搜尋窗口也會被決定。接著，定位單元34辨識位于儲存單元31的P個接收的信號樣本，該信號樣本是根據(jù)第一信道脈沖響應估計而校準的。
如圖3所示的結(jié)構(gòu)，第二相關性單元35接著對接收到的信號樣本與M個中間訓練碼位進行相關性計算，其中M大于N，經(jīng)過連續(xù)的補償與估計階段，反復迭代地更正信道脈沖響應的估計。例如，M個中間訓練碼位可為由基站指定的GSM訓練序列的22個中央位。如圖3所示，可有J個連續(xù)性階段，每一個階段具有相同的結(jié)構(gòu)。本結(jié)構(gòu)是特別適合采用數(shù)字信號處理器(Digital Signal Processor，DSP)，對于其它接收器的部分也是如此。在定位后第一相關性單元32決定的第一信道脈沖響應數(shù)值h0(0)，h1(0)，...，hL-1(0)，這些數(shù)值也提供作為第二相關性單元35的第一階段35a1(如圖3中所示)的輸入值。為了信道脈沖響應的特定分接(tap)，例如h1，那些由信道脈沖響應的其它分接所貢獻的信號會被重建并接著從接收的信號樣本中被減去。此動作在相對應于那個關卡的補償單元35a11中完成。接著，這些目前“較干凈的”信號樣本與M個中間訓練碼位進行相關性計算以產(chǎn)生更精確的估計值h1。
此種策略的有效性可由下列向量中的h0成分的計算中解釋c0·(y0-Σi=14h^i(0)ci)+c1·(y1-Σi=14h^i(0)ci+1)+···+c21·(y21-Σi=14h^i(0)ci+21)]]>c0·(y0-Σi=14h^i(0)ci)+c1·(y1-Σi=14h^i(0)ci+1)+···+c21·(y21-Σi=14h^i(0)ci+21)]]>+c21·(c21h0+x21+Σi=14(h1-h^i(0))ci+21)]]>=22h0+Σi=021cixi+residualerror]]>因此，基于平均樣本數(shù)增加的影響，相關誤差(correlation error)可以被消除。這可使第二相關性單元更有效率地消除附加的噪聲且對于信道脈沖響應具有較佳的估計。
每一分接的相關性計算是在相對應于該分接的相關器35a12中執(zhí)行。如上所述的方程式，該相關器接收該信道系數(shù)的補償版本(compensatedversion)相對應于該訓練序列的向量c。該相關器將這些相關性相加，然后將其結(jié)果除以該相關性中的M個樣本以提供平均值給該新的信道估計。該新的信道脈沖響應估計接著輸出，到維特比均衡器或第二相關器的下一階段。相同的程序用于該信道脈沖響應的其它分接中，實施時，最好并行處理這些不同分接的計算。當于目前階段更精確的估計完成后，例如j階段，相同的程序會用于下一階段j+1中，通過于階段j所得到的更精細的信道脈沖響應估計，直到階段J完成。階段的數(shù)目通常通過平衡該計算的延遲(balancingthe computational delay)來選定，該延遲的原因是每一階段所提供的增益(gain)。例如，實施時，在第二相關性單元使用二個階段。另一方面，甚至使用單一個階段步驟在第二相關性單元就可提供超過0.3-0.4dB的增益。接著，第二相關性單元提供維特比均衡器該最后的信道脈沖響應估計作為信道信息。
另一實施例如圖4所示，其減少第二相關性單元的復雜度，并節(jié)省運算時間。關于圖4的實施例，并不需要對整個M個位的序列(M-bit sequence)與第二相關性階段(correlation stage)中的接收信號樣本進行相關性計算，因為來自第一相關性單元的由N個位得到的初始信道脈沖響應估計已經(jīng)存在。也就是，該第一相關性單元系由該N個中間訓練碼位進行相關性計算，因而只有位于該N個中間訓練碼位的任一側(cè)的(M-N)/2個位的相關性需要在第二相關性單元中被計算。例如第一相關性單元在第n個階段中目前估計h0，因而相關性計算不必再執(zhí)行一次。該所有M個接收到的信號樣本的相關性可以被分成三部份直至N個中央中間訓練碼位的左半部、N個中央中間訓練碼位、以及從N個中央中間訓練碼位以后的右半部。該N個中央中間訓練碼位的相關性總是可由第一相關性單元的計算而得，只有左側(cè)與右側(cè)的部分需要被計算相關性。為了補償相關性效應，補償項目(compensation term)由其它的每一個分接決定并從該相關值中減去。該補償項目僅僅是估計的信道脈沖響應的產(chǎn)物，從該前階段與常數(shù)(constant)獲得。圖4說明在階段n、為h0估計的另一種第二相關性單元。
圖4的實施例的操作模式可由下列系數(shù)h0的計算中說明，該計算中假設如前述的L個信道內(nèi)存，而L＝5c0·(y0-Σi=14h^i(0)ci)+c1·(y1-Σi=14h^i(0)ci+1)+···+c21·(y21-Σi=14h^i(0)ci+21)]]>=c0·y0+c1·y1+c2·y2+c3·y3+c4·y4+c21·y21]]>-c0·Σi=14h^i(0)ci-c1·Σi=14h^i(n)ci+1-c2·Σi=14h^i(n)ci+2-c3·Σi=14h^i(n)ci+3-c4·Σi=14h^i(n)ci+4]]>+c5·y5+···+c20·y20]]>在等號右邊，第一行的項目代表左側(cè)的相關性，也就是接收到的信號樣本{y0y1y2y3y4}的部分相關性(partial correlations)，第二行的項目代表右側(cè)的相關性，也就是接收到的信號樣本{y21}的部分相關性(partialcorrelations)在第三行的項目代表補償效應，該補償效應來自于延伸長度的訓練序列所引起的部分交叉相關性(partial cross-correlations)。，第四行的項目只是初始相關性的結(jié)果(initial correlation result)，該結(jié)果已經(jīng)過第一相關性單元產(chǎn)生。以上是假設相關性單元在信道估計器第n個階段后已經(jīng)產(chǎn)生信道脈沖響應估計。該最后合并結(jié)果除以單元35b15所使用的中間訓練碼符號的數(shù)量M，且該輸出是信道脈沖響應系數(shù)新的估計。圖4中這種減少復雜度的實施方法僅需要對接收到的樣本進行部分相關性計算并減去該補償因子(compensation factor)，不需要重新計算該初始相關性結(jié)果。
通過以上優(yōu)選實施例的描述，希望能更加清楚描述本發(fā)明的特征與精神，而并非以上述所公開的優(yōu)選實施例來對本發(fā)明的范圍加以限制。相反地，其目的是希望在本發(fā)明的權(quán)利要求的范圍內(nèi)能包括各種變化及相似的結(jié)構(gòu)。
權(quán)利要求
1.一種用于無線通信系統(tǒng)的接收器，該接收器包括前端裝置，用以接收無線信道傳送來的信息信號，該前端裝置提供信號輸出，該信號輸出包含該無線信道的傳送過程中所形成的任何碼間干擾；模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器，所轉(zhuǎn)換信號的輸出為采樣數(shù)值序列；以及信道估計器，從該采樣數(shù)值序列估測信道的信道脈沖響應；該信道估計器包含第一相關性單元，以將N個中間訓練碼位與多個該采樣值進行相關性計算，來產(chǎn)生多個相關值；定位單元，根據(jù)第一信道脈沖響應估計的估計品質(zhì)，以從該第一相關性單元的該相關值中選擇L個相關值，并且該定位單元根據(jù)該第一信道脈沖響應估計來將一組接收到的信號樣本進行校準；以及第二相關性單元，用來將所接收到的信號樣本與M個中間訓練碼位進行相關性計算，其中M大于N，并且消除至少一部份的相關性效應以產(chǎn)生第二信道脈沖響應估計。
2.如權(quán)利要求1所述的接收器，其中該第二相關性單元反復迭代地運作以持續(xù)地更正非正交性效應，以及持續(xù)性地對于所接收到的信號樣本與該M個中間訓練碼位進行相關性計算。
3.如權(quán)利要求1所述的接收器，其中該第二相關性單元提供一個或多個階段的信道脈沖響應估計。
4.如權(quán)利要求1所述的接收器，其中該第二相關性單元提供二個或多個反復迭代的信道脈沖響應估計，而該第二信道脈沖響應估計則是提供用于該第二相關性單元內(nèi)之一第二階段的反復迭代式信道脈沖響應估計。
5.如權(quán)利要求3所述的接收器，其中該第二相關性單元包含L個分接，每分接代表來自一信道的信號組成成分，該信道具有記憶長度為L的信道，每一該L個分接耦合至相對應的重建單元，每一該重建單元則用來計算出干擾信號，并將該干擾信號從提供至該相對應分接的信號中減去，以對于該信號進行補償，該干擾信號則代表除了該相對應分接之外的其它L-1個分接的信號貢獻；以及L個相關器，每一該相關器耦合至該等L個分接中的一個以接收來自該相對應分接已經(jīng)經(jīng)過補償?shù)男盘?，并且將該?jīng)過補償?shù)男盘柵c該M個中間訓練碼位進行相關性計算；該L個相關器則用以產(chǎn)生該第二信道脈沖響應估計。
6.如權(quán)利要求5所述的接收器，其中該等L個關聯(lián)器評定出相關值，且輸出該第二信道脈沖響應估計中的組成成分。
7.如權(quán)利要求5所述的接收器，其中來自該信道的一個符號是由L個先前已傳送的符號相迭加所形成。
8.如權(quán)利要求1所述的接收器，其中對于L個分接的信道的一個分接每次進行估計時，該第二相關性單元會將于左側(cè)與右側(cè)部份所接收到的信號樣本進行相關性計算，以提供出左側(cè)與右側(cè)的相關值，并且經(jīng)過對該N個中間訓練碼位進行相關性計算以便在每次對于一個分接進行估計時，可得出前N個中間訓練碼數(shù)值，并且該第二相關性單元會將該左側(cè)與右側(cè)相關值以及該前N個中間訓練碼數(shù)值相加起來。
9.如權(quán)利要求8所述的接收器，進一步包含減法單元用以減去數(shù)值，該數(shù)值與來自其它關卡的干擾信號的估計成比例。
全文摘要
GSM通信系統(tǒng)使用無線信道估計器由接收到的突發(fā)信號以產(chǎn)生信道脈沖響應估計。此系統(tǒng)的優(yōu)選實施例包含第一相關性單元，其使用N個中間訓練碼位以評估接收到的信號，并在寬廣的搜尋范圍內(nèi)產(chǎn)生第一相關性輸出。定位單元確認第一相關性輸出的候選者，并使用這些候選者輸出成為初始信道脈沖響應估計，這些在滑動搜尋窗口內(nèi)輸出的候選者具有最佳的估計品質(zhì)。初始信道脈沖響應估計提供至第二相關性單元，將M個中間訓練碼位(M大于N)與該接收到信號樣本進行塊相關性計算。該第二相關性單元根據(jù)初始及更新的信道脈沖響應以補償?shù)姆绞?，階段性地執(zhí)行相關性計算，以改善信道估計。
文檔編號H04L25/02GK1481174SQ0312744
公開日2004年3月10日 申請日期2003年8月7日 優(yōu)先權(quán)日2002年8月13日
發(fā)明者黃合淇, 孫偉男 申請人:聯(lián)發(fā)科技股份有限公司