專利名稱：一種網格編碼調制方法及多用戶接收裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及無線通信系統(tǒng)，尤其涉及WCDMA系統(tǒng)中上行專用物理信道的信道編碼技術、調制技術和基站的多用戶檢測技術。
背景技術：
現(xiàn)有技術提出WCDMA系統(tǒng)中12.2kbps上行專用物理信道的網格編碼調制方案和相應的多用戶接收裝置。該網格編碼調制方案在提高多用戶檢測系統(tǒng)性能方面具有很大潛力。該網格編碼調制方案如圖1所示，該編碼調制方案的參數(shù)見表1。
表1 從圖1可以看到在12.2kbps上行專用物理信道下，DTCH信道先對輸入信息序列進行CRC校驗、添加尾比特，然后進行TCM處理，即對輸入序列進行2速率卷積編碼和8PSK調制。經過TCM處理，得到I、Q兩路數(shù)據。對I通道數(shù)據進行第一次交織、無線幀分割和速率匹配。對Q通道數(shù)據進行完全相同的處理。
DCCH信道先對輸入信息序列進行CRC校驗、添加尾比特，然后對輸入序列進行
速率卷積編碼、8PSK調制。經過8PSK調制得到I、Q兩路數(shù)據。對I路數(shù)據進行第一次交織、無線幀分割和速率匹配。對Q路數(shù)據也進行完全相同的處理。
在速率匹配之后，DTCH信道的I路數(shù)據和DCCH信道的I路數(shù)據復用在一起進行第二次交織和時隙分割。DTCH信道的Q路數(shù)據和DCCH信道的Q路數(shù)據也復用在一起進行第二次交織和時隙分割。
在這種TCM方案下，DPDCH信道擴頻因子為256。具體擴頻過程如下從1～255中選擇兩個數(shù)分別作為DPDCH信道I路和Q路的信道碼的碼號，用相應的兩個信道碼分別對DPDCH信道I路和Q路數(shù)據擴頻。經過擴頻后，DPDCH信道的Q路數(shù)據和DPCCH信道的數(shù)據相加得到的數(shù)據作為整個上行信道的Q路數(shù)據。該路數(shù)據和DPDCH信道的I路數(shù)據一起進行加擾處理。具體編碼調制過程如圖2所示。
在網格編碼調制方案中，1/3速率卷積編碼器的框圖見協(xié)議25.212；速率匹配采用均勻重復方式；第一次交織、無線幀分割、速率匹配、數(shù)據復用、第二次交織和時隙分割的具體方法參見協(xié)議25.212。DTCH信道在添加尾比特步驟(見圖1中步驟Tail bit attachmeit)中，總共添加了4M個尾比特。尾比特用來使編碼器回歸零狀態(tài)。尾比特的數(shù)目決定于編碼器中狀態(tài)數(shù)目和編碼器的具體結構，M取能夠使編碼器歸零的最小整數(shù)。
表2
表2給出了2/3速率卷積編碼和8PSK調制相結合的多種方案。從表2可以看到8PSK調制可以和不同狀態(tài)數(shù)的2/3速率卷積編碼相結合。隨著編碼器狀態(tài)數(shù)的增加，8PSK調制和2/3速率卷積編碼構成的TCM的性能在提高當狀態(tài)數(shù)為4時，8PSK調制和2/3速率卷積編碼構成的TCM的性能相對于未編碼QPSK調制提高約3.0dB；當狀態(tài)數(shù)為256時，8PSK調制和號速率卷積編碼構成的TCM的性能相對于未編碼QPSK調制提高約5.7dB。隨著編碼器狀態(tài)數(shù)的增加，編碼器和相應的譯碼器的復雜度也相應地增加。
狀態(tài)數(shù)為8的2/3速率卷積編碼器如圖3所示。該編碼器結構簡單、復雜度很低，而且它和8PSK調制構成的TCM的性能相對于未編碼QPSK調制提高約3.6dB。該性能與協(xié)議中1/3速率卷積碼(具體結構參加3GPP協(xié)議25.212)在BPSK調制下的性能相差不大。因此，隨著狀態(tài)數(shù)增加，8PSK調制和2/3速率卷積編碼構成的TCM的性能也將進一步提高，并超過協(xié)議中1/3速率卷積碼(具體結構參見3GPP協(xié)議25.212)在BPSK調制下的性能。
在實現(xiàn)圖1所示網格編碼調制方案時，可以根據對編譯碼器復雜度和性能的要求從表2中選擇一種編碼器，或者采用表2中沒有列出的編碼器，只要用該編碼器和8PSK調制可以構成TCM，就可以實現(xiàn)圖1所示網格編碼調制方案。當采用圖3所示編碼器時，M＝1。
在該網格編碼調制方案下，基站的多用戶接收裝置如圖4所示，該裝置的第一級、第二級和最后一級PIC結構分別如圖5、圖6和圖7所示。
從圖4可以看到該裝置首先對天線的接收信號進行解調得到基帶信號，然后對基帶信號進行匹配濾波。匹配濾波后的基帶信號同時送給多徑搜索器組和第一、第二和最后一級PIC結構。
如圖4所示，基帶信號進入多徑搜索器組，設系統(tǒng)有K個用戶，多徑搜索器組就有K個多徑搜索器。每個搜索器負責搜索一個用戶的徑時延信息。所有用戶的徑時延信息被同時送給第一級、第二級和最后一級PIC結構。
第一級PIC結構由K個用戶信號處理單元和一個干擾對消單元構成。每個用戶擁有一個用戶信號處理單元。如圖5所示，進入第一級PIC結構的基帶信號并行進入各用戶的信號處理單元。進入第一級PIC結構的各用戶的多徑時延信息分別進入相應用戶的信號處理單元。各用戶的信號處理單元完成完全相同的功能。
如圖5所示，用戶信號處理單元由輸入的基帶信號和該用戶的多徑時延信息，經過一系列處理，得到該用戶的功率控制指令、DPDCH/DPCCH符號級再生信號和碼片級再生信號。用戶的功控指令經下行鏈路分別反饋給發(fā)送端的UE，UE按照功控指令調整上行發(fā)射功率。用戶的DPDCH/DPCCH符號級再生信號則被分別送給下一級PIC結構中同一用戶的用戶信號處理單元中的兩個符號修正子單元。所有用戶的碼片級再生信號和基帶信號進入干擾對消單元，該單元對輸入信號進行處理得到殘差信號。殘差信號作為本級PIC的一個輸出信號送給下一級PIC結構。
對第一級PIC結構，當已知用戶的DPDCH信道的擴頻因子時，就直接進行DPDCH信道的解擴；當并不知道DPDCH信道的擴頻因子時，就先進行DPCCH信道的解擴、RAKE合并，由DPCCH信道的RAKE合并結果進行TFCI譯碼，通過TFCI譯碼得到DPDCH信道的擴頻因子，將擴頻因子送給該用戶的DPDCH信道的解擴單元和后續(xù)PIC結構中同一用戶的信號處理單元中DPDCH信道解擴子單元，使該用戶的DPDCH信道的解擴都按照該擴頻因子解擴。
第二級PIC結構依舊由K個用戶信號處理單元和一個干擾對消單元構成。每個用戶有一個用戶信號處理單元。各用戶的用戶信號處理單元完成完全相同的功能。
如圖6所示，第二級PIC結構中，用戶的信號處理單元的輸入信號為殘差信號、本用戶的DPDCH/DPCCH符號級再生信號和本用戶的徑時延信息。輸出為用戶的DPDCH/DPCCH符號級再生信號和碼片級再生信號。DPDCH/DPCCH符號級再生信號被分別送給第三級PIC結構中同一用戶的信號處理單元中的兩個符號修正子單元，碼片級再生信號被送入干擾對消單元。基帶信號也進入干擾對消單元。該單元對所有用戶的碼片級再生信號和基帶信號處理得到殘差信號。殘差信號作為本級PIC的一個輸出信號送給下一級PIC結構。
第三級PIC結構由K個用戶信號處理單元構成。用戶的信號處理單元如圖7所示。信號處理單元首先根據用戶的多徑時延信息對殘差信號進行多徑分離，得到多徑信號。多徑信號被同時送入DPDCH處理通道和DPCCH處理通道。DPDCH通道對輸入的多徑信號先進行DPDCH解擴，然后對解擴結果進行符號修正、多徑合并。該結果被送入DPDCH信道的信道解碼器，經信道解碼得到DPDCH信道發(fā)送的信息比特。DPCCH通道對輸入的多徑信號先進行DPCCH解擴，然后對解擴結果進行符號修正、信道估計，最后進行多徑合并。多徑合并結果被送給DPCCH信道的硬判決器。硬判決器對輸入信號進行硬判決，得到DPCCH信道發(fā)送的信息比特。
以上是在網格編碼調制方案下，12.2kbps上行專用物理信道的多用戶接收裝置的信號處理過程。
上述網格編碼調制方案也存在不足之處。在該網格編碼調制方案下，擴頻因子為256，速率匹配中符號的重復率為(55-M)/(95+M)。由于通常M＜10，所以，符號平均重復率約為50％。這表示在網格編碼調制方案下，約有一半的符號的能量為256×一個碼片的能量，另一半多符號的能量為256×2×一個碼片的能量。在速率匹配中沒有被重復的符號和重復的符號的能量差距很大。這種符號能量的極大差距對網格編碼調制方案的譯碼性能有影響。能量高的符號譯碼準確率高，能量低的符號譯碼準確率低，而譯碼性能是以誤塊率來衡量的。一個塊中有一個比特譯錯，該塊就算譯錯。以誤塊率衡量系統(tǒng)的譯碼性能使系統(tǒng)的譯碼性能在很大程度上取決于能量較低的符號的譯碼性能。因此，現(xiàn)有網格編碼調制方案中符號能量的極大差距對提高譯碼的性能不利。
發(fā)明內容
本發(fā)明的目的就是提出一種網格編碼調制方法、以及實現(xiàn)該網格編碼調制方法的多用戶接收裝置。該網格編碼調制方法和相應的多用戶接收裝置可以克服現(xiàn)有網格編碼調制方案下符號能量差距很大的不足，同時，保持多用戶接收裝置的解調性能，可以進一步提高網格編碼調制下多用戶檢測系統(tǒng)的性能。
一種網格編碼調制方法，適用于WCDMA系統(tǒng)中12.2kbps上行專用物理信道(DPDCH)，包括以下步驟a、DTCH信道對輸入信息序列進行CRC校驗、添加尾比特，進行TCM處理，其中DPDCH信道擴頻因子為64，然后進行第一次交織、無線幀分割和速率匹配；b、DCCH信道對輸入信息序列進行CRC校驗、添加尾比特，然后對輸入序列進行1/3速率卷積編碼、8PSK調制，第一次交織、無線幀分割和速率匹配；c、將DTCH符號和DCCH符號復用成一路，對該路符號進行第二次交織和時隙分割。
所述速率匹配中，符號平均重復率為(505-M)/(95+M)，其中M為小于10的正整數(shù)。
所述DTCH的輸入符號數(shù)目為(65+M)，輸出符號數(shù)目為(600-[30*600/(95+M)])。
所述DCCH的輸入符號數(shù)目為30，輸出符號數(shù)目為[30*600/(95+M)]。
一種實現(xiàn)權利要求1所述網格編碼調制方法的多用戶接收裝置，包括解調單元、匹配濾波單元、多徑搜索器組、第一級PIC結構、第二級PIC結構、第三級PIC結構，所述第一級PIC結構、第二級PIC結構包括DPDCH軟判決與軟判決加權單元，其特征在于所述DPDCH軟判決與軟判決加權單元包括預處理單元、DTCH軟判決與軟判決加權單元、DCCH軟判決與軟判決加權單元、反處理單元，所述預處理單元對輸入的DPDCH的RAKE合并結果進行處理，得到DTCH和DCCH兩路信號，分別發(fā)送給DTCH軟判決與軟判決加權單元、DCCH軟判決與軟判決加權單元；預處理單元還對輸入的噪聲功率序列進行預處理，得到DTCH和DCCH兩路信號，分別發(fā)送給DTCH軟判決與軟判決加權單元、DCCH軟判決與軟判決加權單元，DTCH軟判決與軟判決加權單元、DCCH軟判決與軟判決加權單元分別得出DTCH信道軟判決加權結果、DCCH信道軟判決加權結果并發(fā)送給所述反處理單元，所述反處理單元對兩路信號進行反處理得到DPDCH信道的軟判決加權結果。
所述預處理單元進一步包括DPDCH符號功率折算單元、解交織單元、解復用單元、DTCH速率反匹配單元、DCCH速率反匹配單元，所述DPDCH符號功率折算單元將輸入的DPCCH信道的噪聲功率折算出DPDCH信道每個符號的噪聲功率；所述解交織單元對輸入的DPDCH信道的RAKE合并結果和所述DPDCH信道噪聲功率序列進行解第二次交織，并將結果發(fā)送給所述解復用單元；所述解復用單元對輸入信號進行解復用，得到DTCH的RAKE合并結果和DCCH的RAKE合并結果以及DTCH噪聲功率信號和DCCH噪聲功率信號，并發(fā)送給DTCH速率反匹配單元、DCCH速率反匹配單元；所述DTCH速率反匹配單元、DCCH速率反匹配單元對輸入信號進行速率反匹配，并將結果發(fā)送出去。
采用了本發(fā)明，可以克服了現(xiàn)有網格編碼調制方案的不足，具有更好的譯碼性能；與該新方案相應的多用戶接收裝置利用速率反匹配中重復符號的分集作用可以使解調性能得到一定的提高；該新方案和相應的多用戶接收裝置可以進一步提高網格編碼調制多用戶檢測系統(tǒng)的性能。
圖1是12.2kbps上行專用物理信道的網格編碼調制方案示意圖；圖2是12.2kbps上行專用物理信道在網格編碼調制下的擴頻加擾過程流程圖；圖3是狀態(tài)數(shù)為8的2/3速率編碼器結構圖；圖4是上行專用物理信道多用戶接收裝置結構圖；圖5是上行專用物理信道多用戶接收裝置之第一級PIC結構示意圖；
圖6是上行專用物理信道多用戶接收裝置之第二級PIC結構示意圖；圖7是上行專用物理信道多用戶接收裝置之最后一級PIC結構示意圖；圖8是本發(fā)明12.2kbps上行專用物理信道的網格編碼調制方案示意圖；圖9是本發(fā)明DPDCH信道軟判決與軟判決加權單元結構示意圖；圖10是本發(fā)明軟判決與軟判決加權單元的預處理單元結構示意圖；圖11是本發(fā)明軟判決與軟判決加權單元的反處理單元的結構示意圖。
具體實施例方式
下面結合附圖來說明本發(fā)明的具體實施方式
。
網格編碼調制的新方案如圖8所示。在網格編碼調制新方案下，擴頻因子為64。網格編碼調制新方案中，DTCH信道依舊先對輸入信息序列進行CRC校驗、添加尾比特，然后進行TCM處理，第一次交織、無線幀分割和速率匹配。DCCH信道也先對輸入信息序列進行CRC校驗、添加尾比特，然后對輸入序列進行T速率卷積編碼、8PSK調制、第一次交織、無線幀分割和速率匹配。
在速率匹配中，符號平均重復率為(505-M)/(95+M)。DTCH的輸入符號數(shù)目依舊為(65+M)，輸出符號數(shù)目則為a＝(600-[30*600/(95+M)])。設a除以(65+M)，商為Q1，余數(shù)為P1。在速率匹配中，有((65+M)-P1)個符號重復次數(shù)為(Q1-1)次，有P1個符號重復次數(shù)為Q1次。由于擴頻因子為64，在速率匹配中重復(Q1-1)次的符號能量＝64×Q1×一個碼片的能量，重復Q1次的符號能量＝64×(Q1+1)×一個碼片的能量。重復次數(shù)多的符號與重復次數(shù)少的符號在能量上僅相差64碼片的能量。
在速率匹配中，DCCH的輸入符號數(shù)目依舊為30，輸出符號數(shù)目則為b＝[30*600/(95+M)]。設b除以30，商為Q2，余數(shù)為P2。在速率匹配中，有(30-P2)個符號重復次數(shù)為(Q2-1)次，有P2個符號重復次數(shù)為Q2次。由于擴頻因子為64，在速率匹配中重復(Q2-1)次的符號能量＝64×Q2×一個碼片的能量，重復Q2次的符號能量＝64×(Q2+1)×一個碼片的能量。重復次數(shù)多的符號與重復次數(shù)少的符號在能量上僅相差64碼片的能量。
由于通常情況下，M＜10。所以，每個符號重復至少4次(符號平均重復率為(505-M)/(95+M))。因此，在網格編碼調制新方案中，速率匹配前每個符號的能量等于或大于(64×5×一個碼片的能量)。符號的最低能量得到提高。在網格編碼調制新方案下，符號能量的差距減小。重復次數(shù)多的符號與重復次數(shù)少的符號在能量上相差64×一個碼片的能量。
在速率匹配之后，將DTCH符號和DCCH符號復用成一路，對該路符號進行第二次交織和時隙分割。
本發(fā)明的網格編碼調制新方案的參數(shù)表見表3表3 新的網格編碼調制方案彌補了原有方案中符號能量差距很大的問題，并提高了符號的最低能量，這對于譯碼是有很大好處的。仿真結果表明單獨考察編碼調制方案的性能，新編碼調制方案和原有編碼調制方案相比在譯碼BER＝0.00001時性能提高0.5dB以上。
但是新方案的擴頻因子由256降為64，如果在新方案下采用原有的多用戶接收裝置，按照擴頻因子為64進行相應的解調，多用戶檢測系統(tǒng)的解調性能將由于擴頻因子的降低而降低。為解決該問題，本文采用的多用戶接收裝置如圖4～圖7所示。只是在圖5～圖6中，DPDCH信道的軟判決與軟判決加權單元采用新的結構。
DPDCH信道軟判決與軟判決加權單元的新結構如圖9所示。從圖9可以看到該單元先對輸入的DPDCH的RAKE合并結果和噪聲功率進行預處理，得到DTCH的RAKE合并結果和DTCH的噪聲功率、DCCH的RAKE合并結果和DCCH的噪聲功率，然后對這兩路信號分別進行軟判決與軟判決加權，得到兩路軟判決加權結果。最后，對兩路軟判決加權結果進行反處理，得到DPDCH信道的軟判決加權結果，并將該結果送給信號再生單元。
預處理單元如圖10所示，該單元對輸入的DPDCH信道RAKE合并結果進行解第二次交織，然后解復用，將DPDCH信道的信號分解成兩路信號DTCH信號和DCCH信號。對這兩路信號分別進行速率反匹配。并將兩路速率反匹配的結果送給后續(xù)處理單元。
該單元還對輸入的噪聲功率進行了預處理首先由輸入的DPCCH信道的噪聲功率折算中DPDCH信道每個符號(RAKE合并結果)的噪聲功率(具體的折算方法不是本文研究內容)，然后對DPDCH信道噪聲功率序列進行解第二次交織和解復用，將DPDCH信道的噪聲功率序列解成兩路信號DTCH噪聲功率信號和DCCH噪聲功率信號。對這兩路信號分別進行速率反匹配。并將兩路速率反匹配的結果送給后續(xù)處理單元。
DTCH、DCCH軟判決與軟判決加權單元分別對輸入的DTCH和DCCH信號進行軟判決與軟判決加權。軟判決與軟判決加權的計算方法不變。
反處理過程如圖11所示。首先，分別對DTCH、DCCH軟判決加權結果進行速率匹配，然后將兩路信號復用在一起形成DPDCH信道的信號，對DPDCH信道的信號進行第二次交織，并將交織結果發(fā)送給信號再生單元。該交織結果就是DPDCH信道的軟判決加權結果。
從本質上講，上述預處理和反處理將對DPDCH信道RAKE合并結果的軟判決與軟判決加權轉化成對DTCH/DCCH的RAKE合并結果的軟判決與軟判決加權。
速率反匹配是與速率匹配相對應的，速率反匹配定義如下
i＝1，2，3，...，i2。速率匹配的方法參見協(xié)議25.212。在速率匹配為均勻重復的情況下，i1＜i2。設輸入符號X(n)經過速率匹配的處理，在輸出序列中被重復，即在輸出序列中，有兩個符號滿足Y(q1)＝Y(q2)＝X(m)。序號q1、q2的計算方法參見協(xié)議25.212。速率反匹配則是由序列Y1(i)，i＝1，2，3，...，i2，求出序列X1(i)，i＝1，2，3，...，i1。在速率反匹配中X1(i)＝Y1(q1)+Y1(q2)。
從速率反匹配計算過程可以看到對應于相同符號的Y1(q1)和Y1(q2)合并在一起。如果以Y1(q1)為原符號，以Y1(q2)為重復的符號，在速率反匹配中，Y1(q2)起到類似分集的作用。
本文中的速率反匹配與網格編碼調制新方案中速率匹配相對應的。具體定義如下設輸入符號X(n)經過速率匹配的處理，在輸出序列中被重復(q-1)次，即在輸出序列中，存在q個符號滿足Y(q1)＝Y(q2)＝...＝Y(qq)＝X(m)。序號q1、q2、...、qq的計算方法參見協(xié)議25.212。速率反匹配中X1(i)＝Y1(q1)+Y1(q2)+...+Y1(qq)。
從上面的速率反匹配計算過程可以看到對應于相同符號的Y1(q1)、Y1(q2)、...、Y1(qq)被合并在一起。如果以Y1(q1)為原符號，其他符號都是重復的符號，在速率反匹配中，Y1(q2)、...、Y1(qq)都起到類似分集的作用，在網格編碼調制新方案下，這種分集的效應非常強。因為在網格編碼調制新方案中每個符號的重復率高達 由于通常M＜10，所以，每個符號通常至少重復4次。這種分集作用使合并后符號的信噪比有很大的提高。
因此，確切地講，預處理和反處理將對DPDCH信道RAKE合并結果的軟判決與軟判決加權轉化成對信噪比更高的DTCH/DCCH的RAKE合并結果的軟判決與軟判決加權。
考慮傳輸信道為高斯信道的情況，在新方案的多用戶接收裝置下DTCH/DCCH的每個符號的RAKE合并結果匯聚了至少(64×5)個碼片的能量，而在原有網格編碼調制方案的多用戶接收裝置下DPDCH每個符號的RAKE量，而在原有網格編碼調制方案的多用戶接收裝置下DPDCH每個符號的RAKE合并結果只匯聚了256個碼片的能量。因此，DTCH/DTCH的每個符號的RAKE合并結果的信噪比要高于DPDCH中相應符號的信噪比。所以，對DTCH/DCCH的RAKE合并結果的軟判決與軟判決加權可以獲得更好的解調性能。其他信道條件也可以得到類似的結論。
下面對多用戶接收裝置的結構作詳細的描述。圖中裝置201是第一級PIC結構，裝置202是第二級PIC結構，裝置203是第三級PIC結構，它們的內部結構分別如附圖3、附圖4和附圖5所示。圖中裝置204是多經搜索器組。
進入用戶信號處理單元300的基帶信號和用戶的多徑時延信息首先進入多徑分離裝置301，多徑分離裝置301根據多徑時延信息從輸入的基帶信號中提取各徑信號，并將多徑信號同時送給DPDCH解擴單元302和DPCCH解擴單元303。
DPDCH解擴單元302用DPDCH信道的擴頻碼(DPDCH信道碼和擾碼之積)對輸入的各徑信號解擴，并將解擴結果送給DPDCH信道的RAKE合并單元307；DPCCH解擴單元303用DPCCH信道的擴頻碼(DPCCH信道碼和擾碼之積)對輸入的各徑信號解擴，并將解擴結果送給信道估計單元304、功率控制單元305、噪聲功率估計單元306和DPCCH信道的RAKE合并單元308。
信道估計單元305由DPCCH各徑的解擴結果得到各徑的信道估計，并將信道估計結果同時送給DPDCH信道的RAKE合并單元307和DPCCH信道的RAKE合并單元308。
功率控制單元304由輸入的DPCCH信道的各徑解擴結果得到功率控制指令。功率控制指令作為第一級PIC的一個輸出，反饋給同一用戶的發(fā)送端(UE)。
噪聲功率估計單元306由解擴結果得到DPCCH信道的噪聲功率的估計。噪聲功率的估計結果同時送給后面的兩個軟判決與軟判決加權單元。
兩個RAKE合并單元分別對DPDCH解擴結果和DPCCH解擴結果進行去信道調制和多徑合并，并將合并結果分別送給DPDCH、DPCCH軟判決與軟判決加權單元。
DPDCH軟判決與軟判決加權單元309由輸入信號得到每個符號的軟判決，然后進行軟判決加權；DPCCH軟判決與軟判決加權單元310由輸入信號得到每個符號的軟判決，然后進行軟判決加權。DPDCH信道的軟判決加權的權值和DPCCH信道軟判決加權的權值可以取不同的數(shù)值。
信號再生單元311由DPDCH信道軟判決加權結果、DPCCH信道的軟判決加權結果和用戶的各徑時延信息得到用戶的符號級再生信號和碼片級再生信號，并將碼片級再生信號送入干擾對消單元320；將符號級再生信號輸送給第二級PIC結構中同一用戶的信號處理單元的符號修正子單元401。所有用戶的碼片級再生信號和基帶信號進入干擾對消單元320中的信號求和裝置321。該裝置對輸入的各用戶的碼片級再生信號進行求和，然后將求和結果送給成型與匹配濾波單元322。該單元對輸入信號進行成型濾波和匹配濾波，并將濾波結果送入殘差計算單元323?；鶐盘栆策M入殘差計算單元323。殘差計算單元323從基帶信號中減去濾波結果，得到殘差信號，并將殘差信號作為本級PIC的輸出信號并行送給下一級PIC結構中各用戶的用戶信號處理單元400。
對本文第一級PIC結構，當已知用戶的DPDCH信道的擴頻因子時，就直接進行DPDCH信道的解擴；當并不知道DPDCH信道的擴頻因子時，就先進行DPCCH信道的解擴、RAKE合并，由DPCCH信道的RAKE合并結果進行TFCI譯碼，通過TFCI譯碼得到DPDCH信道的擴頻因子，將DPDCH信道的擴頻因子送給該用戶的DPDCH信道解擴單元和后續(xù)PIC結構中該用戶信號處理單元的DPDCH信道解擴子單元，使該用戶DPDCH信道的解擴都按照該擴頻因子解擴。
用戶的信號處理單元400首先根據用戶的徑時延信息進行多徑分離，從殘差信號中提取多徑信號。并把多徑信號同時送給DPDCH信道處理通道和DPCCH信道處理通道。DPDCH處理通道對輸入的多徑信號先進行DPDCH解擴，然后對解擴結果進行符號修正、多徑合并，最后進行軟判決與軟判決加權，并將軟判決加權結果送入信號再生單元。DPCCH通道對輸入的多徑信號先進行DPCCH解擴，然后對解擴結果進行符號修正、信道估計、噪聲功率估計、多徑合并，最后進行軟判決與軟判決加權，也將軟判決加權結果送入信號再生單元。信號再生單元由兩個輸入信號得到用戶的符號級再生信號和碼片級再生信號。符號級再生信號是第三級PIC結構的一個輸入信號，碼片級再生信號被送入干擾對消單元。在本級PIC結構中，解擴、多徑合并、軟判決與軟判決加權、信號再生等單元同第一級PIC結構。
DPDCH信道的符號修正單元401對輸入的DPDCH信道的解擴結果進行符號級修正將DPDCH信道某徑的解擴結果和該徑的符號級再生信號相加。DPCCH信道的符號修正單元402對輸入的DPCCH信道的解擴結果進行符號級修正將DPCCH信道某徑的解擴結果和該徑的符號級再生信號相加。
信號處理單元500首先根據用戶的多徑時延信息對殘差信號進行多徑分離，得到多徑信號。多徑信號被同時送入DPDCH處理通道和DPCCH處理通道。DPDCH通道對輸入的多徑信號先進行DPDCH解擴，然后對解擴結果進行符號修正、多徑合并。該結果被送入DPDCH通道的信道解碼器501，經信道解碼得到DPDCH信道發(fā)送的信息比特。DPCCH通道對輸入的多徑信號先進行DPCCH解擴，然后對解擴結果進行符號修正、信道估計、多徑合并。多徑合并結果被送給DPCCH通道的硬判決器502。硬判決器502對輸入信號進行硬判決，得到DPCCH信道發(fā)送的信息比特。
裝置601對輸入的DPDCH的RAKE合并結果進行預處理，得到DTCH和DCCH兩路信號，然后將這兩路信號分別送給裝置602和裝置603。裝置601還對輸入的噪聲功率序列進行預處理，同樣得到DTCH和DCCH兩路信號，并將這兩路信號分別送給給裝置602和裝置603。裝置602由輸入的兩路信號計算得到DTCH信道軟判決加權結果。裝置603由輸入的兩路信號得到DCCH信道的軟判決加權結果。裝置604對輸入的兩路信號進行反處理得到DPDCH信道的軟判決加權結果。
預處理單元分成兩部分，對輸入DPDCH信道RAKE合并結果的預處理和噪聲功率的預處理。對DPDCH信道RAKE合并結果的預處理過程如下首先裝置701對輸入的DPDCH信道的RAKE合并結果解第二次交織，并將結果送給裝置702。裝置702對輸入信號進行解復用，得到DTCH的RAKE合并結果和DCCH的RAKE合并結果，并將這兩路信號分別送給裝置703和裝置704。這兩個裝置分別對輸入信號進行速率反匹配，并將速率反匹配的結果送給分別送給DTCH、DCCH軟判決與軟判決加權單元。
對噪聲功率的預處理過程如下首先裝置710由輸入的DPCCH信道的噪聲功率折算出DPDCH信道每個符號(RAKE合并結果)的噪聲功率，然后裝置701對DPDCH信道噪聲功率序列進行解第二次交織，并將結果送給裝置702。裝置702對輸入信號進行解復用，得到DTCH噪聲功率信號和DCCH噪聲功率信號，并將這兩路信號分別送給裝置703和裝置704。這兩個裝置分別對輸入信號進行速率反匹配，并將速率反匹配的結果送給分別送給DTCH、DCCH軟判決與軟判決加權單元。
裝置801對輸入的DTCH的軟判決加權結果進行能夠速率匹配，并將速率匹配結果送給裝置803。裝置802對DCCH的軟判決加權結果進行能夠速率匹配，并將速率匹配結果也送給裝置803。裝置803對兩路輸入信號進行復用，得到的結果送給裝置804。裝置804對輸入信號進行第二次交織，該結果就是DPDCH軟判決與軟判決加權結果。該結果是軟判決與軟判決加權單元的輸出。
下面具體描述各級PIC結構的處理過程，在本實施方式中采用圖9所示編碼器。因此，在圖8中，M＝1。
如圖4所示，天線的接收信號經過解調得到基帶信號，對基帶信號進行匹配濾波，匹配濾波結果被同時送入多徑搜索器組和第一級、第二級和第三級PIC結構。
多徑搜索器組204搜索得到每個用戶的徑時延信息，并將所有用戶的徑時延信息同時送給第一級、第二級和最后一級PIC結構。如圖4所示，基帶信號進入多徑搜索器組，設系統(tǒng)有K個用戶，多徑搜索器組就有K個多徑搜索器。每個用戶有一個多徑搜索器。用戶的多徑搜索器負責搜索該用戶的徑時延信息。所有用戶的徑時延信息被同時送給第一級、第二級和最后一級PIC結構。
第一級PIC結構的處理匹配濾波后的基帶信號進入第一級PIC結構。第一級PIC結構由K個用戶信號處理單元和一個干擾對消單元構成。每個用戶有一個用戶信號處理單元。如圖5所示，進入第一級PIC結構的基帶信號并行進入各用戶的信號處理單元。進入第一級PIC結構的各用戶的多徑時延信息分別進入相應用戶的信號處理單元。各用戶的信號處理單元完成完全相同的功能。
進入用戶信號處理單元300的基帶信號和用戶的多徑時延信息首先進入多徑分離裝置301，多徑分離裝置301根據多徑時延信息從輸入的基帶信號中提取各徑信號，并將多徑信號同時送給DPDCH解擴單元302和DPCCH解擴單元303。
DPDCH解擴單元303的解擴分成I/Q兩路。I路用DPDCH信道的I路擴頻碼(DPDCH的I路信道碼和擾碼之積)的共軛對輸入的各徑信號解擴，并將解擴結果送給DPDCH信道的RAKE合并單元307；同理，Q路用DPDCH信道的Q路擴頻碼(DPDCH的Q路信道碼和擾碼之積)的共軛對輸入的各徑信號解擴，并將解擴結果送給DPDCH信道的RAKE合并單元307。
DPCCH解擴單元303用DPCCH信道的擴頻碼(DPCCH信道碼和擾碼之積)的共軛對輸入的各徑信號解擴，并將解擴結果送給信道估計單元305、功率控制單元304、噪聲功率估計單元306和DPCCH信道的RAKE合并單元308。
信道估計單元305由DPCCH各徑的解擴結果得到各徑的信道估計，并將信道估計結果同時送給DPDCH信道的RAKE合并單元307、DPCCH信道的RAKE合并單元308。
功率控制單元304由輸入的DPCCH信道的各徑解擴結果得到功率控制指令。功率控制指令作為第一級PIC的一個輸出，反饋給該用戶的發(fā)送端。
噪聲功率估計單元306由解擴結果得到DPCCH信道的噪聲功率的估計。噪聲功率的估計結果同時送給后面的兩個軟判決與軟判決加權單元。
兩個RAKE合并單元分別對DPDCH解擴結果和DPCCH解擴結果進行去信道調制和多徑合并，并將合并結果分別送給DPDCH、DPCCH軟判決與軟判決加權單元。DPDCH信道的RAKE合并分成I/Q兩路，對輸入的I路解擴結果和Q路解擴結果分別進行RAKE合并，并將I/Q兩路的合并結果送給DPDCH信道的軟判決與軟判決加權單元。
如圖9所示，DPDCH軟判決與軟判決加權單元309由輸入的I/Q兩路信號先進行預處理，然后對預處理得到的每個符號進行軟判決與軟判決加權，最后，對軟判決結果進行反處理，并將反處理結果送給信號再生單元。DPCCH軟判決與軟判決加權單元310由輸入信號得到每個符號的軟判決，然后進行軟判決加權。DPDCH信道的軟判決加權的權值和DPCCH信道軟判決加權的權值可以取不同的數(shù)值。DPDCH信道在計算軟判決時，首先要由DPCCH信道噪聲估計折算出DPDCH信道的噪聲功率。該折算公式不是本文討論的問題。
信號再生單元311由DPDCH信道軟判決結果、DPCCH信道的軟判決結果和用戶的各徑時延信息得到用戶的符號級再生信號和碼片級再生信號，并將碼片級再生信號送入干擾對消單元；將符號級再生信號輸送給第二級PIC結構中同一用戶的信號處理單元的符號修正子單元401。
所有用戶的碼片級再生信號和基帶信號進入干擾對消單元320中的信號求和裝置321。該裝置對輸入的各用戶的碼片級再生信號進行求和，然后將求和結果送給成型與匹配濾波單元322。該單元對輸入信號進行成型濾波和匹配濾波。成型濾波器同上行專用物理信道的調制部分采用的成型濾波器，匹配濾波器就是上行專用物理信道接收端采用的匹配濾波器。濾波結果送入殘差計算單元323?；鶐盘栆策M入殘差計算單元。殘差計算單元323從基帶信號中減去濾波結果，得到殘差信號，并將殘差信號作為本級PIC的輸出信號送給下一級PIC結構，在下一級PIC結構中，該信號被并行送給各用戶的信號處理單元400。
第二級PIC結構的處理第一級PIC結構得到的殘差信號、各用戶的符號級再生信號和各用戶的徑時延信息進入第二級PIC結構。第二級PIC結構依舊由K個用戶信號處理單元和一個干擾對消單元構成。每個用戶有一個用戶信號處理單元。各用戶的用戶信號處理單元完成完全相同的功能。
如圖6所示，在第二級PIC結構中，用戶的信號處理單400的輸入信號為殘差信號、本用戶的符號級再生信號和本用戶的徑時延信息。用戶的信號處理單元400首先根據用戶的徑時延信息進行多徑分離，從殘差信號中提取多徑信號。并把多徑信號同時送給DPDCH信道處理通道和DPCCH信道處理通道。DPDCH通道對輸入的多徑信號先進行DPDCH解擴，然后對解擴結果進行符號修正、多徑合并，最后進行軟判決與軟判決加權，并將軟判決加權結果送入信號再生單元。DPCCH通道對輸入的多徑信號先進行DPCCH解擴，然后對解擴結果進行符號修正、信道估計、噪聲功率估計、多徑合并，最后進行軟判決與軟判決加權，也將軟判決加權結果送入信號再生單元。信號再生單元由兩個信道的軟判決加權結果和徑時延信息得到用戶的符號級再生信號和碼片級再生信號。符號級再生信號被送入第三級PIC結構中同一用戶的信號處理單元的符號修正子單元。碼片級再生信號被送入干擾對消單元。在本級PIC結構中，解擴、多徑合并、軟判決與軟判決加權、信號再生等單元同第一級PIC結構。DPDCH信道軟判決加權的權值和DPCCH信道軟判決加權的權值可以不同。本級DPDCH的軟判決加權的權值要大于前一級軟判決加權的權值。DPCCH信道也是如此。
DPDCH信道的符號修正單元401對輸入的DPDCH信道的解擴結果進行符號級修正將DPDCH信道某路某徑的解擴結果和該路該徑的符號級再生信號相加。對I/Q兩路輸入信號并行進行這種符號修正。DPCCH信道的符號修正單元402對輸入的DPCCH信道的解擴結果進行符號級修正將DPCCH信道某徑的解擴結果和該徑的符號級再生信號相加。
最后一級PIC結構的處理第三級PIC結構由K個用戶信號處理單元構成。用戶的信號處理單元如圖7所示。信號處理單元500首先根據用戶的多徑時延信息對殘差信號進行多徑分離，得到多徑信號。多徑信號被同時送入DPDCH處理通道和DPCCH處理通道。DPDCH通道對輸入的多徑信號先進行DPDCH解擴，然后對解擴結果進行符號修正、多徑合并。該結果被送入DPDCH通道的信道解碼器501，經信道解碼得到DPDCH信道發(fā)送的信息比特。信道解碼器501按照圖8所示DPDCH信道編碼方案的反過程進行譯碼。DPCCH通道對輸入的多徑信號先進行DPCCH解擴，然后對解擴結果進行符號修正、信道估計、多徑合并。該結果被送給DPCCH通道的硬判決器502。硬判決器502對輸入信號進行硬判決，得到DPCCH信道發(fā)送的信息比特。
以上所述，僅為本發(fā)明較佳的具體實施方式
，但本發(fā)明的保護范圍并不局限于此，任何熟悉該技術的人在本發(fā)明所揭露的技術范圍內，可輕易想到的變化或替換，都應涵蓋在本發(fā)明的保護范圍之內。因此，本發(fā)明的保護范圍應該以權利要求的保護范圍為準。
權利要求
1.一種網格編碼調制方法，適用于WCDMA系統(tǒng)中12.2kbps上行專用物理信道(DPDCH)，其特征在于包括以下步驟a、DTCH信道對輸入信息序列進行CRC校驗、添加尾比特，進行TCM處理，其中DPDCH信道擴頻因子為64，然后進行第一次交織、無線幀分割和速率匹配；b、DCCH信道對輸入信息序列進行CRC校驗、添加尾比特，然后對輸入序列進行1/3速率卷積編碼、8PSK調制，第一次交織、無線幀分割和速率匹配；c、將DTCH符號和DCCH符號復用成一路，對該路符號進行第二次交織和時隙分割。
2.如權利要求1所述的網格編碼調制方法，其特征在于所述速率匹配中，符號平均重復率為(505-M)/(95+M)，其中M為小于10的正整數(shù)。
3.如權利要求2所述的網格編碼調制方法，其特征在于所述DTCH的輸入符號數(shù)目為(65+M)，輸出符號數(shù)目為(600-[30*600/(95+M)])。
4.如權利要求2所述的網格編碼調制方法，其特征在于所述DCCH的輸入符號數(shù)目為30，輸出符號數(shù)目為[30*600/(95+M)]。
5.一種實現(xiàn)權利要求1所述網格編碼調制方法的多用戶接收裝置，包括解調單元、匹配濾波單元、多徑搜索器組、第一級PIC結構、第二級PIC結構、第三級PIC結構，所述第一級PIC結構、第二級PIC結構包括DPDCH軟判決與軟判決加權單元，其特征在于所述DPDCH軟判決與軟判決加權單元包括預處理單元、DTCH軟判決與軟判決加權單元、DCCH軟判決與軟判決加權單元、反處理單元，所述預處理單元對輸入的DPDCH的RAKE合并結果進行處理，得到DTCH和DCCH兩路信號，分別發(fā)送給DTCH軟判決與軟判決加權單元、DCCH軟判決與軟判決加權單元；預處理單元還對輸入的噪聲功率序列進行預處理，得到DTCH和DCCH兩路信號，分別發(fā)送給DTCH軟判決與軟判決加權單元、DCCH軟判決與軟判決加權單元，DTCH軟判決與軟判決加權單元、DCCH軟判決與軟判決加權單元分別得出DTCH信道軟判決加權結果、DCCH信道軟判決加權結果并發(fā)送給所述反處理單元，所述反處理單元對兩路信號進行反處理得到DPDCH信道的軟判決加權結果。
6.如權利要求5所述的多用戶接收裝置，其特征在于所述預處理單元進一步包括DPDCH符號功率折算單元、解交織單元、解復用單元、DTCH速率反匹配單元、DCCH速率反匹配單元，所述DPDCH符號功率折算單元將輸入的DPCCH信道的噪聲功率折算出DPDCH信道每個符號的噪聲功率；所述解交織單元對輸入的DPDCH信道的RAKE合并結果和所述DPDCH信道噪聲功率序列進行解第二次交織，并將結果發(fā)送給所述解復用單元；所述解復用單元對輸入信號進行解復用，得到DTCH的RAKE合并結果和DCCH的RAKE合并結果以及DTCH噪聲功率信號和DCCH噪聲功率信號，并發(fā)送給DTCH速率反匹配單元、DCCH速率反匹配單元；所述DTCH速率反匹配單元、DCCH速率反匹配單元對輸入信號進行速率反匹配，并將結果發(fā)送出去。
全文摘要
本發(fā)明提出了一種網格編碼調制方法及多用戶接收裝置，DTCH信道對輸入信息序列進行CRC校驗、添加尾比特，然后進行TCM處理，第一次交織、無線幀分割和速率匹配；DCCH信道對輸入信息序列進行CRC校驗、添加尾比特，然后對輸入序列進行1/3速率卷積編碼、8PSK調制，第一次交織、無線幀分割和速率匹配；將DTCH符號和DCCH符號復用成一路，對該路符號進行第二次交織和時隙分割；在所述TCM處理中，DPDCH信道擴頻因子為64。本發(fā)明可以克服現(xiàn)有網格編碼調制方案下符號能量差距很大的不足，同時，保持多用戶接收裝置的解調性能，可以進一步提高網格編碼調制下多用戶檢測系統(tǒng)的性能。
文檔編號H04L1/00GK1533067SQ0312071
公開日2004年9月29日 申請日期2003年3月18日 優(yōu)先權日2003年3月18日
發(fā)明者魏立梅 申請人:華為技術有限公司