專利名稱：正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)中的信道估計方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及移動通信系統(tǒng)中的信道估計方法，具體地涉及到正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)中的信道估計方法。
解決這些問題的一個方法是在無線移動環(huán)境下采用正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)。在OFDM通信系統(tǒng)中，信號在帶寬小于信道相干帶寬的多個正交載波上發(fā)射和傳輸，以克服多徑衰落信道所帶來的信號頻率選擇性衰落問題。對于ISI問題可以通過使用保護(hù)間隔來解決。目前OFDM系統(tǒng)已經(jīng)在歐洲用于數(shù)字音頻廣播以及數(shù)字視頻廣播(DVB)系統(tǒng)。它也用于非對稱數(shù)字用戶線路(ADSL)以便傳輸高速數(shù)據(jù)。
通常的信道估計方法基于自適應(yīng)信號處理，其中信道被認(rèn)為是緩變的。在特定時刻所估計的信道參數(shù)根據(jù)前一時刻的接收數(shù)據(jù)和信道參數(shù)而定。在多徑衰落并且快變信道情況下，例如高數(shù)據(jù)率OFDM移動系統(tǒng)中，為克服信道的不利影響，一般采用導(dǎo)頻信號估計來獲得實(shí)時信道響應(yīng)；現(xiàn)有的信道估計方法雖然有較高的估計精度，但是復(fù)雜度較高，估計的時間較長，不易實(shí)現(xiàn)；故為滿足多徑衰落信道下在較短的時間內(nèi)獲得信道估計值的需要，對于正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)，存在改進(jìn)信道估計方法的必要。
在OFDM系統(tǒng)中，基于導(dǎo)頻的信道估計和補(bǔ)償是在頻域完成。因為在數(shù)據(jù)載波的信道響應(yīng)值是通過對于導(dǎo)頻載波的信道響應(yīng)值進(jìn)行插值來實(shí)現(xiàn)的，所以系統(tǒng)性能在很大程度上依賴于對導(dǎo)頻載波信道響應(yīng)估計的準(zhǔn)確性?；趯?dǎo)頻的信道估計有比較簡單的LS估計，復(fù)雜一些的MMSE估計和時域頻域二維聯(lián)合估計等方法。LS估計實(shí)現(xiàn)簡單，但是估計的精度不高；MMSE估計以及其他復(fù)雜的估計方法可以達(dá)到較高的估計精度，但是算法復(fù)雜，不易實(shí)現(xiàn)。所以為達(dá)到性能和實(shí)現(xiàn)方法的有效結(jié)合，各種文獻(xiàn)上分別提出了MMSE的不同簡化以及近似算法。本文提出一種能達(dá)到一定的估計精度又便于實(shí)現(xiàn)的LMMSE估計加濾波器插值的信道估計方法。
正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)中的信道估計方法，包括如下步驟(1)由系統(tǒng)發(fā)射機(jī)產(chǎn)生信道估計所用的OFDM導(dǎo)頻信號，包括導(dǎo)頻插入方式以及導(dǎo)頻值選取兩部分內(nèi)容；產(chǎn)生的導(dǎo)頻信號經(jīng)過逆傅立葉變換變?yōu)闀r域?qū)ьl信號；(2)在無線多徑衰落信道上發(fā)射該時域?qū)ьl信號；(3)由系統(tǒng)接收機(jī)對時域?qū)ьl信號經(jīng)過傅立葉變換得到頻域?qū)ьl信號；對無線信道進(jìn)行信道估計，首先由LMMSE估計或從MMSE估計得到的簡化近似方法得到導(dǎo)頻信號所在子信道的估計值，然后用濾波器插值法得到整個無線信道的估計值。
本發(fā)明方法本發(fā)明能夠有效估計OFDM通信系統(tǒng)下信道響應(yīng)值，為解決現(xiàn)有的信道估計要提高估計精度和減小計算復(fù)雜度之間的矛盾提供了一種可行的方法。圖4給出了不同延時Rayleigh多徑信道下LMMSE估計MSE最小均方誤差比較圖，從圖中可以看出LMMSE估計的最小均方差性能指標(biāo)在10-2和10-3之間，效果比較理想，能達(dá)到估計的精度要求。圖5給出了Rayleigh多徑信道下LMMSE估計濾波插值這種信道估計方法與LS估計線性插值這種信道估計方法之間誤碼率性能的比較。由圖5可以知道，LMMSE估計濾波插值這種方法比LS估計線性插值的方法在同樣誤碼率的情況下，信噪比改善從0.2到4dB不等，大部分情況下改善超過1dB，相對性能較為理想。取得這樣的效果，從理論分析上來說，對于經(jīng)過了多徑衰落信道的導(dǎo)頻信號，LS估計方法受信道間干擾ICI和高斯白噪AWGN影響較大，導(dǎo)致信道估計精度不高；LMMSE估計則在LS估計的基礎(chǔ)上，利用了信道的自相關(guān)統(tǒng)計特性和信噪比SNR的先驗知識，能在一定程度上克服信道間干擾ICI和高斯白噪AWGN的影響，所以對導(dǎo)頻所在信道估計的精度會有較大的提高。此外，濾波器插值也比簡單的線性插值濾波和平滑的效果要好，所以整個信道估計的效果會有一個從0.2到4dB較為明顯的改善。
發(fā)射機(jī)把該時域?qū)ьl信號發(fā)射到無線多徑衰落信道上。
接收機(jī)中，信道估計方法和實(shí)現(xiàn)如下所述接收的時域?qū)ьl信號在經(jīng)過了傅立葉變換(FFT)后變?yōu)轭l域?qū)ьl信號，首先由頻域?qū)ьl信號經(jīng)過LS最小二乘法估計得到一個導(dǎo)頻所在子信道的粗估計值，然后用LMMSE線性最小均方誤差估計法對粗估計值再次進(jìn)行估計得到導(dǎo)頻所在子信道的細(xì)估計值；對該細(xì)估計值采用濾波器插值法獲得整個信道上的頻率響應(yīng)，完成信道估計的全過程。
本發(fā)明方法的原理如下接收機(jī)收到的OFDM的時域信號y(n)是由發(fā)射信號，信道傳輸函數(shù)和高斯白噪聲共同作用生成的y(n)＝x(n)*h(n)+w(n)在經(jīng)過了傅立葉變換后在頻域上的表示為，Y(k)＝X(k)H(k)+I(k)+W(k)我們進(jìn)行信道估計的目的就是從接收到的信號中估計出H(k)來。
對于導(dǎo)頻信號來說就是YP(k)＝XP(k)HP(k)+IP(k)+WP(k)Xp(k)為已知的導(dǎo)頻信號值，Yp(k)為接收到的信號值，Hp(K)為子載波上的信道頻率響應(yīng)值，Wp(k)為子載波上的高斯白噪聲AWGN，Ip(k)為的子信道間干擾ICI。
基于導(dǎo)頻的信道估計可以分為兩步，首先是估計出Hp(k)的值，然后對Hp(k)進(jìn)行插值，恢復(fù)出H(k)的值。本發(fā)明的實(shí)現(xiàn)框圖如

圖1所示，首先是在101對導(dǎo)頻所在子信道進(jìn)行LMMSE估計，然后是在102由濾波器插值得到整個信道的估計值。
其具體實(shí)現(xiàn)步驟和方法描述如下在時域信號通過傅立葉變換轉(zhuǎn)為頻域的信號之后，(1)在OFDM通信系統(tǒng)的接收機(jī)首先由LS(Least Squares)最小二乘法獲得信道沖激響應(yīng)的粗估計值H^p,ls=[Hp,ls(0),Hp,ls(1),…,Hp,ls(Np-1)]T]]>=Xp-1Yp]]>=[Yp(0)Xp(0),Yp(1)Xp(1),···,Yp(Np-1)Xp(Np-1)]]]>其中Xp(0)，Xp(1)，…，Xp(Np-1)為發(fā)送的導(dǎo)頻，Np為發(fā)送的導(dǎo)頻的個數(shù)。 為導(dǎo)頻信號在子載波的對應(yīng)位置。
(2)然后在LS粗估計的基礎(chǔ)上由LMMSE(Linear MMSE)估計得到信道沖激響應(yīng)的細(xì)估計值通過對發(fā)射信號做平均，使用靜態(tài)的導(dǎo)頻值XP(m)＝c，m＝0，1，...，NP-1來獲得簡化的Linear MMSE估計方法為，HP^=RHpHp(RHpHp+βSNRI)-1H^p,ls]]>其中，RHpHp=E{HpHpH},]]>為信道響應(yīng)的自相關(guān)矩陣，可以通過發(fā)射機(jī)發(fā)送訓(xùn)練序列由接收機(jī)實(shí)測得到或者由事先統(tǒng)計測量得到；SNR=E|XP(k)|2/σn2]]>為導(dǎo)頻載波信號的信噪比，可以在接收機(jī)實(shí)時測量得到；β＝E|XP(k)|2·E|1/XP(k)|2為依賴于調(diào)制信號星座圖的常量，對于QPSK調(diào)制，β＝1。其具體實(shí)現(xiàn)及裝置框圖如圖2所示。
(3)最后對LMMSE得到的信道沖激響應(yīng)的細(xì)估計值進(jìn)行濾波器插值(FilterInterpolation)得到整個信道的沖激響應(yīng)值濾波器插值的實(shí)現(xiàn)和裝置框圖如圖3所示，先對相鄰的兩個導(dǎo)頻估計值進(jìn)行整數(shù)倍為I的內(nèi)插，即在相鄰的兩個導(dǎo)頻之間插入I-1個0值點(diǎn)，然后進(jìn)行低通濾波，這樣就插值得出了相鄰兩個導(dǎo)頻之間數(shù)據(jù)載波的信道響應(yīng)值，從而獲得整個信道的沖激響應(yīng)值。
從理論分析上，MMSE估計方法H^p,MMSE=RHpHp,lsRHpHp,ls-1H^p,ls]]>=RHpHp(RHpHp+σn2(XpXpH)-1)-1H^p,ls]]>總共需要進(jìn)行兩次矩陣求逆運(yùn)算和矩陣乘法運(yùn)算，計算量和處理較為復(fù)雜；而LMMSE估計方法則只需要一次矩陣求逆運(yùn)算和矩陣乘法運(yùn)算，在獲得和MMSE比較接近的估計效果的基礎(chǔ)上，處理復(fù)雜度大大降低。
下面，以實(shí)例對本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)的說明。
首先由發(fā)射機(jī)產(chǎn)生信道估計所用的OFDM導(dǎo)頻信號，導(dǎo)頻插入方式采用導(dǎo)頻和數(shù)據(jù)為1∶3的梳狀導(dǎo)頻插入方式，導(dǎo)頻值選取QPSK星座圖上的一個點(diǎn)，本實(shí)施例取1+j作為導(dǎo)頻信號。產(chǎn)生的導(dǎo)頻信號經(jīng)過逆傅立葉變換(IFFT)變?yōu)闀r域?qū)ьl信號。
發(fā)射機(jī)把該時域?qū)ьl信號發(fā)射到無線多徑衰落信道上。
接收機(jī)中，信道估計方法和實(shí)現(xiàn)如圖1所示接收機(jī)對時域?qū)ьl信號進(jìn)行傅立葉變換(FFT)后變?yōu)轭l域?qū)ьl信號，由預(yù)先知道的導(dǎo)頻插入位置提取出導(dǎo)頻信號；該導(dǎo)頻信號輸入給101LMMSE估計模塊，得到信道細(xì)估計值給102濾波器插值，輸出整個信道的沖激響應(yīng)值。
對應(yīng)于圖1的101LMMSE估計模塊實(shí)現(xiàn)過程如圖2所示，由統(tǒng)計先驗信道沖激響應(yīng)值201分為兩路，一路在202矩陣運(yùn)算器轉(zhuǎn)置并求共軛后與未處理的另一路在203乘法器相乘得到信道自相關(guān)值，經(jīng)過204加權(quán)累加器求平均之后得到信道自相關(guān)矩陣 與205存儲的單位矩陣在206乘以接收機(jī)測量所得增益 的積在207加法器相加，相加后的和在208矩陣運(yùn)算器得到其逆矩陣；209接收導(dǎo)頻信號在211除以參考導(dǎo)頻值210(在本例中為1+j)得到LS信道粗估計值；204的信道自相關(guān)矩陣 與208得到結(jié)果以及211的LS信道粗估計值在212乘法器相乘得到LMMSE信道細(xì)估計值并由213輸出該信道估計值。
對應(yīng)于圖1中濾波器102插值方法實(shí)現(xiàn)如圖3所示，對于圖1中101輸出的導(dǎo)頻子載波信道估計值，在圖3的零值內(nèi)插器301中首先進(jìn)行4倍的上采樣，即在每兩個導(dǎo)頻子載波信道估計值之間插入三個零，上采樣后的信號序列經(jīng)過低通濾波器(即LPF)302濾波插值后得到整個信道的沖激響應(yīng)值，本實(shí)施例中LPF為一個51階的FIR低通濾波器。
本發(fā)明方法中，導(dǎo)頻插入方式除了位置固定的梳狀導(dǎo)頻之外，還可以是前后時隙的導(dǎo)頻位置交錯開的梅花狀導(dǎo)頻插入方式。仿真試驗結(jié)果表明根據(jù)無線多徑信道信噪比的不同，導(dǎo)頻和數(shù)據(jù)信號的比例(1∶n)除了可以是1∶3之外，在信道信噪比比較高的情況下(例如大于8dB)還可以是1∶4和1∶5。
本文信道估計方法的主要部分LMMSE估計是MMSE估計的簡化近似方法；本發(fā)明對于其他線性(例如MMSE的多項式近似算法)或者非線性的MMSE估計方法都可以取得相近似的信道估計的效果。
本發(fā)明使用的插值濾波器是階數(shù)較高但是線性相位較好的FIR濾波器；當(dāng)信道條件較好，接收機(jī)能夠方便地補(bǔ)償信道估計的相位偏移或者要求實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度更低時，可以采用線性相位差一些但階數(shù)較低的IIR濾波器或者其他濾波器。
權(quán)利要求
1.正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)中的信道估計方法，包括如下步驟(1)由系統(tǒng)發(fā)射機(jī)產(chǎn)生信道估計所用的OFDM導(dǎo)頻信號，包括導(dǎo)頻插入方式以及導(dǎo)頻值選取兩部分內(nèi)容；產(chǎn)生的導(dǎo)頻信號經(jīng)過逆傅立葉變換變?yōu)闀r域?qū)ьl信號；(2)在無線多徑衰落信道上發(fā)射該時域?qū)ьl信號；(3)由系統(tǒng)接收機(jī)對時域?qū)ьl信號經(jīng)過傅立葉變換得到頻域?qū)ьl信號；對無線信道進(jìn)行信道估計，首先由LMMSE估計或從MMSE估計得到的簡化近似方法得到導(dǎo)頻信號所在子信道的估計值，然后用濾波器插值法得到整個無線信道的估計值。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于步驟(1)中的導(dǎo)頻插入方式采用梳狀導(dǎo)頻插入方式。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于所述梳狀導(dǎo)頻插入方式中，導(dǎo)頻與數(shù)據(jù)信號的比例是1比n的密集導(dǎo)頻插入方式，n＝3，4，5。
4.根據(jù)權(quán)利要求1、2或3所述的方法，其特征在于所述步驟(3)中的濾波器插值依次包括零值內(nèi)插和低通濾波。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于所述低通濾波采用FIR濾波器或IIR濾波器。
6.根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于所述零值內(nèi)插是對相鄰導(dǎo)頻信號所在子信道估計值進(jìn)行n倍內(nèi)插零，其中n是數(shù)據(jù)信號對于導(dǎo)頻信號的倍數(shù)。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)中的信道估計方法，(1)由系統(tǒng)發(fā)射機(jī)產(chǎn)生信道估計所用的OFDM導(dǎo)頻信號，包括導(dǎo)頻插入方式以及導(dǎo)頻值選取兩部分內(nèi)容；產(chǎn)生的導(dǎo)頻信號經(jīng)過逆傅立葉變換變?yōu)闀r域?qū)ьl信號；(2)在無線多徑衰落信道上發(fā)射該時域?qū)ьl信號；(3)由系統(tǒng)接收機(jī)對時域?qū)ьl信號經(jīng)過傅立葉變換得到頻域?qū)ьl信號；對無線信道進(jìn)行信道估計，首先由LMMSE估計或從MMSE估計得到的簡化近似方法得到導(dǎo)頻信號所在子信道的估計值，然后用濾波器插值法得到整個無線信道的估計值。本發(fā)明能夠有效估計OFDM通信系統(tǒng)下信道響應(yīng)值，為解決現(xiàn)有的信道估計要提高估計精度和減小計算復(fù)雜度之間的矛盾提供了一種可行的方法。
文檔編號H04L27/26GK1437338SQ0311874
公開日2003年8月20日 申請日期2003年3月8日 優(yōu)先權(quán)日2003年3月8日
發(fā)明者段方慶, 劉應(yīng)狀, 諶璟, 朱光喜 申請人:華中科技大學(xué)